JP3582707B2 - 直交マルチキャリア信号伝送装置、直交マルチキャリア信号の伝送方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式で伝送するためのデジタル変調信号の伝送装置、及びその伝送方法に係り、特に被変調信号の周波数が間欠的に存在する直交マルチキャリア信号を、特に簡易な構成のＩＦＦＴを用いて生成する装置、およびその直交マルチキャリア信号を伝送するための信号を生成する方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル情報信号を伝送するとき、単一周波数の搬送波（キャリア）をデジタル情報に基づいて位相変調（ＰＳＫ）、あるいは直交振幅変調（ＱＡＭ）を行い、得られた信号を高周波信号に変換し、電波として放射し伝送する方法は広く知られている。位相変調（ＰＳＫ）方式は、伝送すべきデジタル情報信号を搬送波の位相成分に対応させて変調して伝送する方式であり、直交振幅変調（ＱＡＭ）方式は、搬送波の位相と振幅の両方を用いて変調させる方式である。
【０００３】
一方、最近では新たな伝送方式として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式と呼ばれるマルチキャリア伝送方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に複数の直交する搬送波を発生させて配置し、それぞれの搬送波を位相変調や直交振幅変調する方式に関するものである。
【０００４】
その「搬送波が直交している」とは、隣接する搬送波のスペクトラムが、当該搬送波の周波数位置で零になり、ＯＦＤＭを構成する複数の搬送波で変調されて伝送される信号は、お互いに干渉することなく、独立して伝送可能であることを意味している。
【０００５】
このＯＦＤＭ方式は、多くの搬送波を用いて伝送するため、単一周波数の搬送波を用いて行う伝送に比し、それぞれの搬送波の変調速度を遅くできるため、空間伝送路で生じるマルチパス歪による干渉の影響を軽減でき、また変調信号のスペクトルを矩形に出来るため、占有帯域幅を狭くでき、効率的な周波数利用ができるといった特長を有している。
【０００６】
さらに、その、空間伝送路におけるマルチパス歪による干渉歪の軽減は、干渉歪となる遅延波の遅延時間以上のガードインターバルによる緩衝時間を設けて干渉歪を軽減するが、そのときの冗長な信号として伝送するガードインターバル信号が占める時間的な相対的割合は変調速度が遅いため、小さくできるなど、伝送効率の低下を少なく保ちつつ干渉歪の軽減を行なうことができている。
【０００７】
このように、このＯＦＤＭ方式は、マルチパス環境下での伝送特性に優れており、地上波デジタル放送の伝送方式として採用が決められている。
この、地上波デジタル放送方式で用いられるＯＦＤＭ方式の送信側では、ＯＦＤＭ信号、すなわち直交マルチキャリア信号の発生にＩＤＦＴ変換（逆離散フーリエ変換）が用いられる。これは、伝送すべき情報を各搬送波の位相、振幅成分を変化させるようにして変調信号を生成する方法であり、それぞれの直交する搬送波に与えられる位相、振幅変調信号情報である周波数領域の信号は、ＩＤＦＴ変換により時間領域の信号に変換され、それらの時間領域の信号は加算合成され、その様にして生成されたＯＦＤＭ信号は高周波信号に変換されて空中線より放射される様になされている。
【０００８】
この放射されたＯＦＤＭ信号の受信は、ＤＦＴ変換（離散フーリエ変換）回路により上述の時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する処理を行い、このＤＦＴにより直交周波数多重された時間領域の信号を、それぞれのキャリアの位相、振幅変調信号情報を周波数領域の信号として変換し、その変換した信号をもとに伝送される情報を復号するようになされている。
【０００９】
このＤＦＴ信号処理は、ＤＳＰ（デジタル信号処理プロセッサ）により、あるいは信号処理回路をＬＳＩ（大規模集積回路）化して実現しているが、これらの回路素子技術は近年の半導体技術の進展により、信号処理が比較的高速で実現できるようになってきたため、このＯＦＤＭ方式の信号処理が容易となり、その実用化がなされるようになってきた。
【００１０】
かかるＯＦＤＭ信号、すなわち直交マルチキャリア信号の伝送は、複数のチャンネル構成、或いは複数のユーザーが、お互いに伝送する周波数帯域を分割して放送、通信を行うのが一般的であり、例えば、地上波デジタル放送では、それぞれ６ＭＨｚの帯域を確保したチャンネルがガードバンドなる周波数緩衝域を挟んで整列して配列されているなどである。
【００１１】
このようになされるＯＦＤＭ信号の各搬送波は、シンボル期間、即ちＩＤＦＴ変換を行う窓時間期間にガードインターバル期間を加えた期間、の時間の逆数で与えられる周波数間隔で存在し、通常はそれらの全ての搬送波を用いて情報信号が伝送される。
【００１２】
例えば、地上波デジタル放送で伝送される各搬送波は、１ｋＨｚ〜４ｋＨｚ程度の周波数間隔で並べられ、それらの全ての搬送波が用いられて情報信号が伝送されるようになされている。
【００１３】
この様に、ＯＦＤＭ方式は、放送分野のみならず、通信分野、例えば無線ＬＡＮシステムなどにも用いられており、特に通信分野では、電波の、物体の壁面による反射などにより、マルチパス歪が多く発生する室内環境においても安定した伝送特性が得られるなどの長所を有しており、最近はその利用も多くなってきている。
【００１４】
図２６に、ＯＦＤＭ方式により生成するマルチキャリア伝送装置の構成を示す。
同図に示すマルチキャリア伝送装置１３０は、入力回路部１４０、およびＯＦＤＭ送信部１５０より構成されるマルチキャリア送信装置１３４と、ＯＦＤＭ受信部１６０、および出力回路部１８０より構成されるマルチキャリア受信装置１３６より構成される。
【００１５】
同図において、伝送すべき情報信号は入力回路１４０に供給され、ここでは誤り訂正符号などが付加されてＯＦＤＭ送信部１５０に供給される。
【００１６】
ここでは、後述の逆離散フーリエ変換回路によりマルチキャリア信号が生成され、図示しない空中線を介して放射された電波は図示しない空中線で受信され、ＯＦＤＭ受信部１６０に供給されて復号され、復号された信号は出力回路部１８０に供給され、誤り信号の検出、訂正処理などがなされて、伝送された情報信号はマルチキャリア受信部１３６より情報信号出力として供給される。
【００１７】
図２７に、従来のマルチキャリア信号送信装置の一例のブロック図を示す。
同図に示すＯＦＤＭ送信部１５０は、演算部１５１、出力バッファ５３、Ｄ／Ａ変換器５４、直交変調器５５、信号発生器５６、９０°シフタ５７、周波数変換器５８、および送信部５９より構成される。
【００１８】
伝送すべき情報信号は、情報信号入力端子４１を介して入力回路４２に供給され、ここでは誤り訂正信号などの付加、生成されるキャリア周波数に対する情報信号の変調方法の割り当てがなされ、この様にして割り当てられた実数部用信号と、虚数部用信号は演算部１５１に供給される。
【００１９】
演算部１５１に供給された信号は、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）により演算処理されて、入力回路より供給された情報信号入力に対応されたマルチキャリア変調信号が生成され、生成された実数部および虚数部のそれぞれの信号は出力バッファ５３に供給される。ここでは、これらのＩＦＦＴ演算された信号は一時記憶され、記憶された信号はＤ／Ａ変換器５４に供給される。
【００２０】
ここで、デジタル信号の形で供給された信号はＤ／Ａ変換器によりアナログ信号に変換され、ＬＰＦにより不要な高域周波数成分が除去されて、変調信号成分が得られ、その信号は直交変調器５５に供給される。
【００２１】
ここでは、信号発生器５６より供給される中間周波数、および９０°シフタで位相が９０°変えられた中間周波数により、Ｄ／Ａ変換器より供給された実部、および虚部の信号は直交変調され、直交変調された中間周波数の信号は周波数変換器５８により空間伝送路に放射するための周波数に変換され、周波数変換された信号は送信部５９で電力増幅され、図示しない空中線を介して、空間伝送路に放射される。
【００２２】
図２８に、マルチキャリア受信装置のブロック図を示す。
同図におけるＯＦＤＭ受信部１６０は受信部６１、周波数変換器６２、中間周波数増幅器６３、直交復調器６４、同期信号発生回路６５、９０°シフタ６６、ＬＰＦ６７、Ａ／Ｄ変換器６８、ガードインターバル期間処理回路６９、および復号回路１７０より構成される。
【００２３】
マルチキャリア受信装置１３６の動作につき説明するに、空間伝送路を介して伝送された信号は、図示しない空中線により受信され、受信部６１に供給される。ここでは高周波増幅が行われ、増幅された信号は周波数変換器６２に供給されて中間周波数に変換され、変換された信号は中間周波数増幅器６３に供給されて増幅され、増幅された信号は直交復調器６４に供給される。
【００２４】
ここでは、同期信号発生回路６５より供給される中間周波数の信号、およびその信号が９０°シフタにより９０°移送された信号を基に振幅復調が行われ、各々の信号で振幅復調された信号はＬＰＦ６７を介してＡ／Ｄ変換器６８に供給されてデジタル信号に変換され、ディジタル信号に変換された信号はガードインターバル期間処理回路によりガードインターバル期間の信号が除去され、このようにして得られた信号は、復号回路１７０に供給される。
【００２５】
ここでは、供給された実部、虚部の信号は高速離散フーリエ変換が行なわれ、それぞれのキャリア周波数の実部、虚部に対応する信号成分が求められる。その求められた信号成分は、マルチキャリア送信装置１３４の演算部１５１で行われた変調信号の割り当てを基にしてＱＡＭ信号の復号がなされ、復号された信号は出力回路８１に供給される。
【００２６】
ここでは、入力回路４２で付加された誤り訂正信号をもとに誤り信号の訂正がなされ、このようにして得られた復調出力信号は出力端子８２に供給される。
【００２７】
この様にして、マルチキャリア信号が生成、送信、受信されるが、そのマルチキャリアとして使用される周波数の数は、２５６本、１０２４本、あるいはそれ以上の数が用いられるが、この様に多く数のキャリアはＩＤＦＴ回路により容易に生成できる。例えば１０２４本のキャリアを発生させるためには１０２４ポイント、あるいはそれ以上のポイント数のＩＤＦＴが用いられ、ＩＤＦＴより時系列の信号として出力される。
【００２８】
さて、以上の様にして生成されたマルチキャリア信号では、その伝送に使用する周波数帯域で、直交関係にある隣接する搬送波周波数をすべて使用して送信されているが、ここで、マルチキャリアを構成する全てのキャリアを用いて伝送するのではなく、キャリアを間欠的に使用して伝送するような伝送方法について述べる。
【００２９】
その、キャリアを間欠的に使用する伝送方法は、伝送するためのキャリアが間欠的に配置されているため、より広い伝送帯域を用いて伝送することとなり、例えば局所的な周波数領域で伝送路が悪化する場合でも、隣接するキャリア同士の間隔が広くとられているため、その影響を受けるキャリアの数を少なくできるなど、誤り訂正回路で誤りデータを正しいデータに修正することが容易であり、優れた伝送特性を得ることができる。
【００３０】
また、微弱な信号で伝送する無線機などは、周辺に設置される電子機器への干渉を小さくするため、例えば１ＭＨｚの帯域内における送信電力を低く押さえる方法がとられるが、例えば８波おきに１波づつを、間欠的に使用して伝送する直交マルチキャリア信号は、小さな周波数間隔で並べられる全キャリアを伝送する場合に比し広い周波数帯域で伝送するため、単位周波数あたりの電力密度を小さくでき、周辺にある電子機器へ与える電磁妨害を小さく押さえることができるなどの特徴を有するものである。
【００３１】
この様に、間欠的に搬送波を配列して行う伝送方法に関連して、出願番号平１０−２７７１０３「直交マルチキャリア信号の生成方法及び復号方法」を提案している。
【００３２】
ここで提案されている直交マルチキャリア信号の生成方法で、間欠的に搬送波を使用する場合、例えばそれぞれが２より大きな整数値Ｌ、Ｍ、また４より大きな整数値Ｎに対して、Ｎ本のキャリアをＬ本おきに選択し、Ｍ本の選択した搬送波を使用する間欠型の直交マルチキャリア方式は、全部でＮ本の搬送波を生成する必要があり、Ｎ本の直交関係にある搬送波を生成するための、少なくともＮポイント以上のＩＤＦＴ変換を用いて信号の生成を行うようにする。ここで、このときのＮポイント以上のＩＤＦＴは、Ｌ本の搬送波毎にそのうちの１本の搬送波のみを情報データで変調し、残りの（Ｌ−１）本の搬送波は振幅を零とするためのデータを与えて変調し、その搬送波を発生させないようにしている。
【００３３】
この様にして用いられるＩＦＦＴ回路は、Ｎ＝Ｌ×Ｍポイント以上のＩＤＦＴ演算回路が必要となり、その様に大きなポイント数のＩＦＦＴ回路は、大規模半導体集積回路（ＬＳＩ）により、あるいは高速デジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）などにより実現は可能であるが、ＩＤＦＴ回路のポイント数の増加にともないＩＤＦＴ回路の回路規模も大きくなり、それを、信号処理ポイント数が多く演算量の多い大きなデジタル信号処理プロセッサにより実現するときは、高コストな構成となってしまうという課題があった。
【００３４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来例のマルチキャリア伝送装置１３０における信号の伝送は、ＩＤＦＴ回路で生成される全てのキャリア周波数を用いて動作させることを前提として使用されているものであった。
【００３５】
本発明が目的とするマルチキャリア送信装置は、上述の空間伝送路に放射されるマルチキャリアが間欠的に配列されているものであり、前述の出願番号平１０−２７７１０３「直交マルチキャリア信号の生成方法及び復号方法」のような特徴を有する信号伝送装置に関し、その間欠的に配列される直交マルチキャリアの生成を、できるだけ演算処理回数の小さなＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）により実現することを目的としている。
【００３６】
さらに、上述の送信装置は１チャンネルの入力信号に対するマルチキャリア信号を生成するものであるが、例えば４チャンネル、あるいは８チャンネルの情報信号を同時に送信できる送信装置を、簡易な構成によるＩＦＦＴ回路により実現しようとするものである。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記課題を解決するために以下の１）〜６）の手段より成るものである。
すなわち、
【００３８】
１） 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送装置であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を行う第１の逆離散フーリエ変換手段（５１ａ）と、
逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力する信号を、Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換手段（５２）と、
前記第２の逆離散フーリエ変換手段から出力する前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成手段（主に５５、５８）とを具備することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送装置。
【００３９】
２） 伝送すべき複数チャンネルのディジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して前記複数チャンネルのうちの１つずつのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記複数チャンネルのデジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送装置であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換をそれぞれのディジタル情報信号について行う第１の逆離散フーリエ変換手段（５１ａ〜５１ｄ）と、
逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力する信号を、Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、それぞれの生成されるキャリアが２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換手段（５２）と、
前記第２の逆離散フーリエ変換手段から出力する前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成手段（主に５５、５８）とを具備することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送装置。
【００４０】
３） 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送装置であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を、指定される前記１つのチャンネルに係る所定の回転因子を用いて行う第１の逆離散フーリエ変換手段（５１ａ）と、
逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力する信号を、前記Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換手段（５２）と、
前記第２の逆離散フーリエ変換手段から出力する前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成手段（主に５５、５８）とを具備することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送装置。
【００４１】
４） 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送装置であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を行う第１の逆離散フーリエ変換手段（５１ａ）と、
前記逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力されるＭ個の出力点の信号を、前記整数値Ｎに対するＮ個の入力点のうちの所定のＭ個に入力して前記Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される前記１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換手段（５２）と、
前記第２の逆離散フーリエ変換手段から出力する前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成手段（主に５５、５８）とを具備することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送装置。
【００４２】
５） 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送方法であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を行う第１の逆離散フーリエ変換ステップと、
前記逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力する信号を、Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される前記１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換ステップと、
前記第２の逆離散フーリエ変換ステップにより出力される前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成ステップとを有することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送方法。
【００４３】
６） 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送方法であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべき前記デジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を、指定される前記１つのチャンネルに係る所定の回転因子を用いて行う第１の逆離散フーリエ変換ステップと、
逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段により出力される信号を、前記Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される前記１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換ステップと、
前記第２の逆離散フーリエ変換ステップにより出力される前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成ステップとを有することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送方法。
【００４４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の直交マルチキャリア信号の伝送装置、およびその生成方法の実施の形態につき、好ましい実施例により説明する。
図１は、そのマルチキャリア生成方法を採用するマルチキャリア伝送装置の概略ブロック図である。
同図において、マルチキャリア伝送装置３０は、伝送すべきａ〜ｄの４チャンネルの情報信号を入力し、それらの情報信号をＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式で変調した変調出力信号を得て送信アンテナより空間伝送路に放射するマルチキャリア送信装置３４と、空間伝送路よりの信号を受信アンテナにより得て、得られた信号が供給され、その信号を復調、復号してａ〜ｄの４チャンネルの情報信号出力を得るマルチキャリア受信装置３６とより構成されている。
【００４５】
ここで、マルチキャリア送信装置３４は、４チャンネルの情報を入力する入力回路部４０ａ〜４０ｄ、およびＯＦＤＭ送信部５０より構成され、マルチキャリア受信装置３６は、ＯＦＤＭ受信部６０、および４チャンネルの復調出力を供給する出力回路８０ａ〜８０ｄより構成される。
【００４６】
同図に示すマルチキャリア伝送装置３０の動作について概略説明するに、例えばＭＰＥＧ−２（Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｅｘｐｅｒｔｓ Ｇｒｏｕｐ −２）により圧縮符号化されたビットストリームの信号などは情報信号入力端子ａ〜ｄより入力回路４０ａ〜４０ｄに供給され、これらの回路で誤り検出、訂正符号などが付加され、それぞれの入力回路の信号はＯＦＤＭ送信部５０に供給される。
【００４７】
ここでは、誤り訂正符号の付加された伝送すべき情報信号は後述する所定のフォーマットで、ＯＦＤＭ方式の信号に変調され、空間伝送路を介して伝送され、その伝送された信号はＯＦＤＭ受信部６０に供給される。
【００４８】
ここでは、ＯＦＤＭ信号が復調され、復調された信号はそれぞれの出力回路８０ａ〜８０ｄに供給される。これらの出力回路８０ａ〜８０ｄは、それぞれの入力回路４０ａ〜４０ｄで付加された誤り検出符号を基に、ＯＦＤＭ信号を構成するそれぞれのキャリアに対する誤り信号の検出が行なわれ、それぞれの誤り信号が訂正された情報信号出力としてマルチキャリア受信装置３６より供給される。
【００４９】
つぎに、マルチキャリア送信装置３４、およびマルチキャリア受信装置３６の構成と、その動作について詳述する。
図２に、マルチキャリア送信装置３４の構成を示す。
【００５０】同図において、４つのチャンネルの情報信号はそれぞれ入力端子４１ａ〜４１ｄに供給され、これらの信号は入力回路部４２ａ〜４２ｄに供給される。
これらの回路では、それぞれの供給される信号に誤り訂正符号を付加し、マルチキャリアを変調するための実部、虚部の信号に分割した信号を生成し、その信号は第１〜第４の演算器５１ａ〜５１ｄに供給される。
【００５１】
これらの、第１演算器５１ａ〜第４演算器５１ｄの信号は後段演算器５２に供給され、これらの演算器では後述の方法によるＩＦＦＴ演算処理がなされ、４１ａ〜４１ｄの入力端子に供給された情報信号に従い、変調された直交マルチキャリア信号が生成され、その信号は出力バッファ５３を介してＤ／Ａ変換器５４に供給される。
【００５２】
ここでは、デジタル信号の形で供給された信号はＤ／Ａ変換器によりアナログ信号に変換され、ＬＰＦにより不要な高域周波数成分が除去され、変調された信号が得られ、その信号は直交変調器５５に供給される。
【００５３】
ここでは、信号発生器５６より供給される中間周波数、および９０°シフタにより９０°位相が変えられた中間周波数により、Ｄ／Ａ変換器より供給された実部、および虚部の信号は直交変調され、直交変調された中間周波数の信号は周波数変換器５８により空間伝送路に放射される周波数に変換され、その信号は送信部５９により電力増幅されて、図示しない空中線に供給され、その空中線より空間伝送路に放射される。
【００５４】
図３に、マルチキャリア受信装置のブロック図を示す。
同図において、マルチキャリア受信装置３６は受信部６１、周波数変換器６２、中間周波増幅器６３、直交復調器６４、同期信号発生回路６５、９０°シフタ６６、ＬＰＦ６７、Ａ／Ｄ変換器６８、ガードインターバル期間処理回路６９、および復号回路７０より構成されるＯＦＤＭ受信部６０と、それぞれの出力端子８２ａ〜８２ｄに接続される、それぞれの出力回路８１ａ〜８１ｄとよりなっている。
【００５５】
つきに、マルチキャリア受信装置３６の動作について説明するに、空間伝送路を介して伝送された信号は、図示しない空中線により受信され、その信号は受信部６１に供給される。ここでは高周波増幅が行われ、増幅された信号は周波数変換器６２に供給されて中間周波数に変換され、変換された信号は中間周波数増幅器６３に供給されて増幅され、直交復調器６４に供給される。
【００５６】
ここでは、同期信号発生回路６５より供給される中間周波数の信号、およびその供給された中間周波数の信号より９０°シフタにより９０°移相された信号を基に振幅復調が行われ、その各々の信号で振幅復調された信号はＬＰＦ６７を介してＡ／Ｄ変換器６８に供給されてデジタル信号に変換され、ディジタル信号に変換された信号はガードインターバル期間処理回路によりガードインターバル期間の信号が除去され、このようにして得られた信号は、復号回路７０に供給される。
【００５７】
ここでは、供給された実部、虚部の信号は離散高速フーリエ変換が行なわれ、それぞれのキャリア周波数の実部、虚部に対応する信号成分が求められる。この様にして求められた信号成分は、マルチキャリア送信装置３４の演算部５１で行われた変調信号の割り当てを基にしてＱＡＭ信号の復号がなされ、復号された信号はそれぞれの出力回路８１ａ〜８１ｄに供給される。
【００５８】
これらの出力回路８１ａ〜８１ｄでは、それぞれの入力回路４２ａ〜４２ｄで付加された誤り訂正信号をもとに誤り信号が検出され、誤り信号は訂正され、これらの処理がなされたそれぞれの復調出力信号は、それぞれの出力端子８２ａ〜８２ｄに供給される。
【００５９】
さて、ここで、マルチキャリア伝送装置３０が伝送に用いるキャリアの周波数について述べる。
図４に、マルチキャリア送信装置３４が生成するマルチキャリアのチャンネル割り当ての様子を示す。
【００６０】
同図において、（Ａ）としてキャリア番号が０〜６３である６４の周波数より構成されるマルチキャリアを示すが、そのキャリアを４のチャンネルに分割して伝送する様子をキャリア周波数の番号に対する電力分布として示したものであり、図中に示す（Ｂ０）〜（Ｂ３）がそのチャンネルごとのキャリア番号とそれに対する電力分布である。
そして、ここに示すマルチキャリアは、５０ｋＨｚの間隔で並べられており、またそれぞれのチャンネルに割り当てられるキャリアは２００ｋＨｚ間隔で間欠的に配列されており、このように割り当てられ、配列されたキャリアにより、チャンネルａ〜ｄの情報信号が伝送されるようになされている。
【００６１】
図５に、本実施例におけるマルチキャリア伝送装置により生成される直交マルチキャリアのチャンネル番号と、そのチャンネルの信号を伝送するためのキャリア番号の関係を示す。
ここに示す６４本のキャリアは、チャンネルａ〜ｄの信号を伝送するための周波数として割り当てられており、チャンネルａは４の倍数のキャリア番号のもの、チャンネルｂは４の倍数に２を加えたキャリア番号のもの、チャンネルｃは４の倍数に１を加えたキャリア番号のもの、そしてチャンネルｄは４の倍数に３を加えたキャリア番号のものがそれぞれの情報信号ａ〜ｄを伝送するためのキャリアとして設定されている。
【００６２】
ここで、これらのマルチキャリアに対する変調信号は、第１演算器５１ａ〜第４演算器５１ｄ、および後段演算器５２によりＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）演算がなされて生成されるが、その方法について詳述する。
【００６３】
まず、ＩＦＦＴ演算を説明するため、図６に４ポイントＩＦＦＴのシグナルフローダイヤグラムを示し、ＩＦＦＴの動作について概説する。
同図において、左側に示すＸ〔０〕、Ｘ〔２〕、Ｘ〔１〕、Ｘ〔３〕は周波数領域における入力信号を供給する端子であり、右側に示すｘ〔０〕、ｘ〔１〕、ｘ〔２〕、ｘ〔３〕は時間領域における出力信号を供給するための端子である。
【００６４】
図中に示す矢印の方向は信号の供給される方向を示しており、矢印の近くに定数（回転因子）が示されている場合はこの定数を乗じ、矢印の方向に信号を供給する。定数が示されていない矢印は、１を乗じて供給する場合、あるいは信号を単に供給することを示している。２つの矢印が向かい合って記される節点では、それらの矢印により供給される信号の加算を行う。
【００６５】
図７に、４ポイントＦＦＴの演算に用いる回転因子を示す。
同図は、横軸が実軸で、縦軸は虚軸である複素平面内に、半径１の円が示されているが、この円と実軸との交点がそれぞれ１、−１であり、虚軸との交点はｊと−ｊである。
ここに示すｊは２乗して−１となる数であり、４個の係数Ｗ４ ０、Ｗ４ １、Ｗ４ ２、Ｗ４ ３の値は、それぞれ１、ｊ、−１、−ｊであることを示している。
【００６６】
次に、１６ポイントのＩＦＦＴを用いて４本のキャリアを生成する例について示す。
図８に、１６ポイントのＩＦＦＴ演算機能を有するＩＦＦＴ素子の端子を示し、その生成方法について述べる。
同図において、左側に示す１６個の端子は１６の周波数に対する、周波数領域の入力端子であり、右側に示す１６個の端子は、ＩＦＦＴ演算した結果を時間領域の出力信号として出力するための端子である。
【００６７】
このＩＦＦＴ素子の、４個の周波数領域の入力端子Ｘ〔１〕、Ｘ〔５〕、Ｘ〔９〕、Ｘ〔１３〕には、生成する４個のキャリアに対する多値変調を与えるための情報信号を供給し、他の入力端子はグランドに接続して、入力信号を与えない様にする。
このＩＦＦＴ素子により逆フーリエ演算が行われた結果として、出力端子ｘ〔０〕〜ｘ〔１５〕には、第１、第５、第９、第１３のキャリアが変調され、合成された時系列の出力信号電圧値がｘ〔０〕〜ｘ〔１５〕の端子にサンプル値として出力される。
【００６８】
図９に、時間間引きによる、出力データ整列型８ポイントＩＦＦＴのシグナルフローダイヤグラムを示す。
同図の左側に示すＸ〔０〕、Ｘ〔４〕、Ｘ〔２〕、Ｘ〔６〕Ｘ〔１〕、Ｘ〔５〕、Ｘ〔３〕、Ｘ〔７〕は周波数領域における入力信号を示し、右側に示すｘ〔０〕〜ｘ〔７〕は時間領域における出力信号を示す。
【００６９】
このＩＦＦＴのバタフライ演算の方法について述べるに、図中に示す矢印の方向は信号の供給される方向を示しており、矢印の近くに定数（回転因子、−１）が示されるときはこの定数を乗じ、矢印の方向に信号を供給する。定数が示されていない矢印は、１を乗じて供給する場合、あるいは信号を単に供給することを示す。２つの矢印が向かい合って記される節点では、それらの矢印により供給される信号の加算を行う。
【００７０】
図１０に、８ポイントＩＦＦＴの演算に使用される８個の定数値（回転因子）を示す。
同図において、横軸が実軸で、縦軸は虚軸であり、その平面上に半径１の円が示され、その円周上を８等分した位置に対応させた、８個の係数Ｗ８ ０、Ｗ８ １、Ｗ８ ２、・・・、Ｗ８ ７の値が演算に使用される回転因子である。上述の８ポイントＩＦＦＴは、この８個の回転因子のうち、Ｗ８ ０、Ｗ８ １、Ｗ８ ２、Ｗ８ ３の４個を演算に使用している。
【００７１】
図１１に、この様な手法で演算を行う１６ポイントＩＦＦＴ演算器内部の構成を示す。
同図に示す黒丸は、信号の接続点であり、対角線で結ばれて四角形の頂点に位置する４個の黒丸は、それらを結ぶ２本の交差する線によりバタフライ演算が行われることを示している。同図の左に示される０、８、４、１２、・・・、１５の数は周波数領域における入力信号の番号を示し、図の右側に示す０、１、２、・・・、１５の数は、時間領域における出力信号の番号を示す。
【００７２】
また、同図中の２本の線の交点に示される数字はバタフライ演算を行うときに使用する回転因子の番号を示している。
図１２に、その１６ポイントＩＦＦＴの演算に使用される回転因子を示す。
同図において、横軸が実軸で、縦軸は虚軸であり、その平面上に半径１の円が示され、その円周上を１６等分した位置に対応させて、１６個の係数Ｗ１６ ０、Ｗ１６ １、Ｗ１６ ２、・・・、Ｗ１６ １５の点が回転因子の値を示しており、上述の１６ポイントＩＦＦＴは、このうち、Ｗ１６ ０〜Ｗ１６ ７の８個を使用している。前述の図１１では、この回転因子の上付き文字で示される０〜７の数字により、これらの回転因子の値を示している。
【００７３】
この様にして、ＩＦＦＴ演算はバタフライ演算を繰り返し行うが、その演算がなされる順位を、列単位で左より第１ステージ、第２ステージ、第３ステージの様に呼び、ここで述べた１６ポイントのＩＦＦＴの場合は第４ステージまでの演算がなされる。
【００７４】
なお、ここに示したＩＦＦＴの記述には、前述の図９で−１として示したと同様の係数の記述が必要であるが、この−１の係数の挿入は同様の個所に行われるものであり、ＩＦＦＴの演算はその係数も含めて行う。
【００７５】
さて、ここで、第１の実施例に関る多チャンネル送信装置用ＩＦＦＴの演算方法について説明する。
図１３に６４ポイントＩＦＦＴの演算方法について示す。
ここに示す６４ポイントのＩＦＦＴは、１６ポイントＩＦＦＴで行った第１から第４ステージまでの演算結果を用い、これに続いて第５、第６ステージのバタフライ演算を行う構成のものである。
【００７６】
すなわち、同図に示すａ、ｂ、ｃ、ｄは、それぞれが１６ポイントのＩＦＦＴ演算であり、その演算結果を用いて第５ステージの演算を、また第５ステージの演算結果を用いて第６ステージの演算を行う。
【００７７】
図１４に、６４ポイントＩＦＦＴの演算に用いられる回転因子を示す。
同図において、複素平面内に描かれた半径１の円周を６４等分し、実軸上の１の点より順に６４個の係数Ｗ６４ ０、Ｗ６４ １、Ｗ６４ ２、・・・、Ｗ６４ ６３の値が定められている。
【００７８】
ここで、１６ポイントのＩＦＦＴ演算に用いる回転因子Ｗ１６ ０、Ｗ１６ １、Ｗ１６ ２、Ｗ１６ ３、・・・の値は、６４ポイントのＩＦＦＴ演算に用いられる回転因子Ｗ６４ ０、Ｗ６４ ４、Ｗ６４ ８、Ｗ６４ １２、・・・と同じ値、すなわち、
Ｗ１６ ０＝Ｗ６４ ０、Ｗ１６ １＝Ｗ６４ ４、Ｗ１６ ２＝Ｗ６４ ８、Ｗ１６ ３＝Ｗ６４ １２、Ｗ１６ ４＝Ｗ６４ １６、Ｗ１６ ５＝Ｗ６４ ２０、Ｗ１６ ６＝Ｗ６４ ２４、Ｗ１６ ７＝Ｗ６４ ２８、であり、ここで述べたａ、ｂ、ｃ、ｄが使用する回転因子は、６４ポイントＩＦＦＴ演算の、第１〜第４ステージの演算であるが、６４ポイントＩＦＦＴの演算に用いる回転因子の代りに１６ポイントＩＦＦＴの回転因子を使用できることを示している。
【００７９】
すなわち、それらの、６４ポイントでの第１ステージでの回転因子は０、第２ステージでの回転因子は０、１６、第３ステージでの回転因子は０、８、１６、２４、第４ステージでの回転因子は０、４、８、１２、１６、２０、２４、２８である。
【００８０】
同図に示すｅ、ｆは第５ステージの演算で、ｅとｆでは同じ内容の演算が行われる。
ここで、ＩＦＦＴの演算に用いられる回転因子を、０、２、４、・・・、３０として示しているが、これらはＷ６４ ０、Ｗ６４ ２、Ｗ６４ ４、・・・、Ｗ６４ ３０のことであり、前述と同様の方法によりバタフライ演算がなされる。
【００８１】
同図に示すｇは、第６ステージの演算で、そのＩＦＦＴの演算に用いられる回転因子は０、１、２、・・・、３１として示されているが、これらはＷ６４ ０、Ｗ６４ １、Ｗ６４ ２、・・・、Ｗ６４ ３１のことであり、このステージのバタフライ演算は３２個隔ててあるデータ同士に対して前述と同様の方法によりなされる。
【００８２】
また、同図の右側に示される数字は、このＩＦＦＴにより演算された時間領域における出力信号の端子を番号で示しており、ここにはステージ１で供給された各キャリア周波数ごとに与えられる変調信号で変調されたそれぞれの被変調キャリアの信号が加算合成された信号が出力として供給される。
【００８３】
ここで、第５ステージを行う際、ａ〜ｄのどれに該当させるかでどのチャンネル番号の信号にするかが決定される。ａに割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号０になり、ｂに割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号１になり、ｃに割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号２になり、ｄに割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号３になる。チャンネル番号０、１の場合はブロックｆは演算しなくてよく、チャンネル番号２、３の場合はブロックｅは演算しなくてよい事は、言うまでもない。
【００８４】
よって、第１ステージから第４ステージまでを（各チャンネル共通の）１６ポイントＩＦＦＴ演算で代用し、第５ステージでは、６４ポイントＩＦＦＴ演算における、チャンネル番号によって前半か後半の半分の演算を省略し、更に演算する場合にもバタフライ演算の一方をゼロとして演算し、第６ステージでも、チャンネル番号によってバタフライ演算の一方をゼロとして演算する事により、各チャンネルが使用する４本おきの搬送波からなる間欠型マルチキャリア信号が生成できることになる。
【００８５】
このようにして、前述の図１３に示す第１の実施例による６４ポイントＩＦＦＴでは、ａ〜ｄとして示されるそれぞれの入力端子に、チャンネル０〜３に対応する変調信号を供給し、それぞれのステージ１〜４におけるバタフライ演算はそれぞれのチャンネルに供給される信号に応じてなされ、ステージ６の出力端子には、それぞれのチャンネルのキャリアが変調された信号の出力として、時系列データとして供給されるようになされている。
【００８６】
図１５に、チャンネル番号０〜３に対し、そこに供給される情報信号を伝送するために使用するキャリアの番号を示す。
ここに示されているキャリアの順番は、ビットリバースの順となっているが、前述の図５に記載されているものと同一の番号が、順番が異なって並べられているものである。
【００８７】
つぎに、多チャンネル送信装置用ＩＦＦＴの演算方法に関し、第２の実施例について述べる。
図１６に、そのＩＦＦＴの構成を示す。
ここに示す構成は、周波数間引き型の出力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムであり、ステージ１〜６より構成される。ステージ１〜４はｐ〜ｓの４の演算ブロックがあり、これらの、それぞれのブロックにおける演算手法は同じであるが、供給される入力データ、演算に使用される回転因子、および変調が施されるキャリア番号はそれぞれで異なっている。
【００８８】
すなわち、ｐ〜ｓの演算ブロックにはチャンネル１〜４の伝送チャンネルに対応する入力信号が供給され、ｐの演算ブロックでは第１チャンネルとして、キャリア番号が０、３２、１６、・・・であるキャリア用の変調信号データが供給される。また、チャンネル２に供給される入力データはｑの演算ブロックの、キャリア番号２、３４、１８、・・・に対してであり、チャンネル３にはキャリア番号１、３３、１７、・・・が、そしてチャンネル４にはｑの演算ブロックのキャリア番号３、３５、１９、・・・に対するデータが供給される。
【００８９】
ここで、この６４ポイントのＩＦＦＴの動作を説明するために、図１７に８ポイントの周波数間引き型、出力データ整列型逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを示し、その動作について述べる。
同図において、左側に示すＸ〔０〕、Ｘ〔４〕、Ｘ〔２〕、Ｘ〔６〕Ｘ〔１〕、Ｘ〔５〕、Ｘ〔３〕、Ｘ〔７〕は周波数領域における入力信号を示し、右側に示すｘ〔０〕〜ｘ〔７〕は時間領域における出力信号を示す。
【００９０】
このＩＦＦＴのバタフライ演算は、図中に示す矢印の方向は信号の供給される方向を示しており、矢印の近くに定数（回転因子、−１）が示されるときはこの定数を乗じ、矢印の方向に信号を供給する。定数が示されていない矢印は、１を乗じて供給する場合、あるいは信号を単に供給することを示す。２つの矢印が向かい合って記される節点では、それらの矢印により供給される信号の加算を行う。
【００９１】
同図における回転因子は、前述の図１０に示されるものが用いられ、それは複素平面内に示す半径１の円の円周上を８等分した位置に対応させ、８個の係数Ｗ８ ０、Ｗ８ １、Ｗ８ ２、・・・、Ｗ８ ７の値が付された値のものであり、ここに示す８ポイントＩＦＦＴの例では、この８個の回転因子のうち、Ｗ８ ０、Ｗ８ １、Ｗ８ ２、Ｗ８ ３の４個を演算に使用している。
【００９２】
前述の第１の実施例に示した、時間間引き型の出力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換では、第１〜第４ステージである前述の図１３におけるａ、ｂ、ｃ、ｄのそれぞれは共通の演算を行うが、周波数間引き型の出力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換では、第１〜第４ステージである図６のｐ〜ｓは共通の演算を行わなく、ｐ、ｑ、ｒ、ｓのそれぞれは異なった回転因子により演算が行われる。ここに、これらのステージのうちの、第１ステージで用いられる回転因子について示す。
【００９３】
Ｎ＝６４ポイントのＩＦＦＴで用いられる回転因子は前述の図１４に示すものであり、ここではその回転因子Ｗ６４ ｋを、ｋのみの数で示す。
ｐでの回転因子は０、１６、８、２４、４、２０、１２、２８
ｑでの回転因子は２、１８、１０、２６、６、２２、１４、３０
ｒでの回転因子は１、１７、９、２５、５、２１、１３、２９
ｓでの回転因子は３、１９、１１、２７、７、２３、１５、３１である。
【００９４】
ここに示した内容の一部について詳述する。
すなわち、ｐでの演算は０、３２、１６、４８、８、４０、２４、５６、４、３６、２０、５２、１２、４４、２８、６０の番号の、１６の周波数に変調を与えるための演算を第１〜第４ステージで行うが、その一部について図示する。
図１８は、番号が０、３２、１６、４８、８、４０、２４、５６である８本のキャリアについて第１から第３ステージまでの演算を行う方法について示したものである。
【００９５】
ここに示した演算の手法を用い、各々が１６本のキャリアに対してＩＦＦＴ演算を行う、ｐ〜ｓのそれぞれの第１ステージから第４ステージまである演算方法に拡張するのは前述の内容より容易である。
【００９６】
このように、これらのステージでなされるｐ〜ｓのバタフライ演算は、そのされ方は同様であるが用いられる回転因子は異なっている。しかし、その回転因子の定数を、あらかじめテーブルを設け、そのテーブルに格納しておけば、格納された定数を参照しつつバタフライ演算を行なうことができるので、異なる回転因子に対するｐ〜ｓの演算ブロックに対しても、容易な演算処理を行なうことができる。
【００９７】
このような、第１から第４ステージの演算手法が同一であるＩＦＦＴの前部の演算には、前述の第１の実施例と同様に１６ポイント逆離散フーリエ変換が使えるので、その分だけ演算量が少なくて済む。すなわち、チャンネル番号０ならｐのみを、チャンネル番号１ならｑのみを、チャンネル番号２ならｒのみを、チャンネル番号３ならｓのみを、実施すればよいからである。
【００９８】
つぎに、この６４ポイントＩＦＦＴの後部の演算について述べる。
前述の図１６に示す第５ステージには、ｔとｕの演算ブロックがあるが、これらの演算における回転因子は異なっている。すなわち、演算ブロックｔにおいてはＷ６４ ０の回転因子を用い、演算ブロックｕではＷ６４ １６の回転因子を用い、これらの演算ブロックでは１６個隔てて配置されるデータ同士でのバタフライ演算を行う。
【００９９】
第６ステージの演算ブロックｖでは、回転因子Ｗ６４ ０を用いて３２個隔ててあるデータ同士でバタフライ演算を行い、演算された結果はｘ〔０〕〜ｘ〔６３〕の時系列のデータであるので、その時系列のデータをこの６４ポイントＩＦＦＴより出力する。
【０１００】
ここで、第５ステージを行う際、ｐ〜ｓのどの演算がなされているかにより、どのチャンネルであるかが決められる。ｐを演算し残りをゼロにするとチャンネル番号が０になり、ｑを演算し残りをゼロにするとチャンネル番号１に、ｒを演算して残りをゼロにするとチャンネル番号２に、ｓを演算して残りをゼロにするとチャンネル番号３になる。チャンネル番号０、１の場合はブロックｕは演算しなくてよく、チャンネル番号２、３の場合はブロックｔは演算しなくてよいことは言うまでもない。
【０１０１】
以上述べた、周波数間引き型の演算の方法を図１９に示す。
周波数領域の複素数で表現される入力信号Ｘ＝Ｒｅ１＋ｊＩｍ１とＹ＝Ｒｅ２＋ｊＩｍ２について、回転因子Ｗを用いてバタフライ演算を行うときは、時間領域の信号としてｘ＝（Ｒｅ１＋Ｒｅ２）＋ｊ（Ｉｍ１＋Ｉｍ２）と、ｙ＝（（Ｒｅ１−Ｒｅ２）＋ｊ（Ｉｍ１−Ｉｍ２））＊Ｗが得られる。
【０１０２】
つぎに、チャンネル毎の第５、第６ステージの演算結果を示す。
ここで、前述のように６４ポイントＩＦＦＴの演算に用いられる回転因子は、Ｗ６４ ０＝１、Ｗ６４ １６＝ｊであるので、これらを用いて演算するに、第４ステージの演算結果をＺ時系列でＺ＝｛ｚ１、ｚ２、ｚ３、ｚ４、・・・、ｚ１５｝として表すとき、それぞれのチャンネル番号での出力は次のようになる。
【０１０３】
チャンネル番号０では、Ｚ、Ｚ、Ｚ、Ｚ、すなわち、
｛ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５、ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５、ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５、ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５｝となる。
チャンネル番号１では、Ｚ、−Ｚ、Ｚ、−Ｚ、すなわち、
｛ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５、−ｚ１、−ｚ２、・・・、−ｚ１５、ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５、−ｚ１、−ｚ２、・・・、−ｚ１５｝となる。
チャンネル番号２では、Ｚ、ｊＺ、−Ｚ、−ｊＺ、すなわち、
｛ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５、ｊ＊ｚ１、ｊ＊ｚ２、・・・、ｊ＊ｚ１５、−ｚ１、−ｚ２、・・・、−ｚ１５、−ｊ＊ｚ１、−ｊ＊ｚ２、・・・、−ｊ＊ｚ１５｝となる。
チャンネル番号３では、Ｚ、−ｊＺ、−Ｚ、ｊＺ、すなわち、
｛ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５、−ｊ＊ｚ１、−ｊ＊ｚ２、・・・、−ｊ＊ｚ１５、−ｚ１、−ｚ２、・・・、−ｚ１５、ｊ＊ｚ１、ｊ＊ｚ２、・・・、ｊ＊ｚ１５｝となる。
【０１０４】
従って、６４ポイントＩＦＦＴ演算の第１ステージから第４ステージまでを、回転因子がそれぞれ異なっている１６ポイントＩＦＦＴ変換で代用し、第５、６ステージでは、上記のような省略した６４ポイントＩＦＦＴ変換を行い、各チャンネルが使用する４本おきの搬送波からなる間欠型マルチキャリア信号を生成することができる。
【０１０５】
つぎに、多チャンネル送信装置用ＩＦＦＴの演算方法に関し、第３の実施例とともに述べる。
図２０に、そのＩＦＦＴの構成を示す。ここに示す構成は、時間間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムであり、ステージ１〜６より構成される。この例で、第１ステージでは全ポイント数の半分である３２の距離同士のデータ間でバタフライ演算を行い、ステージが進む毎に近い位置のデータ間でバタフライ演算を行うようにされている。
【０１０６】
図２１に、時間間引き型の入力データ整列型１６ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを示し、演算のされ方について説明する。
同図において、黒丸で示される個所は信号の接続点であり、対角線で結ばれ、四角形の頂点に位置する４個の黒丸は、それらを結ぶ２本の交差する線によりバタフライ演算が行われることを示している。同図の左側に示される０、１、２、３、・・・、１５の数は周波数領域における入力信号の番号を示し、図の右側に示す０、８、４、・・・、１５の数は、時間領域における出力信号の番号を示している。
【０１０７】
また、図中、２本の線の交点に示される数字はバタフライ演算を行うときに使用する回転因子であり、前述の図１２に示した、１６ポイントＩＦＦＴの演算に使用する回転因子を用いる。
同図において、１６個の係数Ｗ１６ ０、Ｗ１６ １、Ｗ１６ ２、・・・、Ｗ１６ １５の値が示されているが、ここでは、このうちのＷ１６ ０〜Ｗ１６ ７の８個を演算に使用しており、これらの回転因子を０〜７の数で示している。
この様にして、ＩＦＦＴ演算はバタフライ演算を繰り返しつつ行うが、演算がなされる列単位で左より第１ステージ、第２ステージ、第３ステージの様に呼び、ここで述べた１６ポイントのＩＦＦＴの場合は第４ステージまでの演算がなされる。
【０１０８】
このＩＦＦＴの演算につき、回転因子を用いる演算の方法について８ポイントのＩＦＦＴを示し説明する。
図２２がこのＩＦＦＴに対する演算方法を記したもので、その時間間引き型、入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換の演算手法について述べる。同図において、左側に示すＸ〔０〕〜Ｘ〔７〕は周波数領域における入力信号を示し、右側に示すｘ〔０〕、ｘ〔４〕、ｘ〔２〕、ｘ〔６〕ｘ〔１〕、ｘ〔５〕、ｘ〔３〕、ｘ〔７〕は時間領域における出力信号を示す。
【０１０９】
このＩＦＦＴのバタフライ演算は、図中に示す矢印の方向は信号の供給される方向を示しており、矢印の近くに定数（回転因子）が示されるときはこの定数を乗じ、矢印の方向に信号を供給する。定数が示されていない矢印は、１を乗じて供給する場合、あるいは信号を単に供給することを示す。２つの矢印が向かい合って記される節点では、それらの矢印により供給される信号の加算を行う。
【０１１０】
同図における回転因子は、前述の図１０に示されるものが用いられ、それは複素平面内に示す半径１の円の円周上を８等分した位置に対応させ、８個の係数Ｗ８ ０、Ｗ８ １、Ｗ８ ２、・・・、Ｗ８ ７の値が付された値のものである。
【０１１１】
このようにして、時間間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換の演算がなされるが、ここに示す第３の実施例の動作についてさらに詳述する。
【０１１２】
まず、チャンネル番号０で伝送するマルチキャリアを生成するときは、左側の０、４、８、・・・、６０に伝送すべき情報を割当て、その他をゼロとして、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を実施する。
【０１１３】
また、チャンネル番号１のときは、左側の２、６、１０、・・・、６２に伝送する情報を割当て、その他をゼロとし、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を行う。
そして、チャンネル番号２の場合は、左側の１、５、９、・・・、６１に伝送する情報を割当て、その他をゼロにして、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を行う。
最後に、チャンネル番号３の場合は、左側の３、７、１１、・・・、６３に伝送する情報を割当て、その他をゼロとして、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を行う。
【０１１４】
この様にしてなされるＩＦＦＴの演算は、前述の６４ポイントの回転因子と１６ポイントの回転因子の比較からも判るように、これらの第１〜第４ステージでの演算は前述の図２１に示した１６ポイント逆離散フーリエ変換と同等であるので、前述の図２０に示す６４ポイントＩＦＦＴの第１〜第４ステージの演算を、この１６ポイントＩＦＦＴを代りに用いて行うことができる。
【０１１５】
ここで、この図２０に示す６４ポイントＩＦＦＴの演算テーブルで、第４ステージと第５ステージの間に６４個の丸印を示してあるが、そのうちの１６個は黒丸である。この黒丸は、チャンネル番号０の時の第５ステージへのデータ割当てを示したものである。
【０１１６】
すなわち、第１〜第４ステージの演算を、１６ポイントの逆離散フーリエ変換で行うとき、１６個のデータが得られるが、これらの１６個のデータの６４ポイントＩＦＦＴの後段部への割当て方により、そのデータの伝送チャンネルを決めることができる。
【０１１７】
すなわち、チャンネル番号０に対するデータの割り当ては、同図において丸印で示される、第５ステージに信号が供給される６４個の節点、すなわち一番上から０、１、２、３、・・・、６３と数える順番のうち、
０、４、８、１２、・・・にデータを割当て、
チャンネル番号１では、第５ステージへのデータ割当てである６４個のうち、２、６、１０、１４、・・・にデータを割当て、
チャンネル番号２では、第５ステージへのデータ割当てである６４個のうち、１、５、９、１３、・・・にデータを割当て、
チャンネル番号３では、第５ステージへのデータ割当てである６４個のうち、３、７、１１、１５、・・・にデータを割当てて、
６４ポイントＩＦＦＴ変換の第５ステージと第６ステージの演算を行う。
【０１１８】
ここで、入力信号が４つのチャンネルの内の、１つのチャンネルにのみ当てられるときは、第５ステージでは、６４個のデータのうち４８個のデータはゼロとなるので、伝送するチャンネル数に応じてＩＦＦＴ演算の省略が可能となる。
【０１１９】
すなわち、１チャンネルのみの信号を伝送するときは、１６個のデータから３２個のデータを作ればよく、またその場合でも、バタフライ演算の片方の値はゼロとなっている。
【０１２０】
さらに、第６ステージの演算においても、第５ステージのバタフライ演算の結果は、片方の出力値がゼロであるため、供給される６４個のデータのうち、３２個のデータはゼロとなり、この第６ステージでも演算の省略が可能となる。
【０１２１】
以上、ＩＦＦＴに入力されるデータが整列される場合の時間間引き型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムについて示したが、つぎにその入力されるデータが整列される場合の周波数間引き型ＩＦＦＴについて述べる。
図２３に入力されるデータが整列される場合の周波数間引き型ＩＦＦＴの演算に用いる回転因子の並びを示し、その多チャンネル送信装置用ＩＦＦＴの演算方法に関し、第４の実施例とともに述べる。
【０１２２】
ここに示す構成は、周波数間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムであり、ステージ１〜６より構成される。この例に示す第１ステージでは、全ポイント数の半分の距離同士となる３２個離れたデータ間でバタフライ演算を行い、ステージが進む毎に近い位置のデータ間でバタフライ演算を行うようにされている。
【０１２３】
図２４に、周波数間引き型の入力データ整列型１６ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを示し、演算のされ方について説明する。
同図において、黒丸で示される個所は信号の接続点であり、対角線で結ばれ、四角形の頂点に位置する４個の黒丸は、それらを結ぶ２本の交差する線によりバタフライ演算が行われることを示している。図の左側に示される０、１、２、３、・・・、１５の数は周波数領域における入力信号の番号を示し、図の右側に示す０、８、４、・・・、１５の数は、時間領域における出力信号の番号を示している。
【０１２４】
また、図中の２本の線の交点に示される数字はバタフライ演算を行うときに使用する回転因子を示しており、それは前述の図１２に示した、１６ポイントのＩＦＦＴ演算に使用する回転因子を用いる。
同図において、１６個の係数Ｗ１６ ０、Ｗ１６ １、Ｗ１６ ２、・・・、Ｗ１６ １５の値が示されているが、ここでは、このうちのＷ１６ ０〜Ｗ１６ ７の８個を演算に使用しており、これらの演算因子を０〜７の数で表示している。
【０１２５】
この様にして、ＩＦＦＴ演算はバタフライ演算を繰り返しつつ行うが、演算がなされる列単位で左より第１ステージ、第２ステージ、第３ステージの様に呼ぶとき、ここで述べた１６ポイントのＩＦＦＴの場合は第４ステージまでの演算がなされる。
【０１２６】
このＩＦＦＴの演算につき、回転因子を用いる演算の方法について８ポイントのＩＦＦＴを示し説明する。
図２５がこのＩＦＦＴに対する演算方法を記したもので、その周波数間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換の演算手法について述べる。
同図において、左側に示すＸ〔０〕〜Ｘ〔７〕は周波数領域における入力信号を示し、右側に示すｘ〔０〕、ｘ〔４〕、ｘ〔２〕、ｘ〔６〕ｘ〔１〕、ｘ〔５〕、ｘ〔３〕、ｘ〔７〕は時間領域における出力信号を示す。
【０１２７】
このＩＦＦＴのバタフライ演算は、図中に示す矢印の方向は信号の供給される方向を示しており、矢印の近くに定数（回転因子、−１）が示されるときはこの定数を乗じ、矢印の方向に信号を供給する。定数が示されていない矢印は、１を乗じて供給する場合、あるいは信号を単に供給することを示す。２つの矢印が向かい合って記される節点では、それらの矢印により供給される信号の加算を行う。
【０１２８】
同図における回転因子は、前述の図１０に示されるものが用いられ、それは複素平面内に示す半径１の円の円周上を８等分した位置に対応させた、８個の係数Ｗ８ ０、Ｗ８ １、Ｗ８ ２、・・・、Ｗ８ ７のなかから最初の４個を使用している。
【０１２９】
このようにして、周波数間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換の演算がなされるが、ここに示す第４の実施例の動作についてさらに述べる。
【０１３０】
まず、チャンネル番号０で伝送するマルチキャリアを生成するときは、左側の０、４、８、・・・、６０に伝送する情報を割当て、その他をゼロとして、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を行う。
【０１３１】
また、チャンネル番号１の場合は、左側の２、６、１０、・・・、６２に伝送する情報を割当て、その他をゼロとし、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を行う。
そして、チャンネル番号２の場合は、左側の１、５、９、・・・、６１に伝送する情報を割当て、その他をゼロとして、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を行う。
最後に、チャンネル番号３の場合は、左側の３、７、１１、・・・、６３に伝送する情報を割当て、その他をゼロとして、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を行う。
【０１３２】
この様にしてなされるＩＦＦＴの演算は、前述の第３実施例における時間間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換における、第１〜第４ステージの演算アルゴリズムは共通であったが、この第４実施例に関る周波数間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換では、チャンネル毎に行われる第１〜第４ステージの回転因子は共通でなく、それぞれに異なったものが用いられる。
【０１３３】
ここに、第１ステージの演算に用いる回転因子について以下に示す。
すなわち、Ｗ６４ ｋとして示される回転因子のｋについて記すと、
チャンネル番号０の回転因子は０、４、８、１２、１６、２０、２４、２８であり、
チャンネル番号１の回転因子は２、６、１０、１４、１８、２２、２６、３０、であり
チャンネル番号２の回転因子は１、５、９、１３、１７、２１、２５、２９、であり、そして
チャンネル番号３の回転因子は３、７、１１、１５、１９、２３、２７、３１である。
【０１３４】
このように、これらのステージでの演算は共通に行われないが、予めチャンネルごとの回転因子テーブルを設け、それを参照しつつ演算を行うと、各チャンネル毎の演算処理は容易になる。そして、その場合は、第１〜第４ステージの演算を、上述の１６ポイント逆離散フーリエ変換を用いて行なうことができ、その場合は演算量の削減を行なうことができる。
【０１３５】
つぎに、第５ステージでの演算につてついて述べるに、このステージで用いられる回転因子はＷ６４ ０＝１と、Ｗ６４ １６＝ｊの２つである。この第５ステージでは、２個隔ててあるデータ同士についてバタフライ演算を行うが、演算に用いられる片方の定数はゼロである。
【０１３６】
ここで、第５ステージの演算を行うとき、６４個の節点への割当てに関し、どこの点に割り当てるかにより、生成される信号のチャンネル番号が決定される。すなわち、チャンネル番号０に対するデータの割り当ては、同図において丸印で示される、第５ステージに信号が供給される６４個の節点のうち、一番上から
０、１、２、３、・・・、６３と数える順番で、０、４、・・・、６０番目に割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号０になり、
２、６、・・・、６２番目に割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号１になり、
１、５、・・・、６１番目に割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号２になり、
３、７、・・・、６３番目に割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号３になる。
【０１３７】
そして、第６ステージの演算に用いられる回転因子はＷ６４ ０＝１である。第６ステージでは、隣同士であるデータ同士によりバタフライ演算が行われるが、演算されるデータの一方はゼロであり、その部分の演算は省略できる。
この様にして６４ポイントＩＦＦＴ変換の第５ステージと第６ステージの演算が行われ、演算結果がＩＦＦＴ出力として出力端子に供給される。
【０１３８】
なお、上記の実施の形態では、わかり易く説明するために、６４ポイント逆フーリエ変換で６４本の搬送波を生成する場合について説明したが、本発明は６４ポイント逆フーリエ変換による搬送波の生成に限定されるものではなく、他の実施の形態として例えばの２倍オーバーサンプリング手法を用い、１２８ポイントフーリエ変換で６４本の搬送波を生成してもよい。
また、この場合でも６４本以下の複数の搬送波を生成することへの応用は可能であることは言うまでもない。
【０１３９】
さらに、本実施例の説明では、基数２のＩＦＦＴアルゴリズムを想定して説明したが、本発明は、これに限定されるものではなく、基数４でも、あるいはそれらの複合などでもかまわない。勿論、ＩＦＦＴのサイズが限定される事もなく、１０２４ポイント、８０９６ポイントのＩＦＦＴに、あるいはそれ以上の数のＩＦＦＴ演算に応用が可能である。
【０１４０】
また、本説明では４本おきの４チャンネル構成を説明したが、２本おきの２チャンネル構成でも、８本おきの８チャンネル構成、１６本おきの１６チャンネル構成でも、さらにチャンネル毎に異なる数のキャリア数を定義し、伝送速度が異なる構成にしても本発明の利用が可能である。
【０１４１】
以上述べたように、第１〜第４の実施例によれば、間欠的な周波数で配置される直交マルチキャリア信号を生成するためのＩＦＦＴ前半のステージは、ポイント数の少ないＩＦＦＴ演算により行うことができるため、ＩＦＦＴ回路をハードウエアで構成するときは回路を小形にすることができ、またデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を用いて行うときは、その演算の処理ステップ数を削減することができ、簡易化できる。
【０１４２】
ここで、第１の実施例は、時間間引き型である出力データ整列型逆離散フーリエ変換において、間欠的な周波数で配置される直交マルチキャリア信号を生成するための、簡略的なＩＦＦＴの構成について述べたものであり、ＩＦＦＴ演算の前半ステージをポイント数の少ないＩＦＦＴにより構成することができるものである。
【０１４３】
また、第２の実施例は周波数間引き型、出力データ整列型逆離散フーリエ変換において、間欠的な周波数で配置される直交マルチキャリア信号を生成するため、ＩＦＦＴ演算の前半ステージをポイント数の少ないＩＦＦＴにより構成することができるものである。
【０１４４】
そして、第３の実施例の装置によれば、時間間引き型である入力データ整列型逆離散フーリエ変換において、間欠的な周波数で配置される直交マルチキャリア信号を生成するための、簡略的なＩＦＦＴの構成について述べたものであり、ＩＦＦＴ演算の前半ステージをポイント数の少ないＩＦＦＴにより構成することができるものである。
【０１４５】
さらに、第４の実施例の装置によれば、周波数間引き型、入力データ整列型逆離散フーリエ変換において、間欠的な周波数で配置される直交マルチキャリア信号を生成するため、ＩＦＦＴ演算の前半ステージをポイント数の少ないＩＦＦＴにより構成することができるものである。
【０１４６】
このように、周波数間引き型と時間間引き型、そして入力データ整列型と出力データ整列型の各々の組み合わせである４っつの実施例について示したが、いずれの場合もＩＦＦＴ演算の前半ステージをポイント数の少ないＩＦＦＴにより構成することができており、いずれの構成においても簡易的な構成のＩＦＦＴにより周波数的に間欠的な直交マルチキャリア信号を生成する装置を構成することができるものである。
【０１４７】
また、ここで組み合わせる前半のステージと後半のステージは、周波数間引き型と時間間引き型、そして入力データ整列型と出力データ整列型の各々の同一の組み合わせを用いる外に、接続点の結線条件を変えることにより、これらの異なる組み合わせ同士による結合できることは明白である。
【０１４８】
ここで、いずれの実施例も６４ポイントのＩＦＦＴに対し、前半のステージを１６ポイントのＩＦＦＴによる４ステージ、後半の演算を６４ポイントのＩＦＦＴの第５、６ステージによる演算の方法で示したが、ＩＦＦＴのポイント数、およびステージ数はこれに限ることなく任意の数を用いてもよく、更に大きなポイント数のＩＦＦＴ演算を行うときは、マルチパス歪に対する影響を更に改善した伝送システムを構成することができる。
【０１４９】
また、本実施例では、この様に簡略化されたＩＦＦＴにより生成された高周波信号を電波として空間伝送路に放射する方法を中心として述べたが、ここで述べたマルチキャリアの生成方法により生成された信号の伝送はこれに限ることなく、赤外線を用いる方法、同軸ケーブル、電話線等を用いる方法、光ケーブルを用いる方法など、多くの間欠型の直交マルチキャリア信号伝送装置に用いることができる。
【０１５０】
【発明の効果】
以上で説明したように、本発明によれば、２より大きな整数値Ｌに対するＬ本おきの搬送波からなる間欠型の直交マルチキャリア信号を、２より大きな整数値Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を行う演算回路と、Ｍの２倍より大きな整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換を行う演算ステージの後半の演算ステージにより生成することができるため、従来に比べて回路規模の小さなデジタルＩＣ回路で、安価な構成により間欠型の直交マルチキャリア信号を生成できる。また、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）などの演算ステップ数を節減でき、安価な機能で実現できる。
【０１５１】
そして、請求項１記載の発明によれば、周波数的に間欠する直交マルチキャリア信号をポイント数の少ないＩＦＦＴ回路により前半ステージの演算を行い、最終的なキャリア周波数を生成するために必要なポイント数のＩＦＦＴの演算ステージは後半のステージのみでよいため、簡易的なＩＦＦＴにより、伝送路で生じるマルチパス歪による干渉の影響を軽減できる、また変調信号のスペクトルを矩形に出来るためにより占有帯域幅を狭くでき、さらに局所的な周波数領域での伝送路の悪化に対しても安定した、効率的な周波数利用ができる間欠型直交マルチキャリア信号を生成できるといった特長を有するなどの効果がある。
【０１５２】
また、請求項２記載の発明によれば、特に、間欠して存在するマルチキャリア信号を用いて複数チャンネルの信号を伝送するときは、複数チャンネル分の信号を生成するためのポイント数の少ないＩＦＦＴ回路を追加して、複数チャンネルの信号を送出するための直交マルチキャリア信号を生成できるため、回路規模の小さなデジタルＩＣ回路による安価な構成により、また、少ない演算ステップ数のデジタルシグナルプロセッサにより複数チャンネルの信号を送出できる間欠型直交マルチキャリア伝送装置を安価に実現できる効果がある。
【０１５３】
そして、請求項３記載の発明によれば、特に、複数ある伝送チャンネルのうち、予め選択されたチャンネルを用いて伝送するための直交マルチキャリア信号を、少ないポイント数のＩＦＦＴ回路の回転因子の定数を指定しつつ、選択した伝送チャンネルで伝送するための直交マルチキャリア信号を生成できるため、回路規模の小さなデジタルＩＣ回路の安価な構成により、また、少ない演算ステップ数のデジタルシグナルプロセッサにより選択されたチャンネルの信号を送出できる間欠型直交マルチキャリア伝送装置を安価に実現できる効果がある。
【０１５４】
さらに、請求項４記載の発明によれば、特に、複数ある伝送チャンネルを指定しながら伝送するための直交マルチキャリア信号を、少ないポイント数のＩＦＦＴ回路の出力信号を、ＩＦＦＴの演算を行う後半ステージの入力節点を切り換えることにより伝送チャンネルを選択することができるため、伝送チャンネル切り換え機能を有する直交マルチキャリア信号伝送装置を、回路規模の小さなデジタルＩＣ回路の安価な構成により、また、少ない演算ステップ数のデジタルシグナルプロセッサにより安価に実現できる効果がある。
【０１５５】
また、請求項５記載の発明によれば、特に、簡易な手法による直交マルチキャリア生成方法を示しており、この方法により生成される直交マルチキャリア信号は、数多くの伝送媒体を用いて伝送することができ、そのためのマルチキャリア信号の生成をより少ない演算ステップ数のデジタル信号処理により安価に実現できる効果がある。
【０１５６】
そして、請求項６記載の発明によれば、特に、簡易な手法により伝送チャンネルを選択可能な直交マルチキャリア信号の生成方法を示しているので、この方法により生成される直交マルチキャリア信号を、数多くの伝送媒体に応用する伝送チャンネル切り換え型マルチキャリア信号の生成を、より少ない演算ステップ数のデジタル信号処理により安価に実現できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による直交マルチキャリア伝送装置のブロック図である。
【図２】本発明生成方法を適用した直交マルチキャリア信号送信装置の一例のブロック図である。
【図３】本発明生成方法を適用した直交マルチキャリア送信装置の信号を受信する直交マルチキャリア受信装置のブロック図である。
【図４】本発明マルチキャリア伝送装置により生成される直交マルチキャリア信号の一例を説明する周波数スペクトラム図である。
【図５】本発明マルチキャリア伝送装置により生成される直交マルチキャリア信号のチャンネル番号に対して使用する搬送波番号の関係を示す図である。
【図６】時間間引きによる４ポイントＩＦＦＴのシグナルフローダイヤグラムを示す図である。
【図７】４ポイントＩＦＦＴの回転因子を説明する図である。
【図８】１６ポイントＩＦＦＴによるマルチキャリア送信信号を生成するためのＩＦＦＴ素子への接続を示す図である。
【図９】時間間引きによる出力データ整列型８ポイントＩＦＦＴのシグナルフローダイヤグラムである。
【図１０】８ポイントＩＦＦＴに用いられる回転因子の説明図である。
【図１１】時間間引きによる出力データ整列型１６ポイントＩＦＦＴの演算を説明する図である。
【図１２】１６ポイントＩＦＦＴに用いられる回転因子の説明図である。
【図１３】本発明生成方法を適用した出力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを説明するための図である。
【図１４】６４ポイントＩＦＦＴに用いられる回転因子の説明図である。
【図１５】本発明マルチキャリア伝送装置により生成される直交マルチキャリア信号のチャンネル番号に対して使用される搬送波番号をビットリバースの順で示した図である。
【図１６】周波数間引きによる出力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを説明する図である。
【図１７】８ポイントの周波数間引き型、出力データ整列型逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを示す図である。
【図１８】６４ポイントの周波数間引き型、出力データ整列型逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを説明する図である。
【図１９】周波数間引き型ＩＦＦＴ演算の方法を示す図である。
【図２０】本発明生成方法を適用した時間間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを説明する図である。
【図２１】時間間引きによる入力データ整列型１６ポイントＩＦＦＴの演算を説明する図である。
【図２２】時間間引きによる入力データ整列型８ポイントＩＦＦＴのシグナルフローを示す図である。
【図２３】本発明生成方法を適用した周波数間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを説明する図である。
【図２４】周波数間引きによる入力データ整列型１６ポイントＩＦＦＴの演算を説明する図である。
【図２５】周波数間引き型の入力データ整列型８ポイント逆離散フーリエ変換のシグナルフローを示す図である。
【図２６】従来のマルチキャリア伝送装置のブロック図である。
【図２７】従来のマルチキャリア信号送信装置の一例のブロック図である。
【図２８】従来のマルチキャリア送信装置の信号を受信するマルチキャリア受信装置のブロック図である。
【符号の説明】
３０ マルチキャリア伝送装置
３４ マルチキャリア送信装置
３６ マルチキャリア受信装置
４０ 入力回路部
４０ａ〜４０ｄ 入力回路
４１ 情報信号入力端子
４１ａ Ｃｈ１入力端子
４１ｂ Ｃｈ２入力端子
４１ｃ Ｃｈ３入力端子
４１ｄ Ｃｈ４入力端子
４２ 入力回路
４２ａ〜４２ｄ 入力回路
５０ ＯＦＤＭ送信部
５１ａ〜５１ｄ 第１〜第４演算器（第１の逆離散フーリエ演算器）
５２ 後段演算器（第２の逆離散フーリエ演算器）
５３ 出力バッファ
５４ Ｄ／Ａ変換器
５５ 直交変調器
５６ 信号発生器
５７ ９０°シフタ
５８ 周波数変換器
５９ 送信部
６０ ＯＦＤＭ受信部
６１ 受信部
６２ 周波数変換器
６３ 中間周波増幅器
６４ 直交復調器
６５ 同期信号発生器
６６ ９０°シフタ
６７ ＬＰＦ
６８ Ａ／Ｄ変換器
６９ ガードインターバル期間処理回路
７０ 復号回路
８１ａ〜８１ｄ 出力回路
８２ データ出力端子
８２ａ〜８２ｄ Ｃｈ１〜Ｃｈ４出力
１３０ マルチキャリア伝送装置
１３４ マルチキャリア送信装置
１３６ マルチキャリア受信装置
１４０ 入力回路部
１５０ ＯＦＤＭ送信部
１５１ 演算器
１６０ ＯＦＤＭ受信部
１７０ 復号回路
１８０ 出力回路部
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式で伝送するためのデジタル変調信号の伝送装置、及びその伝送方法に係り、特に被変調信号の周波数が間欠的に存在する直交マルチキャリア信号を、特に簡易な構成のＩＦＦＴを用いて生成する装置、およびその直交マルチキャリア信号を伝送するための信号を生成する方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル情報信号を伝送するとき、単一周波数の搬送波（キャリア）をデジタル情報に基づいて位相変調（ＰＳＫ）、あるいは直交振幅変調（ＱＡＭ）を行い、得られた信号を高周波信号に変換し、電波として放射し伝送する方法は広く知られている。位相変調（ＰＳＫ）方式は、伝送すべきデジタル情報信号を搬送波の位相成分に対応させて変調して伝送する方式であり、直交振幅変調（ＱＡＭ）方式は、搬送波の位相と振幅の両方を用いて変調させる方式である。
【０００３】
一方、最近では新たな伝送方式として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式と呼ばれるマルチキャリア伝送方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に複数の直交する搬送波を発生させて配置し、それぞれの搬送波を位相変調や直交振幅変調する方式に関するものである。
【０００４】
その「搬送波が直交している」とは、隣接する搬送波のスペクトラムが、当該搬送波の周波数位置で零になり、ＯＦＤＭを構成する複数の搬送波で変調されて伝送される信号は、お互いに干渉することなく、独立して伝送可能であることを意味している。
【０００５】
このＯＦＤＭ方式は、多くの搬送波を用いて伝送するため、単一周波数の搬送波を用いて行う伝送に比し、それぞれの搬送波の変調速度を遅くできるため、空間伝送路で生じるマルチパス歪による干渉の影響を軽減でき、また変調信号のスペクトルを矩形に出来るため、占有帯域幅を狭くでき、効率的な周波数利用ができるといった特長を有している。
【０００６】
さらに、その、空間伝送路におけるマルチパス歪による干渉歪の軽減は、干渉歪となる遅延波の遅延時間以上のガードインターバルによる緩衝時間を設けて干渉歪を軽減するが、そのときの冗長な信号として伝送するガードインターバル信号が占める時間的な相対的割合は変調速度が遅いため、小さくできるなど、伝送効率の低下を少なく保ちつつ干渉歪の軽減を行なうことができている。
【０００７】
このように、このＯＦＤＭ方式は、マルチパス環境下での伝送特性に優れており、地上波デジタル放送の伝送方式として採用が決められている。
この、地上波デジタル放送方式で用いられるＯＦＤＭ方式の送信側では、ＯＦＤＭ信号、すなわち直交マルチキャリア信号の発生にＩＤＦＴ変換（逆離散フーリエ変換）が用いられる。これは、伝送すべき情報を各搬送波の位相、振幅成分を変化させるようにして変調信号を生成する方法であり、それぞれの直交する搬送波に与えられる位相、振幅変調信号情報である周波数領域の信号は、ＩＤＦＴ変換により時間領域の信号に変換され、それらの時間領域の信号は加算合成され、その様にして生成されたＯＦＤＭ信号は高周波信号に変換されて空中線より放射される様になされている。
【０００８】
この放射されたＯＦＤＭ信号の受信は、ＤＦＴ変換（離散フーリエ変換）回路により上述の時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する処理を行い、このＤＦＴにより直交周波数多重された時間領域の信号を、それぞれのキャリアの位相、振幅変調信号情報を周波数領域の信号として変換し、その変換した信号をもとに伝送される情報を復号するようになされている。
【０００９】
このＤＦＴ信号処理は、ＤＳＰ（デジタル信号処理プロセッサ）により、あるいは信号処理回路をＬＳＩ（大規模集積回路）化して実現しているが、これらの回路素子技術は近年の半導体技術の進展により、信号処理が比較的高速で実現できるようになってきたため、このＯＦＤＭ方式の信号処理が容易となり、その実用化がなされるようになってきた。
【００１０】
かかるＯＦＤＭ信号、すなわち直交マルチキャリア信号の伝送は、複数のチャンネル構成、或いは複数のユーザーが、お互いに伝送する周波数帯域を分割して放送、通信を行うのが一般的であり、例えば、地上波デジタル放送では、それぞれ６ＭＨｚの帯域を確保したチャンネルがガードバンドなる周波数緩衝域を挟んで整列して配列されているなどである。
【００１１】
このようになされるＯＦＤＭ信号の各搬送波は、シンボル期間、即ちＩＤＦＴ変換を行う窓時間期間にガードインターバル期間を加えた期間、の時間の逆数で与えられる周波数間隔で存在し、通常はそれらの全ての搬送波を用いて情報信号が伝送される。
【００１２】
例えば、地上波デジタル放送で伝送される各搬送波は、１ｋＨｚ〜４ｋＨｚ程度の周波数間隔で並べられ、それらの全ての搬送波が用いられて情報信号が伝送されるようになされている。
【００１３】
この様に、ＯＦＤＭ方式は、放送分野のみならず、通信分野、例えば無線ＬＡＮシステムなどにも用いられており、特に通信分野では、電波の、物体の壁面による反射などにより、マルチパス歪が多く発生する室内環境においても安定した伝送特性が得られるなどの長所を有しており、最近はその利用も多くなってきている。
【００１４】
図２６に、ＯＦＤＭ方式により生成するマルチキャリア伝送装置の構成を示す。
同図に示すマルチキャリア伝送装置１３０は、入力回路部１４０、およびＯＦＤＭ送信部１５０より構成されるマルチキャリア送信装置１３４と、ＯＦＤＭ受信部１６０、および出力回路部１８０より構成されるマルチキャリア受信装置１３６より構成される。
【００１５】
同図において、伝送すべき情報信号は入力回路１４０に供給され、ここでは誤り訂正符号などが付加されてＯＦＤＭ送信部１５０に供給される。
【００１６】
ここでは、後述の逆離散フーリエ変換回路によりマルチキャリア信号が生成され、図示しない空中線を介して放射された電波は図示しない空中線で受信され、ＯＦＤＭ受信部１６０に供給されて復号され、復号された信号は出力回路部１８０に供給され、誤り信号の検出、訂正処理などがなされて、伝送された情報信号はマルチキャリア受信部１３６より情報信号出力として供給される。
【００１７】
図２７に、従来のマルチキャリア信号送信装置の一例のブロック図を示す。
同図に示すＯＦＤＭ送信部１５０は、演算部１５１、出力バッファ５３、Ｄ／Ａ変換器５４、直交変調器５５、信号発生器５６、９０°シフタ５７、周波数変換器５８、および送信部５９より構成される。
【００１８】
伝送すべき情報信号は、情報信号入力端子４１を介して入力回路４２に供給され、ここでは誤り訂正信号などの付加、生成されるキャリア周波数に対する情報信号の変調方法の割り当てがなされ、この様にして割り当てられた実数部用信号と、虚数部用信号は演算部１５１に供給される。
【００１９】
演算部１５１に供給された信号は、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）により演算処理されて、入力回路より供給された情報信号入力に対応されたマルチキャリア変調信号が生成され、生成された実数部および虚数部のそれぞれの信号は出力バッファ５３に供給される。ここでは、これらのＩＦＦＴ演算された信号は一時記憶され、記憶された信号はＤ／Ａ変換器５４に供給される。
【００２０】
ここで、デジタル信号の形で供給された信号はＤ／Ａ変換器によりアナログ信号に変換され、ＬＰＦにより不要な高域周波数成分が除去されて、変調信号成分が得られ、その信号は直交変調器５５に供給される。
【００２１】
ここでは、信号発生器５６より供給される中間周波数、および９０°シフタで位相が９０°変えられた中間周波数により、Ｄ／Ａ変換器より供給された実部、および虚部の信号は直交変調され、直交変調された中間周波数の信号は周波数変換器５８により空間伝送路に放射するための周波数に変換され、周波数変換された信号は送信部５９で電力増幅され、図示しない空中線を介して、空間伝送路に放射される。
【００２２】
図２８に、マルチキャリア受信装置のブロック図を示す。
同図におけるＯＦＤＭ受信部１６０は受信部６１、周波数変換器６２、中間周波数増幅器６３、直交復調器６４、同期信号発生回路６５、９０°シフタ６６、ＬＰＦ６７、Ａ／Ｄ変換器６８、ガードインターバル期間処理回路６９、および復号回路１７０より構成される。
【００２３】
マルチキャリア受信装置１３６の動作につき説明するに、空間伝送路を介して伝送された信号は、図示しない空中線により受信され、受信部６１に供給される。ここでは高周波増幅が行われ、増幅された信号は周波数変換器６２に供給されて中間周波数に変換され、変換された信号は中間周波数増幅器６３に供給されて増幅され、増幅された信号は直交復調器６４に供給される。
【００２４】
ここでは、同期信号発生回路６５より供給される中間周波数の信号、およびその信号が９０°シフタにより９０°移送された信号を基に振幅復調が行われ、各々の信号で振幅復調された信号はＬＰＦ６７を介してＡ／Ｄ変換器６８に供給されてデジタル信号に変換され、ディジタル信号に変換された信号はガードインターバル期間処理回路によりガードインターバル期間の信号が除去され、このようにして得られた信号は、復号回路１７０に供給される。
【００２５】
ここでは、供給された実部、虚部の信号は高速離散フーリエ変換が行なわれ、それぞれのキャリア周波数の実部、虚部に対応する信号成分が求められる。その求められた信号成分は、マルチキャリア送信装置１３４の演算部１５１で行われた変調信号の割り当てを基にしてＱＡＭ信号の復号がなされ、復号された信号は出力回路８１に供給される。
【００２６】
ここでは、入力回路４２で付加された誤り訂正信号をもとに誤り信号の訂正がなされ、このようにして得られた復調出力信号は出力端子８２に供給される。
【００２７】
この様にして、マルチキャリア信号が生成、送信、受信されるが、そのマルチキャリアとして使用される周波数の数は、２５６本、１０２４本、あるいはそれ以上の数が用いられるが、この様に多く数のキャリアはＩＤＦＴ回路により容易に生成できる。例えば１０２４本のキャリアを発生させるためには１０２４ポイント、あるいはそれ以上のポイント数のＩＤＦＴが用いられ、ＩＤＦＴより時系列の信号として出力される。
【００２８】
さて、以上の様にして生成されたマルチキャリア信号では、その伝送に使用する周波数帯域で、直交関係にある隣接する搬送波周波数をすべて使用して送信されているが、ここで、マルチキャリアを構成する全てのキャリアを用いて伝送するのではなく、キャリアを間欠的に使用して伝送するような伝送方法について述べる。
【００２９】
その、キャリアを間欠的に使用する伝送方法は、伝送するためのキャリアが間欠的に配置されているため、より広い伝送帯域を用いて伝送することとなり、例えば局所的な周波数領域で伝送路が悪化する場合でも、隣接するキャリア同士の間隔が広くとられているため、その影響を受けるキャリアの数を少なくできるなど、誤り訂正回路で誤りデータを正しいデータに修正することが容易であり、優れた伝送特性を得ることができる。
【００３０】
また、微弱な信号で伝送する無線機などは、周辺に設置される電子機器への干渉を小さくするため、例えば１ＭＨｚの帯域内における送信電力を低く押さえる方法がとられるが、例えば８波おきに１波づつを、間欠的に使用して伝送する直交マルチキャリア信号は、小さな周波数間隔で並べられる全キャリアを伝送する場合に比し広い周波数帯域で伝送するため、単位周波数あたりの電力密度を小さくでき、周辺にある電子機器へ与える電磁妨害を小さく押さえることができるなどの特徴を有するものである。
【００３１】
この様に、間欠的に搬送波を配列して行う伝送方法に関連して、出願番号平１０−２７７１０３「直交マルチキャリア信号の生成方法及び復号方法」を提案している。
【００３２】
ここで提案されている直交マルチキャリア信号の生成方法で、間欠的に搬送波を使用する場合、例えばそれぞれが２より大きな整数値Ｌ、Ｍ、また４より大きな整数値Ｎに対して、Ｎ本のキャリアをＬ本おきに選択し、Ｍ本の選択した搬送波を使用する間欠型の直交マルチキャリア方式は、全部でＮ本の搬送波を生成する必要があり、Ｎ本の直交関係にある搬送波を生成するための、少なくともＮポイント以上のＩＤＦＴ変換を用いて信号の生成を行うようにする。ここで、このときのＮポイント以上のＩＤＦＴは、Ｌ本の搬送波毎にそのうちの１本の搬送波のみを情報データで変調し、残りの（Ｌ−１）本の搬送波は振幅を零とするためのデータを与えて変調し、その搬送波を発生させないようにしている。
【００３３】
この様にして用いられるＩＦＦＴ回路は、Ｎ＝Ｌ×Ｍポイント以上のＩＤＦＴ演算回路が必要となり、その様に大きなポイント数のＩＦＦＴ回路は、大規模半導体集積回路（ＬＳＩ）により、あるいは高速デジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）などにより実現は可能であるが、ＩＤＦＴ回路のポイント数の増加にともないＩＤＦＴ回路の回路規模も大きくなり、それを、信号処理ポイント数が多く演算量の多い大きなデジタル信号処理プロセッサにより実現するときは、高コストな構成となってしまうという課題があった。
【００３４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来例のマルチキャリア伝送装置１３０における信号の伝送は、ＩＤＦＴ回路で生成される全てのキャリア周波数を用いて動作させることを前提として使用されているものであった。
【００３５】
本発明が目的とするマルチキャリア送信装置は、上述の空間伝送路に放射されるマルチキャリアが間欠的に配列されているものであり、前述の出願番号平１０−２７７１０３「直交マルチキャリア信号の生成方法及び復号方法」のような特徴を有する信号伝送装置に関し、その間欠的に配列される直交マルチキャリアの生成を、できるだけ演算処理回数の小さなＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）により実現することを目的としている。
【００３６】
さらに、上述の送信装置は１チャンネルの入力信号に対するマルチキャリア信号を生成するものであるが、例えば４チャンネル、あるいは８チャンネルの情報信号を同時に送信できる送信装置を、簡易な構成によるＩＦＦＴ回路により実現しようとするものである。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記課題を解決するために以下の１）〜６）の手段より成るものである。
すなわち、
【００３８】
１） 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送装置であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を行う第１の逆離散フーリエ変換手段（５１ａ）と、
逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力する信号を、Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換手段（５２）と、
前記第２の逆離散フーリエ変換手段から出力する前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成手段（主に５５、５８）とを具備することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送装置。
【００３９】
２） 伝送すべき複数チャンネルのディジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して前記複数チャンネルのうちの１つずつのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記複数チャンネルのデジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送装置であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換をそれぞれのディジタル情報信号について行う第１の逆離散フーリエ変換手段（５１ａ〜５１ｄ）と、
逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力する信号を、Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、それぞれの生成されるキャリアが２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換手段（５２）と、
前記第２の逆離散フーリエ変換手段から出力する前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成手段（主に５５、５８）とを具備することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送装置。
【００４０】
３） 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送装置であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を、指定される前記１つのチャンネルに係る所定の回転因子を用いて行う第１の逆離散フーリエ変換手段（５１ａ）と、
逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力する信号を、前記Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換手段（５２）と、
前記第２の逆離散フーリエ変換手段から出力する前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成手段（主に５５、５８）とを具備することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送装置。
【００４１】
４） 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送装置であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を行う第１の逆離散フーリエ変換手段（５１ａ）と、
前記逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力されるＭ個の出力点の信号を、前記整数値Ｎに対するＮ個の入力点のうちの所定のＭ個に入力して前記Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される前記１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換手段（５２）と、
前記第２の逆離散フーリエ変換手段から出力する前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成手段（主に５５、５８）とを具備することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送装置。
【００４２】
５） 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送方法であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を行う第１の逆離散フーリエ変換ステップと、
前記逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力する信号を、Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される前記１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換ステップと、
前記第２の逆離散フーリエ変換ステップにより出力される前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成ステップとを有することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送方法。
【００４３】
６） 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送方法であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべき前記デジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を、指定される前記１つのチャンネルに係る所定の回転因子を用いて行う第１の逆離散フーリエ変換ステップと、
逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段により出力される信号を、前記Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される前記１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換ステップと、
前記第２の逆離散フーリエ変換ステップにより出力される前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成ステップとを有することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送方法。
【００４４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の直交マルチキャリア信号の伝送装置、およびその生成方法の実施の形態につき、好ましい実施例により説明する。
図１は、そのマルチキャリア生成方法を採用するマルチキャリア伝送装置の概略ブロック図である。
同図において、マルチキャリア伝送装置３０は、伝送すべきａ〜ｄの４チャンネルの情報信号を入力し、それらの情報信号をＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式で変調した変調出力信号を得て送信アンテナより空間伝送路に放射するマルチキャリア送信装置３４と、空間伝送路よりの信号を受信アンテナにより得て、得られた信号が供給され、その信号を復調、復号してａ〜ｄの４チャンネルの情報信号出力を得るマルチキャリア受信装置３６とより構成されている。
【００４５】
ここで、マルチキャリア送信装置３４は、４チャンネルの情報を入力する入力回路部４０ａ〜４０ｄ、およびＯＦＤＭ送信部５０より構成され、マルチキャリア受信装置３６は、ＯＦＤＭ受信部６０、および４チャンネルの復調出力を供給する出力回路８０ａ〜８０ｄより構成される。
【００４６】
同図に示すマルチキャリア伝送装置３０の動作について概略説明するに、例えばＭＰＥＧ−２（Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｅｘｐｅｒｔｓ Ｇｒｏｕｐ −２）により圧縮符号化されたビットストリームの信号などは情報信号入力端子ａ〜ｄより入力回路４０ａ〜４０ｄに供給され、これらの回路で誤り検出、訂正符号などが付加され、それぞれの入力回路の信号はＯＦＤＭ送信部５０に供給される。
【００４７】
ここでは、誤り訂正符号の付加された伝送すべき情報信号は後述する所定のフォーマットで、ＯＦＤＭ方式の信号に変調され、空間伝送路を介して伝送され、その伝送された信号はＯＦＤＭ受信部６０に供給される。
【００４８】
ここでは、ＯＦＤＭ信号が復調され、復調された信号はそれぞれの出力回路８０ａ〜８０ｄに供給される。これらの出力回路８０ａ〜８０ｄは、それぞれの入力回路４０ａ〜４０ｄで付加された誤り検出符号を基に、ＯＦＤＭ信号を構成するそれぞれのキャリアに対する誤り信号の検出が行なわれ、それぞれの誤り信号が訂正された情報信号出力としてマルチキャリア受信装置３６より供給される。
【００４９】
つぎに、マルチキャリア送信装置３４、およびマルチキャリア受信装置３６の構成と、その動作について詳述する。
図２に、マルチキャリア送信装置３４の構成を示す。
【００５０】同図において、４つのチャンネルの情報信号はそれぞれ入力端子４１ａ〜４１ｄに供給され、これらの信号は入力回路部４２ａ〜４２ｄに供給される。
これらの回路では、それぞれの供給される信号に誤り訂正符号を付加し、マルチキャリアを変調するための実部、虚部の信号に分割した信号を生成し、その信号は第１〜第４の演算器５１ａ〜５１ｄに供給される。
【００５１】
これらの、第１演算器５１ａ〜第４演算器５１ｄの信号は後段演算器５２に供給され、これらの演算器では後述の方法によるＩＦＦＴ演算処理がなされ、４１ａ〜４１ｄの入力端子に供給された情報信号に従い、変調された直交マルチキャリア信号が生成され、その信号は出力バッファ５３を介してＤ／Ａ変換器５４に供給される。
【００５２】
ここでは、デジタル信号の形で供給された信号はＤ／Ａ変換器によりアナログ信号に変換され、ＬＰＦにより不要な高域周波数成分が除去され、変調された信号が得られ、その信号は直交変調器５５に供給される。
【００５３】
ここでは、信号発生器５６より供給される中間周波数、および９０°シフタにより９０°位相が変えられた中間周波数により、Ｄ／Ａ変換器より供給された実部、および虚部の信号は直交変調され、直交変調された中間周波数の信号は周波数変換器５８により空間伝送路に放射される周波数に変換され、その信号は送信部５９により電力増幅されて、図示しない空中線に供給され、その空中線より空間伝送路に放射される。
【００５４】
図３に、マルチキャリア受信装置のブロック図を示す。
同図において、マルチキャリア受信装置３６は受信部６１、周波数変換器６２、中間周波増幅器６３、直交復調器６４、同期信号発生回路６５、９０°シフタ６６、ＬＰＦ６７、Ａ／Ｄ変換器６８、ガードインターバル期間処理回路６９、および復号回路７０より構成されるＯＦＤＭ受信部６０と、それぞれの出力端子８２ａ〜８２ｄに接続される、それぞれの出力回路８１ａ〜８１ｄとよりなっている。
【００５５】
つきに、マルチキャリア受信装置３６の動作について説明するに、空間伝送路を介して伝送された信号は、図示しない空中線により受信され、その信号は受信部６１に供給される。ここでは高周波増幅が行われ、増幅された信号は周波数変換器６２に供給されて中間周波数に変換され、変換された信号は中間周波数増幅器６３に供給されて増幅され、直交復調器６４に供給される。
【００５６】
ここでは、同期信号発生回路６５より供給される中間周波数の信号、およびその供給された中間周波数の信号より９０°シフタにより９０°移相された信号を基に振幅復調が行われ、その各々の信号で振幅復調された信号はＬＰＦ６７を介してＡ／Ｄ変換器６８に供給されてデジタル信号に変換され、ディジタル信号に変換された信号はガードインターバル期間処理回路によりガードインターバル期間の信号が除去され、このようにして得られた信号は、復号回路７０に供給される。
【００５７】
ここでは、供給された実部、虚部の信号は離散高速フーリエ変換が行なわれ、それぞれのキャリア周波数の実部、虚部に対応する信号成分が求められる。この様にして求められた信号成分は、マルチキャリア送信装置３４の演算部５１で行われた変調信号の割り当てを基にしてＱＡＭ信号の復号がなされ、復号された信号はそれぞれの出力回路８１ａ〜８１ｄに供給される。
【００５８】
これらの出力回路８１ａ〜８１ｄでは、それぞれの入力回路４２ａ〜４２ｄで付加された誤り訂正信号をもとに誤り信号が検出され、誤り信号は訂正され、これらの処理がなされたそれぞれの復調出力信号は、それぞれの出力端子８２ａ〜８２ｄに供給される。
【００５９】
さて、ここで、マルチキャリア伝送装置３０が伝送に用いるキャリアの周波数について述べる。
図４に、マルチキャリア送信装置３４が生成するマルチキャリアのチャンネル割り当ての様子を示す。
【００６０】
同図において、（Ａ）としてキャリア番号が０〜６３である６４の周波数より構成されるマルチキャリアを示すが、そのキャリアを４のチャンネルに分割して伝送する様子をキャリア周波数の番号に対する電力分布として示したものであり、図中に示す（Ｂ０）〜（Ｂ３）がそのチャンネルごとのキャリア番号とそれに対する電力分布である。
そして、ここに示すマルチキャリアは、５０ｋＨｚの間隔で並べられており、またそれぞれのチャンネルに割り当てられるキャリアは２００ｋＨｚ間隔で間欠的に配列されており、このように割り当てられ、配列されたキャリアにより、チャンネルａ〜ｄの情報信号が伝送されるようになされている。
【００６１】
図５に、本実施例におけるマルチキャリア伝送装置により生成される直交マルチキャリアのチャンネル番号と、そのチャンネルの信号を伝送するためのキャリア番号の関係を示す。
ここに示す６４本のキャリアは、チャンネルａ〜ｄの信号を伝送するための周波数として割り当てられており、チャンネルａは４の倍数のキャリア番号のもの、チャンネルｂは４の倍数に２を加えたキャリア番号のもの、チャンネルｃは４の倍数に１を加えたキャリア番号のもの、そしてチャンネルｄは４の倍数に３を加えたキャリア番号のものがそれぞれの情報信号ａ〜ｄを伝送するためのキャリアとして設定されている。
【００６２】
ここで、これらのマルチキャリアに対する変調信号は、第１演算器５１ａ〜第４演算器５１ｄ、および後段演算器５２によりＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）演算がなされて生成されるが、その方法について詳述する。
【００６３】
まず、ＩＦＦＴ演算を説明するため、図６に４ポイントＩＦＦＴのシグナルフローダイヤグラムを示し、ＩＦＦＴの動作について概説する。
同図において、左側に示すＸ〔０〕、Ｘ〔２〕、Ｘ〔１〕、Ｘ〔３〕は周波数領域における入力信号を供給する端子であり、右側に示すｘ〔０〕、ｘ〔１〕、ｘ〔２〕、ｘ〔３〕は時間領域における出力信号を供給するための端子である。
【００６４】
図中に示す矢印の方向は信号の供給される方向を示しており、矢印の近くに定数（回転因子）が示されている場合はこの定数を乗じ、矢印の方向に信号を供給する。定数が示されていない矢印は、１を乗じて供給する場合、あるいは信号を単に供給することを示している。２つの矢印が向かい合って記される節点では、それらの矢印により供給される信号の加算を行う。
【００６５】
図７に、４ポイントＦＦＴの演算に用いる回転因子を示す。
同図は、横軸が実軸で、縦軸は虚軸である複素平面内に、半径１の円が示されているが、この円と実軸との交点がそれぞれ１、−１であり、虚軸との交点はｊと−ｊである。
ここに示すｊは２乗して−１となる数であり、４個の係数Ｗ４ ０、Ｗ４ １、Ｗ４ ２、Ｗ４ ３の値は、それぞれ１、ｊ、−１、−ｊであることを示している。
【００６６】
次に、１６ポイントのＩＦＦＴを用いて４本のキャリアを生成する例について示す。
図８に、１６ポイントのＩＦＦＴ演算機能を有するＩＦＦＴ素子の端子を示し、その生成方法について述べる。
同図において、左側に示す１６個の端子は１６の周波数に対する、周波数領域の入力端子であり、右側に示す１６個の端子は、ＩＦＦＴ演算した結果を時間領域の出力信号として出力するための端子である。
【００６７】
このＩＦＦＴ素子の、４個の周波数領域の入力端子Ｘ〔１〕、Ｘ〔５〕、Ｘ〔９〕、Ｘ〔１３〕には、生成する４個のキャリアに対する多値変調を与えるための情報信号を供給し、他の入力端子はグランドに接続して、入力信号を与えない様にする。
このＩＦＦＴ素子により逆フーリエ演算が行われた結果として、出力端子ｘ〔０〕〜ｘ〔１５〕には、第１、第５、第９、第１３のキャリアが変調され、合成された時系列の出力信号電圧値がｘ〔０〕〜ｘ〔１５〕の端子にサンプル値として出力される。
【００６８】
図９に、時間間引きによる、出力データ整列型８ポイントＩＦＦＴのシグナルフローダイヤグラムを示す。
同図の左側に示すＸ〔０〕、Ｘ〔４〕、Ｘ〔２〕、Ｘ〔６〕Ｘ〔１〕、Ｘ〔５〕、Ｘ〔３〕、Ｘ〔７〕は周波数領域における入力信号を示し、右側に示すｘ〔０〕〜ｘ〔７〕は時間領域における出力信号を示す。
【００６９】
このＩＦＦＴのバタフライ演算の方法について述べるに、図中に示す矢印の方向は信号の供給される方向を示しており、矢印の近くに定数（回転因子、−１）が示されるときはこの定数を乗じ、矢印の方向に信号を供給する。定数が示されていない矢印は、１を乗じて供給する場合、あるいは信号を単に供給することを示す。２つの矢印が向かい合って記される節点では、それらの矢印により供給される信号の加算を行う。
【００７０】
図１０に、８ポイントＩＦＦＴの演算に使用される８個の定数値（回転因子）を示す。
同図において、横軸が実軸で、縦軸は虚軸であり、その平面上に半径１の円が示され、その円周上を８等分した位置に対応させた、８個の係数Ｗ８ ０、Ｗ８ １、Ｗ８ ２、・・・、Ｗ８ ７の値が演算に使用される回転因子である。上述の８ポイントＩＦＦＴは、この８個の回転因子のうち、Ｗ８ ０、Ｗ８ １、Ｗ８ ２、Ｗ８ ３の４個を演算に使用している。
【００７１】
図１１に、この様な手法で演算を行う１６ポイントＩＦＦＴ演算器内部の構成を示す。
同図に示す黒丸は、信号の接続点であり、対角線で結ばれて四角形の頂点に位置する４個の黒丸は、それらを結ぶ２本の交差する線によりバタフライ演算が行われることを示している。同図の左に示される０、８、４、１２、・・・、１５の数は周波数領域における入力信号の番号を示し、図の右側に示す０、１、２、・・・、１５の数は、時間領域における出力信号の番号を示す。
【００７２】
また、同図中の２本の線の交点に示される数字はバタフライ演算を行うときに使用する回転因子の番号を示している。
図１２に、その１６ポイントＩＦＦＴの演算に使用される回転因子を示す。
同図において、横軸が実軸で、縦軸は虚軸であり、その平面上に半径１の円が示され、その円周上を１６等分した位置に対応させて、１６個の係数Ｗ１６ ０、Ｗ１６ １、Ｗ１６ ２、・・・、Ｗ１６ １５の点が回転因子の値を示しており、上述の１６ポイントＩＦＦＴは、このうち、Ｗ１６ ０〜Ｗ１６ ７の８個を使用している。前述の図１１では、この回転因子の上付き文字で示される０〜７の数字により、これらの回転因子の値を示している。
【００７３】
この様にして、ＩＦＦＴ演算はバタフライ演算を繰り返し行うが、その演算がなされる順位を、列単位で左より第１ステージ、第２ステージ、第３ステージの様に呼び、ここで述べた１６ポイントのＩＦＦＴの場合は第４ステージまでの演算がなされる。
【００７４】
なお、ここに示したＩＦＦＴの記述には、前述の図９で−１として示したと同様の係数の記述が必要であるが、この−１の係数の挿入は同様の個所に行われるものであり、ＩＦＦＴの演算はその係数も含めて行う。
【００７５】
さて、ここで、第１の実施例に関る多チャンネル送信装置用ＩＦＦＴの演算方法について説明する。
図１３に６４ポイントＩＦＦＴの演算方法について示す。
ここに示す６４ポイントのＩＦＦＴは、１６ポイントＩＦＦＴで行った第１から第４ステージまでの演算結果を用い、これに続いて第５、第６ステージのバタフライ演算を行う構成のものである。
【００７６】
すなわち、同図に示すａ、ｂ、ｃ、ｄは、それぞれが１６ポイントのＩＦＦＴ演算であり、その演算結果を用いて第５ステージの演算を、また第５ステージの演算結果を用いて第６ステージの演算を行う。
【００７７】
図１４に、６４ポイントＩＦＦＴの演算に用いられる回転因子を示す。
同図において、複素平面内に描かれた半径１の円周を６４等分し、実軸上の１の点より順に６４個の係数Ｗ６４ ０、Ｗ６４ １、Ｗ６４ ２、・・・、Ｗ６４ ６３の値が定められている。
【００７８】
ここで、１６ポイントのＩＦＦＴ演算に用いる回転因子Ｗ１６ ０、Ｗ１６ １、Ｗ１６ ２、Ｗ１６ ３、・・・の値は、６４ポイントのＩＦＦＴ演算に用いられる回転因子Ｗ６４ ０、Ｗ６４ ４、Ｗ６４ ８、Ｗ６４ １２、・・・と同じ値、すなわち、
Ｗ１６ ０＝Ｗ６４ ０、Ｗ１６ １＝Ｗ６４ ４、Ｗ１６ ２＝Ｗ６４ ８、Ｗ１６ ３＝Ｗ６４ １２、Ｗ１６ ４＝Ｗ６４ １６、Ｗ１６ ５＝Ｗ６４ ２０、Ｗ１６ ６＝Ｗ６４ ２４、Ｗ１６ ７＝Ｗ６４ ２８、であり、ここで述べたａ、ｂ、ｃ、ｄが使用する回転因子は、６４ポイントＩＦＦＴ演算の、第１〜第４ステージの演算であるが、６４ポイントＩＦＦＴの演算に用いる回転因子の代りに１６ポイントＩＦＦＴの回転因子を使用できることを示している。
【００７９】
すなわち、それらの、６４ポイントでの第１ステージでの回転因子は０、第２ステージでの回転因子は０、１６、第３ステージでの回転因子は０、８、１６、２４、第４ステージでの回転因子は０、４、８、１２、１６、２０、２４、２８である。
【００８０】
同図に示すｅ、ｆは第５ステージの演算で、ｅとｆでは同じ内容の演算が行われる。
ここで、ＩＦＦＴの演算に用いられる回転因子を、０、２、４、・・・、３０として示しているが、これらはＷ６４ ０、Ｗ６４ ２、Ｗ６４ ４、・・・、Ｗ６４ ３０のことであり、前述と同様の方法によりバタフライ演算がなされる。
【００８１】
同図に示すｇは、第６ステージの演算で、そのＩＦＦＴの演算に用いられる回転因子は０、１、２、・・・、３１として示されているが、これらはＷ６４ ０、Ｗ６４ １、Ｗ６４ ２、・・・、Ｗ６４ ３１のことであり、このステージのバタフライ演算は３２個隔ててあるデータ同士に対して前述と同様の方法によりなされる。
【００８２】
また、同図の右側に示される数字は、このＩＦＦＴにより演算された時間領域における出力信号の端子を番号で示しており、ここにはステージ１で供給された各キャリア周波数ごとに与えられる変調信号で変調されたそれぞれの被変調キャリアの信号が加算合成された信号が出力として供給される。
【００８３】
ここで、第５ステージを行う際、ａ〜ｄのどれに該当させるかでどのチャンネル番号の信号にするかが決定される。ａに割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号０になり、ｂに割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号１になり、ｃに割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号２になり、ｄに割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号３になる。チャンネル番号０、１の場合はブロックｆは演算しなくてよく、チャンネル番号２、３の場合はブロックｅは演算しなくてよい事は、言うまでもない。
【００８４】
よって、第１ステージから第４ステージまでを（各チャンネル共通の）１６ポイントＩＦＦＴ演算で代用し、第５ステージでは、６４ポイントＩＦＦＴ演算における、チャンネル番号によって前半か後半の半分の演算を省略し、更に演算する場合にもバタフライ演算の一方をゼロとして演算し、第６ステージでも、チャンネル番号によってバタフライ演算の一方をゼロとして演算する事により、各チャンネルが使用する４本おきの搬送波からなる間欠型マルチキャリア信号が生成できることになる。
【００８５】
このようにして、前述の図１３に示す第１の実施例による６４ポイントＩＦＦＴでは、ａ〜ｄとして示されるそれぞれの入力端子に、チャンネル０〜３に対応する変調信号を供給し、それぞれのステージ１〜４におけるバタフライ演算はそれぞれのチャンネルに供給される信号に応じてなされ、ステージ６の出力端子には、それぞれのチャンネルのキャリアが変調された信号の出力として、時系列データとして供給されるようになされている。
【００８６】
図１５に、チャンネル番号０〜３に対し、そこに供給される情報信号を伝送するために使用するキャリアの番号を示す。
ここに示されているキャリアの順番は、ビットリバースの順となっているが、前述の図５に記載されているものと同一の番号が、順番が異なって並べられているものである。
【００８７】
つぎに、多チャンネル送信装置用ＩＦＦＴの演算方法に関し、第２の実施例について述べる。
図１６に、そのＩＦＦＴの構成を示す。
ここに示す構成は、周波数間引き型の出力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムであり、ステージ１〜６より構成される。ステージ１〜４はｐ〜ｓの４の演算ブロックがあり、これらの、それぞれのブロックにおける演算手法は同じであるが、供給される入力データ、演算に使用される回転因子、および変調が施されるキャリア番号はそれぞれで異なっている。
【００８８】
すなわち、ｐ〜ｓの演算ブロックにはチャンネル１〜４の伝送チャンネルに対応する入力信号が供給され、ｐの演算ブロックでは第１チャンネルとして、キャリア番号が０、３２、１６、・・・であるキャリア用の変調信号データが供給される。また、チャンネル２に供給される入力データはｑの演算ブロックの、キャリア番号２、３４、１８、・・・に対してであり、チャンネル３にはキャリア番号１、３３、１７、・・・が、そしてチャンネル４にはｑの演算ブロックのキャリア番号３、３５、１９、・・・に対するデータが供給される。
【００８９】
ここで、この６４ポイントのＩＦＦＴの動作を説明するために、図１７に８ポイントの周波数間引き型、出力データ整列型逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを示し、その動作について述べる。
同図において、左側に示すＸ〔０〕、Ｘ〔４〕、Ｘ〔２〕、Ｘ〔６〕Ｘ〔１〕、Ｘ〔５〕、Ｘ〔３〕、Ｘ〔７〕は周波数領域における入力信号を示し、右側に示すｘ〔０〕〜ｘ〔７〕は時間領域における出力信号を示す。
【００９０】
このＩＦＦＴのバタフライ演算は、図中に示す矢印の方向は信号の供給される方向を示しており、矢印の近くに定数（回転因子、−１）が示されるときはこの定数を乗じ、矢印の方向に信号を供給する。定数が示されていない矢印は、１を乗じて供給する場合、あるいは信号を単に供給することを示す。２つの矢印が向かい合って記される節点では、それらの矢印により供給される信号の加算を行う。
【００９１】
同図における回転因子は、前述の図１０に示されるものが用いられ、それは複素平面内に示す半径１の円の円周上を８等分した位置に対応させ、８個の係数Ｗ８ ０、Ｗ８ １、Ｗ８ ２、・・・、Ｗ８ ７の値が付された値のものであり、ここに示す８ポイントＩＦＦＴの例では、この８個の回転因子のうち、Ｗ８ ０、Ｗ８ １、Ｗ８ ２、Ｗ８ ３の４個を演算に使用している。
【００９２】
前述の第１の実施例に示した、時間間引き型の出力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換では、第１〜第４ステージである前述の図１３におけるａ、ｂ、ｃ、ｄのそれぞれは共通の演算を行うが、周波数間引き型の出力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換では、第１〜第４ステージである図６のｐ〜ｓは共通の演算を行わなく、ｐ、ｑ、ｒ、ｓのそれぞれは異なった回転因子により演算が行われる。ここに、これらのステージのうちの、第１ステージで用いられる回転因子について示す。
【００９３】
Ｎ＝６４ポイントのＩＦＦＴで用いられる回転因子は前述の図１４に示すものであり、ここではその回転因子Ｗ６４ ｋを、ｋのみの数で示す。
ｐでの回転因子は０、１６、８、２４、４、２０、１２、２８
ｑでの回転因子は２、１８、１０、２６、６、２２、１４、３０
ｒでの回転因子は１、１７、９、２５、５、２１、１３、２９
ｓでの回転因子は３、１９、１１、２７、７、２３、１５、３１である。
【００９４】
ここに示した内容の一部について詳述する。
すなわち、ｐでの演算は０、３２、１６、４８、８、４０、２４、５６、４、３６、２０、５２、１２、４４、２８、６０の番号の、１６の周波数に変調を与えるための演算を第１〜第４ステージで行うが、その一部について図示する。
図１８は、番号が０、３２、１６、４８、８、４０、２４、５６である８本のキャリアについて第１から第３ステージまでの演算を行う方法について示したものである。
【００９５】
ここに示した演算の手法を用い、各々が１６本のキャリアに対してＩＦＦＴ演算を行う、ｐ〜ｓのそれぞれの第１ステージから第４ステージまである演算方法に拡張するのは前述の内容より容易である。
【００９６】
このように、これらのステージでなされるｐ〜ｓのバタフライ演算は、そのされ方は同様であるが用いられる回転因子は異なっている。しかし、その回転因子の定数を、あらかじめテーブルを設け、そのテーブルに格納しておけば、格納された定数を参照しつつバタフライ演算を行なうことができるので、異なる回転因子に対するｐ〜ｓの演算ブロックに対しても、容易な演算処理を行なうことができる。
【００９７】
このような、第１から第４ステージの演算手法が同一であるＩＦＦＴの前部の演算には、前述の第１の実施例と同様に１６ポイント逆離散フーリエ変換が使えるので、その分だけ演算量が少なくて済む。すなわち、チャンネル番号０ならｐのみを、チャンネル番号１ならｑのみを、チャンネル番号２ならｒのみを、チャンネル番号３ならｓのみを、実施すればよいからである。
【００９８】
つぎに、この６４ポイントＩＦＦＴの後部の演算について述べる。
前述の図１６に示す第５ステージには、ｔとｕの演算ブロックがあるが、これらの演算における回転因子は異なっている。すなわち、演算ブロックｔにおいてはＷ６４ ０の回転因子を用い、演算ブロックｕではＷ６４ １６の回転因子を用い、これらの演算ブロックでは１６個隔てて配置されるデータ同士でのバタフライ演算を行う。
【００９９】
第６ステージの演算ブロックｖでは、回転因子Ｗ６４ ０を用いて３２個隔ててあるデータ同士でバタフライ演算を行い、演算された結果はｘ〔０〕〜ｘ〔６３〕の時系列のデータであるので、その時系列のデータをこの６４ポイントＩＦＦＴより出力する。
【０１００】
ここで、第５ステージを行う際、ｐ〜ｓのどの演算がなされているかにより、どのチャンネルであるかが決められる。ｐを演算し残りをゼロにするとチャンネル番号が０になり、ｑを演算し残りをゼロにするとチャンネル番号１に、ｒを演算して残りをゼロにするとチャンネル番号２に、ｓを演算して残りをゼロにするとチャンネル番号３になる。チャンネル番号０、１の場合はブロックｕは演算しなくてよく、チャンネル番号２、３の場合はブロックｔは演算しなくてよいことは言うまでもない。
【０１０１】
以上述べた、周波数間引き型の演算の方法を図１９に示す。
周波数領域の複素数で表現される入力信号Ｘ＝Ｒｅ１＋ｊＩｍ１とＹ＝Ｒｅ２＋ｊＩｍ２について、回転因子Ｗを用いてバタフライ演算を行うときは、時間領域の信号としてｘ＝（Ｒｅ１＋Ｒｅ２）＋ｊ（Ｉｍ１＋Ｉｍ２）と、ｙ＝（（Ｒｅ１−Ｒｅ２）＋ｊ（Ｉｍ１−Ｉｍ２））＊Ｗが得られる。
【０１０２】
つぎに、チャンネル毎の第５、第６ステージの演算結果を示す。
ここで、前述のように６４ポイントＩＦＦＴの演算に用いられる回転因子は、Ｗ６４ ０＝１、Ｗ６４ １６＝ｊであるので、これらを用いて演算するに、第４ステージの演算結果をＺ時系列でＺ＝｛ｚ１、ｚ２、ｚ３、ｚ４、・・・、ｚ１５｝として表すとき、それぞれのチャンネル番号での出力は次のようになる。
【０１０３】
チャンネル番号０では、Ｚ、Ｚ、Ｚ、Ｚ、すなわち、
｛ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５、ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５、ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５、ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５｝となる。
チャンネル番号１では、Ｚ、−Ｚ、Ｚ、−Ｚ、すなわち、
｛ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５、−ｚ１、−ｚ２、・・・、−ｚ１５、ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５、−ｚ１、−ｚ２、・・・、−ｚ１５｝となる。
チャンネル番号２では、Ｚ、ｊＺ、−Ｚ、−ｊＺ、すなわち、
｛ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５、ｊ＊ｚ１、ｊ＊ｚ２、・・・、ｊ＊ｚ１５、−ｚ１、−ｚ２、・・・、−ｚ１５、−ｊ＊ｚ１、−ｊ＊ｚ２、・・・、−ｊ＊ｚ１５｝となる。
チャンネル番号３では、Ｚ、−ｊＺ、−Ｚ、ｊＺ、すなわち、
｛ｚ１、ｚ２、・・・、ｚ１５、−ｊ＊ｚ１、−ｊ＊ｚ２、・・・、−ｊ＊ｚ１５、−ｚ１、−ｚ２、・・・、−ｚ１５、ｊ＊ｚ１、ｊ＊ｚ２、・・・、ｊ＊ｚ１５｝となる。
【０１０４】
従って、６４ポイントＩＦＦＴ演算の第１ステージから第４ステージまでを、回転因子がそれぞれ異なっている１６ポイントＩＦＦＴ変換で代用し、第５、６ステージでは、上記のような省略した６４ポイントＩＦＦＴ変換を行い、各チャンネルが使用する４本おきの搬送波からなる間欠型マルチキャリア信号を生成することができる。
【０１０５】
つぎに、多チャンネル送信装置用ＩＦＦＴの演算方法に関し、第３の実施例とともに述べる。
図２０に、そのＩＦＦＴの構成を示す。ここに示す構成は、時間間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムであり、ステージ１〜６より構成される。この例で、第１ステージでは全ポイント数の半分である３２の距離同士のデータ間でバタフライ演算を行い、ステージが進む毎に近い位置のデータ間でバタフライ演算を行うようにされている。
【０１０６】
図２１に、時間間引き型の入力データ整列型１６ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを示し、演算のされ方について説明する。
同図において、黒丸で示される個所は信号の接続点であり、対角線で結ばれ、四角形の頂点に位置する４個の黒丸は、それらを結ぶ２本の交差する線によりバタフライ演算が行われることを示している。同図の左側に示される０、１、２、３、・・・、１５の数は周波数領域における入力信号の番号を示し、図の右側に示す０、８、４、・・・、１５の数は、時間領域における出力信号の番号を示している。
【０１０７】
また、図中、２本の線の交点に示される数字はバタフライ演算を行うときに使用する回転因子であり、前述の図１２に示した、１６ポイントＩＦＦＴの演算に使用する回転因子を用いる。
同図において、１６個の係数Ｗ１６ ０、Ｗ１６ １、Ｗ１６ ２、・・・、Ｗ１６ １５の値が示されているが、ここでは、このうちのＷ１６ ０〜Ｗ１６ ７の８個を演算に使用しており、これらの回転因子を０〜７の数で示している。
この様にして、ＩＦＦＴ演算はバタフライ演算を繰り返しつつ行うが、演算がなされる列単位で左より第１ステージ、第２ステージ、第３ステージの様に呼び、ここで述べた１６ポイントのＩＦＦＴの場合は第４ステージまでの演算がなされる。
【０１０８】
このＩＦＦＴの演算につき、回転因子を用いる演算の方法について８ポイントのＩＦＦＴを示し説明する。
図２２がこのＩＦＦＴに対する演算方法を記したもので、その時間間引き型、入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換の演算手法について述べる。同図において、左側に示すＸ〔０〕〜Ｘ〔７〕は周波数領域における入力信号を示し、右側に示すｘ〔０〕、ｘ〔４〕、ｘ〔２〕、ｘ〔６〕ｘ〔１〕、ｘ〔５〕、ｘ〔３〕、ｘ〔７〕は時間領域における出力信号を示す。
【０１０９】
このＩＦＦＴのバタフライ演算は、図中に示す矢印の方向は信号の供給される方向を示しており、矢印の近くに定数（回転因子）が示されるときはこの定数を乗じ、矢印の方向に信号を供給する。定数が示されていない矢印は、１を乗じて供給する場合、あるいは信号を単に供給することを示す。２つの矢印が向かい合って記される節点では、それらの矢印により供給される信号の加算を行う。
【０１１０】
同図における回転因子は、前述の図１０に示されるものが用いられ、それは複素平面内に示す半径１の円の円周上を８等分した位置に対応させ、８個の係数Ｗ８ ０、Ｗ８ １、Ｗ８ ２、・・・、Ｗ８ ７の値が付された値のものである。
【０１１１】
このようにして、時間間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換の演算がなされるが、ここに示す第３の実施例の動作についてさらに詳述する。
【０１１２】
まず、チャンネル番号０で伝送するマルチキャリアを生成するときは、左側の０、４、８、・・・、６０に伝送すべき情報を割当て、その他をゼロとして、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を実施する。
【０１１３】
また、チャンネル番号１のときは、左側の２、６、１０、・・・、６２に伝送する情報を割当て、その他をゼロとし、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を行う。
そして、チャンネル番号２の場合は、左側の１、５、９、・・・、６１に伝送する情報を割当て、その他をゼロにして、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を行う。
最後に、チャンネル番号３の場合は、左側の３、７、１１、・・・、６３に伝送する情報を割当て、その他をゼロとして、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を行う。
【０１１４】
この様にしてなされるＩＦＦＴの演算は、前述の６４ポイントの回転因子と１６ポイントの回転因子の比較からも判るように、これらの第１〜第４ステージでの演算は前述の図２１に示した１６ポイント逆離散フーリエ変換と同等であるので、前述の図２０に示す６４ポイントＩＦＦＴの第１〜第４ステージの演算を、この１６ポイントＩＦＦＴを代りに用いて行うことができる。
【０１１５】
ここで、この図２０に示す６４ポイントＩＦＦＴの演算テーブルで、第４ステージと第５ステージの間に６４個の丸印を示してあるが、そのうちの１６個は黒丸である。この黒丸は、チャンネル番号０の時の第５ステージへのデータ割当てを示したものである。
【０１１６】
すなわち、第１〜第４ステージの演算を、１６ポイントの逆離散フーリエ変換で行うとき、１６個のデータが得られるが、これらの１６個のデータの６４ポイントＩＦＦＴの後段部への割当て方により、そのデータの伝送チャンネルを決めることができる。
【０１１７】
すなわち、チャンネル番号０に対するデータの割り当ては、同図において丸印で示される、第５ステージに信号が供給される６４個の節点、すなわち一番上から０、１、２、３、・・・、６３と数える順番のうち、
０、４、８、１２、・・・にデータを割当て、
チャンネル番号１では、第５ステージへのデータ割当てである６４個のうち、２、６、１０、１４、・・・にデータを割当て、
チャンネル番号２では、第５ステージへのデータ割当てである６４個のうち、１、５、９、１３、・・・にデータを割当て、
チャンネル番号３では、第５ステージへのデータ割当てである６４個のうち、３、７、１１、１５、・・・にデータを割当てて、
６４ポイントＩＦＦＴ変換の第５ステージと第６ステージの演算を行う。
【０１１８】
ここで、入力信号が４つのチャンネルの内の、１つのチャンネルにのみ当てられるときは、第５ステージでは、６４個のデータのうち４８個のデータはゼロとなるので、伝送するチャンネル数に応じてＩＦＦＴ演算の省略が可能となる。
【０１１９】
すなわち、１チャンネルのみの信号を伝送するときは、１６個のデータから３２個のデータを作ればよく、またその場合でも、バタフライ演算の片方の値はゼロとなっている。
【０１２０】
さらに、第６ステージの演算においても、第５ステージのバタフライ演算の結果は、片方の出力値がゼロであるため、供給される６４個のデータのうち、３２個のデータはゼロとなり、この第６ステージでも演算の省略が可能となる。
【０１２１】
以上、ＩＦＦＴに入力されるデータが整列される場合の時間間引き型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムについて示したが、つぎにその入力されるデータが整列される場合の周波数間引き型ＩＦＦＴについて述べる。
図２３に入力されるデータが整列される場合の周波数間引き型ＩＦＦＴの演算に用いる回転因子の並びを示し、その多チャンネル送信装置用ＩＦＦＴの演算方法に関し、第４の実施例とともに述べる。
【０１２２】
ここに示す構成は、周波数間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムであり、ステージ１〜６より構成される。この例に示す第１ステージでは、全ポイント数の半分の距離同士となる３２個離れたデータ間でバタフライ演算を行い、ステージが進む毎に近い位置のデータ間でバタフライ演算を行うようにされている。
【０１２３】
図２４に、周波数間引き型の入力データ整列型１６ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを示し、演算のされ方について説明する。
同図において、黒丸で示される個所は信号の接続点であり、対角線で結ばれ、四角形の頂点に位置する４個の黒丸は、それらを結ぶ２本の交差する線によりバタフライ演算が行われることを示している。図の左側に示される０、１、２、３、・・・、１５の数は周波数領域における入力信号の番号を示し、図の右側に示す０、８、４、・・・、１５の数は、時間領域における出力信号の番号を示している。
【０１２４】
また、図中の２本の線の交点に示される数字はバタフライ演算を行うときに使用する回転因子を示しており、それは前述の図１２に示した、１６ポイントのＩＦＦＴ演算に使用する回転因子を用いる。
同図において、１６個の係数Ｗ１６ ０、Ｗ１６ １、Ｗ１６ ２、・・・、Ｗ１６ １５の値が示されているが、ここでは、このうちのＷ１６ ０〜Ｗ１６ ７の８個を演算に使用しており、これらの演算因子を０〜７の数で表示している。
【０１２５】
この様にして、ＩＦＦＴ演算はバタフライ演算を繰り返しつつ行うが、演算がなされる列単位で左より第１ステージ、第２ステージ、第３ステージの様に呼ぶとき、ここで述べた１６ポイントのＩＦＦＴの場合は第４ステージまでの演算がなされる。
【０１２６】
このＩＦＦＴの演算につき、回転因子を用いる演算の方法について８ポイントのＩＦＦＴを示し説明する。
図２５がこのＩＦＦＴに対する演算方法を記したもので、その周波数間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換の演算手法について述べる。
同図において、左側に示すＸ〔０〕〜Ｘ〔７〕は周波数領域における入力信号を示し、右側に示すｘ〔０〕、ｘ〔４〕、ｘ〔２〕、ｘ〔６〕ｘ〔１〕、ｘ〔５〕、ｘ〔３〕、ｘ〔７〕は時間領域における出力信号を示す。
【０１２７】
このＩＦＦＴのバタフライ演算は、図中に示す矢印の方向は信号の供給される方向を示しており、矢印の近くに定数（回転因子、−１）が示されるときはこの定数を乗じ、矢印の方向に信号を供給する。定数が示されていない矢印は、１を乗じて供給する場合、あるいは信号を単に供給することを示す。２つの矢印が向かい合って記される節点では、それらの矢印により供給される信号の加算を行う。
【０１２８】
同図における回転因子は、前述の図１０に示されるものが用いられ、それは複素平面内に示す半径１の円の円周上を８等分した位置に対応させた、８個の係数Ｗ８ ０、Ｗ８ １、Ｗ８ ２、・・・、Ｗ８ ７のなかから最初の４個を使用している。
【０１２９】
このようにして、周波数間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換の演算がなされるが、ここに示す第４の実施例の動作についてさらに述べる。
【０１３０】
まず、チャンネル番号０で伝送するマルチキャリアを生成するときは、左側の０、４、８、・・・、６０に伝送する情報を割当て、その他をゼロとして、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を行う。
【０１３１】
また、チャンネル番号１の場合は、左側の２、６、１０、・・・、６２に伝送する情報を割当て、その他をゼロとし、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を行う。
そして、チャンネル番号２の場合は、左側の１、５、９、・・・、６１に伝送する情報を割当て、その他をゼロとして、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を行う。
最後に、チャンネル番号３の場合は、左側の３、７、１１、・・・、６３に伝送する情報を割当て、その他をゼロとして、６４ポイントＩＦＦＴで第１〜６ステージの演算を行う。
【０１３２】
この様にしてなされるＩＦＦＴの演算は、前述の第３実施例における時間間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換における、第１〜第４ステージの演算アルゴリズムは共通であったが、この第４実施例に関る周波数間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換では、チャンネル毎に行われる第１〜第４ステージの回転因子は共通でなく、それぞれに異なったものが用いられる。
【０１３３】
ここに、第１ステージの演算に用いる回転因子について以下に示す。
すなわち、Ｗ６４ ｋとして示される回転因子のｋについて記すと、
チャンネル番号０の回転因子は０、４、８、１２、１６、２０、２４、２８であり、
チャンネル番号１の回転因子は２、６、１０、１４、１８、２２、２６、３０、であり
チャンネル番号２の回転因子は１、５、９、１３、１７、２１、２５、２９、であり、そして
チャンネル番号３の回転因子は３、７、１１、１５、１９、２３、２７、３１である。
【０１３４】
このように、これらのステージでの演算は共通に行われないが、予めチャンネルごとの回転因子テーブルを設け、それを参照しつつ演算を行うと、各チャンネル毎の演算処理は容易になる。そして、その場合は、第１〜第４ステージの演算を、上述の１６ポイント逆離散フーリエ変換を用いて行なうことができ、その場合は演算量の削減を行なうことができる。
【０１３５】
つぎに、第５ステージでの演算につてついて述べるに、このステージで用いられる回転因子はＷ６４ ０＝１と、Ｗ６４ １６＝ｊの２つである。この第５ステージでは、２個隔ててあるデータ同士についてバタフライ演算を行うが、演算に用いられる片方の定数はゼロである。
【０１３６】
ここで、第５ステージの演算を行うとき、６４個の節点への割当てに関し、どこの点に割り当てるかにより、生成される信号のチャンネル番号が決定される。すなわち、チャンネル番号０に対するデータの割り当ては、同図において丸印で示される、第５ステージに信号が供給される６４個の節点のうち、一番上から
０、１、２、３、・・・、６３と数える順番で、０、４、・・・、６０番目に割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号０になり、
２、６、・・・、６２番目に割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号１になり、
１、５、・・・、６１番目に割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号２になり、
３、７、・・・、６３番目に割当てて残りをゼロにするとチャンネル番号３になる。
【０１３７】
そして、第６ステージの演算に用いられる回転因子はＷ６４ ０＝１である。第６ステージでは、隣同士であるデータ同士によりバタフライ演算が行われるが、演算されるデータの一方はゼロであり、その部分の演算は省略できる。
この様にして６４ポイントＩＦＦＴ変換の第５ステージと第６ステージの演算が行われ、演算結果がＩＦＦＴ出力として出力端子に供給される。
【０１３８】
なお、上記の実施の形態では、わかり易く説明するために、６４ポイント逆フーリエ変換で６４本の搬送波を生成する場合について説明したが、本発明は６４ポイント逆フーリエ変換による搬送波の生成に限定されるものではなく、他の実施の形態として例えばの２倍オーバーサンプリング手法を用い、１２８ポイントフーリエ変換で６４本の搬送波を生成してもよい。
また、この場合でも６４本以下の複数の搬送波を生成することへの応用は可能であることは言うまでもない。
【０１３９】
さらに、本実施例の説明では、基数２のＩＦＦＴアルゴリズムを想定して説明したが、本発明は、これに限定されるものではなく、基数４でも、あるいはそれらの複合などでもかまわない。勿論、ＩＦＦＴのサイズが限定される事もなく、１０２４ポイント、８０９６ポイントのＩＦＦＴに、あるいはそれ以上の数のＩＦＦＴ演算に応用が可能である。
【０１４０】
また、本説明では４本おきの４チャンネル構成を説明したが、２本おきの２チャンネル構成でも、８本おきの８チャンネル構成、１６本おきの１６チャンネル構成でも、さらにチャンネル毎に異なる数のキャリア数を定義し、伝送速度が異なる構成にしても本発明の利用が可能である。
【０１４１】
以上述べたように、第１〜第４の実施例によれば、間欠的な周波数で配置される直交マルチキャリア信号を生成するためのＩＦＦＴ前半のステージは、ポイント数の少ないＩＦＦＴ演算により行うことができるため、ＩＦＦＴ回路をハードウエアで構成するときは回路を小形にすることができ、またデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を用いて行うときは、その演算の処理ステップ数を削減することができ、簡易化できる。
【０１４２】
ここで、第１の実施例は、時間間引き型である出力データ整列型逆離散フーリエ変換において、間欠的な周波数で配置される直交マルチキャリア信号を生成するための、簡略的なＩＦＦＴの構成について述べたものであり、ＩＦＦＴ演算の前半ステージをポイント数の少ないＩＦＦＴにより構成することができるものである。
【０１４３】
また、第２の実施例は周波数間引き型、出力データ整列型逆離散フーリエ変換において、間欠的な周波数で配置される直交マルチキャリア信号を生成するため、ＩＦＦＴ演算の前半ステージをポイント数の少ないＩＦＦＴにより構成することができるものである。
【０１４４】
そして、第３の実施例の装置によれば、時間間引き型である入力データ整列型逆離散フーリエ変換において、間欠的な周波数で配置される直交マルチキャリア信号を生成するための、簡略的なＩＦＦＴの構成について述べたものであり、ＩＦＦＴ演算の前半ステージをポイント数の少ないＩＦＦＴにより構成することができるものである。
【０１４５】
さらに、第４の実施例の装置によれば、周波数間引き型、入力データ整列型逆離散フーリエ変換において、間欠的な周波数で配置される直交マルチキャリア信号を生成するため、ＩＦＦＴ演算の前半ステージをポイント数の少ないＩＦＦＴにより構成することができるものである。
【０１４６】
このように、周波数間引き型と時間間引き型、そして入力データ整列型と出力データ整列型の各々の組み合わせである４っつの実施例について示したが、いずれの場合もＩＦＦＴ演算の前半ステージをポイント数の少ないＩＦＦＴにより構成することができており、いずれの構成においても簡易的な構成のＩＦＦＴにより周波数的に間欠的な直交マルチキャリア信号を生成する装置を構成することができるものである。
【０１４７】
また、ここで組み合わせる前半のステージと後半のステージは、周波数間引き型と時間間引き型、そして入力データ整列型と出力データ整列型の各々の同一の組み合わせを用いる外に、接続点の結線条件を変えることにより、これらの異なる組み合わせ同士による結合できることは明白である。
【０１４８】
ここで、いずれの実施例も６４ポイントのＩＦＦＴに対し、前半のステージを１６ポイントのＩＦＦＴによる４ステージ、後半の演算を６４ポイントのＩＦＦＴの第５、６ステージによる演算の方法で示したが、ＩＦＦＴのポイント数、およびステージ数はこれに限ることなく任意の数を用いてもよく、更に大きなポイント数のＩＦＦＴ演算を行うときは、マルチパス歪に対する影響を更に改善した伝送システムを構成することができる。
【０１４９】
また、本実施例では、この様に簡略化されたＩＦＦＴにより生成された高周波信号を電波として空間伝送路に放射する方法を中心として述べたが、ここで述べたマルチキャリアの生成方法により生成された信号の伝送はこれに限ることなく、赤外線を用いる方法、同軸ケーブル、電話線等を用いる方法、光ケーブルを用いる方法など、多くの間欠型の直交マルチキャリア信号伝送装置に用いることができる。
【０１５０】
【発明の効果】
以上で説明したように、本発明によれば、２より大きな整数値Ｌに対するＬ本おきの搬送波からなる間欠型の直交マルチキャリア信号を、２より大きな整数値Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を行う演算回路と、Ｍの２倍より大きな整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換を行う演算ステージの後半の演算ステージにより生成することができるため、従来に比べて回路規模の小さなデジタルＩＣ回路で、安価な構成により間欠型の直交マルチキャリア信号を生成できる。また、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）などの演算ステップ数を節減でき、安価な機能で実現できる。
【０１５１】
そして、請求項１記載の発明によれば、周波数的に間欠する直交マルチキャリア信号をポイント数の少ないＩＦＦＴ回路により前半ステージの演算を行い、最終的なキャリア周波数を生成するために必要なポイント数のＩＦＦＴの演算ステージは後半のステージのみでよいため、簡易的なＩＦＦＴにより、伝送路で生じるマルチパス歪による干渉の影響を軽減できる、また変調信号のスペクトルを矩形に出来るためにより占有帯域幅を狭くでき、さらに局所的な周波数領域での伝送路の悪化に対しても安定した、効率的な周波数利用ができる間欠型直交マルチキャリア信号を生成できるといった特長を有するなどの効果がある。
【０１５２】
また、請求項２記載の発明によれば、特に、間欠して存在するマルチキャリア信号を用いて複数チャンネルの信号を伝送するときは、複数チャンネル分の信号を生成するためのポイント数の少ないＩＦＦＴ回路を追加して、複数チャンネルの信号を送出するための直交マルチキャリア信号を生成できるため、回路規模の小さなデジタルＩＣ回路による安価な構成により、また、少ない演算ステップ数のデジタルシグナルプロセッサにより複数チャンネルの信号を送出できる間欠型直交マルチキャリア伝送装置を安価に実現できる効果がある。
【０１５３】
そして、請求項３記載の発明によれば、特に、複数ある伝送チャンネルのうち、予め選択されたチャンネルを用いて伝送するための直交マルチキャリア信号を、少ないポイント数のＩＦＦＴ回路の回転因子の定数を指定しつつ、選択した伝送チャンネルで伝送するための直交マルチキャリア信号を生成できるため、回路規模の小さなデジタルＩＣ回路の安価な構成により、また、少ない演算ステップ数のデジタルシグナルプロセッサにより選択されたチャンネルの信号を送出できる間欠型直交マルチキャリア伝送装置を安価に実現できる効果がある。
【０１５４】
さらに、請求項４記載の発明によれば、特に、複数ある伝送チャンネルを指定しながら伝送するための直交マルチキャリア信号を、少ないポイント数のＩＦＦＴ回路の出力信号を、ＩＦＦＴの演算を行う後半ステージの入力節点を切り換えることにより伝送チャンネルを選択することができるため、伝送チャンネル切り換え機能を有する直交マルチキャリア信号伝送装置を、回路規模の小さなデジタルＩＣ回路の安価な構成により、また、少ない演算ステップ数のデジタルシグナルプロセッサにより安価に実現できる効果がある。
【０１５５】
また、請求項５記載の発明によれば、特に、簡易な手法による直交マルチキャリア生成方法を示しており、この方法により生成される直交マルチキャリア信号は、数多くの伝送媒体を用いて伝送することができ、そのためのマルチキャリア信号の生成をより少ない演算ステップ数のデジタル信号処理により安価に実現できる効果がある。
【０１５６】
そして、請求項６記載の発明によれば、特に、簡易な手法により伝送チャンネルを選択可能な直交マルチキャリア信号の生成方法を示しているので、この方法により生成される直交マルチキャリア信号を、数多くの伝送媒体に応用する伝送チャンネル切り換え型マルチキャリア信号の生成を、より少ない演算ステップ数のデジタル信号処理により安価に実現できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による直交マルチキャリア伝送装置のブロック図である。
【図２】本発明生成方法を適用した直交マルチキャリア信号送信装置の一例のブロック図である。
【図３】本発明生成方法を適用した直交マルチキャリア送信装置の信号を受信する直交マルチキャリア受信装置のブロック図である。
【図４】本発明マルチキャリア伝送装置により生成される直交マルチキャリア信号の一例を説明する周波数スペクトラム図である。
【図５】本発明マルチキャリア伝送装置により生成される直交マルチキャリア信号のチャンネル番号に対して使用する搬送波番号の関係を示す図である。
【図６】時間間引きによる４ポイントＩＦＦＴのシグナルフローダイヤグラムを示す図である。
【図７】４ポイントＩＦＦＴの回転因子を説明する図である。
【図８】１６ポイントＩＦＦＴによるマルチキャリア送信信号を生成するためのＩＦＦＴ素子への接続を示す図である。
【図９】時間間引きによる出力データ整列型８ポイントＩＦＦＴのシグナルフローダイヤグラムである。
【図１０】８ポイントＩＦＦＴに用いられる回転因子の説明図である。
【図１１】時間間引きによる出力データ整列型１６ポイントＩＦＦＴの演算を説明する図である。
【図１２】１６ポイントＩＦＦＴに用いられる回転因子の説明図である。
【図１３】本発明生成方法を適用した出力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを説明するための図である。
【図１４】６４ポイントＩＦＦＴに用いられる回転因子の説明図である。
【図１５】本発明マルチキャリア伝送装置により生成される直交マルチキャリア信号のチャンネル番号に対して使用される搬送波番号をビットリバースの順で示した図である。
【図１６】周波数間引きによる出力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを説明する図である。
【図１７】８ポイントの周波数間引き型、出力データ整列型逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを示す図である。
【図１８】６４ポイントの周波数間引き型、出力データ整列型逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを説明する図である。
【図１９】周波数間引き型ＩＦＦＴ演算の方法を示す図である。
【図２０】本発明生成方法を適用した時間間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを説明する図である。
【図２１】時間間引きによる入力データ整列型１６ポイントＩＦＦＴの演算を説明する図である。
【図２２】時間間引きによる入力データ整列型８ポイントＩＦＦＴのシグナルフローを示す図である。
【図２３】本発明生成方法を適用した周波数間引き型の入力データ整列型６４ポイント逆離散フーリエ変換のアルゴリズムを説明する図である。
【図２４】周波数間引きによる入力データ整列型１６ポイントＩＦＦＴの演算を説明する図である。
【図２５】周波数間引き型の入力データ整列型８ポイント逆離散フーリエ変換のシグナルフローを示す図である。
【図２６】従来のマルチキャリア伝送装置のブロック図である。
【図２７】従来のマルチキャリア信号送信装置の一例のブロック図である。
【図２８】従来のマルチキャリア送信装置の信号を受信するマルチキャリア受信装置のブロック図である。
【符号の説明】
３０ マルチキャリア伝送装置
３４ マルチキャリア送信装置
３６ マルチキャリア受信装置
４０ 入力回路部
４０ａ〜４０ｄ 入力回路
４１ 情報信号入力端子
４１ａ Ｃｈ１入力端子
４１ｂ Ｃｈ２入力端子
４１ｃ Ｃｈ３入力端子
４１ｄ Ｃｈ４入力端子
４２ 入力回路
４２ａ〜４２ｄ 入力回路
５０ ＯＦＤＭ送信部
５１ａ〜５１ｄ 第１〜第４演算器（第１の逆離散フーリエ演算器）
５２ 後段演算器（第２の逆離散フーリエ演算器）
５３ 出力バッファ
５４ Ｄ／Ａ変換器
５５ 直交変調器
５６ 信号発生器
５７ ９０°シフタ
５８ 周波数変換器
５９ 送信部
６０ ＯＦＤＭ受信部
６１ 受信部
６２ 周波数変換器
６３ 中間周波増幅器
６４ 直交復調器
６５ 同期信号発生器
６６ ９０°シフタ
６７ ＬＰＦ
６８ Ａ／Ｄ変換器
６９ ガードインターバル期間処理回路
７０ 復号回路
８１ａ〜８１ｄ 出力回路
８２ データ出力端子
８２ａ〜８２ｄ Ｃｈ１〜Ｃｈ４出力
１３０ マルチキャリア伝送装置
１３４ マルチキャリア送信装置
１３６ マルチキャリア受信装置
１４０ 入力回路部
１５０ ＯＦＤＭ送信部
１５１ 演算器
１６０ ＯＦＤＭ受信部
１７０ 復号回路
１８０ 出力回路部
Claims (6)
- 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送装置であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を行う第１の逆離散フーリエ変換手段と、
逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力する信号を、Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換手段と、
前記第２の逆離散フーリエ変換手段から出力する前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成手段とを具備することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送装置。 - 伝送すべき複数チャンネルのディジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して前記複数チャンネルのうちの１つずつのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記複数チャンネルのデジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送装置であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換をそれぞれのディジタル情報信号について行う第１の逆離散フーリエ変換手段と、
逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力する信号を、Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、それぞれの生成されるキャリアが２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換手段と、
前記第２の逆離散フーリエ変換手段から出力する前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成手段とを具備することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送装置。 - 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送装置であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を、指定される前記１つのチャンネルに係る所定の回転因子を用いて行う第１の逆離散フーリエ変換手段と、
逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力する信号を、前記Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換手段と、
前記第２の逆離散フーリエ変換手段から出力する前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成手段とを具備することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送装置。 - 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送装置であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を行う第１の逆離散フーリエ変換手段と、
前記逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力されるＭ個の出力点の信号を、前記整数値Ｎに対するＮ個の入力点のうちの所定のＭ個に入力して前記Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される前記１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換手段と、
前記第２の逆離散フーリエ変換手段から出力する前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成手段とを具備することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送装置。 - 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送方法であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべきデジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を行う第１の逆離散フーリエ変換ステップと、
前記逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段から出力する信号を、Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される前記１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換ステップと、
前記第２の逆離散フーリエ変換ステップにより出力される前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成ステップとを有することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送方法。 - 伝送すべきデジタル情報信号を整数値Ｎに対するＮポイントの逆離散フーリエ変換して複数ある伝送チャンネルのうちの１つのチャンネルを指定して伝送する直交マルチキャリア信号を生成し、この生成した直交マルチキャリア信号に基づいた送信信号を伝送路に出力する送信側と、前記伝送路から受信した直交マルチキャリア信号を送信側の前記逆離散フーリエ変換と相補的に離散フーリエ変換して前記デジタル情報信号を再生する受信側とを有する情報伝送システムに用いられる前記直交マルチキャリア信号を生成する直交マルチキャリア信号伝送方法であって、
逆離散フーリエ変換の前半ステージを受け持ち、かつ伝送すべき前記デジタル情報信号が供給され、前記整数値Ｎの半分以下の整数Ｍに対するＭポイントの逆離散フーリエ変換を、指定される前記１つのチャンネルに係る所定の回転因子を用いて行う第１の逆離散フーリエ変換ステップと、
逆離散フーリエ変換の後半ステージを受け持ち、かつ前記第１の逆離散フーリエ変換手段により出力される信号を、前記Ｎポイントの逆フーリエ変換を行って、２以上であり整数値Ｎの半分以下である整数Ｌに対してＬ本に１本の割合で存在し、且つ指定される前記１つのチャンネルに係る周波数順の位置にキャリアを配置した直交マルチキャリア信号を出力する第２の逆離散フーリエ変換ステップと、
前記第２の逆離散フーリエ変換ステップにより出力される前記直交マルチキャリア信号を前記伝送路に供給するために、前記直交マルチキャリア信号を高周波信号に変換する高周波信号生成ステップとを有することを特徴とする直交マルチキャリア信号伝送方法。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36961599A JP3582707B2 (ja) | 1999-12-27 | 1999-12-27 | 直交マルチキャリア信号伝送装置、直交マルチキャリア信号の伝送方法 |
| US09/714,260 US6747946B1 (en) | 1999-12-27 | 2000-11-17 | Method and apparatus for transmitting orthogonal-multi-carrier signal |
| EP00310401A EP1113638A3 (en) | 1999-12-27 | 2000-11-23 | Multicarrier transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36961599A JP3582707B2 (ja) | 1999-12-27 | 1999-12-27 | 直交マルチキャリア信号伝送装置、直交マルチキャリア信号の伝送方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001186104A JP2001186104A (ja) | 2001-07-06 |
| JP3582707B2 true JP3582707B2 (ja) | 2004-10-27 |
Family
ID=18494891
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP36961599A Expired - Fee Related JP3582707B2 (ja) | 1999-12-27 | 1999-12-27 | 直交マルチキャリア信号伝送装置、直交マルチキャリア信号の伝送方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3582707B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20040029824A (ko) * | 2002-10-02 | 2004-04-08 | 삼성전자주식회사 | 3600-ｐｏｉｎｔ ＩＤＦＴ 프로세서를 가지는ＴＤＳ-ＯＦＤＭ 송신 시스템 및 그의 신호처리방법 |
| KR100884407B1 (ko) * | 2002-10-02 | 2009-02-17 | 삼성전자주식회사 | 3780-ｐｏｉｎｔ ＩＤＦＴ/ＤＦＴ 프로세서를 가지는ＯＦＤＭ 시스템 및 3780-ｐｏｉｎｔ ＩＤＦＴ/ＤＦＴ프로세서의 구조 |
| EP1554831B1 (en) | 2002-10-26 | 2013-05-22 | Electronics and Telecommunications Research Institute | Frequency hopping ofdma method using symbols of comb pattern |
| US9042461B2 (en) * | 2005-03-10 | 2015-05-26 | Qualcomm Incorporated | Efficient employment of digital upsampling using IFFT in OFDM systems for simpler analog filtering |
| KR101165629B1 (ko) | 2005-11-03 | 2012-07-17 | 엘지전자 주식회사 | Ｏｆｄｍ 신호 생성/복원 방법 및 그 장치 |
| JP2007325070A (ja) * | 2006-06-02 | 2007-12-13 | Netindex Inc | 多重伝送装置および多重伝送方法 |
-
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20031211 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040312 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040511 |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080806 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090806 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110806 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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