JP4050437B2 - 同期バースト発生方法、無線直交周波数分割多重方式の同期方法、直交周波数分割多重方式の送信装置機及び移動通信装置 - Google Patents
同期バースト発生方法、無線直交周波数分割多重方式の同期方法、直交周波数分割多重方式の送信装置機及び移動通信装置 Download PDFInfo
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期バースト発生方法、無線直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:以下、OFDMという。)方式の同期方法、OFDM方式の送信装置及び移動通信装置に関する。特に、本発明は、特別に設計されたOFDMシンボルから構成される同期バースト、及びその時間軸上での繰返しに関する。
【0002】
IEEE P802.11a/d2.0規格の「装置間の通信及び情報交換のための規格の追加ドラフト−LAN/MANの特別な仕様−パート1:無線媒体アクセス制御(MAC)及び物理層(PHY)仕様:5Ghz帯の高速物理層(Draft supplement to a standard for telecommunications and information exchange between systems - LAN/MAN specific requirements - part 1 : wireless medium access control (MAC) and physical layer (PHY) specifications : high-speed physical layer in the 5 GHz band)」には、直交周波数分割多重方式における同期方法が提案されている。この文献は、提供を含む同期に関する記載に限り、参照することによって本願に組み込まれる。この既知の方法について、図9〜図11を参照しながら説明する。
【0003】
図9は、既知の同期フィールド(synchronization field)の構成を示すタイムチャートである。図9に示すように、同期フィールドは、所謂短シンボル(short symbol)t1,t2,・・・t6と、長シンボル(long symbol)T1,T2からなる。本発明は、特に、短シンボルt1,t2,・・・t6を対象としている。短シンボルt1,t2,・・・t6のうち、振幅利得制御(amplifier gain control)、コース周波数オフセット(course frequency offset)及びタイミングコントロールに用いられる短シンボルt1,t2,t3,t4のみが、実際に発生される。一方、短シンボルt5,t6は、周期的な拡張(cyclic extension)であり、それぞれt1,t2のコピーである。なお、後述する図4は、後続の同期プリアンブル(synchronization preamble)の構成を示す図であり、同期プリアンブルは、ベースバンド変調の種類(type)、符号化レート(coding rate)及び後続のデータフィールドの構成を示す後続の信号フィールド(signal field)であり、本発明の対象外である。詳細については、上述の文献に記載されている。
【0004】
短シンボルt1,t2,t3,t4は、OFDM変調器により、利用可能な全ての副搬送波の中から選択された副搬送波を用いて、発生される。OFDM変調及び選択された副搬送波へのマッピングに用いられる短シンボルt1,t2,t3,t4を、図9を参照して説明する。
【0005】
OFDM変調における短シンボルt1,t2,・・・t6は、それぞれ、シンボルアルファベット(symbol alphabet)の要素によって位相変調された12個の変調副搬送波を用いることによって、発生される。
【0006】
S=√2*(±1±j)
OFDM変調に用いられる全てのシンボル列は、以下のように表すことができる。
【0007】
S-24,24 =√2*(1+j,0,0,0,1+j,0,0,0,-1−j,0,0,0,-1−j,0,0,0,1−j,0,0,0,-1−j,0,0,0,0,0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0,0,-1−j,0,0,0,1+j,0,0,0,-1+j,0,0,0,1+j)
√2の乗算は、得られるOFDMシンボルの平均電力を正規化するためのものである。
【0008】
信号は、以下のように表すことができる。
【0009】
【数1】
【0010】
4が乗算されるS-24, 24のスペクトラル線(spectral line)は、TFFT/4=0.8μsecの周期において、非ゼロ振幅を有する。期間TTSHORT1は、0.8μsecの周期の9倍、すなわち7.2μsecに等しい。
【0011】
残りの15個の値がゼロに設定されるベクトルSに64点(point)の逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform:以下、IFFTという。)を適用すると、トレイニング(training)用の4つの短シンボルt1,t2,t3,t4を、時間領域において発生させることができる。64点のIFFTの出力データを周期的に拡張することによって、6つの短シンボルt1,t2,t3,・・・t6が得られる。図10に、マッピング則(mapping scheme)を示す。左側の所謂仮想副搬送波は、変調されていない。
【0012】
IFFTは、IFFTアルゴリズムによって実行される。例えば64点のIFFTを用いるときは、係数#1〜#24は、同じ番号を付与されたIFFT回路の入力端子1〜24にマッピングされる。一方、係数#−24〜#−1は、IFFT回路の入力端子40〜63にコピーされる。残りの入力端子25〜39及び0(DC)入力端子0は、ゼロに設定される。図10は、このマッピングを説明するための図である。IFFTが実行された後、その出力データは、所望の長さになるように周期的に拡張される。
【0013】
図10に示すように、IFFTマッピングによって得られる時間領域信号は、4つの周期的に繰り返される短シンボルt1,t2,t3,t4と、t1,t2のコピーによって周期的に拡張された短シンボルt5,t6とからなる。なお、本発明では、4が乗算されるスペクトル線のみが、非ゼロ振幅を有する。これ以外の周期性は、スペクトル線の他の乗数を非ゼロ振幅に設定することによって、発生することができる。
既知の同期方法は、極めて効果的であるが、時間領域信号の特性に関して問題がある。
【0014】
OFDM又は一般的なマルチキャリア信号では、信号の包絡線変動、すなわち所謂ピーク値−平均値の電力比(Peak-to-Average-Power-Ratio:以下、PAPRという。)が大きな問題である。PAPRが大きいと、電力振幅の非線形歪み効果のために、伝送効率が悪くなるとともに、例えばアナログ/デジタル変換器(以下、A/D変換器という。)のダイナミックレンジが制限される等、信号によって電気部品(component)が制限される。
【0015】
受信機の自動利得制御(AGC)回路が基準信号値(reference signal value)を捕捉(locking)し、A/D変換器がオーバーフロー又はアンダーフローすることなく、入力信号のダイナミックレンジがA/D変換器の変換範囲内となるように利得を制御するためには、同期列としてPAPRが小さい信号がより望ましい。
【0016】
図11a,図11bは、ルーセントテクノロジ社(Lucent Technologies Inc.)によって提案された列の時間領域信号波形の絶対値(sqrt(In2+Quad2))を示す図である。制限された64点のIFFTを用いて、ピーク値を正確に捕捉するために、8倍のオーバーサンプリングが用いられている。
【0017】
図11c,図11dは、伝送されてきた時間領域波形の実数部と虚数部を示す図である。得られるPAPRは、オーバーサンプリングなしでは2.9991dBであり、8倍のオーバーサンプリングでは3.0093dBである。
【0018】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述した実情に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、既知の同期技術に基づいているが、ハードウェアに対する要求を軽減することができる時間領域信号特性を有する同期バースト発生方法、無線直交周波数分割多重方式の同期方法、直交周波数分割多重方式の送信装置及び移動通信装置を提供することである。
【0019】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る同期バースト発生方法では、非ゼロ振幅を有する直交周波数分割多重方式の副搬送波を表す所定のシンボル列のシンボルを、所定のマッピング則に基づいて、周波数分割多重方式の副搬送波にマッピングする。所定のシンボル列のシンボルを有するマッピングされた直交周波数分割多重方式の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって、同期バーストを生成する。所定のシンボル列は、同期バーストの時間領域信号の包絡線が最小となるように、設定されている。すなわち、所定のシンボル列は、時間領域信号の包絡線(ピーク値−平均値の電力比)が最小となるように、最適化されている。
【0020】
所定のシンボル列の全てのシンボルは、
n=2m
Ci-1=±Cn-i
nは上記所定のシンボル列のシンボル数、
mは1以上の整数、
Cはシンボル値、
iは1からmまでの整数、
を満足するように選択されている。
【0021】
所定のシンボル列のシンボルのマッピング及び逆高速フーリエ変換は、得られる同期バーストの時間領域信号が周期性を表すように、設定されている。
【0022】
また、所定のシンボル列のシンボルのマッピング及び逆フーリエ変換は、時間領域における同期バーストの1バースト部分が発生され、時間領域における同期バーストの周期性が1バースト部分をコピーすることによって得られるように、設定されている。
【0023】
例えば、シンボル列のシンボル数は12である。
【0024】
所定のシンボル列は、例えば、A A A −A −A −A −A A −A −A A −A(Aは複素数)である。
【0025】
また、所定のシンボル列のシンボル値Cは、例えば、A −A A A −AA A A A −A −A −A(Aは複素数)である。
【0026】
また、所定のシンボル列のシンボル値Cは、例えば、A B −A B −A−B B A −B A −B −A(A,Bは複素数)で表される。
【0027】
また、所定のシンボル列のシンボル値Cは、例えば、A −B −A −B −A B −B A B A B −A(A,Bは複素数)で表される。
【0028】
本発明に係る無線直交周波数分割多重方式の同期方法では、上述した同期バースト発生方法に基づいて、同期バーストを発生し、同期バーストを、データフィールドを伝送する前に伝送する。
【0029】
同期バーストの時間領域信号は予め計算されて、メモリに記憶されている。これにより、同期バーストの時間領域信号の計算は1回で済む。
【0030】
本発明に係る直交周波数分割多重方式の送信装置は、非ゼロ振幅を有する直交周波数分割多重方式の副搬送波を表す所定のシンボル列のシンボルを、所定のマッピング則に基づいて、周波数分割多重方式の副搬送波にマッピングするマッピング手段と、所定のシンボル列のシンボルを有するマッピングされた直交周波数分割多重方式の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって、同期バーストを生成する逆高速フーリエ変換手段とを備える。マッピング手段は、同期バーストの時間領域信号の包絡線が最小となるように設定された所定のシンボル列を用いる。
【0031】
本発明に係る移動通信装置は、上述した直交周波数分割多重方式の送信装置を備える。
【0032】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る同期バースト発生方法、無線直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:以下、OFDMという。)方式の同期方法、直交周波数分割多重方式の送信装置及び移動通信装置について、図面を参照しながら説明する。
【0033】
本発明を適用した送信機の具体的な構成について、図1を参照しながら説明する。
【0034】
この送信機は、図1に示すように、非ゼロ振幅を有する直交周波数分割多重方式の副搬送波(subcarrier)を表す所定のシンボル列のシンボルを、所定のマッピング則(mapping rule)に基づいて、OFDM方式の副搬送波にマッピングする逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform:以下、IFFTという。)マッピング器2と、所定のシンボル列のシンボルを有するマッピングされたOFDM方式の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって、同期バーストを生成するIFFT器3と、同期バーストの時間領域信号を拡張する時間拡張器4と、時間拡張された時間拡張信号をOFDM変調するI/Q変調器5とを備える。
【0035】
IFFTマッピング器2は、供給される同期シンボルデータを適切なIFFTポイント(point)にマッピングする。IFFT器3は、マッピングされたOFDM方式の副搬送波を逆高速フーリエ変換し、得られる時間領域信号を時間拡張器4に供給する。時間拡張器4は、時間領域信号の一部、例えば短シンボルt1,t2を短シンボルt5,t6にコピーすることによって、時間領域信号を拡張する。そして、時間拡張器4は、拡張した時間領域信号をI/Q変調器5に供給する。I/Q変調器5は、時間領域信号を、例えばOFDM変調して、送信する。
【0036】
次に、本発明を適用した送信機の他の具体的な構成について、図2を参照して説明する。
【0037】
この送信機は、図2に示すように、同期バーストの時間領域信号を予め計算する演算器7と、演算器7で計算された時間領域信号を記憶するメモリ6と、メモリ6から読み出された時間領域信号を変調するI/Q変調器5とを備える。
【0038】
演算器7は、予め同期バーストの時間領域信号を計算し、時間領域信号のサンプル値をメモり6に記憶する。そして、記憶された同期バーストの時間領域信号はメモリ6から読み出されて、変調器5に供給される。
【0039】
本発明は、上述した図9に示す時間領域の同期バースト構成に適用される。また、本発明では、上述した図10に示すIFFTマッピング、又は後述する図8に示すIFFTマッピングが用いられる。副搬送波にマッピングされるシンボル列は、ピーク値−平均値の電力比(Peak-to-Average-Power-Ratio:以下、PAPRという。)がより小さくなるように最適化されている。
【0040】
具体的には、本発明に基づくOFDMの短シンボル(t1,・・・t6)は、下記表1に示すように、12位相変調の副搬送波からなる。
【0041】
【表1】
【0042】
ここで、
所定のシンボル列は、同期バーストの時間領域信号の包絡線が最小となるように、選択される。
【0043】
したがって、所定のシンボル列は、以下の式が所定のシンボル列の全てのシンボルに対して満足するように、設定される。
【0044】
n=2m
Ci-1=±Cn-i
nは所定のシンボル列のシンボル数、
mは1以上の整数、
Cはシンボル値、
iは1からmまでの整数、
本発明を適用した新規のシンボル列の時間領域信号の特性を、図3に示す。
【0045】
説明を簡単にするために、以下に示す従来の4位相シンボルアルファベット(symbol alphabet)Sを用いて説明する。
【0046】
S=√(1/2)*(±1±j)
このSは、ψA=0.125に相当する。各シンボルは、表2に示すようになる。
【0047】
【表2】
【0048】
図3a,図3bは、オーバーサンプリングなし、8倍のオーバーサンプリングにおける本発明に基づき最適化されたシンボル列S0を用いたときの時間領域信号の振幅を示す図である。
【0049】
PAPR(dB)は、実際のピーク値を捕捉するために時間領域においてオーバーサンプリングを用いたときでさえでも、2.059に制限されている。
【0050】
図3c,図3dは、得られる波形の位相内(in-phase)と直交位相成分(quadrature-phase component)を示す図である。図3に示すように、全てのシンボルは、短い列の4つの繰り返しからなっている。
【0051】
図4、図5、図6は、本発明に基づいて最適化された他のシンボル列S1,S2,S3を用いたときの時間領域信号の特性を示す図である。
【0052】
また、シミュレーションでは、PAPRが最適となるだけでなく、信号のダイナミックレンジ、すなわち最小電力に対するピーク電力の比も最小となる。以下に、小さいPAPR及び小さいダイナミックレンジを有する他の4つのシンボル列Salt0,Salt1,Salt2,Salt3を提案する。
【0053】
従来提案されているシンボル列を用いると、PAPRは、図12a,図12b,図12cに示すように3.01dBであり、ダイナミックレンジは、30.82dBである。
【0054】
上述の本発明を適用したシンボル列を用いることにより、PAPRはより小さく2.06dBとなるが、ダイナミックレンジは、信号電力が0となる点で増大する。
【0055】
そこで、本発明の具体例として、以下の4つのシンボル列Salt0,Salt1,Salt2,Salt3を提案する。
【0056】
シンボル列は、C00,C01,・・・C11であり、
マッピングは、
S=2*{C00,0,0,0,C01,0,0,0,C02,0,0,0,C03,0,0,0,C04,0,0,0,C05,0,0,0,0,0,0,0,C06,0,0,0,C07,0,0,0,C08,0,0,0,C09,0,0,0,C10,0,0,0,C11}
である。
【0057】
【表3】
【0058】
ここで、
A=exp(j2πψA )
B=A*exp(jπ/2)
=exp(j2πψA +jπ/2)
0.0≦ψA <1.0
図7a,図7b,図7cに示すように、例えばシンボル列Salt1を用いることにより、
PAPRはより小さく2.24dBとなるとともに、ダイナミックレンジは7.01dBに制限される。
【0059】
これらのシンボル列を用いることにより、PAPRを小さくすることができるとともに、さらに、信号のダイナミックレンジを制限しているので、クリッピングの問題(clipping problem)を軽減することができる。
【0060】
次に、本発明を適用したIFFTマッピング則について、図8を参照しながら説明する。このマッピング則では、図10に示すOFDM方式の4つ毎の副搬送波だけを非ゼロ振幅(図10参照)に設定する原則は、用いられない。したがって、図8に示すマッピング則に従って得られる時間領域信号は、周期性を有しない。
【0061】
IFFTの大きさは、図10では64であったが、ここでは16である。短シンボルt1,t2,・・・t6のうち1つだけが生成される。これ以外の短シンボルは、コピーによって生成され、受信側における相関及び同期に必要とされる同期時間領域信号の周期性は維持される。したがって、例えば、時間拡張器4は、図10に示すIFFT16によって生成される16−サンプルの短シンボルt1をコピーして、他の短シンボルt2,t3,・・・t6を生成する。図8に示すマッピング則によって、IFFTに必要とされる計算量を減らすことができる。すなわち、同期バーストの時間領域信号の周期性は、IFFT処理ではなく、簡素化したIFFTマッピング則によって発生される短シンボルt1をコピーすることによって得られる。
【0062】
また、図8に示すマッピング則は、図2の時間領域信号を予め計算する送信機にも適用することができる。
【0063】
すなわち、本発明は、高速無線送信システムで用いられる同期バースト構成を提供する。同期バーストは、特別に設計されたOFDMシンボル及び時間軸上での繰り返しを用いた構成となっている。これにより得られる同期バーストは、タイミングの検出精度が高く、周波数オフセットを正確に見積もることができる。また、同期バーストは、包絡線の変動(envelope fluctuation)、すなわちPAPRの電力比が非常に小さくなるように最適化されており、受信機の回路構成を簡単にするとともに、受信機での時間及び周波数の捕捉時間を減らすことができる。
【0064】
したがって、本発明では、同期性能を、従来に比して高くすることができる。本発明に係るマッピング則では、OFDMにおける同期バーストの包絡線が時間領域において小さくなるので、受信機におけるAGCの引き込み速度(pool-in speed)が速くなり、時間及び周波数の同期を正確に行うことができる。さらに、包絡線の変動を小さくするのに必要とされる分解能に対する仕様(resolution requirement)を和らげることができ、受信機の同期回路の構成を簡単にすることができる。
【0065】
換言すると、本発明では、以下のような効果を得ることができる。
【0066】
・OFDMにおける同期シンボルのピーク値−平均値の電力比(PAPR)を小さくすることができる。
・従来に比して、同期性能を高めることができる。
【0067】
・同期バーストのダイナミックレンジが小さいので、自動利得制御(AGC)の引き込み時間を短縮することができる。
【0068】
・自動利得制御の設定を良くすることができる。すなわち、自動利得制御は、アナログ/デジタル変換器の入力信号レベルが、オーバーフロー/アンダーフローしないように調整する必要があり、同期バーストのダイナミックレンジを小さくすることによって、基準レベルをより正確に検出することができる。
【0069】
・受信機の同期検出回路を簡単にすることができる。すなわち、包絡線の変動が小さくなることによって、必要とされる分解能を減らすことができる。
【0070】
【発明の効果】
本発明では、非ゼロ振幅を有する直交周波数分割多重方式の副搬送波を表す所定のシンボル列のシンボルを、所定のマッピング則に基づいて、周波数分割多重方式の副搬送波にマッピングする。所定のシンボル列のシンボルを有するマッピングされた直交周波数分割多重方式の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって、同期バーストを生成する。所定のシンボル列は、同期バーストの時間領域信号の包絡線が最小となるように、設定されている。これにより、従来の装置に比して、同期性能を高めることができる。また、同期バーストのダイナミックレンジが小さいので、自動利得制御(AGC)の引き込み時間を短縮することができるとともに、自動利得制御の設定を良くすることができる。また、受信機の同期検出回路を簡単にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明を適用した送信機の具体的な構成を示すブロック図である。
【図2】本発明を適用した送信機の他の具体的な構成を示すブロック図である。
【図3】本発明を適用したシンボル列の時間領域信号の特性を示す図である。
【図4】本発明に基づいて最適化されたシンボル列S1の時間領域信号の特性を示す図である。
【図5】本発明に基づいて最適化されたシンボル列S2の時間領域信号の特性を示す図である。
【図6】本発明に基づいて最適化されたシンボル列S3の時間領域信号の特性を示す図である。
【図7】本発明に基づいて最適化されたシンボル列Salt1の時間領域信号の特性を示す図である。
【図8】本発明を適用したマッピング則を示す図である。
【図9】同期フィールドの構成を示すタイムチャートである。
【図10】従来のマッピング則を示す図である。
【図11】従来の同期シンボルの時間領域信号の特性を示す図である。
【図12】従来の同期シンボルの時間領域信号の特性、特にダイナミックレンジを示す図である。
【符号の説明】
2 IFFTマッピング器、3 IFFT器、4 時間拡張器、5 I/Q変調器
Claims (12)
- 直交周波数分割多重方式における複数の副搬送波を利用する同期バースト生成方法であって、
所定のシンボル列のうちの既定の12のシンボルが非ゼロ振幅を有しており、所定のマッピング則に基づいて前記所定のシンボル列を前記複数の副搬送波にマッピングするステップと、
前記所定のシンボル列のシンボルがマッピングされた複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって同期バーストを生成するステップと、を含み、
上記所定のシンボル列は、Aを複素数とすると、
A −A A −A −A A −A−A A A A A
と表されることを特徴とする、同期バースト生成方法。 - 直交周波数分割多重方式における複数の副搬送波を利用する同期バースト生成方法であって、
前記複数の副搬送波のうちの既定の副搬送波の各々に対応する少なくとも12のシンボルを含む所定のシンボル列を生成するステップと;
前記複数の副搬送波のうちの既定の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成するステップと;を含み、
前記12のシンボルは複素数の非ゼロ振幅に設定され、他のシンボルはゼロに設定され、周波数領域において前記12のシンボルの少なくとも一部は前記所定のシンボル列中に周期的に配され、
前記所定のシンボル列に含まれる前記12のシンボルは、Aを複素数とすると、
A −A A −A −A A −A−A A A A A
と表されることを特徴とする、同期バースト生成方法。 - 直交周波数分割多重方式における複数の副搬送波を利用する同期バースト生成方法であって、
各々が非ゼロ振幅に設定される12のシンボルと、各々がゼロに設定される複数の他のシンボルを含み、前記シンボルの各々が前記複数の副搬送波のうちの所定の副搬送波にマッピングされる所定のシンボル列を入力するステップと、
前記所定のシンボル列がマッピングされた前記複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成するステップと、を含み、
前記所定のシンボル列に含まれる前記12のシンボルは、Aを複素数とすると、
A −A A −A −A A −A−A A A A A
と表されることを特徴とする、同期バースト生成方法。 - 直交周波数分割多重方式における直交周波数分割多重信号の送信方法であって、
非ゼロ振幅に設定されており、Aを複素数とすると、
A −A A −A −A A −A−A A A A A
と表される12のシンボルと、ゼロに設定されている他のシンボルを含む所定のシンボル列がマッピングされた複数の副搬送波を入力するステップと、
前記複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成するステップと、
前記同期バーストおよび前記直交周波数分割多重信号を送信するステップと、
を含むことを特徴とする、直交周波数分割多重信号の送信方法。 - 直交周波数分割多重方式における直交周波数分割多重信号の送信方法であって、
所定のシンボル列がマッピングされた複数の副搬送波を入力するステップと;
前記複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成するステップと、
前記同期バーストおよび前記直交周波数分割多重信号を送信するステップと、を含み、
前記所定のシンボル列は複素振幅を有する12のシンボルを含み、前記所定のシンボル列に含まれる前記12のシンボルは、
A −A A −A −A A −A−A A A A A
と表され、
前記12のシンボルは、前記所定のシンボル列において、前記複数の副搬送波のうちの4つおきの副搬送波が非ゼロ振幅を有するように配されることを特徴とする、直交周波数分割多重信号の送信方法。 - 直交周波数分割多重方式における直交周波数分割多重信号の送信方法であって、
所定のシンボル列が所定のマッピング則に基づいてマッピングされた複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成するステップと、
前記同期バーストおよび前記直交周波数分割多重信号を送信するステップと、を含み、
前記所定のシンボル列は複素数で表現される下記の12のシンボルを含み、
A −A A −A −A A −A−A A A A A
前記12のシンボルの少なくとも一部は、前記複数の副搬送波のうちの4つおきの副搬送波にマッピングされることを特徴とする、直交周波数分割多重信号の送信方法。 - 直交周波数分割多重方式における複数の副搬送波を利用する同期バースト生成装置であって、
12の非ゼロ振幅を有する既定の12のシンボルを含む所定のシンボル列に含まれるシンボルを、所定のマッピング則に基づいて複数の副搬送波にマッピングするマッピング部と、
前記所定のシンボル列のシンボルがマッピングされた前記複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって同期バーストを生成する逆高速フーリエ変換部と、を備え、
前記所定のシンボル列のシンボルは、Aを複素数とすると、
A −A A −A −A A −A−A A A A A
と表されることを特徴とする、同期バースト生成装置。 - 直交周波数分割多重方式における複数の副搬送波を利用する同期バースト生成装置であって、
前記複数の副搬送波のうちの既定の副搬送波の各々に対応する少なくとも12のシンボルを含む所定のシンボル列を生成する生成部と、
前記複数の副搬送波のうちの既定の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成する逆高速フーリエ変換部と、を備え、
前記12のシンボルは複素数の非ゼロ振幅に設定され、他のシンボルはゼロに設定され、周波数領域において前記12のシンボルの少なくとも一部は前記所定のシンボル列中に周期的に配され、
前記所定のシンボル列に含まれる前記12のシンボルは、Aを複素数とすると、
A −A A −A −A A −A−A A A A A
と表されることを特徴とする、同期バースト生成装置。 - 直交周波数分割多重方式における複数の副搬送波を利用する同期バースト生成装置であって、
各々が非ゼロ振幅に設定される12のシンボルと、各々がゼロに設定される複数の他のシンボルを含み、前記シンボルの各々が前記複数の副搬送波のうちの所定の副搬送波にマッピングされる所定のシンボル列を生成する生成部と、
前記所定のシンボル列がマッピングされた前記複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成する逆高速フーリエ変換部と、を備え、
前記所定のシンボル列に含まれる前記12のシンボルは、Aを複素数とすると、
A −A A −A −A A −A−A A A A A
と表されることを特徴とする、同期バースト生成装置。 - 直交周波数分割多重方式における直交周波数分割多重信号の送信装置であって、
非ゼロ振幅に設定されており、Aを複素数とすると、
A −A A −A −A A −A−A A A A A
と表される12のシンボルと、ゼロに設定されている他のシンボルを含む所定のシンボル列がマッピングされた複数の副搬送波を入力する入力部と、
前記複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成する逆高速フーリエ変換部と、
前記同期バーストおよび前記直交周波数分割多重信号を送信する送信部と、
を備えることを特徴とする、直交周波数分割多重信号の送信装置。 - 直交周波数分割多重方式における直交周波数分割多重信号の送信装置であって、
所定のシンボル列がマッピングされた複数の副搬送波を入力する入力部と;
前記複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成する逆高速フーリエ変換部と、
前記同期バーストおよび前記直交周波数分割多重信号を送信する送信部と、を含み、
前記所定のシンボル列は複素振幅を有する12のシンボルを含み、前記所定のシンボル列に含まれる前記12のシンボルは、
A −A A −A −A A −A−A A A A A
と表され、
前記12のシンボルの少なくとも一部は、前記所定のシンボル列において、前記複数の副搬送波のうちの4つおきの副搬送波が非ゼロ振幅を有するように配されることを特徴とする、直交周波数分割多重信号の送信装置。 - 直交周波数分割多重方式における直交周波数分割多重信号の送信装置であって、
所定のシンボル列が所定のマッピング則に基づいてマッピングされた複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成する逆高速フーリエ変換部と、
前記同期バーストおよび前記直交周波数分割多重信号を送信する送信部と、を備え、
前記所定のシンボル列は複素数で表現される下記の12のシンボルを含み、
A −A A −A −A A −A−A A A A A
前記12のシンボルの少なくとも一部は、前記複数の副搬送波のうちの4つおきの副搬送波にマッピングされることを特徴とする、直交周波数分割多重信号の送信装置。
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