CN101627600B - 在多路径环境中为调制分类的设备和方法 - Google Patents

Abstract

接收器支持单载波(SC)形式的调制和诸如正交频分复用(OFDM)的多载波形式的调制。一旦接收到信号，该接收器就确定作为接收信号的至少四阶累积量的函数的最大波动范围(MFR)；以及对作为所确定的最大波动范围的函数的接收信号的调制类型进行分类。在确定了接收信号的调制类型之后，接收器切换到该调制模式以从接收信号中恢复数据。

Description

在多路径环境中为调制分类的设备和方法

背景技术

本发明一般地涉及通信系统，以及更具体地涉及无线系统，例如地面广播、蜂窝网、无线-保真(Wi-Fi)、卫星等。 

如今，被广播的通信信号的数量在增加。并且，这些广播通信信号可以使用不同类型的调制。由规定了接收器支持单载波(SC)调制模式和正交频分复用(OFDM)调制模式的最新提出的中国数字电视系统(GB)20600-2006代表了支持多种调制类型的一种形式的接收器。该接收器通过将其自身设置为每一种调制类型直到该接收器正确地恢复所接收信号中的数据来确定所接收到的信号中的调制类型。例如，接收器可以首先将其自身配置为接收OFDM信号，然后测试在接收的信号中是否存在预定数据。如果该测试成功，则该接收器认为所接收的信号是OFDM信号。然而，如果该测试失败，则接收器将其自身配置为接收单载波信号，然后再次测试在接收的信号中是否存在预定数据。遗憾的是，无论将接收器设置为何种调制类型，多路径效应的存在都使得接收器难以定位预定数据。结果是，由于接收器在搜索预定数据的调制类型之间不断的来回切换，所以接收器可能需要很长时间来正确地确定调制类型。 

发明内容

在支持不同类型调制的通信环境中，如果即使在多路径环境中也能够不需要测试是否存在预定数据，接收器都可以不管调制类型如何地适应于任何接收到的信号以正确恢复在其中传输的信息是 有利的。因此，根据本发明的原理，接收器确定作为接收信号的至少四阶累积量的函数的波动范围(MFR)；以及对作为所确定的波动范围的函数的接收信号的调制类型进行分类。 

在本发明的实施例中，接收器支持单载波(SC)形式的调制和例如正交频分复用(OFDM)的多载波形式的调制。一旦接收到广播信号，接收器就将接收的广播信号向下变频至接收到的基带信号。接收器然后确定接收到的基带信号的四阶累积量和二阶累积量，用于在计算接收到的基带信号的标准化四阶累积量中使用。接收器然后测量接收到的基带信号的标准化四阶累积量的最大波动范围(MFR)，并将接收到的基带信号的调制类型分类为作为测量到的最大波动范围的函数的SC或OFDM。在确定了接收信号的调制类型之后，接收器切换到已分类的调制类型，即，调制模式，以从接收信号中恢复数据。 

鉴于上述以及通过阅读详细描述显而易见的是，其他实施例和特征也是可能的并落入本发明的原理中。 

附图说明

图1示出了根据本发明原理的设备的示例性实施例； 

图2示出了根据本发明原理的接收器的示例性实施例； 

图3示出了用于图2接收器中的根据本发明原理的调制分类器的示例性实施例； 

图4示出了图3调制分类器中使用的环路滤波器的示例性实施例； 

图5-6示出了理解本发明概念而使用的示意图； 

图7-8示出了在根据本发明原理的接收器中使用的示意流程图；以及 

图9-10示出了示例性测试结果。 

具体实施方式

除了发明性概念，图中示出的元件都是已知的，将不详细描述。例如，除了发明性概念，假设熟悉离散多频声(DMT)传输(也被称作正交频分复用(OFDM)或编码正交频分复用(COFDM))并且在此不再描述。还假设熟悉电视广播，接收器和视频编码并且在此不再描述。例如，除了发明性概念，假设熟悉当前提出的对于TV标准的推荐，例如NTSC(全国电视系统委员会)、PAL(逐行倒相制)、SECAM(顺序传送与存储彩色电视系统)和ATSC(高级电视系统委员会)(ATSC)以及中国数字电视系统(GB)20600-2006。同样地，除了发明性概念，假设熟悉诸如8级残余边带(8-VSB)、正交幅度调制(QAM)的其他传输概念，以及诸如射频(RF)前端的接收器部件，或诸如低噪声模块、调谐器、下变频器和解调器、相关器、漏积分器和平方器的接收器部分。此外，除了发明性概念，假设熟悉信号的统计处理，例如形成累积量，并不在此描述。类似地，除了发明性概念，已知用于产生传输位流的格式化和编码方法(诸如运动图象专家组(MPEG)-2系统标准(ISO/IEC 13818-1)并且在此不再描述。也应该注意到发明性概念可以使用传统编程技术来实现，在此也不对其进行描述。在这点上，在此描述的实施例可以在模拟或数字域中实现。此外，本领域的技术人员应该理解一些处理根据信号可以涉及复数信号路径。最后，图中相同的标号表示相似的元件。 

下面参考图1，示出了根据本发明原理的装置10的示例性实施例。装置10表示任何基于处理器的平台，例如PC、服务器、机顶 盒、个人数字助理(PDA)、蜂窝电话、移动数字电视(DTV)、DTV等。在这点上，装置10包括具有相关存储器(未示出)的一个或多个处理器，以及还包括接收器15。后者通过天线(未示出)接收广播信号1。为了举例，假设广播信号1代表数字电视(DTV)业务，即，DTV传输流，其包括用于至少一个TV频道的视频、音频和/或系统信息，以及广播信号1使用单载波(SC)调制或诸如正交频分复用(OFDM)的多载波调制传送该信息。然而，该发明性概念不局限于此，并且可以应用于必须在至少两种调制类型中进行选择的任何接收器。由于广播信号1可以使用至少两种调制类型，接收器15根据本发明的原理处理所接收的广播信号1以确定所接收的广播信号1的调制类型。一旦确定了接收信号的调制类型，接收器15进一步根据所确定的调制类型来处理所接收的广播信号1，例如，通过选择适合的解调模式等以从其恢复应用于输出装置20的输出信号16，输出装置如虚线形式所表示的可以是也可以不是装置10的一部分。在该实例的上下文中，输出装置20是允许用户观看所选TV节目的显示器。 

下面转到图2，示出了接收器15的示例性部分。仅示出了与发明性概念相关的部分接收器15。接收器15包括下变频器110、解调器115、以及调制分类器120。此外，接收器15是基于处理器的系统，以及包括一个或多个处理器以及相关存储器，如在图2中的以虚线框形式所示的处理器190和存储器195所示。在上下文中，计算机程序或软件存储在存储器195中以由处理器190执行。后者表示一个或多个存储程序的控制处理器，并且不必是专用于接收器功能的，例如，处理器190也可以控制接收器15的其他功能。例如，如果接收器15是较大装置的一部分，处理器190可以控制该装置的其他功能。存储器195表示任何存储装置，例如随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)等，可以位于接收器15的内部和/或外部，以及根据需要可以是易失性和/或非易失性的。 

图2的天线105接收一个或多个广播信号并将其提供给接收器15。在该示例中，天线105提供接收到的广播信号106至下变频器110。下变频器110代表接收器15的前端处理，并且包括，例如调谐器(未示出)等，用于调谐至并向下变频接收到的广播信号106以提供基带或中频(IF)接收信号111，供接收器15进一步处理。接收信号111应用于解调器115和调制分类器120。解调器115支持N种解调模式，其中N＞1。在该实例的上下文中，N＝2，其中一种解调模式是OFDM模式，以及另一种解调模式是SC模式。解调器115所使用的解调模式是由调制分类器120通过控制信号121控制的。具体地，调制分类器120根据本发明的原理(下面进一步描述)来处理接收信号111以确定接收信号111所使用的调制类型，然后通过控制信号121适当地将解调器115设置为适当的解调模式。一旦调制模式被设置，解调器115解调接收信号111以提供解调的信号116，该解调的信号然后进一步如现有技术中一样被接收器15处理(由椭圆形130表示)以提供输出信号16。应该注意尽管解调器115由单个模块表示，但是本发明不局限于此并且可以有多个独立的解调器，其中每个解调器都支持一个或多个解调类型。 

在详细描述本发明概念之前，下面转向图3，其示出了根据本发明原理的调制分类器120的示例性实施例。调制分类器120包括元件205、210、215、220、环路滤波器225、最大波动范围(MFR)元件230和确定元件235。接收信号111并行施加于元件205和210。元件205形成表示接收信号111的二阶累积量的信号206用于施加至元件215。二阶累积量在此称为C₂₁ ²，其中C₂₁可以被认为是接收信号111的平均功率。元件210形成表示接收信号111的四阶累积量的信号211以施加至元件215。该四阶累积量在此被称为C₄₀。元件215提供信号216，其表示为C₄₀除以C₂₁ ²，即 

在此其也被称作标准化四阶累积量。然后信号216被施加给元件220，其提供信号221， 该信号表示标准化四阶累积量的幅值， 环路滤波器225对标准化四阶累积量进行滤波以去除高频分量并提供滤波信号226至MFR元件230。 

转向图4，示出了用于提供滤波信号226的环路滤波器225的示例性实施例。环路滤波器225是一阶环路过滤器并包括合成器275和285，以及滤波器280。信号221施加至合成器275，其形成了代表 (信号221)和滤波信号226之间的差值的差分信号276。差分信号276施加至滤波器280，其通过 

对差分信号276进行滤波以提供信号281至合成器285。后者将信号281添加至滤波信号226。在环路滤波器中，性能主要由n值决定。尽管n值是凭经验确定的，但一些示例性值可以是n＝8，或n＝10。 

返回至图3，MFR元件230处理(经由环路滤波器225提供的)标准化四阶累积量以确定标准化四阶累积量的最大波动范围(MFR)。例如，MFR元件230测量信号226的最大值和信号226的最小值；以及然后通过从最大值中减少最小值来确定MFR。MFR元件230通过信号231将确定的MFR提供给确定元件235。确定元件235然后对作为确定的MFR的函数的接收信号111的调制类型进行分类。示例性地，确定元件235将确定的MFR与阈值进行比较。如果确定的MFR大于阈值，则确定元件235将调制类型分类为SC调制。然而，如果确定的MFR小于或等于阈值，则确定元件235将调制类型分类为OFDM调制类型。一旦调制类型已经被分类，确定元件235提供表示确定的调制类型的控制信号121。如前所述，控制信号121设置图2的解调器115的适当的解调模式以解调接收信号111。 

下面开始更详细地描述发明性概念，对于该实例，假设接收信号111是在多路径环境中接收的基带信号。在该上下文中，在此也被称作r(n)的接收信号111为： 

$r\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(n\right)s(n-{\mathrm{\τ}}_l)+w\left(n\right),---\left(1\right)$

其中h_l(n)是特定路径l的路径复增益，τ_l是路径延迟；L是路径的总数；w(n)是加成性高斯白噪声(AWGN)；以及s(n)取决于调制类型。就s(n)而言，使用下面的信号模型： 

$s_{\mathrm{PSK}}\left(n\right)=\sqrt{P}\·e^{j\frac{2\mathrm{\πi}}{M}};$ 其中i＝0，1，...，M-1；      (2) 

$s_{\mathrm{QAM}}\left(n\right)=\sqrt{P}\·(a+\mathrm{jb});$ 其中a，b＝2i-M-1以及i＝0，1，...，M-1； (3) 

以及 

$s_{\mathrm{OFDM}}\left(n\right)=\sqrt{\frac{P}{H}}\underset{h=0}{\overset{H-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_h\·e^{j2\mathrm{\πn}}\frac{h}{H};---\left(4\right)$

其中P是用于所有三个等式(2)、(3)和(4)的信号的功率。对于等式(2)和(3)，这些代表SC调制，以及M是SC调制的等级。在该实例中，等式(2)代表相移键控(PSK)以及等式(3)代表正交幅度调制(QAM)。对于等式(4)，这代表OFDM调制，其中H是OFDM信号中的载波(或副载波)的数量，以及C_h是符号序列，其被假设是居中(centered)、独立且相同分布的(I.I.D.)。 

如上所述，根据本发明的原理，接收器执行作为至少一个四阶累积量的函数的调制分类。具体地，该发明性概念利用以下事实的优点，即在应用中心极限定理时，已知OFDM可能收敛于高斯分布，以及已知SC调制是非高斯分布。这样，高斯信号的四阶累积量理 论上为零，这不能发生于非高斯信号。尽管四阶累积量本身可以被使用，但是多路径效应会导致数据中的比例问题。因此，四阶累积量被标准化，例如，使用二阶累积量的平方，以减轻任何比例问题。标准化四阶累积量在此也被称作 其中 

$\left|{\tilde{C}}_{40}\right|=|C_{40}/C_{21}^2|,---\left(5\right)$

具体地， 

$\left|{\tilde{C}}_{40}\left(r\left(n\right)\right)\right|=\left|\frac{C_{40}}{C_{21}^2}\right|,$ 或                    (6a) 

$\left|{\tilde{C}}_{40}\left(r\left(n\right)\right)\right|=\frac{\left|{\mathrm{Cum}}_4(\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(n\right)s(n-{\mathrm{\τ}}_l)+w\left(n\right))\right|}{C_{21}^2}.---\left(6b\right)$

其中 $C_{40}=\left|{\mathrm{Cum}}_4(\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(n\right)s(n-{\mathrm{\τ}}_l)+w\left(n\right))\right|$ 以及Cum4是用于四阶累积量的等式。因此，等式(6b)可以被重写为： 

$\left|{\tilde{C}}_{40}\left(r\left(n\right)\right)\right|=\frac{|{\mathrm{Cum}}_4\left(\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(n\right)s(n-{\mathrm{\τ}}_l)\right)+{\mathrm{Cum}}_4\left(w\left(n\right)\right)|}{C_{21}^2}.---\left(6c\right)$

然而，由于如上所述，高斯处理的四阶累积量为零，因此等式(6c)可以进一步重写为： 

$\left|{\tilde{C}}_{40}\left(r\left(n\right)\right)\right|=\frac{\left|{\mathrm{Cum}}_4\left(\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(n\right)s(n-{\mathrm{\τ}}_l)\right)\right|}{C_{21}^2},$ 或                (6d) 

$\left|{\tilde{C}}_{40}\left(r\left(n\right)\right)\right|=\frac{\left|\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Cum}}_4\left(h_l\left(n\right)s(n-{\mathrm{\τ}}_l)\right)\right|}{C_{21}^2}.---\left(6e\right)$

应该注意，由于C₂₁是平均功率，即，C₂₁＝E[|r(n)|²]，C₂₁ ²是有限值。类似地，路径增益h_l(n)也是有限值。 

下面，进行下面的观察。如果接收信号是OFDM信号，则其被假设为跟随下面的高斯分布。 

Cum₄(s(n-τ_l))→0。                        (7) 

然而，由于每个路径，h_l(n)，都是有限值，因此其可以被推断为： 

Cum₄(h_l(n)s(n-τ_l))→0。                   (8) 

因此， 

$\left|\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Cum}}_4\left(h_l\left(n\right)s(n-{\mathrm{\τ}}_l)\right)\right|\→0.---\left(9\right)$

基于上述分析，如果接收信号是OFDM信号，则 

$\left|{\tilde{C}}_{40}\left(r_{\mathrm{OFDM}}\right)\right|\→0.---\left(10\right)$

与OFDM信号相反，如果接收信号是非高斯的SC信号，则Cum₄(s(n-τ_l))将为非零。因此，用于SC信号的 即 是非零的并显示了信道特性。换句话说，当SC信号在多路径环境中传输时，每个信道都将具有不同的幅值特性，因此 将在大范围内波动。应该注意所获得的四阶累积量可以具有很多高频分 量，其将影响MFR的估计。因此，尽管不需要，但是使用前面所述的一阶环路滤波器来滤掉这些高频分量并获得四阶累积量的包络以改进估计性能是有利的。 

作为上述分析的结果，以及根据本发明的原理，接收信号的 

被计算出并被分析以确定接收信号是使用OFDM调制还是SC调制。下面参考图5-6，其进一步示出了发明性概念。图5示出了OFDM数字视频广播-地面(DVB-T)信号的抽样测试结果，该测试利用2048个副载波(2K模式)和使用256QAM、64QAM、16QAM、正交相移位控(QPSK)和二进制相移键控(BPSK)调制类型的SC调制。在该测试中，使用了已知DVB-T标准的便携式接收P₁的信道模型，以及多普勒频移是40Hz。具体地，图5示出了5dB信噪比(SNR)下100个数据组(一组中有5000个数据样本)的每种调制类型的四阶累积量的统计值， 

从图5应该可以观察到 

的最大波动范围(MFR)在OFDM曲线51中小，而在SC曲线52、53、54、55和56中较大。这在图6中进一步示出，该图示出了不同SNR下用于100个数据组(一组中有5000个数据样本)中的多路径信道中每种调制类型的MFR的曲线。从图6可以观察到OFDM的MFR结果(曲线61)与其他SC调制的MFR曲线很好地分开。也应该注意到由于累积量被估计，因此噪声对结果基本没有影响。因此，根据本发明的原理，OFDM和SC调制可以在多路径信道中作为 

的MFR的函数被分类。具体地，测量到的接收信号的 

的MFR与确定阈值(threshold)进行比较以在OFDM调制类型和SC调制类型之间进行确定。具体地，如果： 

MFR≤threshold。                    (11a) 

接收器确定接收信号是OFDM类型的信号，否则，即， 

MFR＞threshold                            (11b) 

接收器确定接收信号为SC调制类型。 

示例性地，用于阈值的值从上述MFR测量结果中导出，例如在图6中所示的。通用的近似是认为结果是相同的概率。在该情况下，阈值是： 

$\mathrm{threshold}=\frac{{\mathrm{MFR}}_{\mathrm{OFDM}}+\min \left({\mathrm{MFR}}_{\mathrm{SC}}\right)}{2}.---\left(12\right)$

接收器可以估计SNR以从图6确定具体的MFR_OFDM和MFR_SC值进行使用。例如，来自图6的数据可以被存储在表(未示出)中以供接收器在确定不同估计的SNR下的特定阈值(等式(12))中使用。 

下面参考图7，示出了根据本发明原理的在接收器中使用的用于执行调制分类的示例性流程图。在步骤305，接收器接收广播信号(例如，图3的接收器15)。在步骤310，接收器确定接收信号的四阶累积量(例如，图3的元件210)。此外，如图8中所示，该步骤可以包括不仅计算接收信号的四阶累积量，还计算接收信号的二阶累积量，标准化所确定的四阶累积量，以及然后过滤标准化的四阶累积量，如步骤405、410、415和420所示(还在图3中由元件205、215、220和225所示)。在步骤315，接收器确定作为四阶累积量的函数的接收信号的MFR。例如，在图3中，MFR元件230测量接收信号的标准化四阶累积量的MFR。在步骤325，接收器将确定的MFR与阈值进行比较(例如，图3的确定元件235)。如果所确定的MFR小于或等于该阈值，则在步骤335中接收器将接收的信号分类为OFDM调制类型。另一方面，如果所确定的MFR大于阈值，则在步骤330中接收器将接收信号分类为SC调制类型。 

图9和10中分别示出了调制类型是OFDM(2048副载波)、256QAM和64QAM时的示例性性能结果。图9示出了检测概率对SNR，其中，进行了100次试验、一次实验中100个数据组、一组中5000个数据样本。应该观察到具有好的检测概率，即，正确地对接收信号进行分类。例如，在SNR＝20dB时，正确检测信号的OFDM调制类型的概率(曲线71)超过90％。类似地，图10示出了一组中的检测概率对样本大小，其中，SNR＝20dB，进行了100次试验，一次实验中有100个数据组。在图10中，由曲线81示出了正确检测信号的OFDM类型的概率对不同的样本大小。 

如上所述，以及根据本发明的原理，接收器执行多路径环境中的调制分类，并因此能够通过设置调制类型而适应于接收信号。发明性概念还代表盲调制分类方法和设备，这是因为接收器确定或估计调制方法而不用在接收信号中寻找预定数据。应该注意，尽管在DTV广播信号的上下文中示出了发明性概念，但是发明性概念不局限于此，而是可应用于执行自适应接收的其他类型的接收器，例如软件定义的无线电接收器等。 

综上，在前仅示出了本发明的原理，本领域的技术人员应该能够设计出实施本发明的原理并在其精神和范围内的各种替换方案，尽管在此没有明确示出。例如，尽管在各个独立的功能元件的上下文中进行了示出，但是这些功能元件可以以一个或多个集成电路(IC)来实现。类似地，尽管示出为单个元件，但是这些元件中的任意元件或所有元件都可以以存储程序控制的处理器来实现，例如，数字信号处理器，其对应于例如图7-8等中示出的一个或多个步骤来执行相关软件。此外，本发明的原理可应用于其他类型的通信系统，例如，卫星、无线保真(Wi-Fi)、蜂窝网等。事实上，发明性概念还可应用于固定或移动接收器。因此应该理解，可以对示出的实施例进行多种修改，以及在不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下可以设计其他方案。 

Claims (13)

1.一种在接收器中使用的方法，所述方法包括：

通过从接收信号的至少四阶累积量的最大值减去接收信号的至少四阶累积量的最小值来确定作为接收信号的至少四阶累积量的函数的最大波动范围；以及

对作为所确定的最大波动范围的函数的所述接收信号的调制类型进行分类，其中所述分类步骤包括以下步骤：

如果所确定的最大波动范围小于阈值，则将所述接收信号分类为多载波形式的调制；以及

如果所确定的最大波动范围大于阈值，则将所述接收信号分类为单载波形式的调制。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述单载波形式的调制是二进制相移键控、正交相移键控、16正交幅度调制、64正交幅度调制和256正交幅度调制中的至少一种。

3.根据权利要求1所述的方法，进一步包括以下步骤：

切换至所分类的调制类型以从所述接收信号中恢复数据。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述确定步骤包括以下步骤：

确定所述接收信号的二阶累积量；

从所述二阶累积量和所述四阶累积量确定所述接收信号的标准化四阶累积量；以及

从所述接收信号的所述标准化四阶累积量确定所述最大波动范围。

5.根据权利要求4所述的方法，其中从所述接收信号的所述标准化四阶累积量确定所述最大波动范围包括以下步骤：

在确定所述最大波动范围之前，对所述接收信号的所述标准化四阶累积量进行滤波。

6.根据权利要求1所述的方法，其中所述确定步骤包括以下步骤：

在确定所述最大波动范围之前，将所述接收信号向下变频至基带。

7.一种接收设备，包括：

解调器，用于提供用于处理接收信号的至少两种解调模式；以及

处理器，进行操作以：(a)确定作为所述接收信号的至少四阶累积量的函数的所述接收信号的调制类型，以及(b)根据所确定的调制类型将所述解调器设置为对应于所述解调模式中的一种，

其中，所述处理器操作通过从接收信号的至少四阶累积量的最大值减去接收信号的至少四阶累积量的最小值来确定最大波动范围；以及

其中，如果所确定的最大波动范围小于阈值，则所述处理器进行操作以将所述接收信号分类为多载波形式的调制；以及如果所确定的最大波动范围大于阈值，则将所述接收信号分类为单载波形式的调制。

8.根据权利要求7所述的设备，进一步包括：

下变频器，用于处理接收到的广播信号以提供所述接收信号。

9.根据权利要求7所述的设备，其中，所述处理器进行操作以：(a)确定所述接收信号的所述四阶累积量，(b)确定所述接收信号的二阶累积量；(c)从所述二阶累积量和所述四阶累积量确定所述接收信号的标准化四阶累积量，(d)确定作为所述接收信号的所述标准化四阶累积量的函数的最大波动范围(MFR)以及(e)对作为所确定的最大波动范围的函数的所述接收信号的调制类型进行分类。

10.根据权利要求9所述的设备，其中，如果所确定的最大波动范围小于阈值，则所述处理器将所述接收信号分类为多载波形式的调制，以及如果所确定的最大波动范围大于阈值，则所述处理器将所述接收信号分类为单载波形式的调制。

11.根据权利要求9所述的设备，其中，在确定所述最大波动范围之前，所述处理器对所述接收信号的所述标准化四阶累积量进行滤波。

12.根据权利要求8所述的设备，其中，所述单载波形式的调制是二进制相移键控、正交相移键控、16正交幅度调制、64正交幅度调制和256正交幅度调制中的至少一种。

13.根据权利要求8所述的设备，其中，所述处理器进行操作以：(a)确定所述接收信号的所述四阶累积量，(b)确定所述接收信号的二阶累积量；(c)从所述二阶累积量和所述四阶累积量确定所述接收信号的标准化四阶累积量，(d)确定作为所述接收信号的所述标准化四阶累积量的函数的最大波动范围(MFR)，以及(e)如果所确定的最大波动范围小于阈值，则将所述接收信号分类为多载波形式的调制，以及如果所确定的最大波动范围大于阈值，则将所述接收信号分类为单载波形式的调制。

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