-
Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Demodulieren
eines digital modulierten Signals, auf einen adaptiven Demodulator
zum Demodulieren eines digitalen Signals, welches entsprechend einem
auswählbaren
Modulationssystem aus einer Vielzahl von bestimmten Arten von Modulationssystemen moduliert
ist, sowie auf eine drahtlose Telekommunikationsvorrichtung, wie
eine Basisstation, mit einem derartigen adaptiven Demodulator.
-
Die
vorliegende Erfindung bezieht sich generell auf das technische Gebiet
der drahtlosen Übertragungssysteme
und insbesondere auf solche drahtlosen Übertragungssysteme, die zu
einer sogenannten Verbindungsanpassung imstande sind. Eine Anpassung
des Modulationssystems an die aktuellen Kanalbedingungen ist als
ein eleganter Weg dafür
bekannt, die Übertragungsleistung
in einem drahtlosen Übertragungssystem
zu optimieren. Diese Anpassung des Modulationssystems, die auch
als „Verbindungsanpassung" bekannt ist, nutzt
unterschiedliche Modulationssysteme, wie beispielsweise das BPSK-System
oder das QPSK-System in Abhängigkeit
vom Kanal-Störabstand,
um die geforderte Bitfehlerratenleistung zu erzielen.
-
Um
das Modulationssystem zu ändern,
hat der Sender die Empfangsseite vorab über das verwendete System zu
informieren (zusammen mit einer Bestätigung). Entsprechend dem Stand
der Technik wird dies durch einen gewissen Overhead erreicht, wenn
das Modulationssystem geändert
wird, oder durch Bereitstellen eines gesonderten Signalisierungskanals.
Daher ist es bekannt, dass die Änderung
des Modulationssystems mit der Signalisierung des Modulationssystems
verbunden ist, was vorab mit oder ohne Bestätigung oder durch eine „In-Band"-Signalisierung erfolgt,
bei der zweckbestimmte Symbole im übertragenen Symbolstrom das
in den anderen Daten übertragenden
Symbolen benutzte System beschreiben. Es ist offensichtlich, dass die
Notwendigkeit zur spezifischen Signalisierung des benutzten Modulationssystems
die effektive Bitrate der Übertragung
berührt.
-
Entsprechend
dem Stand der Technik tritt ferner der Nachteil auf, dass im Falle
einer Vorabsignalisierung der Informationssymbole das Modulationssystem
in Abhängigkeit
von der Übertragungsqualität und ohne Overhead
für eine
Signalisierung nicht „im
Fluge" geändert werden
kann.
-
Im
Dokument „On
the Error Rate Evaluation and Modulation Classification for coherent
and non-coherent PSK signals using the Transformation of Random
Variable – zur
Fehlerratenbewertung und Modulationsklassifikation für kohärente und
nichtkohärente
PSK-Signale unter Heranziehung der Transformation einer Zufallsvariablen", von Han et al.,
veröffentlicht
am 23. Mai 1993, ist eine Modulationsart-Klassifizierungseinrichtung
auf der Grundlage von statistischen Momenten vorgeschlagen worden.
Das angewandte Verfahren umfasst die Schritte des Ableiten eines
optimalen Schwellwerts und des Berechnen der mittleren Bitfehlerwahrscheinlichkeit
für ein
kohärentes
und nichtkohärentes
BPSK-System unter Heranziehung der neuen Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion,
die aus der Transformation einer Zufallsvariablen erhalten wird.
Eine Bayes-Klassifizierungseinrichtung
wird zum Klassifizieren der BPSK- und QPSK-Signale unter Heranziehung einer
neuen Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion von kohärent und nicht-kohärent demodulierten
Signalen verwendet. Die betreffende Klassifizierungseinrichtung
nutzt das statistische Moment der Abtastproben der empfangenen Signalsphase
sowie die abgetasteten Momente von demodulierten Signalen aus, die
als ausreichende statistische Größen dafür herangezogen
werden können,
die Modulationsart der BPSK- und QPSK-Signale zu erkennen.
-
In
dem Dokument „Signal
Classification using statistical Moments – Signalklassifizierung unter
Heranziehung von statistischen Momenten" von Soliman und Sue, Mai 1992, ist
ein automatischer Modulationsklassifizierungsalgorithmus vorgeschlagen
worden, bei dem die statistischen Momente der Signalphase verwendet werden,
um die Modulationsart von generellen M-artigen PSK-Signalen zu klassifizieren.
Für derartige
Signale ist das N-te Moment (N ist geradzahlig) der Phase des Signals
eine monoton ansteigende Funktion von M, und es kann daher als Unterscheidungs-
bzw. Diskriminierungsmerkmal dafür
herangezogen werden, „MPSK-Signale" zu klassifizieren.
Durch einen Schwellwertvergleich wird eine Entscheidung zur Klassifizierung
der Signale erhalten.
-
In
dem Papier „Computer
simulation of an automatic classification procedure for digitally
modulated communication signals with unknown parameters – Computersimulation
einer automatischen Klassifizierungsprozedur für digital modulierte Kommunikationssignale
mit unbekannten Parametern" von
Liedke, 1984, ist eine Prozedur beschrieben, die eine automatische
Echtzeit-Klassifizierung der folgenden Modulationsarten ermöglicht:
Amplitudenumtastung (ASK), Frequenzumtastung (FSK) mit geringer
Frequenzabweichung und Phasenumtastung (PSK). Ein unbekanntes Signal
wird zunächst
mit einer Antenne empfangen und durch einen Analog/Digital-Wandler
digitalisiert. In einem nächsten
Schritt wird das Signal unter Heranziehung von verschiedenen Filterbandbreiten
zur ungefähren
Anpassung an die Bandbreiten des unbekannten Signals gefiltert.
Zu diesem Zweck wird eine sogenannte konzentrische endliche Impulsantwort
(FIR) empfohlen. Das gefilterte Signal wird mittels eines Universal-Demodulators
demoduliert, der sämtliche
interessierenden Modulationsarten ohne spezielle Einstellung der
Modulatorparameter demodulieren kann. Eine Vielzahl der Demodulatoren
wird verwendet, wobei jeder Modulator auf gerade ein Filter (Bandbreite)
der konzentrischen Filterbank angepasst ist. In einem nächsten Merkmalsextraktionsschritt
werden folgende Signalparameter extrahiert: Amplitude, momentane
Frequenz und Phase. Ein Mikrocomputer nutzt die betreffenden Parameter
für eine
Merkmalsanalyse und -klassifizierung.
-
In
dem Dokument
FR 2.713.799 ist
ein Verfahren zum automatischen Erkennen der Modulation eines empfangenen
Signals vorgeschlagen. Das empfangene Signal wird zunächst aus
den komplexen digitalen Abtastproben gefiltert und digitalisiert,
und statistische Momente der Ordnung 1 bis 4 über die Amplitude, Phase und
Frequenz werden extrahiert. Die betreffenden statistischen Momente
werden durch einen Vektor aus 2048 digitalen Abtastproben berechnet,
die in einem Speicherblock zur Berechnung des Moduls, des Arguments und
der Phasenverschiebung der jeweiligen digitalen Abtastprobe gespeichert
sind, welche einen reellen Amplitudenanteil und einen imaginären Amplitudenanteil
aufweist. Das statistische Moment der Ordnung 1 bis 4 bezüglich der
Amplitude, der Phase und der momentanen Signalfrequenz kann dann
auf der Grundlage jener drei Vektoren des Moduls, des Arguments
und der momentanen Frequenz berechnet werden.
-
Der
vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren
zum Ermitteln eines Modulationssystems, welches auf der Sendeseite
angewandt wird, und zum Ermitteln einer Änderung des Modulationssystems
auf der Sendeseite ohne einen ausgeprägten Signalisierungskanal oder
ausgeprägte
Signalisierungssymbole bereitzustellen.
-
Gelöst wird
diese Aufgabe durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. In
den abhängigen
Ansprüchen
sind Weiterentwicklungen des Erfindungsgedankens erfasst.
-
Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird daher ein Verfahren zum Demodulieren eines digital
modulierten Signals bereitgestellt. Ein moduliertes digitales Signal
wird empfangen, wobei das empfangene Signal entsprechend einem Modulationssystem
aus einer Vielzahl von bestimmten Arten von Modulationssystemen moduliert
ist. Informationssymbole des modulierten Signals selbst werden statistisch
verarbeitet, um zumindest ein Anzeigesignal zu erhalten. Das empfangene
modulierte digitale Signal wird dann entsprechend einem ausgewählten Demodulationssystem
demoduliert, wobei das Demodulationssystem auf der Grundlage des Wertes
des zumindest einen Anzeigesignals ausgewählt wird.
-
Das
modulierte digitale Signal kann aus Einheiten bestehen, die jeweils
eine Vielzahl von Symbolen umfassen. Gemäß der vorliegenden Erfindung
werden sämtliche
Symbole einer Einheit für
die statistische Verarbeitung herangezogen, um das zumindest eine
Anzeigesignal zu erhalten.
-
Bezüglich des
zumindest einen Anzeigesignals wird eine Entscheidung vorgenommen,
um das entsprechend dem Ergebnis der Entscheidung anzuwendende Demodulationssystem
auszuwählen,
wobei die Entscheidung auf einem Vergleich einer Vielzahl von Anzeigesignalen
miteinander und/oder auf einem Vergleich eines Anzeigesignals mit
einem bestimmten Schwellwert basiert.
-
Das
empfangene modulierte digitale Signal kann entsprechend unterschiedlichen
PSK-Modulationssystemen,
wie entsprechend dem BPSK- und QPSK-Modulationssystem moduliert
sein.
-
Zumindest
ein Anzeigesignal kann dadurch erhalten werden, dass der nächstmögliche Konstellationspunkt
eines angenommenen PSK-Modulationssystems bestimmt wird, dass eine
komplexe Multiplikation des konjugierten komplexen Wertes des bestimmten
nächstmöglichen
Konstellationspunkts mit dem empfangenen Symbol erfolgt und dass
eine statistische Verarbeitung lediglich der In-Phase befindlichen
Komponente des Ergebnisses der komplexen Multiplikation vorgenommen
wird.
-
Die
statistische Verarbeitung kann eine statistische Verarbeitung zweiter
Ordnung sein.
-
Ein
bei dem Vergleichsschritt mit dem Schwellwert zu vergleichendes
Anzeigesignal kann dadurch erhalten werden, dass die In-Phase-Komponente
und die Quadratur-Phase-Komponente
des empfangenen Signals getrennt werden, dass eine gesonderte statistische
Verarbeitung der In-Phase-Komponente und der Quadratur-Phase- Komponente des empfangenen
Signals vorgenommen wird und dass die statistisch verarbeitete In-Phase-Komponente
und die Quadratur-Phase-Komponente verglichen werden. Das Anzeigesignal wird
in diesem Fall entsprechend dem Ergebnis dieses Vergleichs erzeugt.
-
Das
empfangene Signal kann vor der Trennung der In-Phase-Komponente
und der Quadratur-Phase-Komponente mit sich selbst multipliziert
werden, um eine statistische Verarbeitung zweiter Ordnung zu erzielen.
-
Das
empfangene Signal kann um eine Phase von π/4 zur Trennung der In-Phase-Komponente und der
Quadratur-Phase-Komponente gedreht werden, was insbesondere im Falle
eines OFDM-modulierten Signals von Vorteil ist.
-
Das
empfangene modulierte digitale Signal kann durch eine Zeitsteuerungs-Detektierung und
eine Zeitsteuerungs-Korrektur vor Abgabe an die statistischen Verarbeitungsschritte
verarbeitet werden.
-
Wie
bereits ausgeführt,
kann das empfangene modulierte digitale Signal ein OFDM-moduliertes Signal sein.
-
Das
empfangene modulierte digitale Signal kann ein BPSK- oder ein QPSK-moduliertes Signal
sein, wobei die BPSK-Konstellationspunkte mit QPSK-Konstellationspunkten
koinzidieren. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass die BPSK-Konstellationspunkte
eine Untermenge der QPSK-Konstellationspunkte darstellen.
-
Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird ferner ein adaptiver Demodulator zum Demodulieren
eines entsprechend einem auswählbaren
Modulationssystem aus einer Vielzahl von bestimmten Arten von Modulationssystemen
modulierten digitalen Signals bereitgestellt. Der adaptive Demodulator
umfasst einen Empfangsabschnitt für das modulierte digitale Signal.
Ferner ist ein Prozessor zur statistischen Verarbeitung von Informationssignalen
des modulierten Signals selbst und zur Abgabe zumindest eines Anzeigesignals
vorgesehen, welches das Ergebnis der statistischen Verarbeitung
repräsentiert.
Eine Steuereinrichtung erzeugt ein Steuersignal auf der Grundlage
des zumindest einen Anzeigesignals. Ein Demodulator demoduliert
das empfangene modulierte digitale Signal entsprechend einem ausgewählten Demodulationssystem,
wobei das Demodulationssystem auf der Grundlage des Steuersignals
ausgewählt
wird.
-
Das
modulierte digitale Signal kann aus Einheiten bestehen, die jeweils
eine Vielzahl von Symbolen umfassen. In diesem Fall berücksichtigt
der Prozessor gemäß der vorliegenden
Erfindung sämtliche
Symbole einer Einheit für
die statistische Verarbeitung, um das zumindest eine Anzeigesignal
zu erhalten.
-
Die
Steuereinrichtung kann eine Entscheidungsschaltung umfassen, welche
eine Entscheidung bezüglich
des zumindest einen Anzeigesignals vornimmt, um das durch den Demodulator
entsprechend dem Ergebnis der Entscheidung anzuwendende Demodulationssystem
auszuwählen,
wobei die Entscheidung auf einem Vergleich einer Vielzahl von Anzeigesignalen
miteinander basiert. Alternativ kann die Entscheidung auf einem
Vergleich eines Anzeigesignals mit einem bestimmten Schwellwert
basieren, der der Entscheidungsschaltung jeweils zugeführt wird.
-
Das
empfangene modulierte Signal kann ein PSK-moduliertes Signal sein.
-
Der
Prozessor kann zur Bestimmung des nächstmöglichen Konstellationspunkts
eines angenommenen PSK-Modulationssystems aufgebaut sein. Ferner
kann eine Einrichtung zur komplexen Multiplikation des konjugiert
komplexen Wertes eines bestimmten nächstmöglichen Konstellationspunkts
mit dem empfangenen Symbol vorgesehen sein. Ferner kann eine Einrichtung
zur statistischen Verarbeitung lediglich der In-Phase-Komponente
des Ergebnisses der komplexen Multiplikation angeordnet sein.
-
Der
Prozessor kann eine statistische Verarbeitung zweiter Ordnung ausführen.
-
Der
Prozessor kann eine Einrichtung zum Trennen der In-Phase-Komponente
und der Quadratur-Phase-Komponente eines Symbols des empfangenen
Signals umfassen. Ferner sind Einrichtungen zum Trennen der statistischen
Verarbeitung der In-Phase-Komponente
und der Quadratur-Phase-Komponente des empfangenen Signals sowie
Einrichtungen zum Vergleichen der statistisch verarbeiteten In-Phase-Komponente
und der Quadratur-Phase-Komponente vorgesehen.
-
Eine
Multipliziereinrichtung zum Multiplizieren des empfangenen Signals
mit sich selbst vor Abgabe des betreffenden Signals an die Einrichtung
zum Trennen der In-Phase-Komponente
und der Quadratur-Phase-Komponente eines Symbols des empfangenen
Signals kann vorgesehen sein.
-
Eine
Phasen-Dreheinrichtung zum Drehen der Phase des empfangenen Signals
um π/4 vor
Abgabe des betreffenden Signals an die Trenneinrichtung für die In-Phase- Komponente und die
Quadratur-Phase-Komponente kann vorgesehen sein, was insbesondere
im Falle eines OFDM-modulierten Signals von Vorteil ist.
-
Eine
Zeitsteuerungs-Detektierungs- und Zeitsteuerungs-Korrektureinrichtungsverarbeitung
des empfangenen modulierten digitalen Signals vor Abgabe an den
Modulator kann vorgesehen sein.
-
Das
empfangene modulierte digitale Signal kann ein BPSK- oder ein QPSK-moduliertes Signal
sein, wobei die BPSK-Konstellationspunkte mit QPSK-Konstellationspunkten
koinzidieren.
-
Ferner
wird gemäß der vorliegenden
Erfindung eine drahtlose Telekommunikationsvorrichtung bereitgestellt,
die einen adaptiven Demodulator gemäß der Erfindung bzw. gemäß einem
der vorhergehenden Ansprüche
umfasst. Die drahtlose Telekommunikationsvorrichtung kann insbesondere
eine Basisstation eines Telekommunikationssystems sein.
-
Weitere
Aufgaben, Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden
im Folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren der Zeichnungen
anhand einer detaillierten Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung deutlicher werden. In den Zeichnungen
sind dieselben Bezugszeichen im Zusammenhang mit denselben oder äquivalenten
Elementen der verschiedenen Ausführungsformen
der Erfindung verwendet.
-
1 zeigt
schematisch einen Empfängerblock
gemäß der vorliegenden
Erfindung.
-
2 zeigt
ein bekanntes QPSK-Konstellationssystem.
-
3 zeigt
ein bekanntes BPSK-Konstellationssystem.
-
4 zeigt
schematisch einen konventionellen Differenz-Modulator.
-
5 zeigt
im Einzelnen den in 4 dargestellten konventionellen
Differenz-Modulator.
-
6 zeigt
einen Differenz-Detektor, wie er aus dem Stand der Technik bekannt
ist.
-
7 zeigt
eine kohärente
Modulationseinheit, wie sie aus dem Stand der Technik bekannt ist.
-
8 zeigt
eine erste bevorzugte Ausführungsform
eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden
Erfindung.
-
9 veranschaulicht
die Leistung des in 8 dargestellten adaptiven Demodulators
anhand von Simulationsergebnissen.
-
10 zeigt
eine zweite Ausführungsform
eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden
Erfindung.
-
11 veranschaulicht
die Leistung des in 10 dargestellten adaptiven Demodulators
anhand von Simulationsergebnissen.
-
12 zeigt
eine dritte Ausführungsform
eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden
Erfindung.
-
13 veranschaulicht
die Leistung des in 12 dargestellten adaptiven Demodulators
anhand von Simulationsergebnissen.
-
14 zeigt
eine vierte Ausführungsform
eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden
Erfindung.
-
15 veranschaulicht
die Leistung des in 14 dargestellten Demodulators
anhand von Simulationsergebnissen.
-
16 zeigt
eine fünfte
Ausführungsform
eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden
Erfindung.
-
17 veranschaulicht
die Leistung des in 16 dargestellten adaptiven Demodulators
anhand von Simulationsergebnissen.
-
18 veranschaulicht
die Frequenzbereichs-Differenzmodulation gemäß einer OFDM-Übertragung.
-
19 zeigt
die Informationsblöcke
gemäß einer
OFDM-Übertragung.
-
20 zeigt
ein modifiziertes BPSK-Konstellationssystem (BPSK-Konstellationspunkte
als Untermenge der QPSK-Konstellationspunkte).
-
21 zeigt
eine sechste Ausführungsform
eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung.
-
22 zeigt
eine Kombination eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden
Erfindung mit einem Zeitsteuerungs-Detektierungs- und einem Zeitsteuerungs-Korrekturblock.
-
23 zeigt
einen bekannten SPS-(Verwürfelungs-Phasen-Sequenz)-Modulator.
-
24 zeigt
einen adaptiven Demodulator gemäß einer
sechsten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
-
25 veranschaulicht
die Leistung des in 24 dargestellten adaptiven Demodulators
anhand von Simulationsergebnissen.
-
Die
vorliegende Erfindung bezieht sich generell auf das Gebiet der adaptiven
Modulation. Bei der adaptiven Modulation, welche die Grundlage für die sogenannte „Verbindungsanpassung" bildet, entscheidet eine Übertragungssteuereinheit über das
zu benutzende Modulationssystem, wobei diese Entscheidung beispielsweise
auf einer Signalqualitätsmessung
(Störabstand)
eines empfangenen Signals oder auf der Datenrate für zu übertragende
Daten basieren kann. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass das angewandte
Modulationssystem momentan entsprechend Verkehrs- oder Kanalbedingungen
bzw. -zustanden geändert
werden kann.
-
In 1 ist
der Grundaufbau eines Empfängers
gemäß der vorliegenden
Erfindung veranschaulicht. Der betreffende Empfänger umfasst einen Blindmodulationssystem-Detektor 3.
Der Empfänger
empfangt ein moduliertes HF-Signal von einer Antenne 5,
wobei das modulierte HF-Signal entsprechend einer Art aus einer Vielzahl
von Arten von bestimmten Systemen moduliert sein kann. Ein Puffer 1 speichert
die eintreffenden Abtastproben des empfangenen demodulierten Basisbandsignals
(nach Abwärtsumsetzung
aus dem HF-Signal) des modulierten HF-Signals. Ein Modulationssystem-Detektor 3 leitet
die Information bezüglich
der benutzten Modulationssysteme ab, und der adaptive Demodulator 2 wird
zum Demodulieren der ankommenden Signale durch ein Steuersignal
von einer Empfängersteuerungs-Modulationssystem-Entscheidungsschaltung 4 umgeschaltet,
welches mit Anzeigesignalen von dem Modulationssystem-Detektor 3 abgegeben
wird. Die Empfängersteuerungs-Modulationssystem-Entscheidungsschaltung 4 trifft
eine Entscheidung darüber,
welches Steuersignal an den adaptiven Demodulator 2 abzugeben
ist, und zwar in Abhängigkeit
von den Werten eines oder einer Vielzahl der Anzeigesignale, die
von dem Modulationssystem-Detektor 3 abgegeben werden.
-
In 1 ist
der Demodulator als ein adaptiver Demodulatorblock 2 dargestellt.
Der adaptive Demodulator kann durch eine Reihe von unterschiedlichen
festliegenden Demodulatoren ersetzt sein, wobei in einem solchen
Fall ein Schalter zur Weiterleitung der Puffersymbole an den richtigen
Demodulator vorgesehen ist. Dabei wird der Schalter durch das von
der Empfängersteuerungs-Modulationssystem-Entscheidungsschaltung 4 abgegebene
Steuersignal gesteuert.
-
In
der vorliegenden Beschreibung wird die Erfindung auf der Grundlage
des Falles beschrieben, dass das empfangene digital modulierte Signal
entweder BPSK-moduliert (binäre
Phasenumtastung) oder QPSK-moduliert (quarternäre Phasenumtastung) ist.
-
In 2 und 3 ist
das BPSK- bzw. QPSK-Konstellationssystem dargestellt.
-
Da
die vorliegende Erfindung in Kombination mit einer Differenz-Modulation/-Demodulation angewandt
werden kann, ist in 4 und 5 ein konventioneller
Differenz-Modulator dargestellt. Binärdaten 6 werden einer
Symbol-Abbildungseinrichtung 7 zugeführt. Einer
Differenz-Modulationsschaltung 8 werden ein Referenzsymbol
und das Ausgangssignal der Symbol-Abbildungseinrichtung 7 zugeführt. Die
Eingangssymbole werden bei 9 mit Abgabe- bzw. Ausgangssymbolen gemischt,
die durch eine Verzögerungsleitung 10 verzögert sind.
Als Referenzsymbol kann irgendein Symbol verwendet werden, welches
dieselbe Stärke
aufweist wie die Datensymbole, z.B. 1·eiϑ,
wobei ϑ die Phase des Referenzsymbols angibt. Dies trifft
sowohl für
die Differenz-BPSK-Modulation als auch für die Differenz-QPSK-Modulation zu.
-
In 6 ist
ein Differenz-Detektor veranschaulicht, in welchem Eingangs-Symbole
bei 11 mit konjugiert komplexen sowie in einer Verzögerungseinrichtung 12 verzögerten abgezweigten
Eingangssymbolen gemischt werden.
-
Da
die vorliegende Erfindung überdies
bei einer kohärenten
Modulation/Demodulation anwendbar ist, ist in 7 eine
kohärente
Modulationseinheit veranschaulicht, gemäß der Binärdaten 6 durch eine
Symbol-Abbildungseinrichtung 7 geleitet und dann an einen
kohärenten
Modulator 13 abgegeben werden. Bei einer kohärenten Modulation
sind die Modulation und Demodulation ohne ein Phasen-Referenzsymbol
möglich.
-
In 8 ist
eine erste Ausführungsform
des erfindungsgemäßen adaptiven
Demodulators veranschaulicht, bei dem angenommen ist, dass traditionelle
QPSK-/BPSK-Konstellationsdiagramme
für die
Modulation des empfangenen Signals herangezogen werden.
-
Im
Falle eines different- bzw. differentialmäßig modulierten Signals gelangt
das empfangene Signal zunächst
durch einen Differenz-Detektor 29, der eine Verzögerungsleitung 12 und
eine Multipliziereinrichtung 11 aufweist. Im Falle eines
nicht-differenzmäßig modulierten
Signals kann der Differenz-Detektor 29 weggelassen werden.
Das Eingangssignal wird dann in zwei Zweige aufgeteilt. Im ersten
Zweig entscheidet eine eine harte Entscheidung vornehmende BPSK-Entscheidungseinheit 14 bezüglich des
nächstmöglichen übertragenen BPSK-Konstellationspunktes,
wobei in Abhängigkeit
von der Eingangssignalkonstellation das Ausgangssignal daher gegeben
ist mit (+1+0j) oder (–1+0j).
Im zweiten Zweig entscheidet eine eine harte Entscheidung vornehmende
QPSK-Entscheidungseinheit 15 bezüglich des nächstmöglichen übertragenen QPSK-Konstellationspunktes,
wobei das Ausgangssignal daher gegeben ist mit 0,5·√2·(+1+j) oder mit 0,5·√2·(–1 +j) oder mit 0,5·√2·(–1–j) oder mit 0,5·√2·(+1–j). Das Ausgangssignal
der Entscheidungseinheit 14 bzw. der Entscheidungseinheit 15 wird
sodann einer Komplex-Multipliziereinheit 16 zugeführt, die
eine Komplex-Multiplikation der konjugierten komplexen Zahl des
Ausgangssignals der Entscheidungseinheit 14 bzw. 15 mit
dem ursprünglich
empfangenen Symbol vornimmt. Das Ausgangssignal der Multipliziereinheit 16 des
jeweiligen Zweiges wird dann an eine Aufteilungseinheit 19, 20 abgegeben,
welche die In-Phase- und Quadratur-Phase-Daten des jeweiligen Pfades
trennt. Gemäß der in 8 gezeigten
Ausführungsform
werden lediglich die In-Phase-Daten für die nachfolgende statistische
Verarbeitung herangezogen, um ein Anzeigesignal Test_BPSK oder Test_QPSK
zu erhalten. In jedem Zweig werden daher die entsprechenden In-Phase-Komponentendaten
einer Absolutwert-Quadrierungseinheit 21 zugeführt, welche
das Quadrat des Absolutwerts der reellen Zahl am Eingang berechnet.
-
Das
Ausgangssignal der Quadrierungseinheit 21 wird einer Summiereinheit
bzw. Σ-Einheit 22 zugeführt, die
eine Summierung sämtlicher
für eine
Abweichung der Statistik herangezogenen Daten vornimmt, wobei üblicherweise
sämtliche
Symbole einer Dateneinheit der empfangenen Signale aufsummiert werden.
Das Ausgangssignal der Σ-Einheit 22 des
jeweiligen Zweiges, d.h. das Anzeigesignal Test_BPSK oder Test_QPSK wird
einer Entscheidungsschaltung 23 zugeführt. Die Entscheidungsschaltung
gibt ein Steuersignal auf der Grundlage der Werte der eingangsseitigen
Anzeigesignale Test_BPSK oder Test_QPSK an einen BPSK-Demodulator 24 bzw.
an einen QPSK-Demodulator 25 ab. Entsprechend dem Steuersignal
werden entweder in einem BPSK-Puffer 17 gepufferte Daten
durch den BPSK-Demodulator 24 demoduliert, oder es werden
in einem QPSK-Puffer 18 gepufferte Daten durch den QPSK-Demodulator 25 demoduliert.
Die Puffereinheiten 17, 18 puffern sämtliche
empfangenen Symbole, die zu einer Einheit der empfangenen Signale
gehören.
-
Die
Entscheidung, welche durch die Entscheidungsschaltung 23 bezüglich der
eingangsseitigen Anzeigesignale Test_BPSK und Test_QPSK ausgeführt wird,
läuft wie
folgt ab:
Falls Test_BPSK > Test_QPSK
ist, ist das ermittelte
Modulationssystem = BPSK,
ansonsten
ist das ermittelte Modulationssystem = QPSK.
-
Mit
anderen Worten ausgedrückt
heißt
dies, dass dann, wenn der Wert des Anzeigesignals Test_BPSK größer ist
als der Wert des Anzeigesignals Test_QPSK, der von dem BPSK-Puffer 17 abgegebene empfangene
Datenstrom durch den BPSK-Demodulator 24 entsprechend
dem Steuersignal der Entscheidungsschaltung 23 demoduliert
wird. In Abhängigkeit
von dem ermittelten Modulationssystem werden daher die gepufferten
Daten zu dem in Frage kommenden Detektor übertragen. Die Schaltungsanordnung
gemäß 8 kann
vereinfacht werden, indem die Absolutwerte herangezogen werden,
anstatt das Quadrat des Absolutwerts der reellen Zahl am Eingang
(Quadrierungseinheit 21) zu berechnen.
-
Wie
bereits ausgeführt,
kann für
einen kohärenten
Empfänger
die Differenz-Detektiereinheit 29 weggelassen
werden, und die Daten können
dem Eingang A direkt zugeführt
werden.
-
9 veranschaulicht
die Leistungsfahigkeit bzw. Leistung des in 8 dargestellten
adaptiven Demodulators. Die Leistung des Modulationssystem-Detektors
hängt von
der Anzahl der pro Einheit empfangenen Symbole ab, wobei eine größere Anzahl
von Symbolen die Statistik verbessert. In 9 ist die
Leistung für
eine unterschiedliche Anzahl von Symbolen als Grundlage für die statistische
Verarbeitung veranschaulicht. Der Störabstand ist in einem AWGN-Kanal
(additives weißes
Gaußsches
Rauschen) angegeben. Wie aus 9 ersehen
werden kann, ist die Leistung des adaptiven Modulators gemäß 8 akzeptabel
für einen Störabstand > 6 dB.
-
10 zeigt
eine zweite Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung; diese zweite Ausführungsform basiert im Wesentlichen
auf der ersten, in 8 gezeigten Ausführungsform.
Im Unterschied zur 8 werden bei der in 10 dargestellten
zweiten Ausführungsform
gemäß der Erfindung
sowohl der BPSK-Zweig als auch der QPSK-Zweig hinsichtlich der durch
die Aufteilungseinheit 19 bzw. 20 aufgeteilten
In-Phase-Daten und
Quadratur-Phase-Daten für
eine statistische Verarbeitung herangezogen. In dem BPSK-Zweig und
in dem QPSK-Zweig werden die statistisch verarbeiteten In-Phase-
und Quadratur-Phase-Daten jeweils bei 28 verglichen, um
Anzeigesignale Test_BPSK bzw. Test_QPSK zu erzeugen. Wie in 10 veranschaulicht,
werden sowohl im BPSK-Zweig als auch im QPSK-Zweig die In-Phase-Daten und die
Quadratur-Phase-Daten wieder in zwei Zweige aufgeteilt, wobei der
erste Zweig bei 22 aufsummiert und sodann das Quadrat des
Absolutwerts der reellen Zahl im Eingangssignal bei 21 berechnet
wird, während
in dem anderen Zweig zunächst
das Quadrat des Absolutwerts des Eingangssignals berechnet und sodann
eine Summierung einer Gesamtdatennutzung zur Ableitung der Statistik
erfolgt. In dem zweiten Zweig der obigen Zweige wird das Ausgangssignal
der Summiereinheit 22 mit der Anzahl N von Abtastproben
in einer Dateneinheit mittels eines Verstärkers 26 multipliziert,
und sodann wird das Ausgangssignal des ersten Zweiges der oben angegebenen
Zweige in einer Subtrahiereinrichtung 27 subtrahiert.
-
Die
Entscheidungsschaltung 23 gemäß 10 bewirkt
dieselbe Entscheidung, wie sie oben bezüglich der in 8 gezeigten
ersten Ausführungsform
angegeben worden ist.
-
Die
Leistung des in 10 dargestellten adaptiven Demodulators
gemäß der zweiten
Ausführungsform
ist in 11 veranschaulicht. In Abhängigkeit
von der Anzahl der für
die Ableitung einer statistischen Verteilungsinformation benutzten
Symbole variiert die Leistung. Für
einen angemessenen Störabstand
(> 5 dB) liefert eine
größere Anzahl
von Symbolen stets eine bessere Detektierleistung.
-
12 zeigt
eine dritte Ausführungsform
eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden
Erfindung, wobei lediglich der BPSK-Zweig veranschaulicht ist. Der
QPSK-Zweig sieht ähnlich
aus, allerdings mit der Ausnahme des eine harte Entscheidung vornehmenden
Blockes (QPSK-Entscheidungsblock). Gemäß der in 12 dargestellten
dritten Ausführungsform
werden beide, durch die Aufteilungseinheit 19 erzeugten In-Phase-Daten
und Quadratur-Phase-Daten zunächst
dadurch verarbeitet, dass in der Einrichtung 21 das Quadrat
des Absolutwerts der Eingangsdaten verarbeitet wird, dass sodann
eine Summierung sämtlicher
benutzter Daten zur Ableitung der Statistik in der Einrichtung 22 ausgeführt wird,
und dass dann wieder das Quadrat des Absolutwerts des Ausgangssignals
der Summiereinheit bzw. Σ-Einheit 22 ausgeführt wird.
Die statistisch verarbeiteten In-Phase-Daten und Quadratur-Phase-Daten
werden dann durch die Summiereinheit 31 zusammensummiert,
um das Anzeigesignal Test_BPSK zu erzeugen.
-
13 veranschaulicht
die Leistung des in 12 veranschaulichten adaptiven
Demodulators gemäß der dritten
Ausführungsform.
-
Nunmehr
wird eine vierte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf 14 erläutert. Im
Gegensatz zu den ersten bis dritten Ausführungsformen gibt es bei der
vierten Ausführungsform keine
Aufteilung der QPSK- und BPSK-Zweige. Daher wird lediglich ein Anzeigesignal
Test-Signal einer Entscheidungsschaltung 23 eingangsseitig
für einen
Vergleich mit einem bestimmten Schwellwert zugeführt. Der in 14 dargestellte
adaptive Demodulator basiert auf bekannten QPSK-BPSK-Konstellationsdiagrammen und
leitet Statistiken zweiter Ordnung ab.
-
Daher
werden die Symbole des empfangenen Signals zuerst in der Multipliziereinrichtung 32 mit
sich selbst multipliziert und dann an eine Aufteilungseinheit 33 abgegeben.
Die Aufteilungseinheit 33 nimmt wieder eine Aufteilung
der In-Phase-Daten und der Quadratur-Daten des Eingangssignals vor,
und sodann werden die getrennten In-Phase-Daten und die Quadratur-Phase-Daten
statistisch mittels einer Schaltung 34, die das Quadrat
des Absolutwerts des Eingangssignals bildet, und mittels einer Summier-
bzw. Σ-Einheit 35 verarbeitet,
die eine Summierung sämtlicher
Daten vornimmt, die zur Ableitung der Statistik herangezogen werden,
bevor die statistisch verarbeiteten In-Phase-Daten und Quadratur-Daten
durch eine Teilungseinrichtung 36 geteilt werden, um das
Test_Signal zu erzeugen.
-
Für QPSK wird
der Erwartungswert des zweiten Moments z·z berechnet zu: E{z·z}
= E{(1/2√2((±1) + (±j)))}·{1/2√2((±1) + (±j)))}
= E{1/2(1 ± 2j – 1)} =
E{0±j)}
-
Nach
Heranziehen des Absolutwerts (|...|2) erhält man:
E{x}
= E{Absolutwert(reeller Anteil (z·z))} = 0
E{y} = E{Absolutwert(imaginärer Anteil
(z·z)))
= 1
-
Für BPSK werden
die zweiten Momente z·z
wie folgt berechnet: E{z·z} = E{(±1)·(+1)} = 1
-
Nach
Bildung des Absolutwerts (|...|2) erhält man:
E{x}
= E{Absolutwert(reeller Anteil (z·z))} = 1
E{y} = E{Absolutwert(imaginärer Anteil
(z·z))}
= 0
-
Die
Entscheidung ist folgende:
Falls Test_Signal > 1,0) ist, ist das
ermittelte
Modulationssystem = BPSK,
ansonsten ist das
ermittelte Modulationssystem = QPSK.
-
In
Abhängigkeit
von dem ermittelten Modulationssystem gibt die Entscheidungsschaltung 23 ein
solches Steuersignal ab, dass die gepufferten Daten zu dem in Frage
kommenden Detektor übertragen
werden.
-
Der
in 14 gezeigte Aufbau kann dadurch vereinfacht werden,
dass die Teilung durch einen einfachen Vergleich (ab) ersetzt wird.
Ferner können
die Absolutwerte (einfacher Vorzeichen-Schalter) anstelle der Berechnung
des Quadrats der Absolutwerte durch die Quadriereinheit 34 herangezogen
werden. Auch hier kann für
einen kohärenten
Empfänger
die Differenz-Detektiereinheit 29 weggelassen sein, und
die Daten können
dem Eingang A direkt zugeführt
werden.
-
15 veranschaulicht
die Leistung eines adaptiven Demodulators gemäß der in 14 dargestellten
Ausführungsform.
Auch hier hängt
die Leistung des adaptiven Demodulators, d.h. die Ermittlung des
Modulationssystems von der Anzahl der pro Einheit empfangenen Symbole
ab, wobei eine größere Anzahl
von Symbolen die Statistik verbessert. 15 veranschaulicht
die Leistung bei unterschiedlichen Zahlen von Symbolen als Grundlage
für die
statistische Verarbeitung. Der Störabstand ist in einem AWGN-Kanal
(das ist ein Kanal mit additivem weißen Gaußschen Rauschen) angegeben.
Wie aus 15 ersehen werden kann, ist
die Leistung für
einen Störabstand > 6 dB akzeptabel bei
einer größeren Anzahl
von Symbolen pro Einheit.
-
16 zeigt
eine weitere Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zur Vornahme eines Konstellationspositionsstatistik-Vergleichs.
Im Gegensatz zu der Ausführungsform
gemäß 14 gibt
es bei der Ausführungsform
gemäß 16 keine
Multiplizierschaltung 32.
-
Nach
der Verzögerung
erfolgt eine Detektierung der möglichen
Konstellationszustände
wie folgt:
-
Nach
der Aufteilungseinheit und der Absolutwertberechnung (|...|2) erhält
man für
QPSK die folgenden möglichen
Konstellationspunkte: (x+j·y) = 0,5·√2·(+1+j).
-
Nach
der Aufteilungseinheit und der Absolutwertberechnung (|...|2) erhält
man für
BPSK die folgenden möglichen
Konstellationspunkte: (x+j·y) = (1+j·0).
-
Die
Entscheidung wird wie folgt getroffen:
Falls (Test_Signal < Schwellwert), dann
ist das ermittelte Modulationssystem = BPSK,
ansonsten ist
das ermittelte Modulationssystem = QPSK.
-
Für den Schwellwert
sind verschiedene Werte getestet worden, um einen geeigneten Kompromiss zwischen
der Detektierleistung, der Anzahl der Symbole und dem Störabstand
zu ermitteln. Die Tabelleneinträge
geben die falsche Detektierwahrscheinlichkeit in % an.
-
-
Ein
Schwellwert von 0,55 ist gut, und ein Wert von 0,5 kann gewählt werden,
um den Detektor zu vereinfachen.
-
Der
in 16 dargestellte Aufbau kann dadurch weiter vereinfacht
werden, dass die Teilungseinheit 36 durch eine einfache
Vergleichseinheit ersetzt wird (b < Schwellwert·a) und
dass die Absolutwerte (einfacher Vorzeichen-Schalter) anstelle der
Berechnung des Quadrats die Absolutwerte in der Quadriereinheit 34 herangezogen
werden.
-
17 veranschaulicht
die Leistung des adaptiven Demodulators gemäß der in 16 dargestellten Ausführungsform.
Bei dem Beispiel gemäß 17 wurde
der Schwellwert mit T ≈ 0,55
gewählt.
Im Vergleich zu den Leistungen der vorherigen Ausführungsformen
war die Leistung entsprechend dem in 16 dargestellten
adaptiven Demodulator überlegen.
-
Das
Konzept der vorliegenden Erfindung ist insbesondere bei OFDM-modulierten Übertragungssignalen
anwendbar. 18 veranschaulicht eine Frequenzbereichs-Differenzmodulation,
und 19 veranschaulicht Informationsblöcke entsprechend
einer OFDM-Übertragung.
Es wird der Fall einer OFDM-Übertragung angenommen,
bei dem lediglich ein Hilfsträger
ein Informationssignal überträgt. Die
Daten werden zwischen benachbarten Hilfsträgern differenzmäßig moduliert.
Falls eine Mehrzahl von OFDM-Symbolen zur selben Informationseinheit
gehört,
werden die Symbole in benachbarten Zeitschlitzen übertragen.
Die Differenz-Modulation zwischen benachbarten Hilfsträgern sowie
die Übertragung
von Symbolen in den benachbarten Zeitschlitzen nutzen die Vorteile
der hohen Kanalkorrelation (kohärente
Bandbreite und Kohärenzzeit). 19 veranschaulicht
insbesondere die Nutzung von mehreren benachbarten OFDM-Symbolen
als Informationsübertragungsblock.
-
20 zeigt
ein modifiziertes BPSK-Übertragungs-Konstellationsdiagramm,
welches insbesondere in Kombination mit einer OFDM-Übertragung
von Vorteil ist. Die in 20 dargestellte
Struktur vereinfacht den adaptiven Modulator, da nunmehr die BPSK-Konstellationen
eine Untermenge der QPSK-Konstellationspunkte sind. Die QPSK-Konstellationspunkte
bleiben unverändert.
-
Das
betreffende modifizierte Konstellationsdiagramm kann ohne Weiteres
mit einer Zeitsteuerungs-Versatz-Detektier-/-Kompensationseinheit
kombiniert werden, wie sie in 22 veranschaulicht
ist. Ein von einer Antenne 5 empfangener Datenstrom wird
in einem Puffer 38 gepuffert und dann einer Zeitsteuerungs-Korrektureinheit 39 eingangsseitig
zugeführt,
die durch eine Zeitsteuerungs-Detektiereinheit 40 gesteuert
wird. Weitere Einzelheiten bezüglich
der Zeitsteuerungs-Detektiereinheit 40 und der Zeitsteuerungs-Korrektureinheit 39 sind
in der Anmeldung desselben Anmelders wie jenes der vorliegenden
Anmeldung angegeben, wobei die betreffende Anmeldung mit demselben
Datum wie die vorliegende Anmeldung getätigt worden ist, und zwar mit
dem Titel „Zeitsteuerung
der Detektierung und Korrektur".
Bezüglich
der Zeitsteuerungs-Detektiereinheit 40 und der Zeitsteuerungs-Detektiereinheit 39 wird
ausdrücklich
auf diese Anmeldung Bezug genommen.
-
21 veranschaulicht
einen adaptiven Demodulator, der auf dem Empfang von modulierten
Signalen basiert, die entsprechend den modifizierten QPSK-BPSK-Konstellationsdiagrammen
moduliert sind, wie dies in 20 veranschaulicht
ist. Dabei leitet der in 21 dargestellte
adaptive Demodulator direkt Konstellationspunkt-Positionsstatistiken
ab.
-
Auch
hier führt
ein Differenz-Detektor 29 eine Differenz-Detektierung durch.
Sodann wird ein durch Differenz-Detektierung ermittelter Datenstrom
mittels einer Phasen-Dreheinheit 37 in
der Phase um –π/4 gedreht. Die
statistischen Verarbeitungselemente, welche der Phasen-Dreheinheit 37 folgen,
entsprechen den in 16 dargestellten Elementen,
die unter Bezugnahme auf diese Figur erläutert sind.
-
Nach
Drehen um (+π/4)
sind die möglichen
Konstellationszustände
gegeben mit:
QPSK +1+j·0
0+j·1 –1+j·0 0–j·1
BPSK
+1+j·0 –1+j·0
-
Nach
der Aufteilungseinheit und der Bildung des Absolutwerts (|·|2) erhält
man für
QPSK die folgenden möglichen
Konstellationspunkte:
(x+jy) = (1+j·0) oder (0+j·1).
-
Nach
der Aufteilungseinheit und der Bildung des Absolutwerts (|·|2) erhält
man für
BPSK die folgenden möglichen
Konstellationspunkte: (x+jy) = (1+j·0).
-
Die
Entscheidung lautet wie folgt:
Falls (Test_Signal < Schwellwert) vorliegt,
ist das
ermittelte Modulationssystem = BPSK,
ansonsten
ist das ermittelte Modulationssystem = QPSK.
-
Für den Schwellwert
sind verschiedene Werte untersucht worden, um einen geeigneten Kompromiss zwischen
der Detektierleistung, der Anzahl der Symbole und dem Störabstand
zu ermitteln. Die Tabelleneinträge
stellen die falsche Detektierwahrscheinlichkeit in % dar.
-
Auch
der in 21 dargestellte Aufbau kann
dadurch vereinfacht werden, dass die Teilungseinheit 36 durch
eine einfache Vergleichseinheit (b < Schwellwert x a) ersetzt wird und
dass die eine Quadrierung eines Absolutwerts vornehmende Absolutwert-Einheit 34 durch
eine Einheit ersetzt wird, welche die Absolutwerte mittels eines
einfachen Vorzeichen-Schalters heranzieht.
-
Für den Schwellwert
sind verschiedene Werte untersucht worden, um einen geeigneten Kompromiss zwischen
der Detektierleistung, der Anzahl der Symbole und dem Störabstand
zu ermitteln. Dabei haben sich 0,55 und 0,5 als besonders vorteilhafte
Werte erwiesen.
-
Die
Leistung des in 21 dargestellten adaptiven Demodulators
ist ausgezeichnet und nahezu so gut wie die Leistung des Detektors
gemäß 16,
wie dies in 17 veranschaulicht ist.
-
In 23 ist
ein Modulator veranschaulicht, bei dem Phasensequenzen verwürfelt werden.
Dadurch werden verschiedene Phasen-Verwürfelungssequenzen für die modulierten
Konstellationssymbole nach einer Differenzmodulation abgebildet.
Die beiden eindeutigen Sequenzen sind der Empfängereinheit bekannt. Wie in 23 veranschaulicht,
besteht der adaptive Modulator gemäß dieser Ausführungsform
aus einer Bit-Quelle 41 und der Betriebsart-Auswahleinheit 42.
Die Betriebsart-Auswahleinheit 42 wählt entweder
eine BPSK-Abbildungseinrichtung 43 oder eine QPSK-Abbildungseinrichtung 44 aus.
Das Ausgangssignal der BPSK-Abbildungseinrichtung 43 oder
der QPSK-Abbildungseinrichtung 44, die durch die Betriebsart-Auswahleinheit 42 ausgewählt ist,
wird einem Differenz-Modulator 45 und sodann selektiv einer
BPSK/SPS-Einheit 46 oder einer QPSK/SPS-Einheit 47 zugeführt und
dann mittels einer Antenne 48 gesendet.
-
Die
beiden SPS-Sequenzen verwürfeln
(randomisieren) die Abgabesequenzen und machen sie unterscheidbar.
-
24 zeigt
eine weitere Ausführungsform
eines adaptiven Demodulators gemäß der Erfindung
mit einem SPS-basierten Blindmodulationssystem-Detektor. Der in 24 dargestellte
Detektor umfasst eine QPSK/SPS-Umschalteinheit 49 und eine
BPSK/SPS-Umschalteinheit 50. Das Ausgangssignal der QPSK/SPS-Umschalteinheit 49 und
das Ausgangssignal der BPSK/SPS-Umschalteinheit 50 werden
jeweils einem Differenz-Decoder zugeführt, der eine Multipliziereinrichtung 11 und
eine Verzögerungsleitung 12 aufweist.
Das Ausgangssignal des Differenz-Decoders, umfassend die Multipliziereinrichtung 11 und
die Verzögerungsleitung 12,
wird dann einer eine harte QPSK-Entscheidung vornehmenden Entscheidungseinheit 15 bzw.
einer eine harte BPSK-Entscheidung vornehmenden Entscheidungseinheit 14 zugeführt. Das
Ausgangssignal der eine harte QPSK-Entscheidung vornehmenden Entscheidungseinheit 15 und
das Ausgangssignal der eine harte BPSK-Entscheidung vornehmenden
Entscheidungseinheit 14 werden dann jeweils mit einem Ausgangssignal
der Verzögerungsleitung 12 multipliziert.
Das Ausgangssignal der Multipliziereinrichtung 16 wird
dann in einer Subtrahierschaltung 51 von dem ursprünglichen
unverzögerten
Signal subtrahiert. Eine eine Quadrierung eines Absolutwerts vornehmende
Quadrier-Absolutwerteinheit 52 verarbeitet die Subtraktions-Ausgangssignale
der Subtrahiereinheit 51, um ein Test_Signal_QPSK bzw.
Test_Signal_BPSK zu erzeugen. Diese Signale werden dann an eine
nicht dargestellte Entscheidungseinheit 23 abgegeben.
-
Die
Leistung des auf einem SPS-System gemäß 24 basierenden
adaptiven Demodulators ist in 25 veranschaulicht.
-
Die
vorliegende Erfindung bringt gegenüber dem Stand der Technik die
folgenden Vorteile mit sich:
- – Die adaptive
Modulation erzielt eine Verbindungsanpassung (das beste Modulationssystem
wird für
den momentanen Kanal-Störabstand
genutzt);
- – es
wird eine Blindmodulationssystem-Detektierung ohne die Forderung
nach Signalisierung des benutzten Modulationssystems (BPSK oder
QPSK) angewandt;
- – sie
ist für
OFDM-basierte drahtlose Übertragungssysteme
geeignet;
- – der
Detektor kann mit Zeitsteuerungs-Korrektureinheiten im OFDM-Fall
kombiniert werden;
- – Systeme
könnten
als zusätzliche
Bestätigung
bzw. Rückmeldung
genutzt werden, wenn eine adaptive Modulation und eine Signalisierung
des Modulationssystems benutzt wird;
- – Empfänger-/Detektorstrukturen
sind relativ einfach;
- – im
Sender ist keine Modifikation erforderlich;
- – Aufbauten
(insbesondere bezüglich
des Detektors gemäß 16 oder 21)
zeigen eine ausgezeichnete Leistung bei minimalem Realisierungsaufwand;
- – Aufbauten
(insbesondere des Detektors T3 und M3) nutzen weiche Entscheidungen
der Statistik (keine einfache Quadranten-Entscheidung) und weisen
daher eine ausgezeichnete Leistung auf.
-
Die
vorliegende Erfindung beschreibt einen Weg, um eine Blindmodulationssystem-Detektierung auf der
Empfängerseite
vorzunehmen, bei der der Empfänger
bezüglich
des übertragenen
Signals selbst entscheidet, welches Modulationssystem vom Sender
gesendet wurde.
-
Daher
ist eine Verbindungsanpassung möglich,
ohne dass das benutzte Modulationssystem signalisiert wird. Nachdem
diese Systeme als auf Statistiken des empfangenen Konstellationsdiagramms
hin zu betreiben sind, um eine Entscheidung darüber zu treffen, welche funktionalen
Blöcke
für Modulationssysteme
das zugehörige
Modulationssystem zutraf, ist eine Detektierung gemäß den verschiedenen Ausführungsformen
eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden
Erfindung beschrieben worden.
-
Die
dargestellten Schaltungen können
bei beiden Verbindungen eines Kommunikationssystems genutzt werden
(Vorwärtsverbindung:
Zentralstation zum Endgerät
und Rückwärtsverbindung:
Endgerät
zur Zentralstation). Eine bevorzugte Anwendung ist die Nutzung bei
der Rückwärtsverbindung,
bei der eine gewisse zusätzliche
Komplexität
in der Zentralstation erlaubt wäre.
Das Endgerät
entscheidet dann selbst bezüglich des
bei der Rückwärtsverbindung
benutzten Modulationssystems auf der Grundlage einer Kanalzustandsabschätzung (Störabstand),
und es ist keine zusätzliche
Signalisierung erforderlich.
