JP3156635B2 - 直交周波数分割多重信号伝送方法並びに直交周波数分割多重信号送信装置及びそれに用いるｉｄｆｔ演算装置 - Google Patents
直交周波数分割多重信号伝送方法並びに直交周波数分割多重信号送信装置及びそれに用いるｉｄｆｔ演算装置Info
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- JP3156635B2 JP3156635B2 JP14199597A JP14199597A JP3156635B2 JP 3156635 B2 JP3156635 B2 JP 3156635B2 JP 14199597 A JP14199597 A JP 14199597A JP 14199597 A JP14199597 A JP 14199597A JP 3156635 B2 JP3156635 B2 JP 3156635B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直交周波数分割多重
信号伝送方法並びに直交周波数分割多重信号送信装置及
びそれに用いるＩＤＦＴ演算装置に係り、特に多値変調
されたディジタル情報を直交周波数分割多重（ＯＦＤ
Ｍ：Orthogonal Frequency Division Multiplex ）信号
に変換して送受信する直交周波数分割多重信号伝送方
法、並びにＯＦＤＭ信号を送信する直交周波数分割多重
信号送信装置及びそれに用いるＩＤＦＴ演算装置に関す
る。
信号伝送方法並びに直交周波数分割多重信号送信装置及
びそれに用いるＩＤＦＴ演算装置に係り、特に多値変調
されたディジタル情報を直交周波数分割多重（ＯＦＤ
Ｍ：Orthogonal Frequency Division Multiplex ）信号
に変換して送受信する直交周波数分割多重信号伝送方
法、並びにＯＦＤＭ信号を送信する直交周波数分割多重
信号送信装置及びそれに用いるＩＤＦＴ演算装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】符号化されたディジタル映像信号などを
限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、２５
６直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modul
ation）などの多値変調されたディジタル情報を多数の
搬送波を用いてＯＦＤＭ信号として伝送するＯＦＤＭ信
号伝送方法が従来より知られている。このＯＦＤＭ信号
伝送方法は、多数の搬送波を直交して配置し、各々の搬
送波で独立したディジタル情報を伝送する方法で、マル
チパスに強い、妨害を受けにくい、周波数利用効率が比
較的良いなどの特長がある。なお、「搬送波が直交して
いる」とは、隣接する搬送波の周波数スペクトラムが当
該搬送波の周波数位置で零になることを意味する。
限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、２５
６直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modul
ation）などの多値変調されたディジタル情報を多数の
搬送波を用いてＯＦＤＭ信号として伝送するＯＦＤＭ信
号伝送方法が従来より知られている。このＯＦＤＭ信号
伝送方法は、多数の搬送波を直交して配置し、各々の搬
送波で独立したディジタル情報を伝送する方法で、マル
チパスに強い、妨害を受けにくい、周波数利用効率が比
較的良いなどの特長がある。なお、「搬送波が直交して
いる」とは、隣接する搬送波の周波数スペクトラムが当
該搬送波の周波数位置で零になることを意味する。
【０００３】このＯＦＤＭ信号伝送方法によれば、多数
の搬送波を送信すべき情報に応じて変調して送受信する
ため、受信装置において搬送波を復号するためには、正
確な位相同期信号が必要になる。特に、各搬送波を多値
変調し、より多くの情報を伝送しようとする時に信号復
号に要求されるクロック信号の位相安定度は非常に高い
値が要求される。そこで、送信装置は同期信号を送信す
るが、同期信号は安定に再生される必要があり、搬送波
を用いて伝送することもできるが、他の搬送波からの干
渉妨害を受けやすいため、情報信号中に専用のシンボル
期間に挿入されて送信される。
の搬送波を送信すべき情報に応じて変調して送受信する
ため、受信装置において搬送波を復号するためには、正
確な位相同期信号が必要になる。特に、各搬送波を多値
変調し、より多くの情報を伝送しようとする時に信号復
号に要求されるクロック信号の位相安定度は非常に高い
値が要求される。そこで、送信装置は同期信号を送信す
るが、同期信号は安定に再生される必要があり、搬送波
を用いて伝送することもできるが、他の搬送波からの干
渉妨害を受けやすいため、情報信号中に専用のシンボル
期間に挿入されて送信される。
【０００４】しかし、同期信号を専用のシンボル期間で
伝送することは、搬送波よりの干渉無く搬送波再生がで
きる反面、その分情報信号の伝送効率を下げることにな
るので、同期信号はある程度の伝送間隔をとってバース
ト的に伝送することになる。しかし、同期信号の伝送間
隔をある程度広げることは、移動受信などのように絶え
ず受信状態が変化している受信環境下において、受信チ
ャンネルの変更時など早く情報信号を復号しなければな
らない場合でも、同期信号がバースト的に伝送されてい
ることから同期信号の復号までにある程度の時間遅れが
生じ、好ましくない。
伝送することは、搬送波よりの干渉無く搬送波再生がで
きる反面、その分情報信号の伝送効率を下げることにな
るので、同期信号はある程度の伝送間隔をとってバース
ト的に伝送することになる。しかし、同期信号の伝送間
隔をある程度広げることは、移動受信などのように絶え
ず受信状態が変化している受信環境下において、受信チ
ャンネルの変更時など早く情報信号を復号しなければな
らない場合でも、同期信号がバースト的に伝送されてい
ることから同期信号の復号までにある程度の時間遅れが
生じ、好ましくない。
【０００５】そこで、パイロット信号を常時伝送し、受
信装置側では位相同期ループ（ＰＬＬ）回路のループ特
性を切り換えながらサンプル同期信号を得ることによ
り、移動受信、チャンネル切り換え時の復号時間の短
縮、移動受信における性能の安定化を図るようにした、
直交周波数分割多重信号送受信装置が考えられる。この
場合、パイロット信号は、復号した後に高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）のクロック周波数情報を得るための逓倍動
作の次数を少なくするため、サンプルクロック周波数に
対して所定の整数比に設定された周波数で、かつ、でき
るだけ高い周波数であることが望ましいなどの理由によ
り、上記のパイロット信号はＯＦＤＭ信号を構成する多
数の搬送波のうちの中心搬送波から対称なナイキスト周
波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送する。
信装置側では位相同期ループ（ＰＬＬ）回路のループ特
性を切り換えながらサンプル同期信号を得ることによ
り、移動受信、チャンネル切り換え時の復号時間の短
縮、移動受信における性能の安定化を図るようにした、
直交周波数分割多重信号送受信装置が考えられる。この
場合、パイロット信号は、復号した後に高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）のクロック周波数情報を得るための逓倍動
作の次数を少なくするため、サンプルクロック周波数に
対して所定の整数比に設定された周波数で、かつ、でき
るだけ高い周波数であることが望ましいなどの理由によ
り、上記のパイロット信号はＯＦＤＭ信号を構成する多
数の搬送波のうちの中心搬送波から対称なナイキスト周
波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】このようなパイロット
信号を送受信するＯＦＤＭ信号送受信システムでは、パ
イロット信号を受信装置において正確に再生すること
が、伝送情報の復号にとって重要となる。そのために
は、パイロット信号を伝送する搬送波を、他の情報を伝
送する搬送波よりも振幅を大にすることにより、パイロ
ット信号の振幅を他の情報データよりも大にすることが
考えられる。その実現手段としては、情報データをパイ
ロット信号の振幅より相対的に小とすることが考えられ
る。
信号を送受信するＯＦＤＭ信号送受信システムでは、パ
イロット信号を受信装置において正確に再生すること
が、伝送情報の復号にとって重要となる。そのために
は、パイロット信号を伝送する搬送波を、他の情報を伝
送する搬送波よりも振幅を大にすることにより、パイロ
ット信号の振幅を他の情報データよりも大にすることが
考えられる。その実現手段としては、情報データをパイ
ロット信号の振幅より相対的に小とすることが考えられ
る。
【０００７】ところで、ＯＦＤＭ信号を生成するために
は、逆離散的フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算を時間間隔
Ｔの間に、Ｎ個の複素数（実数部データ及び虚数部デー
タ）に対して実行する。ここで、一般的なＩＤＦＴ演算
について説明するに、ＩＤＦＴ演算は、バタフライ演算
といわれる積和演算を繰り返すことにより実施する。例
えば、演算精度を確保するために初段の入力がオーバー
フローしない範囲で上位ビットに情報を割り当てて、図
７に示すように入力複素数ＡＲ＋ｊＡＩ、ＢＲ＋ｊＢＩ
を１／２倍しながらバタフライ演算を行う。なお、図７
では、回転子の角度表記は省略した。
は、逆離散的フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算を時間間隔
Ｔの間に、Ｎ個の複素数（実数部データ及び虚数部デー
タ）に対して実行する。ここで、一般的なＩＤＦＴ演算
について説明するに、ＩＤＦＴ演算は、バタフライ演算
といわれる積和演算を繰り返すことにより実施する。例
えば、演算精度を確保するために初段の入力がオーバー
フローしない範囲で上位ビットに情報を割り当てて、図
７に示すように入力複素数ＡＲ＋ｊＡＩ、ＢＲ＋ｊＢＩ
を１／２倍しながらバタフライ演算を行う。なお、図７
では、回転子の角度表記は省略した。
【０００８】ここで、パイロット信号用の値と伝送した
い情報の値を同様に、ＩＤＦＴ演算器に入力することを
考えると、オーバーフローしない数値演算としては、パ
イロット信号用の数値をオーバーフローしない範囲で上
位ビットに情報を割り当てることになり、結果的に情報
用の数値を小さく割り当てねばならなくなる。その際、
安価な固定少数点演算用の、あるいは演算データ長の短
い信号処理プロセッサ（以後、ＤＳＰという）を使用す
ると、あるいは一般的なＩＤＦＴ演算器を使用しても得
られる演算結果の精度に問題が発生することが考えられ
る。
い情報の値を同様に、ＩＤＦＴ演算器に入力することを
考えると、オーバーフローしない数値演算としては、パ
イロット信号用の数値をオーバーフローしない範囲で上
位ビットに情報を割り当てることになり、結果的に情報
用の数値を小さく割り当てねばならなくなる。その際、
安価な固定少数点演算用の、あるいは演算データ長の短
い信号処理プロセッサ（以後、ＤＳＰという）を使用す
ると、あるいは一般的なＩＤＦＴ演算器を使用しても得
られる演算結果の精度に問題が発生することが考えられ
る。
【０００９】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
安価で容易にパイロット信号の振幅を情報データの搬送
波に比し大にして伝送し得、もって受信装置におけるパ
イロット信号の正確な再生により伝送情報の復号性能を
向上し得る直交周波数分割多重信号伝送方法並びに直交
周波数分割多重信号送信装置及びそれに用いる、安価な
ＤＳＰやＩＤＦＴ演算器を用いても演算精度の高いＩＤ
ＦＴ演算装置を提供することを目的とする。
安価で容易にパイロット信号の振幅を情報データの搬送
波に比し大にして伝送し得、もって受信装置におけるパ
イロット信号の正確な再生により伝送情報の復号性能を
向上し得る直交周波数分割多重信号伝送方法並びに直交
周波数分割多重信号送信装置及びそれに用いる、安価な
ＤＳＰやＩＤＦＴ演算器を用いても演算精度の高いＩＤ
ＦＴ演算装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明の直交周波数分割多重信号伝送方法は、情報
信号よりディジタル変調した周波数分割多重信号を生成
するための逆離散的フーリエ変換演算を行う第１のステ
ップと、同相軸と直交軸からなる２次元信号点配置図に
おける所定の信号点の位置をパイロット信号の信号点の
位置として設定する第２のステップと、第２のステップ
により設定されたパイロット信号の信号点の位置を基に
パイロット信号点信号を生成し、その生成したパイロッ
ト信号点信号を、第１のステップにより行う逆離散的フ
ーリエ変換演算の複数あるステージの中間のステージで
演算中の信号に加算供給する第３のステップとを少なく
とも有し、逆離散的フーリエ変換演算におけるパイロッ
ト信号を生成するための演算回数は、情報信号を生成す
るための演算回数よりも少なくして生成した直交周波数
分割多重信号を伝送するようにしたものである。
め、本発明の直交周波数分割多重信号伝送方法は、情報
信号よりディジタル変調した周波数分割多重信号を生成
するための逆離散的フーリエ変換演算を行う第１のステ
ップと、同相軸と直交軸からなる２次元信号点配置図に
おける所定の信号点の位置をパイロット信号の信号点の
位置として設定する第２のステップと、第２のステップ
により設定されたパイロット信号の信号点の位置を基に
パイロット信号点信号を生成し、その生成したパイロッ
ト信号点信号を、第１のステップにより行う逆離散的フ
ーリエ変換演算の複数あるステージの中間のステージで
演算中の信号に加算供給する第３のステップとを少なく
とも有し、逆離散的フーリエ変換演算におけるパイロッ
ト信号を生成するための演算回数は、情報信号を生成す
るための演算回数よりも少なくして生成した直交周波数
分割多重信号を伝送するようにしたものである。
【００１１】 また 、 本発明は上記の目的を達成するた
め、情報信号よりディジタル変調した周波数分割多重信
号を生成するための逆離散的フーリエ変換演算を行う第
１のステップと、同相軸と直交軸からなる２次元信号点
配置図における所定の信号点の位置をパイロット信号の
信号点の位置として設定する第２のステップと、第２の
ステップにより設定されたパイロット信号の信号点の位
置を基にディジタル変調されたパイロット信号を生成す
るためのデータ列信号を生成する第３のステップと、第
３のステップにより生成されたデータ列信号を、第１の
ステップでなされる逆離散的フーリエ変換演算により生
成される周波数分割多重信号と、同じ時間関係にあるパ
イロット信号として、第３のステップで生成されたデー
タ列信号を読み出してパイロット信号を得る第４のステ
ップと、第４のステップにより得られたパイロット信号
と、第１のステップにより生成された周波数分割多重信
号とを加算してパイロット信号の付加された周波数分割
多重信号をディジタル変調した周波数分割多重信号とし
て得る第５のステップとを少なくとも有してなることを
特徴とする。
め、情報信号よりディジタル変調した周波数分割多重信
号を生成するための逆離散的フーリエ変換演算を行う第
１のステップと、同相軸と直交軸からなる２次元信号点
配置図における所定の信号点の位置をパイロット信号の
信号点の位置として設定する第２のステップと、第２の
ステップにより設定されたパイロット信号の信号点の位
置を基にディジタル変調されたパイロット信号を生成す
るためのデータ列信号を生成する第３のステップと、第
３のステップにより生成されたデータ列信号を、第１の
ステップでなされる逆離散的フーリエ変換演算により生
成される周波数分割多重信号と、同じ時間関係にあるパ
イロット信号として、第３のステップで生成されたデー
タ列信号を読み出してパイロット信号を得る第４のステ
ップと、第４のステップにより得られたパイロット信号
と、第１のステップにより生成された周波数分割多重信
号とを加算してパイロット信号の付加された周波数分割
多重信号をディジタル変調した周波数分割多重信号とし
て得る第５のステップとを少なくとも有してなることを
特徴とする。
【００１２】 また、本発明送信装置は、上記の目的を
達成するため、情報信号よりディジタル変調した周波数
分割多重信号を生成する逆離散的フーリエ変換演算手段
と、同相軸と直交軸からなる２次元信号点配置図におけ
る所定の信号点の位置をパイロット信号の信号点の位置
として設定するパイロット信号の信号点位置設定手段
と、パイロット信号の信号点位置設定手段により設定さ
れたパイロット信号の信号点の位置を基にパイロット信
号点信号を生成し、その生成したパイロット信号点信号
を、逆離散的フーリエ変換演算手段の複数ある演算ステ
ージの、中間にある演算ステージで演算中の信号に加算
供給するパイロット信号供給手段とを具備し、空間伝送
路に送信するための直交周波数分割多重信号を生成する
ように構成するか、又は、情報信号よりディジタル変調
した周波数分割多重信号を生成する逆離散的フーリエ変
換演算手段と、同相軸と直交軸からなる２次元信号点配
置図における所定の信号点の位置をパイロット信号の信
号点の位置として設定するパイロット信号の信号点位置
設定手段と、パイロット信号の信号点位置設定手段によ
り設定されたパイロット信号の信号点の位置を基にディ
ジタル変調されたパイロット信号を生成するためのデー
タ列信号を生成するデータ列信号生成手段と、データ列
信号生成手段により生成されたデータ列信号を、逆離散
的フーリエ変換演算手段により生成される周波数分割多
重信号と、同じ時間関係になるように読み出して変調さ
れたパイロット信号を得るデータ読み出し手段と、デー
タ読み出し手段により得られたパイロット信号と、逆離
散的フーリエ変換演算手段により生成された周波数分割
多重信号とを加算し、高周波信号に変換するための周波
数分割多重信号を得る信号加算手段とを具備した構成と
したものである。
達成するため、情報信号よりディジタル変調した周波数
分割多重信号を生成する逆離散的フーリエ変換演算手段
と、同相軸と直交軸からなる２次元信号点配置図におけ
る所定の信号点の位置をパイロット信号の信号点の位置
として設定するパイロット信号の信号点位置設定手段
と、パイロット信号の信号点位置設定手段により設定さ
れたパイロット信号の信号点の位置を基にパイロット信
号点信号を生成し、その生成したパイロット信号点信号
を、逆離散的フーリエ変換演算手段の複数ある演算ステ
ージの、中間にある演算ステージで演算中の信号に加算
供給するパイロット信号供給手段とを具備し、空間伝送
路に送信するための直交周波数分割多重信号を生成する
ように構成するか、又は、情報信号よりディジタル変調
した周波数分割多重信号を生成する逆離散的フーリエ変
換演算手段と、同相軸と直交軸からなる２次元信号点配
置図における所定の信号点の位置をパイロット信号の信
号点の位置として設定するパイロット信号の信号点位置
設定手段と、パイロット信号の信号点位置設定手段によ
り設定されたパイロット信号の信号点の位置を基にディ
ジタル変調されたパイロット信号を生成するためのデー
タ列信号を生成するデータ列信号生成手段と、データ列
信号生成手段により生成されたデータ列信号を、逆離散
的フーリエ変換演算手段により生成される周波数分割多
重信号と、同じ時間関係になるように読み出して変調さ
れたパイロット信号を得るデータ読み出し手段と、デー
タ読み出し手段により得られたパイロット信号と、逆離
散的フーリエ変換演算手段により生成された周波数分割
多重信号とを加算し、高周波信号に変換するための周波
数分割多重信号を得る信号加算手段とを具備した構成と
したものである。
【００１３】または、本発明の直交周波数分割多重信号
送信装置は、少なくとも情報信号が所定の入力部に入力
されてｎ倍（ｎは２以上の偶数）のオーバーサンプリン
グの逆離散的フーリエ変換演算を行って得た演算結果
に、信号点配置が互いに同相軸又は直交軸に対して対称
の位置に配置された振幅及び位相が不変の複数の不変デ
ータ用の値が加算された演算結果を出力する演算回路
と、演算回路の出力演算結果を変調することにより、中
心搬送波に対して対称な周波数位置に存在する一対の搬
送波が一組以上不変データで変調され、残りの搬送波の
一部が情報信号で変調されてなる直交周波数分割多重信
号を生成する生成手段と、直交周波数分割多重信号を送
信する送信手段とを有する構成としたものである。
送信装置は、少なくとも情報信号が所定の入力部に入力
されてｎ倍（ｎは２以上の偶数）のオーバーサンプリン
グの逆離散的フーリエ変換演算を行って得た演算結果
に、信号点配置が互いに同相軸又は直交軸に対して対称
の位置に配置された振幅及び位相が不変の複数の不変デ
ータ用の値が加算された演算結果を出力する演算回路
と、演算回路の出力演算結果を変調することにより、中
心搬送波に対して対称な周波数位置に存在する一対の搬
送波が一組以上不変データで変調され、残りの搬送波の
一部が情報信号で変調されてなる直交周波数分割多重信
号を生成する生成手段と、直交周波数分割多重信号を送
信する送信手段とを有する構成としたものである。
【００１４】 本発明では、パイロット信号点信号を逆
フーリエ変換演算手段の複数ある演算ステージの、中間
にある演算ステージで演算中の信号に加算するか、ある
いは、パイロット信号を生成するためのデータ列信号
を、逆離散的フーリエ変換演算手段により生成される周
波数分割多重信号に加算するようにしたため、情報信号
に対して演算精度の劣化なしにパイロット信号の振幅を
大レベルにすることができる。
フーリエ変換演算手段の複数ある演算ステージの、中間
にある演算ステージで演算中の信号に加算するか、ある
いは、パイロット信号を生成するためのデータ列信号
を、逆離散的フーリエ変換演算手段により生成される周
波数分割多重信号に加算するようにしたため、情報信号
に対して演算精度の劣化なしにパイロット信号の振幅を
大レベルにすることができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。図１は本発明になる直交周波数
分割多重信号伝送方法並びに直交周波数分割多重信号送
信装置の第１及び第２の実施の形態のブロック図を示
す。この実施の形態はＩＤＦＴ演算装置４とパイロット
信号用データ挿入回路５に特徴があり、その他のブロッ
クは従来と同様の構成である。
て図面と共に説明する。図１は本発明になる直交周波数
分割多重信号伝送方法並びに直交周波数分割多重信号送
信装置の第１及び第２の実施の形態のブロック図を示
す。この実施の形態はＩＤＦＴ演算装置４とパイロット
信号用データ挿入回路５に特徴があり、その他のブロッ
クは従来と同様の構成である。
【００１６】図１において、入力端子１には伝送すべき
ディジタルデータが入力される。このディジタルデータ
としては、例えばカラー動画像符号化表示方式であるＭ
ＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたディジタル映
像信号や音声信号などがある。この入力ディジタルデー
タは、入力回路２に供給されて必要に応じて誤り訂正符
号の付与がクロック分周器３よりのクロックに基づいて
行われる。クロック分周器３は中間周波数発振器１０よ
りの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周して、この中間
周波数に同期したクロックを発生する。
ディジタルデータが入力される。このディジタルデータ
としては、例えばカラー動画像符号化表示方式であるＭ
ＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたディジタル映
像信号や音声信号などがある。この入力ディジタルデー
タは、入力回路２に供給されて必要に応じて誤り訂正符
号の付与がクロック分周器３よりのクロックに基づいて
行われる。クロック分周器３は中間周波数発振器１０よ
りの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周して、この中間
周波数に同期したクロックを発生する。
【００１７】誤り訂正符号が付加されたディジタルデー
タは入力回路２からＩＤＦＴ演算装置４に供給される。
このＩＤＦＴ演算装置４は、固定小数点演算用又は演算
データ長の短い安価なＤＳＰにより構成されており、入
力回路２よりのディジタルデータを逆離散フーリエ変換
（ＩＤＦＴ）演算して同相信号（Ｉ信号）及び直交信号
（Ｑ信号）を生成すると共に、後述するようにパイロッ
ト信号用データ挿入回路５よりのパイロット信号用デー
タが後述するように所定の周波数割り当て部に供給され
てＩＤＦＴ演算する。
タは入力回路２からＩＤＦＴ演算装置４に供給される。
このＩＤＦＴ演算装置４は、固定小数点演算用又は演算
データ長の短い安価なＤＳＰにより構成されており、入
力回路２よりのディジタルデータを逆離散フーリエ変換
（ＩＤＦＴ）演算して同相信号（Ｉ信号）及び直交信号
（Ｑ信号）を生成すると共に、後述するようにパイロッ
ト信号用データ挿入回路５よりのパイロット信号用デー
タが後述するように所定の周波数割り当て部に供給され
てＩＤＦＴ演算する。
【００１８】ＩＤＦＴ演算装置４は一例としてデータ系
列Ｎが２５６本の搬送波で送信されるとき、後段のアナ
ログ系の設計を容易にするために、２倍オーバーサンプ
リングを使用し、ポイント数Ｍ（＝２Ｎ）が５１２ポイ
ントのＩＤＦＴ演算をしてＯＦＤＭ信号を発生させる。
また、ＯＦＤＭ信号の各搬送波は２５６ＱＡＭで変調さ
れ、各搬送波によりそれぞれ８ビットの情報を伝送す
る。このときのＩＤＦＴ演算装置４への入力割り当て
は、入力周波数整列型で順番に番号をふると、次のよう
になる。
列Ｎが２５６本の搬送波で送信されるとき、後段のアナ
ログ系の設計を容易にするために、２倍オーバーサンプ
リングを使用し、ポイント数Ｍ（＝２Ｎ）が５１２ポイ
ントのＩＤＦＴ演算をしてＯＦＤＭ信号を発生させる。
また、ＯＦＤＭ信号の各搬送波は２５６ＱＡＭで変調さ
れ、各搬送波によりそれぞれ８ビットの情報を伝送す
る。このときのＩＤＦＴ演算装置４への入力割り当て
は、入力周波数整列型で順番に番号をふると、次のよう
になる。
【００１９】ｎ＝０〜１２８ 搬送波を変調する
情報信号が与えられる。
情報信号が与えられる。
【００２０】ｎ＝１２９〜３８３ 搬送波レベルを０
とし、信号を発生させない。
とし、信号を発生させない。
【００２１】ｎ＝３８４〜５１１ 搬送波を変調する
情報信号が与えられる。
情報信号が与えられる。
【００２２】すなわち、ＩＤＦＴ演算装置４の入力部の
数は実数部信号用と虚数部信号用とに、それぞれ０番目
から５１１番目までの５１２ずつあり、そのうち１番目
（ｎ＝１）から１２７番目（ｎ＝１２７）までの計１２
７個ずつと、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１１番目
（ｎ＝５１１）の計１２７個ずつの入力部に情報信号が
入力され、また、０番目（ｎ＝０）の入力部には直流電
圧（一定）が入力され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／４）と３
８４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力部には、従来はパイロ
ット信号用データが入力されるが、この実施の形態では
後述するように、この入力部のデータの演算途中でパイ
ロット信号用データ挿入回路５からパイロット信号用デ
ータが挿入される。
数は実数部信号用と虚数部信号用とに、それぞれ０番目
から５１１番目までの５１２ずつあり、そのうち１番目
（ｎ＝１）から１２７番目（ｎ＝１２７）までの計１２
７個ずつと、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１１番目
（ｎ＝５１１）の計１２７個ずつの入力部に情報信号が
入力され、また、０番目（ｎ＝０）の入力部には直流電
圧（一定）が入力され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／４）と３
８４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力部には、従来はパイロ
ット信号用データが入力されるが、この実施の形態では
後述するように、この入力部のデータの演算途中でパイ
ロット信号用データ挿入回路５からパイロット信号用デ
ータが挿入される。
【００２３】ここで、１番目から１２８番目までの計１
２８個の入力部の入力情報は、０番目の入力部の入力情
報を伝送する中心搬送波周波数Ｆ０に対し、上側（高域
側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では正のキャ
リア又は搬送波というものとする）で伝送され、３８４
番目から５１１番目までの計１２８個の入力部の入力情
報は、中心搬送波周波数Ｆ０に対し下側（低域側）の情
報伝送用搬送波（これを本明細書では負のキャリア又は
搬送波というものとし、中心搬送波周波数Ｆ０に対して
対称な周波数位置の搬送波は絶対値が同一の順番とす
る）で伝送される。
２８個の入力部の入力情報は、０番目の入力部の入力情
報を伝送する中心搬送波周波数Ｆ０に対し、上側（高域
側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では正のキャ
リア又は搬送波というものとする）で伝送され、３８４
番目から５１１番目までの計１２８個の入力部の入力情
報は、中心搬送波周波数Ｆ０に対し下側（低域側）の情
報伝送用搬送波（これを本明細書では負のキャリア又は
搬送波というものとし、中心搬送波周波数Ｆ０に対して
対称な周波数位置の搬送波は絶対値が同一の順番とす
る）で伝送される。
【００２４】特に、ＩＤＦＴ演算装置４の１２８番目と
３８４番目の入力部の入力パイロット信号は、ＩＤＦＴ
演算の結果、ナイキスト周波数の１／２倍の周波数と等
価である両端の周波数の正の１２８番目の搬送波と３８
４番目（すなわち、負の１２８番目）の搬送波で伝送さ
れ、残りの１２９番目から３８３番目の入力部には０が
入力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が
発生しないようにされる（データ伝送には用いない）。
３８４番目の入力部の入力パイロット信号は、ＩＤＦＴ
演算の結果、ナイキスト周波数の１／２倍の周波数と等
価である両端の周波数の正の１２８番目の搬送波と３８
４番目（すなわち、負の１２８番目）の搬送波で伝送さ
れ、残りの１２９番目から３８３番目の入力部には０が
入力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が
発生しないようにされる（データ伝送には用いない）。
【００２５】ＩＤＦＴ演算装置４は、このようにして２
倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結果
０番目の中心搬送波を含む２５７本の搬送波のＯＦＤＭ
信号を生成するが、そのうち、０番目と正の１２８番目
と負の１２８番目の搬送波を含む９本の搬送波はパイロ
ット信号や基準データその他の補助信号に用い、残りの
２４８本の搬送波は情報を伝送するために用いる。この
ため、入力回路２からは、１シンボル期間中に、２４８
バイトのディジタルデータが、すなわち、１シンボル期
間中に４ビットずつ一対の並列データ２４８組が、ＩＤ
ＦＴ演算装置４の実数部及び虚数部の一対の入力部に入
力される。
倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結果
０番目の中心搬送波を含む２５７本の搬送波のＯＦＤＭ
信号を生成するが、そのうち、０番目と正の１２８番目
と負の１２８番目の搬送波を含む９本の搬送波はパイロ
ット信号や基準データその他の補助信号に用い、残りの
２４８本の搬送波は情報を伝送するために用いる。この
ため、入力回路２からは、１シンボル期間中に、２４８
バイトのディジタルデータが、すなわち、１シンボル期
間中に４ビットずつ一対の並列データ２４８組が、ＩＤ
ＦＴ演算装置４の実数部及び虚数部の一対の入力部に入
力される。
【００２６】ＩＤＦＴ演算装置４は、このようにして２
倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結
果、２５７波で伝送される同相信号（Ｉ信号）及び直交
信号（Ｑ信号）を得た後、Ｉ信号とＱ信号にそれぞれマ
ルチパス歪みを軽減させるためのガードインターバルを
挿入してから、出力バッファ７へ出力する。
倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結
果、２５７波で伝送される同相信号（Ｉ信号）及び直交
信号（Ｑ信号）を得た後、Ｉ信号とＱ信号にそれぞれマ
ルチパス歪みを軽減させるためのガードインターバルを
挿入してから、出力バッファ７へ出力する。
【００２７】出力バッファ７は、ＩＤＦＴ演算装置４の
出力演算結果が１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の
入力情報が５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）
として、バースト的に発生されるのに対し、出力バッフ
ァ７以降の回路としては、出力バッファ７の内容の読み
取り速度一定で連続的に動作するため、両者の時間的違
いを調整するために設けられている。
出力演算結果が１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の
入力情報が５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）
として、バースト的に発生されるのに対し、出力バッフ
ァ７以降の回路としては、出力バッファ７の内容の読み
取り速度一定で連続的に動作するため、両者の時間的違
いを調整するために設けられている。
【００２８】図１のクロック分周器３からのクロックに
基づいて、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩ
ＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器
・低域フィルタ（ＬＰＦ）８に供給され、ここでクロッ
ク分周器３からのクロックをサンプリングクロックとし
てアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要な周
波数帯域の成分のＩ信号とＱ信号とが通過されて直交変
調器９へそれぞれ供給される。
基づいて、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩ
ＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器
・低域フィルタ（ＬＰＦ）８に供給され、ここでクロッ
ク分周器３からのクロックをサンプリングクロックとし
てアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要な周
波数帯域の成分のＩ信号とＱ信号とが通過されて直交変
調器９へそれぞれ供給される。
【００２９】直交変調器９は中間周波数発振器１０より
の１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の搬送波とし、か
つ、この中間周波数の位相を９０°シフタ１１により９
０°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の搬送
波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８より入力さ
れたディジタルデータのＩ信号とＱ信号で直交振幅変調
（ＱＡＭ）して２５７波（正負１２８組の搬送波と中心
搬送波一つ）の情報搬送波からなり、中心搬送波周波数
が１０．７ＭＨｚのＯＦＤＭ信号を生成する。直交変調
器９より出力されたＯＦＤＭ信号は周波数変換器１２に
より所定の送信周波数帯のＲＦ信号に周波数変換された
後、送信部１３で電力増幅等の送信処理を受けて図示し
ないアンテナより放射される。
の１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の搬送波とし、か
つ、この中間周波数の位相を９０°シフタ１１により９
０°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の搬送
波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８より入力さ
れたディジタルデータのＩ信号とＱ信号で直交振幅変調
（ＱＡＭ）して２５７波（正負１２８組の搬送波と中心
搬送波一つ）の情報搬送波からなり、中心搬送波周波数
が１０．７ＭＨｚのＯＦＤＭ信号を生成する。直交変調
器９より出力されたＯＦＤＭ信号は周波数変換器１２に
より所定の送信周波数帯のＲＦ信号に周波数変換された
後、送信部１３で電力増幅等の送信処理を受けて図示し
ないアンテナより放射される。
【００３０】次に、本発明の実施の形態の要部であるＩ
ＤＦＴ演算装置について、更に詳細に説明する。まず、
パイロット信号の信号点配置について説明するに、図２
（Ａ）は、パイロット信号を伝送するＯＦＤＭ信号中の
１２８番目の搬送波及び３８４番目の搬送波のうち、１
２８番目の搬送波の同相成分（Ｉ軸成分）を零とし、直
交成分（Ｑ軸成分）を所定値ａに設定したベクトルｆ
128と、３８４番目の搬送波の同相成分を零とし、直交
成分を所定値−ａに設定したベクトルｆ384とを、Ｉ軸
に対して対称に配置した図を示す。
ＤＦＴ演算装置について、更に詳細に説明する。まず、
パイロット信号の信号点配置について説明するに、図２
（Ａ）は、パイロット信号を伝送するＯＦＤＭ信号中の
１２８番目の搬送波及び３８４番目の搬送波のうち、１
２８番目の搬送波の同相成分（Ｉ軸成分）を零とし、直
交成分（Ｑ軸成分）を所定値ａに設定したベクトルｆ
128と、３８４番目の搬送波の同相成分を零とし、直交
成分を所定値−ａに設定したベクトルｆ384とを、Ｉ軸
に対して対称に配置した図を示す。
【００３１】これらの搬送波は、互いに逆方向に回転す
るベクトルｆ128及びｆ384として時間軸信号（Ｉ信号及
びＱ信号）に変換され伝送される。すなわち、ベクトル
ｆ128で示される１２８番目の搬送波は、図２（Ｂ）に
示すＩ信号と同図（Ｃ）に示すＱ信号に変換される。一
方、ベクトルｆ384で示される３８４番目の搬送波は、
図２（Ｄ）に示すように同図（Ｂ）のＩ信号と同相のＩ
信号と、同図（Ｅ）に示すように同図（Ｃ）のＱ信号と
逆相のＱ信号に変換される。
るベクトルｆ128及びｆ384として時間軸信号（Ｉ信号及
びＱ信号）に変換され伝送される。すなわち、ベクトル
ｆ128で示される１２８番目の搬送波は、図２（Ｂ）に
示すＩ信号と同図（Ｃ）に示すＱ信号に変換される。一
方、ベクトルｆ384で示される３８４番目の搬送波は、
図２（Ｄ）に示すように同図（Ｂ）のＩ信号と同相のＩ
信号と、同図（Ｅ）に示すように同図（Ｃ）のＱ信号と
逆相のＱ信号に変換される。
【００３２】従って、このように設定した場合は、これ
らの２つの搬送波の合成Ｉ信号は、図２（Ｆ）に示すよ
うに、振幅がもとの所定値ａの２倍の２ａを示し、ま
た、２つの搬送波の合成Ｑ信号は、同図（Ｇ）に示すよ
うに、零となる。従って、このように設定した場合は、
受信装置側で、Ｉ信号成分を抜き出して、これをもとに
サンプリングクロックを生成することができる。
らの２つの搬送波の合成Ｉ信号は、図２（Ｆ）に示すよ
うに、振幅がもとの所定値ａの２倍の２ａを示し、ま
た、２つの搬送波の合成Ｑ信号は、同図（Ｇ）に示すよ
うに、零となる。従って、このように設定した場合は、
受信装置側で、Ｉ信号成分を抜き出して、これをもとに
サンプリングクロックを生成することができる。
【００３３】次に、ＩＤＦＴ演算装置４について説明す
る。まず、従来のＩＤＦＴ演算の流れについて説明す
る。従来の出力時間軸データ整数型のＩＤＦＴ演算の入
力周波数割当と第一、第二ステージの演算結果は、２倍
オーバーサンプリングの考慮のもとに、複素数扱いで、
かつ、ビットリバースの順で示すと、表１のようにな
る。なお、演算時には、０番目の搬送波（以下、第０キ
ャリアともいう：他の搬送波も同様）で伝送される０番
目の入力部には信号を与えない。
る。まず、従来のＩＤＦＴ演算の流れについて説明す
る。従来の出力時間軸データ整数型のＩＤＦＴ演算の入
力周波数割当と第一、第二ステージの演算結果は、２倍
オーバーサンプリングの考慮のもとに、複素数扱いで、
かつ、ビットリバースの順で示すと、表１のようにな
る。なお、演算時には、０番目の搬送波（以下、第０キ
ャリアともいう：他の搬送波も同様）で伝送される０番
目の入力部には信号を与えない。
【００３４】また、１２８番目と３８４番目の入力部に
は前述したようにパイロット信号データを入力し（第１
２８キャリアと第３８４キャリアにパイロット信号を割
り振ってあり）、それぞれ、図２と共に説明した通り、
０＋ｊａ、０−ｊａ の信号点配置としておく。これら
第１２８キャリアと第３８４キャリアは、ＯＦＤＭ信号
の占有帯域の中心搬送波から対称な、両端に位置する搬
送波である。また、表１中、Ｒ０〜、Ｉ０〜は伝送すべ
き情報を意味し、それぞれ４ビットの情報を含んでい
る。
は前述したようにパイロット信号データを入力し（第１
２８キャリアと第３８４キャリアにパイロット信号を割
り振ってあり）、それぞれ、図２と共に説明した通り、
０＋ｊａ、０−ｊａ の信号点配置としておく。これら
第１２８キャリアと第３８４キャリアは、ＯＦＤＭ信号
の占有帯域の中心搬送波から対称な、両端に位置する搬
送波である。また、表１中、Ｒ０〜、Ｉ０〜は伝送すべ
き情報を意味し、それぞれ４ビットの情報を含んでい
る。
【００３５】
【表１】 表１中の入力時割当の数値をみた場合、これらの数値
は、ＤＳＰ等や制約をうけるデータ長で表現できる最大
の数値として割り振る方が演算精度が良くなる。そのた
め、上位ビットに情報を割り当てることになる。当然、
パイロット信号用の値も最大の数値の方がよく、情報信
号よりパイロット信号の振幅レベルを大きくとる場合、
結果的には情報用の数値を小さく割り当てねばならなく
なる。
は、ＤＳＰ等や制約をうけるデータ長で表現できる最大
の数値として割り振る方が演算精度が良くなる。そのた
め、上位ビットに情報を割り当てることになる。当然、
パイロット信号用の値も最大の数値の方がよく、情報信
号よりパイロット信号の振幅レベルを大きくとる場合、
結果的には情報用の数値を小さく割り当てねばならなく
なる。
【００３６】そこで、本発明の第１の実施の形態のＩＤ
ＦＴ演算装置は、所定の周波数割り当て部について演算
途中から所定の数値を挿入することを特徴とし、さらに
具体的には前例のパイロット信号について、第一、二ス
テージの演算を省略し、表２に示すように、第二ステー
ジ演算結果の所に所定の数値を挿入することを特徴とす
る。
ＦＴ演算装置は、所定の周波数割り当て部について演算
途中から所定の数値を挿入することを特徴とし、さらに
具体的には前例のパイロット信号について、第一、二ス
テージの演算を省略し、表２に示すように、第二ステー
ジ演算結果の所に所定の数値を挿入することを特徴とす
る。
【００３７】
【表２】 表２中のｂの数値として、例えば、１６ビットのデータ
長で演算している場合、１６進表現で、ｂ＝７ＦＦＦ
ｈ、−ｂ＝８００１ｈを挿入する。第一ステージで最大
値を設定したとき、第二ステージでは１／２になること
が表１よりわかるから、第二ステージで表２のように最
大値ｂを設定すると、これは第一ステージで表現できる
最大値の２倍を設定したことになる。情報信号用の他の
キャリアは表現できる最大値が上限であるので、結果と
して情報信号に対して演算精度の劣化なしに２倍の振幅
レベルのパイロット信号を生成できる。
長で演算している場合、１６進表現で、ｂ＝７ＦＦＦ
ｈ、−ｂ＝８００１ｈを挿入する。第一ステージで最大
値を設定したとき、第二ステージでは１／２になること
が表１よりわかるから、第二ステージで表２のように最
大値ｂを設定すると、これは第一ステージで表現できる
最大値の２倍を設定したことになる。情報信号用の他の
キャリアは表現できる最大値が上限であるので、結果と
して情報信号に対して演算精度の劣化なしに２倍の振幅
レベルのパイロット信号を生成できる。
【００３８】次に、第２の実施の形態について説明す
る。この第２の実施の形態では、ＩＤＦＴ演算装置４
は、４倍オーバーサンプリングを使用し、５１２ポイン
トのＩＤＦＴ演算を行い、ＯＦＤＭ信号を発生させる。
る。この第２の実施の形態では、ＩＤＦＴ演算装置４
は、４倍オーバーサンプリングを使用し、５１２ポイン
トのＩＤＦＴ演算を行い、ＯＦＤＭ信号を発生させる。
【００３９】この場合、第１の実施の形態と同様に、出
力時間軸データ整列型のＩＤＦＴ演算の第一、二、三ス
テージについて入力時割当とパイロット信号に関連する
部分の従来の演算結果を、表３に示す。ただし、表３
中、ｓ＝√２である。なお、演算時には第０キャリアで
伝送される０番目の入力部には信号を与えない。また、
６４番目と４４８番目の入力部にはパイロット信号デー
タを入力し（第６４キャリアと第４４８キャリアにパイ
ロット信号を割り振ってあり）、それぞれ、図２と共に
説明した通り、０＋ｊａ、０−ｊａ の信号点配置とし
ておく。これら第６４キャリアと第４４８キャリアは、
ＯＦＤＭ信号の占有帯域の中心搬送波から対称な、両端
に位置する搬送波である。また、表１中、Ｒ０〜、Ｉ０
〜は伝送すべき情報を意味し、それぞれ４ビットの情報
を含んでいる。
力時間軸データ整列型のＩＤＦＴ演算の第一、二、三ス
テージについて入力時割当とパイロット信号に関連する
部分の従来の演算結果を、表３に示す。ただし、表３
中、ｓ＝√２である。なお、演算時には第０キャリアで
伝送される０番目の入力部には信号を与えない。また、
６４番目と４４８番目の入力部にはパイロット信号デー
タを入力し（第６４キャリアと第４４８キャリアにパイ
ロット信号を割り振ってあり）、それぞれ、図２と共に
説明した通り、０＋ｊａ、０−ｊａ の信号点配置とし
ておく。これら第６４キャリアと第４４８キャリアは、
ＯＦＤＭ信号の占有帯域の中心搬送波から対称な、両端
に位置する搬送波である。また、表１中、Ｒ０〜、Ｉ０
〜は伝送すべき情報を意味し、それぞれ４ビットの情報
を含んでいる。
【００４０】
【表３】 ここで、第２の実施の形態のＩＤＦＴ演算装置は、所定
の周波数割り当て部について演算途中から所定の数値を
挿入することを特徴とし、さらに具体的には前例のパイ
ロット信号について、第一、二ステージの演算を省略
し、第二ステージ演算結果の所に、表４に示す所定の数
値を挿入することを特徴とする。
の周波数割り当て部について演算途中から所定の数値を
挿入することを特徴とし、さらに具体的には前例のパイ
ロット信号について、第一、二ステージの演算を省略
し、第二ステージ演算結果の所に、表４に示す所定の数
値を挿入することを特徴とする。
【００４１】
【表４】 表４中のｂの数値として、表現できる最大値を与える
と、情報信号に対して２倍の振幅レベルのパイロット信
号を生成できる。すなわち、第一ステージで最大値を設
定したとき、第二ステージでは１／２になることが表３
よりわかるから、第二ステージで表４のように最大値ｂ
を設定すると、これは第一ステージで表現できる最大値
の２倍を設定したことになる。情報信号用の他のキャリ
アは表現できる最大値が上限であるので、結果として情
報信号に対して演算精度の劣化なしに２倍の振幅レベル
のパイロット信号を生成できる。
と、情報信号に対して２倍の振幅レベルのパイロット信
号を生成できる。すなわち、第一ステージで最大値を設
定したとき、第二ステージでは１／２になることが表３
よりわかるから、第二ステージで表４のように最大値ｂ
を設定すると、これは第一ステージで表現できる最大値
の２倍を設定したことになる。情報信号用の他のキャリ
アは表現できる最大値が上限であるので、結果として情
報信号に対して演算精度の劣化なしに２倍の振幅レベル
のパイロット信号を生成できる。
【００４２】この場合、他の方法として、第一、二、三
ステージの演算を省略し、第三ステージ演算結果の所
に、表５で示すような所定の数値を挿入するようにして
もよい。
ステージの演算を省略し、第三ステージ演算結果の所
に、表５で示すような所定の数値を挿入するようにして
もよい。
【００４３】
【表５】 表５中のｓｂの数値として、表現できる最大値を与える
と、情報信号に対して２√２倍の振幅レベルのパイロッ
ト信号を生成できる。
と、情報信号に対して２√２倍の振幅レベルのパイロッ
ト信号を生成できる。
【００４４】なお、上記の第１及び第２の実施の形態に
限らず、ＩＤＦＴ演算装置４は、８倍オーバーサンプリ
ング以上についても同様な処理が可能である。また、５
１２ポイントのＩＤＦＴ演算を例にとったが、それ以下
でもそれ以上のＩＤＦＴ演算でも同様な効果が得られ
る。
限らず、ＩＤＦＴ演算装置４は、８倍オーバーサンプリ
ング以上についても同様な処理が可能である。また、５
１２ポイントのＩＤＦＴ演算を例にとったが、それ以下
でもそれ以上のＩＤＦＴ演算でも同様な効果が得られ
る。
【００４５】また、パイロット信号の信号点配置に対し
ては、０＋ｊａと０−ｊａという、同相軸に対して対称
に配置した図を説明したが、ａ＋ｊａとａ−ｊａとい
う、同相軸に対して対称に配置してもよい。
ては、０＋ｊａと０−ｊａという、同相軸に対して対称
に配置した図を説明したが、ａ＋ｊａとａ−ｊａとい
う、同相軸に対して対称に配置してもよい。
【００４６】更に、直交軸に対して対称に配置した場合
は、同相成分の時間軸波形は零を示し、直交成分の時間
軸波形が発生するため、受信機において、直交成分の時
間軸波形を抜き出して、これをもとにサンプリングクロ
ックを生成するようにすればよい。パイロット信号の信
号点配置を変えた場合、当然それに該当する数値を該当
ステージ演算結果の所に挿入することはいうまでもな
い。
は、同相成分の時間軸波形は零を示し、直交成分の時間
軸波形が発生するため、受信機において、直交成分の時
間軸波形を抜き出して、これをもとにサンプリングクロ
ックを生成するようにすればよい。パイロット信号の信
号点配置を変えた場合、当然それに該当する数値を該当
ステージ演算結果の所に挿入することはいうまでもな
い。
【００４７】次に、本発明の第３の実施の形態について
説明する。この実施の形態は第１の実施の形態と同様
に、２倍オーバーサンプリングで５１２ポイントのＩＤ
ＦＴ演算する例である。図２（Ａ）のようなパイロット
信号の信号点配置とした場合、受信側で得られるパイロ
ット信号のＩ信号成分は図２（Ｆ）に、またパイロット
信号のＱ信号成分は図２（Ｇ）になる。これはデータを
Ｄ／Ａ変換したアナログ信号波形として図示している
が、同様のことをディジタル的に表示すると、図３
（Ａ）〜（Ｃ）に示される。
説明する。この実施の形態は第１の実施の形態と同様
に、２倍オーバーサンプリングで５１２ポイントのＩＤ
ＦＴ演算する例である。図２（Ａ）のようなパイロット
信号の信号点配置とした場合、受信側で得られるパイロ
ット信号のＩ信号成分は図２（Ｆ）に、またパイロット
信号のＱ信号成分は図２（Ｇ）になる。これはデータを
Ｄ／Ａ変換したアナログ信号波形として図示している
が、同様のことをディジタル的に表示すると、図３
（Ａ）〜（Ｃ）に示される。
【００４８】すなわち、パイロット信号は、ナイキスト
周波数の１／２倍の周波数の搬送波で伝送されるため、
受信側で得られるパイロット信号の同相成分の時間軸デ
ータは図３（Ｂ）に示すように、０，−２ａ，０，２
ａ，０，−２ａ，．．．となり、直交成分の時間軸デー
タは図３（Ｃ）に示すように、常に０になる。そこで、
第３の実施の形態では、受信装置において、同相成分の
時間軸波形を抜き出して、これをもとにサンプリングク
ロックを生成することができるように、パイロット信号
が挿入されたＯＦＤＭ信号を送受信する。
周波数の１／２倍の周波数の搬送波で伝送されるため、
受信側で得られるパイロット信号の同相成分の時間軸デ
ータは図３（Ｂ）に示すように、０，−２ａ，０，２
ａ，０，−２ａ，．．．となり、直交成分の時間軸デー
タは図３（Ｃ）に示すように、常に０になる。そこで、
第３の実施の形態では、受信装置において、同相成分の
時間軸波形を抜き出して、これをもとにサンプリングク
ロックを生成することができるように、パイロット信号
が挿入されたＯＦＤＭ信号を送受信する。
【００４９】図４は本発明になる直交周波数分割多重信
号伝送方法並びに直交周波数分割多重信号送信装置の第
３の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同
一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
この実施の形態はＩＤＦＴ演算装置１４に特徴があり、
その他のブロックは図１と同様の構成である。
号伝送方法並びに直交周波数分割多重信号送信装置の第
３の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同
一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
この実施の形態はＩＤＦＴ演算装置１４に特徴があり、
その他のブロックは図１と同様の構成である。
【００５０】図４において、ＩＤＦＴ演算装置１４の入
力部の数は実数部信号用と虚数部信号用とに、それぞれ
０番目から５１１番目までの５１２ずつあり、そのうち
１番目（ｎ＝１）から１２７番目（ｎ＝１２７）までの
計１２７個ずつと、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１
１番目（ｎ＝５１１）の計１２７個ずつの入力部に情報
信号が入力され、また、０番目（ｎ＝０）の入力部には
直流電圧（一定）が入力され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／
４）と３８４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力部には、従来
はパイロット信号用データが入力されるが、この実施の
形態では後述するように、この入力部のデータの演算途
中で固定データが挿入される。
力部の数は実数部信号用と虚数部信号用とに、それぞれ
０番目から５１１番目までの５１２ずつあり、そのうち
１番目（ｎ＝１）から１２７番目（ｎ＝１２７）までの
計１２７個ずつと、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１
１番目（ｎ＝５１１）の計１２７個ずつの入力部に情報
信号が入力され、また、０番目（ｎ＝０）の入力部には
直流電圧（一定）が入力され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／
４）と３８４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力部には、従来
はパイロット信号用データが入力されるが、この実施の
形態では後述するように、この入力部のデータの演算途
中で固定データが挿入される。
【００５１】図５はＩＤＦＴ演算装置１４の一例のブロ
ック図を示す。同図に示すように、ＩＤＦＴ演算装置１
４は、ＩＤＦＴ演算器１４１、加算器１４２、１４３、
固定データ列発生器１４４及び１４５から構成されてい
る。ＩＤＦＴ演算器１４１は、上記の２倍オーバーサン
プリングで５１２ポイントのＩＤＦＴ演算を実行して、
２５６個の入力情報を５１２点の時間軸信号、すなわち
Ｉ信号及びＱ信号として、バースト的に出力する。
ック図を示す。同図に示すように、ＩＤＦＴ演算装置１
４は、ＩＤＦＴ演算器１４１、加算器１４２、１４３、
固定データ列発生器１４４及び１４５から構成されてい
る。ＩＤＦＴ演算器１４１は、上記の２倍オーバーサン
プリングで５１２ポイントのＩＤＦＴ演算を実行して、
２５６個の入力情報を５１２点の時間軸信号、すなわち
Ｉ信号及びＱ信号として、バースト的に出力する。
【００５２】Ｉ信号は加算器１４２に供給されて固定デ
ータ列発生器１４４からの、サンプリング周期毎に０，
−２ａ，０，２ａ，０，−２ａ，．．．の順で出力され
る固定パターンの固定データ列と加算された後、出力さ
れる。一方、Ｑ信号は加算器１４３に供給されて、固定
データ列発生器１４５から入力される常時０のデータと
加算されて出力される。なお、常時０のデータと加算す
るということは、何も加算しないことと等価であるの
で、加算器１４３及び固定データ列発生器１４５を設け
なくてもよい。
ータ列発生器１４４からの、サンプリング周期毎に０，
−２ａ，０，２ａ，０，−２ａ，．．．の順で出力され
る固定パターンの固定データ列と加算された後、出力さ
れる。一方、Ｑ信号は加算器１４３に供給されて、固定
データ列発生器１４５から入力される常時０のデータと
加算されて出力される。なお、常時０のデータと加算す
るということは、何も加算しないことと等価であるの
で、加算器１４３及び固定データ列発生器１４５を設け
なくてもよい。
【００５３】このようにして、第１２８キャリアと第３
８４キャリアにパイロット信号を図３（Ａ）に示すよう
に割り振り振ることで、既述のような簡単な数値列を、
ＩＤＦＴ演算結果に対して加算することにより、演算し
たのと同等の結果が得られる。
８４キャリアにパイロット信号を図３（Ａ）に示すよう
に割り振り振ることで、既述のような簡単な数値列を、
ＩＤＦＴ演算結果に対して加算することにより、演算し
たのと同等の結果が得られる。
【００５４】また、ａの値を任意に選ぶ事が可能で、情
報信号よりパイロット信号の振幅レベルを任意に大きく
することができ、他の情報用の演算精度になんら影響を
及ぼさない。すなわち、固定データ列を加算しないとき
には、データ長が有限であるので、数値表現できる範囲
でＩＤＦＴ演算することになるため、パイロット信号を
大きくすると、相対的にキャリアを小さな数値にして演
算することにより、演算精度が低下するが、固定データ
列を加算することでキャリアは表現できる最大数値を用
いて演算でき、ＩＤＦＴ演算結果に固定データ列を加算
するとパイロット信号を大きくできる。
報信号よりパイロット信号の振幅レベルを任意に大きく
することができ、他の情報用の演算精度になんら影響を
及ぼさない。すなわち、固定データ列を加算しないとき
には、データ長が有限であるので、数値表現できる範囲
でＩＤＦＴ演算することになるため、パイロット信号を
大きくすると、相対的にキャリアを小さな数値にして演
算することにより、演算精度が低下するが、固定データ
列を加算することでキャリアは表現できる最大数値を用
いて演算でき、ＩＤＦＴ演算結果に固定データ列を加算
するとパイロット信号を大きくできる。
【００５５】自明ながら、ＩＤＦＴ演算器１４１に入力
するパイロット信号用のデータには、零などを割り振っ
て演算しておけばよい。前記固定データ発生器１４４及
び１４５を予めＲＯＭ等の記憶回路で構成し、演算結果
であるＩＤＦＴ演算器出力と加算することで達成でき
る。別な方法として、演算がソフトウェアで実現される
場合でも、演算結果に対して加算することで同様な結果
が得られる。
するパイロット信号用のデータには、零などを割り振っ
て演算しておけばよい。前記固定データ発生器１４４及
び１４５を予めＲＯＭ等の記憶回路で構成し、演算結果
であるＩＤＦＴ演算器出力と加算することで達成でき
る。別な方法として、演算がソフトウェアで実現される
場合でも、演算結果に対して加算することで同様な結果
が得られる。
【００５６】なお、本発明は上記の実施の形態に限定さ
れるものではなく、４倍オーバーサンプリングや８倍オ
ーバーサンプリング以上についても同様な処理が可能で
ある。例えば、４倍オーバーサンプリング時の数値列
は、０、−ｓａ、−２ａ、−ｓａ、０、ｓａ、２ａ、ｓ
ａ、０、−ｓａ、・・・となる（ただし、ｓ＝√２）。
また、５１２ポイントのＩＤＦＴ演算を例にとったが、
それ以下でもそれ以上のＩＤＦＴ演算でも同様である。
れるものではなく、４倍オーバーサンプリングや８倍オ
ーバーサンプリング以上についても同様な処理が可能で
ある。例えば、４倍オーバーサンプリング時の数値列
は、０、−ｓａ、−２ａ、−ｓａ、０、ｓａ、２ａ、ｓ
ａ、０、−ｓａ、・・・となる（ただし、ｓ＝√２）。
また、５１２ポイントのＩＤＦＴ演算を例にとったが、
それ以下でもそれ以上のＩＤＦＴ演算でも同様である。
【００５７】また、図２（Ａ）及び図３（Ａ）に示した
ように、パイロット信号の信号点配置に対しては、０＋
ｊａと０−ｊａという、同相軸に対して対称に配置した
図を説明したが、ａ＋ｊａとａ−ｊａという、同相軸に
対して対称に配置した信号点配置を採用してもよい。
ように、パイロット信号の信号点配置に対しては、０＋
ｊａと０−ｊａという、同相軸に対して対称に配置した
図を説明したが、ａ＋ｊａとａ−ｊａという、同相軸に
対して対称に配置した信号点配置を採用してもよい。
【００５８】更に、パイロット信号の信号点配置を直交
軸に対して対称に配置した場合は、同相成分の時間軸波
形は零を示し、かつ、直交成分の時間軸波形が発生する
ため、受信装置において、直交成分の時間軸波形を抜き
出して、これをもとにサンプリングクロックを生成する
ようにすればよい。パイロット信号の信号点配置を変え
た場合、当然それに相当する数値列を加算するが、それ
らの数値列は簡単に計算することができるので、ＲＯＭ
等に保持すべきデータ列は容易に求めることができる。
軸に対して対称に配置した場合は、同相成分の時間軸波
形は零を示し、かつ、直交成分の時間軸波形が発生する
ため、受信装置において、直交成分の時間軸波形を抜き
出して、これをもとにサンプリングクロックを生成する
ようにすればよい。パイロット信号の信号点配置を変え
た場合、当然それに相当する数値列を加算するが、それ
らの数値列は簡単に計算することができるので、ＲＯＭ
等に保持すべきデータ列は容易に求めることができる。
【００５９】第３の実施の形態では、パイロット信号の
みの数値列を不変データとして加算したが、そのほかシ
ンボル間で不変のデータ（基準データなど）を送るキャ
リアがある場合、例えば、受信復号のための基準データ
等を送る場合、これらの数値データも含めて一緒に記憶
回路に保持しておき、ＩＤＦＴ演算結果に加算してもよ
い。
みの数値列を不変データとして加算したが、そのほかシ
ンボル間で不変のデータ（基準データなど）を送るキャ
リアがある場合、例えば、受信復号のための基準データ
等を送る場合、これらの数値データも含めて一緒に記憶
回路に保持しておき、ＩＤＦＴ演算結果に加算してもよ
い。
【００６０】上記のようにして送信されたＯＦＤＭ信号
は、例えば図６に示す如き公知の構成の周波数分割多重
信号受信装置により受信される。この周波数分割多重信
号受信装置では、空間伝送路を介して入力されたＯＦＤ
Ｍ信号は、受信部２１により受信アンテナを介して受信
された後高周波増幅され、更に周波数変換器２２により
中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器２３によ
り増幅された後、キャリア抽出及び直交復調器４４に供
給される。
は、例えば図６に示す如き公知の構成の周波数分割多重
信号受信装置により受信される。この周波数分割多重信
号受信装置では、空間伝送路を介して入力されたＯＦＤ
Ｍ信号は、受信部２１により受信アンテナを介して受信
された後高周波増幅され、更に周波数変換器２２により
中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器２３によ
り増幅された後、キャリア抽出及び直交復調器４４に供
給される。
【００６１】キャリア抽出及び直交復調器２４のキャリ
ア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キ
ャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回
路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シン
ボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤ
Ｍ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報
伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れてお
り、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離
れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けない
ように、選択度の高い回路が必要となる。
ア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キ
ャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回
路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シン
ボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤ
Ｍ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報
伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れてお
り、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離
れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けない
ように、選択度の高い回路が必要となる。
【００６２】キャリア抽出及び直交復調器２４により抽
出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供
給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７
ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２
５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復
調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６に
より位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波
としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供
給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７
ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２
５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復
調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６に
より位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波
としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００６３】これにより、キャリア抽出及び直交復調器
２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器９に入
力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分
割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回
路２７に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８
によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数
帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供給されて
ディジタル信号に変換される。
２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器９に入
力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分
割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回
路２７に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８
によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数
帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供給されて
ディジタル信号に変換される。
【００６４】ここで重要なのはＡ／Ｄ変換器２９の入力
信号に対するサンプリングのタイミングで、これは同期
信号発生回路２７によりパイロット信号より生成され
た、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信
号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号は
サンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定さ
れており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプ
ルクロックのタイミングを得る。このパイロット信号の
振幅は情報信号よりも大きいので、確実、かつ、安定に
再生される。
信号に対するサンプリングのタイミングで、これは同期
信号発生回路２７によりパイロット信号より生成され
た、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信
号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号は
サンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定さ
れており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプ
ルクロックのタイミングを得る。このパイロット信号の
振幅は情報信号よりも大きいので、確実、かつ、安定に
再生される。
【００６５】同期信号発生回路２７は、復調アナログ信
号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボ
ル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位
相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生す
るサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発
生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信
号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル
同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、こ
れらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガード
インターバル期間除去のための区間信号などのシステム
クロックを発生するシステムクロック発生回路部とより
なる。
号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボ
ル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位
相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生す
るサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発
生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信
号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル
同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、こ
れらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガード
インターバル期間除去のための区間信号などのシステム
クロックを発生するシステムクロック発生回路部とより
なる。
【００６６】Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジ
タル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供
給され、ここで同期信号発生回路２７よりのシステムク
ロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシ
ンボル期間信号を得てＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に供
給される。
タル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供
給され、ここで同期信号発生回路２７よりのシステムク
ロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシ
ンボル期間信号を得てＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に供
給される。
【００６７】ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１のＦＦＴ（高
速フーリエ変換）回路部は、同期信号発生回路２７より
のシステムクロックにより複素フーリエ演算を行い、ガ
ードインターバル期間処理回路３０の出力信号の各周波
数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出する。
速フーリエ変換）回路部は、同期信号発生回路２７より
のシステムクロックにより複素フーリエ演算を行い、ガ
ードインターバル期間処理回路３０の出力信号の各周波
数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出する。
【００６８】これにより得られた各周波数毎の実数部、
虚数部の各信号レベルは、ＱＡＭ復号回路部により参照
用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタ
ル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタ
ル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号され
る。この復号ディジタル情報信号は、出力回路３２によ
り並直列変換などの出力処理が行われて出力端子３３へ
出力される。
虚数部の各信号レベルは、ＱＡＭ復号回路部により参照
用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタ
ル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタ
ル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号され
る。この復号ディジタル情報信号は、出力回路３２によ
り並直列変換などの出力処理が行われて出力端子３３へ
出力される。
【００６９】なお、以上の実施の形態では、パイロット
信号の個数はＯＦＤＭ信号の複数の搬送波の両端に位置
する搬送波で伝送される２つとして説明したが、多数の
パイロット信号を挿入した方が装置の信頼性が向上する
ので、中心搬送波に対して対称な周波数位置の一対一組
の搬送波のうち２以上の組の搬送波を用いてパイロット
信号を伝送してもよい。
信号の個数はＯＦＤＭ信号の複数の搬送波の両端に位置
する搬送波で伝送される２つとして説明したが、多数の
パイロット信号を挿入した方が装置の信頼性が向上する
ので、中心搬送波に対して対称な周波数位置の一対一組
の搬送波のうち２以上の組の搬送波を用いてパイロット
信号を伝送してもよい。
【００７０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
安価なＤＳＰやＩＤＦＴ演算器（あるいは簡単なハード
ウェア構成）を用いて、パイロット信号等の不変データ
の演算結果を他の情報信号に基づく演算結果よりも容易
に大にすることができるため、伝送したい情報信号に対
するパイロット信号等の不変データの振幅レベルを容易
に、かつ、演算精度高く大にすることができる。これに
より、本発明によれば、受信装置におけるパイロット信
号の正確な再生により伝送情報の復号性能の向上が図れ
る。
安価なＤＳＰやＩＤＦＴ演算器（あるいは簡単なハード
ウェア構成）を用いて、パイロット信号等の不変データ
の演算結果を他の情報信号に基づく演算結果よりも容易
に大にすることができるため、伝送したい情報信号に対
するパイロット信号等の不変データの振幅レベルを容易
に、かつ、演算精度高く大にすることができる。これに
より、本発明によれば、受信装置におけるパイロット信
号の正確な再生により伝送情報の復号性能の向上が図れ
る。
【００７１】更に、本発明によれば、パイロット信号等
の不変データについてはシンボル毎に当該不変データの
周波数−時間変換をする必要がないので、演算時間を縮
小できる。更に、本発明によれば、複数のパイロット信
号を送受信するので、パイロット信号の一つがフェージ
ングにより振幅レベルが低下した場合でも、他の一つの
パイロット信号により正確な再生ができる。
の不変データについてはシンボル毎に当該不変データの
周波数−時間変換をする必要がないので、演算時間を縮
小できる。更に、本発明によれば、複数のパイロット信
号を送受信するので、パイロット信号の一つがフェージ
ングにより振幅レベルが低下した場合でも、他の一つの
パイロット信号により正確な再生ができる。
【図１】本発明になる直交周波数分割多重信号伝送方法
並びに直交周波数分割多重信号送信装置の第１及び第２
の実施の形態のブロック図である。
並びに直交周波数分割多重信号送信装置の第１及び第２
の実施の形態のブロック図である。
【図２】本発明により伝送されるパイロット信号の信号
点配置とＩＤＦＴ演算出力をアナログ的に示すである。
点配置とＩＤＦＴ演算出力をアナログ的に示すである。
【図３】本発明により伝送されるパイロット信号の信号
点配置とＩＤＦＴ演算出力をディジタル的に示すであ
る。
点配置とＩＤＦＴ演算出力をディジタル的に示すであ
る。
【図４】本発明になる直交周波数分割多重信号伝送方法
並びに直交周波数分割多重信号送信装置の第３の実施の
形態のブロック図である。
並びに直交周波数分割多重信号送信装置の第３の実施の
形態のブロック図である。
【図５】図４中の要部のＩＤＦＴ演算装置の一例のブロ
ック図である。
ック図である。
【図６】本発明になる直交周波数分割多重信号伝送方法
の受信側の一例のブロック図である。
の受信側の一例のブロック図である。
【図７】バタフライ演算を説明する図である。
１ ディジタル信号入力端子 ２ 入力回路 ３ クロック分周器 ４、１４ ＩＤＦＴ演算装置 ５ パイロット信号用データ挿入回路 ７ 出力バッファ ９ 直交変調器 １０ 中間周波数発振器 ３１ ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路 １４１ ＩＤＦＴ演算器 １４２、１４３ 加算器 １４４、１４５ 固定データ列発生器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 1/00 H04J 11/00
Claims (7)
- 【請求項１】 情報信号を所定のシンボル期間毎の信号
に分割し、その分割された信号を、同相軸と直交軸から
なる２次元信号点配置図に定められる複数の信号点に対
応させて、複数周波数の搬送波によりディジタル変調し
た周波数分割多重信号を生成し、生成された周波数分割
多重信号を所定の周波数を中心周波数とする高周波信号
に変換して、空間伝送路へ伝送する直交周波数分割多重
信号伝送方法において、 前記情報信号より前記ディジタル変調した周波数分割多
重信号を生成するための逆離散的フーリエ変換演算を行
う第１のステップと、 前記同相軸と直交軸からなる２次元信号点配置図におけ
る所定の信号点の位置をパイロット信号の信号点の位置
として設定する第２のステップと、 前記第２のステップにより設定されたパイロット信号の
信号点の位置を基にパイロット信号点信号を生成し、そ
の生成したパイロット信号点信号を、前記第１のステッ
プにより行う逆離散的フーリエ変換演算の複数あるステ
ージの中間のステージで演算中の信号に加算供給する第
３のステップとを少なくとも有し、前記逆離散的フーリ
エ変換演算におけるパイロット信号を生成するための演
算回数は、情報信号を生成するための演算回数よりも少
なくして生成した直交周波数分割多重信号を伝送するこ
とを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送方法。 - 【請求項２】 情報信号を所定のシンボル期間毎の信号
に分割し、その分割された信号を、同相軸と直交軸から
なる２次元信号点配置図に定められる複数の信号点に対
応させるようにして、複数周波数の搬送波によりディジ
タル変調した周波数分割多重信号を生成し、生成された
周波数分割多重信号を所定の周波数を中心周波数とする
高周波信号に変換して、空間伝送路へ伝送する直交周波
数分割多重信号伝送方法において、 前記情報信号より前記ディジタル変調した周波数分割多
重信号を生成するための逆離散的フーリエ変換演算を行
う第１のステップと、 前記同相軸と直交軸からなる２次元信号点配置図におけ
る所定の信号点の位置をパイロット信号の信号点の位置
として設定する第２のステップと、 前記第２のステップにより設定されたパイロット信号の
信号点の位置を基にディジタル変調されたパイロット信
号を生成するためのデータ列信号を生成する第３のステ
ップと、 前記第３のステップにより生成されたデータ列信号を、
前記第１のステップでなされる逆離散的フーリエ変換演
算により生成される周波数分割多重信号と、同じ時間関
係にあるパイロット信号として、前記第３のステップで
生成されたデータ列信号を読み出してパイロット信号を
得る第４のステップと、 前記第４のステップにより得られたパイロット信号と、
前記第１のステップにより生成された周波数分割多重信
号とを加算してパイロット信号の付加された周波数分割
多重信号を前記ディジタル変調した周波数分割多重信号
として得る第５のステップとを少なくとも有してなるこ
とを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送方法。 - 【請求項３】 情報信号を所定のシンボル期間毎の信号
に分割し、その分割された信号を、同相軸と直交軸から
なる２次元信号点配置図に定められる複数の信号点に対
応させて、複数周波数の搬送波によりディジタル変調し
た周波数分割多重信号を生成し、生成された周波数分割
多重信号を所定の周波数を中心周波数とする高周波信号
に変換して、空間伝送路へ送信する直交周波数分割多重
信号送信装置において、 前記情報信号より前記ディジタル変調した周波数分割多
重信号を生成する逆離散的フーリエ変換演算手段と、 前記同相軸と直交軸からなる２次元信号点配置図におけ
る所定の信号点の位置をパイロット信号の信号点の位置
として設定するパイロット信号の信号点位置設定手段
と、 前記パイロット信号の信号点位置設定手段により設定さ
れたパイロット信号の信号点の位置を基にパイロット信
号点信号を生成し、その生成したパイロット信号点信号
を、前記逆離散的フーリエ変換演算手段の複数ある演算
ステージの、中間にある演算ステージで演算中の信号に
加算供給するパイロット信号供給手段とを具備し、空間
伝送路に送信するための直交周波数分割多重信号を生成
するように構成することを特徴とする直交周波数分割多
重信号送信装置。 - 【請求項４】 情報信号を所定のシンボル期間毎の信号
に分割し、その分割された信号を、同相軸と直交軸から
なる２次元信号点配置図に定められる複数の信号点に対
応させるようにして、複数周波数の搬送波によりディジ
タル変調した周波数分割多重信号を生成し、生成された
周波数分割多重信号を所定の周波数を中心周波数とする
高周波信号に変換して、空間伝送路へ送信する直交周波
数分割多重信号送信装置において、 前記情報信号より前記ディジタル変調した周波数分割多
重信号を生成する逆離散的フーリエ変換演算手段と、 前記同相軸と直交軸からなる２次元信号点配置図におけ
る所定の信号点の位置をパイロット信号の信号点の位置
として設定するパイロット信号の信号点位置設定手段
と、 前記パイロット信号の信号点位置設定手段により設定さ
れたパイロット信号の信号点の位置を基にディジタル変
調されたパイロット信号を生成するためのデータ列信号
を生成するデータ列信号生成手段と、 前記データ列信号生成手段により生成されたデータ列信
号を、前記逆離散的フーリエ変換演算手段により生成さ
れる周波数分割多重信号と、同じ時間関係になるように
読み出して変調されたパイロット信号を得るデータ読み
出し手段と、 前記データ読み出し手段により得られたパイロット信号
と、前記逆離散的フーリエ変換演算手段により生成され
た周波数分割多重信号とを加算し、前記高周波信号に変
換するための周波数分割多重信号を得る信号加算手段と
を具備して構成することを特徴とする直交周波数分割多
重信号送信装置。 - 【請求項５】 少なくとも情報信号が所定の入力部に入
力されてｎ倍（ｎは２以上の偶数）のオーバーサンプリ
ングの逆離散的フーリエ変換演算を行って得た演算結果
に、信号点配置が互いに同相軸又は直交軸に対して対称
の位置に配置された振幅及び位相が不変の複数の不変デ
ータ用の値が加算された演算結果を出力する演算回路
と、 前記演算回路の出力演算結果を変調することにより、中
心搬送波に対して対称な周波数位置に存在する一対の搬
送波が一組以上前記不変データで変調され、残りの搬送
波の一部が前記情報信号で変調されてなる直交周波数分
割多重信号を生成する生成手段と、 前記直交周波数分割多重信号を送信する送信手段とを有
することを特徴とする直交周波数分割多重信号送信装
置。 - 【請求項６】 前記不変データは、受信側の復号用基準
クロックを生成させるための複数のパイロット信号であ
ることを特徴とする請求項５記載の直交周波数分割多重
信号送信装置。 - 【請求項７】 信号点配置が互いに同相軸又は直交軸に
対して対称の位置に配置された振幅及び位相が不変の複
数の不変データ用の値が予め記憶されている記憶回路
と、 情報信号が所定の入力部に入力されてｎ倍（ｎは２以上
の偶数）のオーバーサンプリングの逆離散的フーリエ変
換演算を行う演算器と、 前記演算器の出力演算結果に前記記憶回路からの値を加
算して出力する加算器とを有することを特徴とする請求
項５記載の直交周波数分割多重信号送信装置内の演算回
路に用いるＩＤＦＴ演算装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14199597A JP3156635B2 (ja) | 1997-05-30 | 1997-05-30 | 直交周波数分割多重信号伝送方法並びに直交周波数分割多重信号送信装置及びそれに用いるｉｄｆｔ演算装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14199597A JP3156635B2 (ja) | 1997-05-30 | 1997-05-30 | 直交周波数分割多重信号伝送方法並びに直交周波数分割多重信号送信装置及びそれに用いるｉｄｆｔ演算装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10336141A JPH10336141A (ja) | 1998-12-18 |
| JP3156635B2 true JP3156635B2 (ja) | 2001-04-16 |
Family
ID=15304951
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14199597A Expired - Lifetime JP3156635B2 (ja) | 1997-05-30 | 1997-05-30 | 直交周波数分割多重信号伝送方法並びに直交周波数分割多重信号送信装置及びそれに用いるｉｄｆｔ演算装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3156635B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3685687B2 (ja) | 2000-06-23 | 2005-08-24 | 株式会社日立国際電気 | ディジタル変調伝送方法 |
| US7881390B2 (en) | 2004-12-01 | 2011-02-01 | Intel Corporation | Increased discrete point processing in an OFDM communication system |
-
1997
- 1997-05-30 JP JP14199597A patent/JP3156635B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10336141A (ja) | 1998-12-18 |
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