JP3317427B2 - 周波数分割多重信号送信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は周波数分割多重信号送信
装置に係り、特に符号化されたディジタル映像信号など
を限られた周波数帯域の直交周波数分割多重（ＯＦＤ
Ｍ：OrthogonalFrequency Division Multiplex）信号に
変換して送信する直交周波数分割多重信号送信装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】符号化されたディジタル映像信号などを
限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、２５
６直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modul
ation）などの多値変調されたディジタル情報を多数の
搬送波を用いてＯＦＤＭ信号として伝送するＯＦＤＭ方
式が従来より知られている。このＯＦＤＭ方式は多数の
搬送波を直交して配置し、各々の搬送波で独立したディ
ジタル情報を伝送する方式である。なお、「搬送波が直
交している」とは、隣接する搬送波のスペクトラムが当
該搬送波の周波数位置で零になることを意味する。

【０００３】このＯＦＤＭ方式によれば、ガードバンド
期間（ガードインターバル）を設定し、その期間の情報
を重複して伝送するようにしているため、電波のマルチ
パスにより生ずる伝送歪みを軽減できる。すなわち、こ
のＯＦＤＭ信号の受信は、シンボル期間内に伝送される
信号の振幅、位相変調成分を検出し、これらのレベルに
より情報の値を復号するものであるから、最初のガード
インターバル期間の信号を除いて復号することにより、
同一シンボル区間のマルチパス信号と、受信すべき信号
の周波数成分は同一であるため、比較的狭い周波数帯域
で、伝送歪みの少ない復号ディジタルデータを伝送でき
る。

【０００４】従来は、上記のＯＦＤＭ信号は単一の逆高
速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ回路）を用いて生成され
ている。このＩＦＦＴ回路はデータ系列の長さＮが２の
べき乗２^Ｌ であるとき、サイズＮの離散的フーリエ変
換（ＤＦＴ）をサイズがＮ／２のＤＦＴに分解してバタ
フライ演算を多重して行う回路であり、次数をｋとする
ときｋの実数部と虚数部の端子に伝送しようとするディ
ジタル値に対応する値（レベル）の信号を与えて、ディ
ジタル値を伝送するための信号を得る。時間間隔Ｔの間
にＮ個の複素数による逆ＤＦＴ（ＩＤＦＴ）演算を実行
すると、ＯＦＤＭ信号を生成でき、逆ＤＦＴの各点が搬
送波に相当することが知られている（「データ圧縮とデ
ィジタル変調」、日経エレクトロニクスブック、２３３
頁）。

【０００５】このＩＦＦＴ回路を用いて発生された多数
の情報搬送波は、送信すべき情報に応じて変調、送信さ
れるため、これらの情報搬送波の周波数分割多重信号で
あるＯＦＤＭ信号はランダム信号としての形態をとる。

【０００６】ここで、ＩＦＦＴ回路は所定の周波数帯域
幅よりも高いサンプルクロック周波数で動作を行う。例
えば、２倍オーバーサンプリングでＮポイントＩＤＦＴ
を演算する場合、ＩＦＦＴ回路として入力周波数整列型
ＩＤＦＴ回路を用いた場合においては、第０〜第［Ｎ／
４］番目の入力端子と、第［３Ｎ／４］〜第［Ｎ−１］
番目の入力端子にディジタル情報を入力して演算動作を
行い、変調帯域内ＯＦＤＭ信号を発生させる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】例えば、２倍オーバー
サンプリングでＮポイントＩＤＦＴを演算する場合、入
力周波数整列型ＩＤＦＴ回路の第０〜第［Ｎ／４］番目
の入力端子と、第［３Ｎ／４］〜第［Ｎ−１］番目の入
力端子にディジタル情報を入力して変調帯域内ＯＦＤＭ
信号を発生させるとき、従来は第［（Ｎ／４）＋１］〜
第［（３Ｎ／４）−１］番目の入力端子には信号レベル
をゼロとして帯域外の信号を発生させないようにしてい
る。

【０００８】しかるに、実際には、ＩＤＦＴ演算は多段
のバタフライ演算を伴い、その結果として出力信号を発
生させているため、何らかの原因によって演算のシーケ
ンスに誤りが生じると、発生させてはいけない帯域外変
調信号を生じることがある。また、多数の情報搬送波が
合成されているＯＦＤＭ信号の課題である、多くの情報
搬送波の最大振幅値の位相が一致した時に発生するピー
ク電圧に対し、Ｄ／Ａコンバータのダイナミックレンジ
不足による演算結果の飽和が起こり、これが原因で発生
させてはいけない帯域外変調信号等を生じることが報告
されている（Yiyan Wu et al."OFDM for Digital Telev
ision Terrestrial Distribution overChannel with Mu
ltipath and Non-linear Distortions",Workshop on HD
TV '94,26-28 October 1994,Turin,Italy）。

【０００９】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
帯域外変調信号を監視し、かつ、送出防止を行う周波数
分割多重信号送信装置を提供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、実数部及び虚数部のそれぞれにＮ個（ただ
し、Ｎは２のべき乗の自然数）の入力端子を有し、その
Ｎ個の入力端子のうち第０番目から第［Ｎ／２^a］番目
（ただし、ａは２のべき乗で、Ｎより小なる自然数）ま
での入力端子と、第［（２^a−１）Ｎ／２^a］番目から第
［Ｎ−１］番目までの入力端子にそれぞれ伝送すべきデ
ィジタル信号が入力され、残りの入力端子には０が入力
されてａ倍のオーバーサンプリングで逆離散的フーリエ
変換を行う第１の演算手段と、第１の演算手段により演
算して得られた信号を離散的フーリエ変換する第２の演
算手段と、第２の演算手段により演算して得られた値の
うち、第１の演算手段から出力される信号の所望の伝送
周波数帯域ｗに対し、伝送周波数帯域ｗの高域側の（ａ
−１）ｗ／２の周波数帯域内と低域側の（ａ−１）ｗ／
２の周波数帯域内に相当する周波数の各絶対値が所定値
以上であるか否か比較する比較手段と、比較手段により
各絶対値がすべて所定値以下の比較結果が得られたとき
に第１の演算手段の演算結果を出力させる出力制御手段
と、第１の演算手段の演算結果が入力され、これを連続
的に読み出す出力バッファと、出力バッファの出力信号
が直接又はアナログ信号に変換されて入力され、これを
直交変調して、多値変調された複数の搬送波からなる直
交周波数分割多重信号を出力する直交変調手段と、直交
変調手段より出力された直交周波数分割多重信号を送信
する送信手段とを有する構成としたものである。

【００１１】また、本発明は比較手段により各絶対値の
いずれかが所定値よりも大である比較結果が得られたと
きに警報を発する警報手段を有することを特徴とする。

【００１２】

【作用】本発明では、第１の演算手段によりａ倍のオー
バーサンプリングで逆離散的フーリエ変換を行って出力
された信号の所望の伝送周波数帯域ｗに対し、伝送周波
数帯域ｗの高域側の（ａ−１）ｗ／２の周波数帯域内と
低域側の（ａ−１）ｗ／２の周波数帯域内に相当する周
波数の各絶対値は本来０であるため、第２の演算手段に
より第１の演算手段の演算結果を離散フーリエ変換する
ことにより上記の所望伝送周波数帯域外の各絶対値をモ
ニターする。

【００１３】そして、モニターしたこれらの各絶対値が
所定値以上であるか否か比較し、これら各絶対値がすべ
て所定値以下の比較結果が得られたときは、正常に第１
の演算手段によりａ倍のオーバーサンプリングで逆離散
的フーリエ変換が行われたと判断してその演算結果を出
力バッファへ転送する。

【００１４】一方、上記の各絶対値のいずれかが前記所
定値より大であるときには、第１の演算手段による演算
動作に異常があり、電波法上送受信が禁止されている帯
域外変調信号が発生していると判断して、その演算結果
の出力バッファへの転送が禁止される。また、この出力
バッファへの転送禁止時には警報手段により警報を発生
することができる。

【００１５】ここで、本発明では第１及び第２の演算手
段と、前記比較手段並びに前記出力制御手段は、それぞ
れ単一のディジタル・シグナル・プロセッサにより構成
するか、第１の演算手段は第１のディジタル・シグナル
・プロセッサにより構成し、第２の演算手段と比較手段
並びに出力制御手段を、それぞれ第２のディジタル・シ
グナル・プロセッサにより構成する。

【００１６】

【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。図
１は本発明の周波数分割多重信号送信装置の第１実施例
のブロック図を示す。同図において、入力端子１には伝
送すべきディジタルデータが入力される。このディジタ
ルデータとしては、例えばカラー動画像符号化表示方式
であるＭＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたディ
ジタル映像信号や音声信号などである。この入力ディジ
タルデータは、入力回路２に供給されて必要に応じて誤
り訂正符号の付与がクロック分周器３よりのクロックに
基づいて行われる。クロック分周器３は中間周波数発振
器９よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周して、こ
の中間周波数に同期したクロックを発生する。

【００１７】誤り訂正符号が付加されたディジタルデー
タは入力回路２から演算部４に供給される。この演算部
４は本実施例の要部を構成する回路で、逆離散フーリエ
変換（ＩＤＦＴ）演算して同相信号（Ｉ信号）及び直交
信号（Ｑ信号）を生成するＩＤＦＴ演算部と、このＩ信
号及びＱ信号を更に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）演算し
てＲ′信号及びＩ′信号を生成するＤＦＴ演算部と、更
にこれらのＲ′信号及びＩ′信号の値から、発生させて
はいけない帯域外変調信号の発生の有無を検出し、この
検出結果によりＩ信号及びＱ信号の出力をするか出力を
防止する検出判定部とからなる。

【００１８】この演算部４の動作について更に図２のフ
ローチャートと共に説明する。一例としてデータ系列Ｍ
が２５６本の搬送波で送信されるとき、２倍オーバーサ
ンプリングでは、Ｎ＝２Ｍ＝５１２のＩＤＦＴ演算をし
て信号を発生させる。このときのＩＤＦＴ演算部への入
力割り当ては、入力周波数整列型で順番に番号をふる
と、次のようになる。

【００１９】ｎ＝０〜１２８ 搬送波を変調する
情報信号が与えられる。

【００２０】ｎ＝１２９〜３８３ 搬送波レベルを０
とし、信号を発生させない。

【００２１】ｎ＝３８４〜５１１ 搬送波を変調する
情報信号が与えられる。

【００２２】すなわち、ＩＤＦＴ演算部の入力端子数は
実数部（Ｒ）信号用と虚数部（Ｉ）信号用とにそれぞれ
５１２ずつあり、そのうち１番目（ｎ＝１）から１２７
番目（ｎ＝１２７）までの計１２７個ずつと、３８５番
目（ｎ＝３８５）から５１１番目（ｎ＝５１１）の計１
２７個ずつの入力端子に情報信号が入力され、また、０
番目（ｎ＝０）の入力端子には直流電圧（一定）が入力
されて伝送する搬送波の中心周波数で伝送され、１２８
番目（ｎ＝Ｎ／４）と３８４番目（ｎ＝３Ｎ／４）の入
力端子には例えば、パイロット信号のための固定電圧が
入力され、ナイキスト周波数の１／２倍の周波数に等価
である両端の周波数の搬送波で伝送される。

【００２３】ここで、後述の図３に示すように、１番目
から１２８番目までの計１２８個の入力端子の入力情報
は中心搬送波周波数Ｆ０の上側（高域側）の情報伝送用
搬送波で伝送され、３８４番目から５１１番目までの計
１２８個の入力端子の入力情報は中心搬送波周波数の下
側（低域側）の情報伝送用搬送波で伝送される。また、
残りの１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入
力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が発
生しないようにされる（データ伝送には用いない）。

【００２４】演算部４は上記のように、まずＩＤＦＴ演
算部の１番目から１２８番目の入力端子と３８４番目か
ら５１１番目の入力端子に４ビットのＲ信号及び４ビッ
トのＩ信号とがそれぞれ入力されると共に、０番目の入
力端子に一定電圧が入力され、それ以外の１２９番目か
ら３８３番目の入力端子には０が入力されて（ステップ
２１）、２倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行
い、その結果同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信
号）を得る（ステップ２２）。

【００２５】ここで、ステップ２２で示した”−２５
６”と”＋２５６”はＩＤＦＴ演算部の２５６番目（ｎ
＝Ｎ／２）の入力端子に入力された信号が伝送される２
つの搬送波周波数で、”−１２９”は｛（３Ｎ／４）−
１｝番目の入力端子に入力された信号が伝送される搬送
波周波数で、”＋１２９”は｛（Ｎ／４）＋１｝番目の
入力端子に入力された信号が伝送される搬送波周波数で
ある。ここでは、前記したように”−２５６”〜”−１
２９”と”＋１２９”〜”＋２５６”の搬送波周波数の
振幅レベルは正常な場合０である。

【００２６】次に、演算部４はＩＤＦＴ演算して得られ
たＩ信号及びＱ信号をノーマライズした後ＤＦＴ演算し
てＩ信号及びＱ信号の復調信号出力Ｒ′信号及びＩ′信
号を得る（ステップ２３）。ここで、（Ｉ）ＤＦＴ演算
のデータ語長が１６ビットでＤ／Ａ変換器が１０ビット
である場合、上位２ビットの状態で第１４〜５ビット目
を最大値又は最小値に飽和させる処理をしてから第１４
〜５ビットの１０ビットをＤＦＴ演算することになる。

【００２７】このＲ′信号及びＩ′信号の”−２５６”
〜”−１２９”と”＋１２９”〜”＋２５６”の周波数
に相当する部分の値は、ＩＤＦＴ演算部の１２９番目か
ら３８３番目の入力端子には０が入力されているから本
来”０”であるが、前記した装置の故障その他の原因あ
るいはピーク電圧の発生により帯域外変調信号が発生す
ると、”０”以外のある値をとる。

【００２８】そこで、Ｒ′信号及びＩ′信号の”−２５
６”〜”−１２９”と”＋１２９”〜”＋２５６”の周
波数に相当する部分のうちのどれか一つでもその絶対値
が所定値よりも大きくなっているかどうか比較し（ステ
ップ２４）、上記のすべての部分の絶対値が所定値より
も小さいときには、帯域外変調信号が発生していないと
判断して、上記のＩ信号とＱ信号にそれぞれマルチパス
歪みを軽減させるためのガードインターバルを挿入して
から（ステップ２５）、出力バッファ５へ出力する（ス
テップ２６）。

【００２９】一方、ステップ２４でＲ′信号及びＩ′信
号の”−２５６”〜”−１２９”と”＋１２９”〜”＋
２５６”の周波数に相当する部分のうちのどれか一つで
も絶対値が所定値よりも大きくなっているという比較結
果が得られたときには、演算部４は帯域外変調信号が発
生していると判断して、図１の表示部６へ警告表示を行
ってから（ステップ２７）、ステップ２１の処理に戻
る。従って、この場合は上記のＩ信号とＱ信号とは出力
バッファ５へは出力されないで出力が防止される。

【００３０】以上のステップ２１〜２６又は２７の処理
はシンボル間隔毎に行われる。なお、ステップ２７での
警告表示は表示部６での表示以外に、ブザー等の音声で
警告することも可能である。

【００３１】このようにして、演算部４からは帯域外変
調信号が発生していないときにのみＩ信号及びＱ信号が
出力バッファ５に入力される。この出力バッファ５の役
割について説明する。演算部４の出力演算結果は、１回
のＩＤＦＴ演算において２５６個の入力情報が５１２点
の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）として、バースト的
に発生される。出力バッファ５以降の回路としては、出
力バッファ５の内容の読み取り速度一定で連続的に動作
する。このため、出力バッファ５は両者の時間的違いを
調整するために設けてある。

【００３２】ＯＦＤＭの変調方式に２５６ＱＡＭを使用
した場合、１回のＩＤＦＴ演算では、２５６バイトが伝
送のために変換される。情報伝送速度を１００ｋｂｙｔ
ｅｓ／ｓとした場合、ＩＤＦＴ演算は２．５６ｍｓ毎に
実施され、出力バッファ５に演算結果であるＩ信号とＱ
信号が書き込まれる。通常の送信装置においては、ＩＤ
ＦＴ演算の速度はこれに間に合うように構成される。

【００３３】また、出力バッファ５に書き込まれたデー
タは、前記の例の場合、２．５６ｍｓの時間で５１２点
のデータを読み出すので、２００ｋＨｚ（＝５１２／
（２．５６×１０^−３））の連続クロックを使用する。
これがサンプルクロック周波数である。

【００３４】本実施例は、ＩＤＦＴ演算の時間を情報伝
送速度に対し１／２以下、言い換えると情報伝送速度を
演算時間に対し１／２以下になるようにシステムを構成
し、残り半分の時間でＩＤＦＴ演算結果をＤＦＴ演算す
ることにある。具体的には、１００ｋｂｙｔｅｓ／ｓの
情報伝送速度に対し、ＩＤＦＴ演算を２．５６／２ｍｓ
以下の時間で実施する。

【００３５】その後、ＩＤＦＴ演算結果を２．５６／２
ｍｓ以下の時間でＤＦＴ演算する。一般に、演算部４は
ディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）により構成さ
れており、これによりＩＤＦＴ演算を行うので、ＤＦＴ
演算との共用化は容易である。

【００３６】図１のクロック分周器３からのクロックに
基づいて、出力バッファ５より連続的に読み出された前
記ＩＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変
換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）７に供給され、ここでク
ロック分周器３からのクロックをサンプリングクロック
としてアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要
な周波数帯域の成分のＩ信号とＱ信号とが通過され、か
つ、グリッジ信号及び高調波歪み成分が除去されて直交
変調器８へそれぞれ供給される。

【００３７】直交変調器８は中間周波数発振器９よりの
１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の搬送波とし、か
つ、この中間周波数の位相を９０°シフタ１０により９
０°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の搬送
波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ７より入力さ
れたディジタルデータのＩ信号とＱ信号で直交振幅変調
（ＱＡＭ）して２５７波の情報搬送波からなるＯＦＤＭ
信号を生成する。

【００３８】すなわち、本実施例ではディジタル演算に
より得られたＩ信号とＱ信号をディジタル・アナログ変
換して直交変調器８に供給することにより、直交変調器
８からは中心周波数Ｆ０が１０．７ＭＨｚの例えば図３
に示す如き周波数スペクトラムのＯＦＤＭ信号が取り出
される。

【００３９】演算部４のデータ系列が２Ｎ＝５１２であ
る場合のＯＦＤＭ信号は、周波数帯域９９ｋＨｚ内に全
部で２５７波の搬送波が存在し、そのうち２４８波の搬
送波が１バイトの情報データで２５６ＱＡＭ変調されて
おり、中心周波数Ｆ０を含む残りの９波の搬送波が補助
信号の伝送のために使用される。

【００４０】ただし、この場合のＯＦＤＭ信号の周波数
スペクトラムは、図３に示すように、中心周波数Ｆ０よ
り高域側の搬送波は、演算部４のＩＤＦＴ演算部の１番
目から１２８番目の実数部入力端子及び虚数部入力端子
に入力されたデータ等で変調されており、また中心周波
数Ｆ０より低域側の搬送波は、演算部４のＩＤＦＴ演算
部の３８４番目から５１１番目の実数部入力端子及び虚
数部入力端子に入力されたデータ等で変調されている。

【００４１】前記したように、図３に示す”１２８”は
上記の演算部４のＩＤＦＴ演算部の１２８番目の実数部
入力端子及び虚数部入力端子に入力された固定電圧によ
り生成されたパイロット信号伝送用搬送波であり、”−
１２８”は演算部４のＩＤＦＴ演算部の３８４番目の実
数部入力端子及び虚数部入力端子に入力された固定電圧
により生成されたパイロット信号伝送用搬送波で、これ
らはナイキスト周波数の１／２倍の周波数に等価である
周波数の搬送波である。

【００４２】また、演算部４のＩＤＦＴ演算部の１２９
番目から３８３番目の入力端子には０が入力されている
から、図３に示すようにＯＦＤＭ信号中のそれらの入力
端子のデータを伝送する、”１２９”〜”２５６”及
び”−２５６”〜”−１２９”の搬送波は０である。

【００４３】直交変調器８より取り出された、シンボル
周波数毎に隣接配置された複数の搬送波からなる上記の
ＯＦＤＭ信号は、図１の周波数変換器１１に供給されて
送信周波数帯に周波数変換され、例えば上記の中心搬送
波周波数Ｆ０が１００ＭＨｚとされてから送信部１２に
よりリニア増幅され、送信アンテナより送信される。

【００４４】これにより、図１の送信装置で送信される
信号の仕様は信号中心周波数１００ＭＨｚ、伝送帯域幅
１００ｋＨｚ（実際には図３に示したように９９ｋＨ
ｚ）、変調方式２５６ＱＡＭ、ＯＦＤＭ、使用搬送波数
２５７波（そのうち情報伝送用搬送波数２４８波）で、
またガードインターバルは６０μｓｅｃである。

【００４５】このように、本実施例によれば、法的に好
ましくない帯域外周波数成分の送信を防止することがで
きる。また、本実施例によれば、ＤＳＰによりＩＤＦＴ
演算及びＤＦＴ演算を行う演算部４を構成できるため、
ソフトウェア技術開発の負担無しに実現できる。更に、
本実施例では、多少高速なＤＳＰを搭載することによ
り、ハードウェアの追加をせずに実現できるため、開発
工数、コスト及び小型化の面でも有効である。

【００４６】次に、本発明の第２実施例について説明す
る。図４は本発明の第２実施例のブロック図を示す。同
図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説
明を省略する。図４において、演算部３１はその１番目
から１２８番目の実数部と虚数部の各入力端子と３８４
番目から５１１番目の実数部と虚数部の各入力端子に、
入力回路２からの４ビットのＲ信号及び４ビットのＩ信
号とがそれぞれ入力されると共に、０番目の実数部及び
虚数部の各入力端子に一定電圧が入力され、それ以外の
１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力され
て（ステップ２１）、２倍オーバーサンプリングＩＤＦ
Ｔ演算を行い、その結果同相信号（Ｉ信号）及び直交信
号（Ｑ信号）を得る。

【００４７】演算部３２は演算部３１により得られた上
記のＩ信号及びＱ信号が供給され、これをノーマライズ
した後ＤＦＴ演算してＩ信号及びＱ信号の復調信号出力
Ｒ′信号及びＩ′信号を得た後、このＲ′信号及びＩ′
信号の”−２５６”〜”−１２９”と”＋１２９”〜”
＋２５６”の周波数に相当する部分のうちのどれか一つ
でもその絶対値が所定値よりも大きくなっているかどう
か比較し、上記のすべての部分の絶対値が所定値よりも
小さいときには、帯域外変調信号が発生していないと判
断して、入力されたＩ信号とＱ信号にそれぞれマルチパ
ス歪みを軽減させるためのガードインターバルを挿入し
てから、出力バッファ５へ出力する。

【００４８】また、演算部３２は上記Ｒ′信号及びＩ′
信号の”−２５６”〜”−１２９”と”＋１２９”〜”
＋２５６”の周波数に相当する部分のうちのどれか一つ
でもその絶対値が所定値よりも大きくなっているという
比較結果が得られたときには、帯域外変調信号が発生し
ていると判断して、表示部６へ警告表示を行うと共に、
上記の入力されたＩ信号とＱ信号の出力バッファ５への
転送を禁止する。

【００４９】このように、本実施例によれば、第１実施
例と同様に法的に好ましくない帯域外周波数成分の送信
を防止することができる。また、ＩＤＦＴ演算を演算部
３１で行い、その後のＤＦＴ演算及びＤＦＴ演算値の判
定処理やＩＤＦＴ演算結果の転送制御処理を演算部３２
でそれぞれ別々に行うようにしたもので、それぞれを情
報伝送速度並みのＤＳＰで容易に実現される。

【００５０】また、本実施例によれば、演算部３１と３
２の各ＤＳＰの電源などを別系統にしておくことによ
り、更に装置全体の信頼性を向上することができる。更
に、異常検出した際、データを送出しないだけでなく、
装置全体の初期化（リセット）や、操作者への警告信号
を作ることも容易となる。

【００５１】ところで、ＩＤＦＴ演算は浮動小数点演算
又は固定小数点演算で計算され、データ語長は１６ビッ
ト以上で処理されるのが一般的である。しかし、後段の
Ｄ／Ａ変換器・ＬＰＦ７のＤ／Ａ変換器部分が高速で、
１６ビット以上のものは現状では入手困難である。従っ
て、ＩＤＦＴ演算結果は、上記Ｄ／Ａ変換器部分のダイ
ナミックレンジに合わせなければならない。

【００５２】また、ＯＦＤＭの性質上、平均電力に対し
てピーク電力が確率は低いが発生することがある。しか
し、平均電力とピーク電力との兼ね合いを考慮しつつ、
なるべく平均電力を大きくとり、信号のＳ／Ｎ比を確保
したい。そのようなことから非常に低い確率で発生する
ピーク電力は飽和させざるを得ない。そのため、各実施
例では、例えば理論ピーク電力値に対して１／４までの
値をＤ／Ａ変換器部分のダイナミックレンジに合わせる
ように、数値をノーマライズしている。

【００５３】なお、信号を飽和させると、その時点で系
の線形性が確保されず、所望帯域外で不要搬送波が発生
することがある。上記の第１及び第２実施例ではそのよ
うな状況も検出でき、装置の信頼性を確保できる。

【００５４】次に、本実施例の送信装置により送信され
たＯＦＤＭ信号の受信装置について説明する。図５はＯ
ＦＤＭ信号受信装置の一例のブロック図を示す。送信さ
れたＯＦＤＭ信号は、受信部４１により受信アンテナを
介して受信された後高周波増幅され、更に周波数変換器
４２により中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅
器４３により増幅された後、後述の構成のキャリア抽出
及び直交復調器４４に供給される。

【００５５】キャリア抽出及び直交復調器４４のキャリ
ア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キ
ャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回
路である。本実施例では、情報を伝送する各搬送波は、
シンボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯ
ＦＤＭ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する
情報伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れ
ており、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚし
か離れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受け
ないように、選択度の高い回路が必要となる。

【００５６】そこで、キャリア抽出回路部にＰＬＬ回路
を用いて中心搬送波Ｆ０の抽出を行う。ただし、この場
合のＰＬＬ回路を構成するＶＣＯとしては、可変範囲が
隣接する搬送波周波数の約１／２である±２００Ｈｚ程
度で発振する水晶振動子を用いた電圧制御型水晶発振回
路（ＶＣＸＯ）を用い、かつ、ＰＬＬ回路を構成するＬ
ＰＦとして３８７Ｈｚに対して充分にカットオフ周波数
の低いＬＰＦを用いる。

【００５７】キャリア抽出及び直交復調器４４により抽
出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器４５に供
給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７
ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器４
５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復
調器４４に直接に供給される一方、９０°シフタ４６に
より位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波
としてキャリア抽出及び直交復調器４４に供給される。

【００５８】これにより、キャリア抽出及び直交復調器
４４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器８に入
力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分
割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回
路４７に供給される一方、低域フィルタ４８によりＯＦ
ＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数帯域の信号
が通過されてＡ／Ｄ変換器４９に供給されてディジタル
信号に変換される。

【００５９】ここで重要なのはＡ／Ｄ変換器４９の入力
信号に対するサンプリングのタイミングで、これは同期
信号発生回路４７によりパイロット信号より生成され
た、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信
号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号は
サンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定さ
れており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプ
ルクロックのタイミングを得る。

【００６０】同期信号発生回路４７は、復調アナログ信
号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボ
ル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位
相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生す
るサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発
生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信
号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル
同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、こ
れらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガード
インターバル期間除去のための区間信号などのシステム
クロックを発生するシステムクロック発生回路部とより
なる。

【００６１】Ａ／Ｄ変換器４９より取り出されたディジ
タル信号は、ガードインターバル期間処理回路５０に供
給され、ここで同期信号発生回路４７よりのシステムク
ロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシ
ンボル期間信号を得てＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路５１に供
給される。

【００６２】ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路５１のＦＦＴ（高
速フーリエ変換）回路部は、同期信号発生回路４７より
のシステムクロックにより複素フーリエ演算を行い、ガ
ードインターバル期間処理回路５０の出力信号の各周波
数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出する。

【００６３】これにより得られた各周波数毎の実数部、
虚数部の各信号レベルは、ＱＡＭ復号回路部により参照
用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタ
ル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタ
ル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号され
る。この復号ディジタル情報信号は、出力回路５２によ
り並直列変換などの出力処理が行われて出力端子５３へ
出力される。

【００６４】なお、本発明は上記の実施例に限定される
ものではなく、例えば、演算部４、３１及び３２として
は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）用の集積回路（ＩＣ）を
使用することも考えられ、また、オーバサンプリングは
２倍に限定されるものではなく、ａ倍（ただし、ａは２
のべき乗）であれば本発明を適用し得る。

【００６５】更に、直交変調器８はアナログ信号が入力
されるように説明したが、出力バッファ５からのディジ
タル信号であるＩ信号及びＱ信号をディジタル処理によ
り直交変調する構成でもよく、この場合は、Ｄ／Ａ変換
器・ＬＰＦ７を削除し、直交変調器の出力側にＤ／Ａ変
換器及び帯域フィルタを直列に設ければよい。この場合
の帯域フィルタは監視帯域以外の不要周波数成分を抑圧
するためのものである。

【００６６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
第１の演算手段によりａ倍のオーバーサンプリングで逆
離散的フーリエ変換の演算動作に異常があり、電波法上
送受信が禁止されている帯域外変調信号が発生している
と判断したときには、第１の演算手段の演算結果の出力
バッファへの転送を禁止するようにしたため、電波法上
送受信が禁止されている帯域外変調信号の送信を防止す
ることができる。

【００６７】また、本発明によれば、ピーク電力発生に
よる信号の飽和時に発生することのある帯域外変調信号
発生時にも送信を防止することができ、装置の信頼性を
向上することができる。この出力バッファへの転送禁止
時には警報手段により警報を発生することができる。

【００６８】また、本発明によれば、第１及び第２の演
算手段と比較手段並びに出力制御手段は、それぞれ単一
のディジタル・シグナル・プロセッサにより構成する
か、第１の演算手段は第１のディジタル・シグナル・プ
ロセッサにより構成し、第２の演算手段と比較手段並び
に出力制御手段を、それぞれ第２のディジタル・シグナ
ル・プロセッサにより構成するようにしたため、ソフト
ウェアの技術開発負担無しに上記の各手段を実現でき
る。

【００６９】更に、本発明によれば、第１及び第２の演
算手段と比較手段並びに出力制御手段を、それぞれ単一
のディジタル・シグナル・プロセッサにより構成した場
合は、開発工数、コスト及び装置の小型化に有効であ
る。

【００７０】また、更に本発明によれば、第１の演算手
段は第１のディジタル・シグナル・プロセッサにより構
成し、第２の演算手段と比較手段並びに出力制御手段
を、それぞれ第２のディジタル・シグナル・プロセッサ
により構成した場合は、情報伝送速度並みのディジタル
・シグナル・プロセッサを使用でき、特にオーバーサン
プリングが大きいときに有効に装置を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例のブロック図である。

【図２】本発明の要部の処理説明用フローチャートであ
る。

【図３】本発明送信装置で送信されるＯＦＤＭ信号の周
波数スペクトラムの一例を示す図である。

【図４】本発明の第２実施例のブロック図である。

【図５】本発明送信装置で送信されたＯＦＤＭ信号を受
信する受信装置の一例のブロック図である。

【符号の説明】

１ データ入力端子 ２ 入力回路 ３ クロック分周器 ４ 演算部（第１の演算手段、第２の演算手段、比較手
段、出力制御手段） ５ 出力バッファ ６ 表示部（警報手段） ７ Ｄ／Ａ変換器・ＬＰＦ ８ 直交変調器 ９ 中間周波数発振器 １０ ９０°シフタ １１ 周波数変換器 １２ 送信部 ３１ 演算部（第１のディジタル・シグナル・プロセッ
サ：第１の演算手段） ３２ 演算部（第２のディジタル・シグナル・プロセッ
サ：第２の演算手段、比較手段、出力制御手段）

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 実数部及び虚数部のそれぞれにＮ個（た
   だし、Ｎは２のべき乗の自然数）の入力端子を有し、そ
   のＮ個の入力端子のうち第０番目から第［Ｎ／２^a］番
   目（ただし、ａは２のべき乗で、Ｎより小なる自然数）
   までの入力端子と、第［（２^a−１）Ｎ／２^a］番目から
   第［Ｎ−１］番目までの入力端子にそれぞれ伝送すべき
   ディジタル信号が入力され、残りの入力端子には０が入
   力されてａ倍のオーバーサンプリングで逆離散的フーリ
   エ変換を行う第１の演算手段と、 前記第１の演算手段により演算して得られた信号を離散
   的フーリエ変換する第２の演算手段と、 前記第２の演算手段により演算して得られた値のうち、
   前記第１の演算手段から出力される信号の所望の伝送周
   波数帯域ｗに対し、前記伝送周波数帯域ｗの高域側の
   （ａ−１）ｗ／２の周波数帯域内と低域側の（ａ−１）
   ｗ／２の周波数帯域内に相当する周波数の各絶対値が所
   定値以上であるか否か比較する比較手段と、 前記比較手段により前記各絶対値がすべて前記所定値以
   下の比較結果が得られたときに前記第１の演算手段の演
   算結果を出力させ、前記各絶対値のいずれかが前記所定
   値よりも大である比較結果が得られたときは、前記第１
   の演算手段の演算結果の出力を禁止する出力制御手段
   と、 前記第１の演算手段の演算結果が入力され、これを連続
   的に読み出す出力バッファと、 前記出力バッファの出力信号が直接又はアナログ信号に
   変換されて入力され、これを直交変調して、多値変調さ
   れた複数の搬送波からなる直交周波数分割多重信号を出
   力する直交変調手段と、 前記直交変調手段より出力された直交周波数分割多重信
   号を送信する送信手段とを有することを特徴とする周波
   数分割多重信号送信装置。
2. 【請求項２】 前記比較手段により前記各絶対値のいず
   れかが前記所定値よりも大である比較結果が得られたと
   きに警報を発する警報手段を有することを特徴とする請
   求項１記載の周波数分割多重信号送信装置。
3. 【請求項３】 前記第１及び第２の演算手段と、前記比
   較手段並びに前記出力制御手段は、それぞれ単一のディ
   ジタル・シグナル・プロセッサにより構成されているこ
   とを特徴とする請求項１又は２記載の周波数分割多重信
   号送信装置。
4. 【請求項４】 前記第１の演算手段は第１のディジタル
   ・シグナル・プロセッサにより構成され、前記第２の演
   算手段と前記比較手段並びに前記出力制御手段は、それ
   ぞれ第２のディジタル・シグナル・プロセッサにより構
   成されていることを特徴とする請求項１又は２記載の周
   波数分割多重信号送信装置。