JP4390771B2 - ディジタル無線周波数回路 - Google Patents

Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の処理に関する。

この部分の記載は、以下で述べる、且つ／または頭記の特許請求の範囲に記載する本発明の様々な態様に関係すると考えられる様々な態様の技術を読者に紹介するためのものである。以下の記述は、本発明の様々な態様のより深い理解を促す背景情報を読者に与えるのに役立つと考えられる。従って、以下の記述は、この観点から読むべきものであって、従来技術を承認するもの（ａｄｍｉｓｓｉｏｎｓ ｏｆ ｐｒｉｏｒ ａｒｔ）として読むべきものではないことを理解されたい。

無線ＬＡＮ（ＷＬＡＮ）は、建築物内や構内で有線ＬＡＮの代わりに、または有線ＬＡＮを拡張するために実施されるフレキシブルなデータ通信システムである。無線ＬＡＮでは、電磁波を用いて、空気を介してデータを送受信するので、有線接続の必要が最小限に抑えられる。従って、無線ＬＡＮは、データ接続性とユーザ移動性を併せ持ち、簡単な構成で、可動ＬＡＮを可能にする。携帯端末（例えばノートブック・コンピュータ）を用いて実時間情報を送受信することによる生産性の向上の恩恵を既に受けている産業としては、ディジタル・ホーム・ネットワーキング産業、医療産業、小売業、製造業、倉庫業がある。

無線ＬＡＮの製造業者は、無線ＬＡＮを設計する際に、幅広い選択肢の中から伝送技術を選択することができる。いくつか例を挙げると、マルチキャリア・システム、スペクトラム拡散システム、狭帯域システム、および赤外線システムなどの技術がある。各システムにはそれぞれ利点および欠点があるが、特に１つのタイプのマルチキャリア伝送システムである直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）が、無線ＬＡＮ通信に非常に有効であることが分かっている。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、チャネルを介して効率的にデータを伝送するためのロバストな技術である。この技術では、１つのチャネル帯域幅内で複数のサブキャリア周波数（サブキャリア）を使用して、データを伝送する。これらのサブキャリアは、サブキャリア周波数スペクトルを分離および隔離することによりインターキャリア干渉（ＩＣＩ）を回避するためにチャネル帯域幅の一部が無駄になる恐れのある従来の周波数分割多重（ＦＤＭ）に比べて、最適な帯域幅効率が得られるようになされている。対照的に、ＯＦＤＭのサブキャリアの周波数スペクトルは、ＯＦＤＭチャネル帯域幅内でかなり重複しているにもかかわらず、ＯＦＤＭでは、各サブキャリアに変調されている情報の分解および復元が可能である。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号によるチャネルを介したデータの伝送には、その他にもいくつか従来の伝送技術に優る利点がある。そのような利点としては、マルチパス遅延拡散および周波数選択フェージングに対する耐性があること、スペクトルの利用効率がよいこと、サブチャネルの等化が簡単であること、および干渉特性が良好であることなどがある。

このような利点がある一方で、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）データ転送にはいくつかの問題もある。ＯＦＤＭシステムは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を介して多数のサンプルからなるベース・バンド・シンボルを生成する。このように構成されたベース・バンド・シンボルは、複素数（実数成分および虚数成分）であり、サンプリング周波数の半分に近い（ただし半分未満の）複雑な周波数成分を有する。ベース・バンド・サンプル・データ信号を変調し、その後にサンプリングしたデータの無線周波（ＲＦ）信号を復調することは、比較的複雑なプロセスである。

既知のディジタル変調方法は、サンプル・レート変換器（フィルタリング・プロセス）を用いて、実数成分および虚数成分を別々に、ベース・バンド・サンプリング・レートＳ_０から、所望のキャリアに変調されたベース・バンド信号を搬送するのに十分なサンプリング・レートＳ_１にアップサンプリングすることを含んでいる。所望のサンプル・データの複素キャリアは、サンプリング・レートＳ_１で生成することができる。ベース・バンド信号の実数部に複素キャリアの実数部（余弦）を乗算し、これをベース・バンド信号の虚数部と複素キャリアの虚数部（正弦）との積に加算して、実数サンプル・データＲＦ信号を生成する。補償型ディジタル・アナログ（Ｄ／Ａ）変換器は、この実数サンプル・データＲＦ信号をアナログＲＦ信号に変換する。

周波数ｆ_０のキャリアに対する第１の変調が既に行われているが、周波数ｆ_１のキャリアが望ましい場合には、その後の手順として、従来は２通りの手順があった。第１の変調が行われた信号が複素数の形態である（余弦成分および正弦成分が加算されていない）場合には、この信号は、上述のようにベース・バンド信号として扱うことができる。（ｆ_１−ｆ_０）の複素キャリアを用いて第２の変調を行えば、所望の結果が得られることになる。第１の変調が行われた信号が実数の形態である場合には、最初に（通常はヒルベルト・フィルタリングを用いて）複素数の形態を再生し、その後は上記で述べた手順を行えばよい。

あるいは、第１の変調が行われた信号が実数の形態である場合には、第２の実変調（（ｆ_１−ｆ_０）余弦）を実行し、生成された望ましくない像を除去してもよい。これを行った場合には、望ましくない像が生成される可能性がある。２つの変調モードをサポートすることの複雑さが軽減された方法および装置があることが望ましい。

開示の実施形態は、周波数スペクトルの所望の範囲内で信号を生成するディジタル無線周波数（ＲＦ）回路に関する。このＲＦ回路は、第１の周波数および第１のサンプル・データ・クロック・レートを有する第１のサンプル・データ変調信号を生成する回路を含んでいる。アップサンプラ変調器は、前記第１のサンプル・データ変調信号を受信して、第２の周波数および第２のサンプル・データ・クロック・レートを有する第２のサンプル・データ変調信号を生成する。また、このＲＦ回路は、前記第１のサンプル・データ変調信号および前記第２のサンプル・データ変調信号を受信して、何れのサンプル・データ変調信号が所定の動作環境にとって望ましい特徴を有するかに応じて、前記第１のサンプル・データ変調信号および前記第２のサンプル・データ変調信号の一方をさらなる処理のために送出する回路を含んでいてもよい。

（発明の概要）
以下、本発明の１つまたは複数の具体的な実施形態について説明する。これらの実施形態の説明を簡潔にするために、本明細書では、実際の実施態様のすべての特徴について説明してあるわけではない。任意の工学プロジェクトまたは設計プロジェクトなど、どのような実際の実施態様の開発においても、システム関連の制約およびビジネス関連の制約の順守など、実施態様ごとに様々である可能性がある開発者それぞれの目的を達成するために、当該実施態様に特有の数多くの決定がなされる可能性があることを理解されたい。さらに、このような開発努力は、複雑且つ時間がかかることもあるが、本開示の特典を有する当業者にとっては、通常通りの設計、製作および製造の作業となるであろうことを理解されたい。

図１は、本発明の実施形態による例示的な直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）トランシーバを示すブロック図である。このトランシーバは、その全体を参照番号１０で示してある。トランシーバ１０は、送信機部分１２（破線で示す）、および受信機部分３６（破線で示す）を含んでいる。

送信機部分１２は、複素シンボル・ストリームを受信する直並列変換器１４を含んでいる。直並列変換器１４は、その出力を６４ポイント逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路１６に送出し、このＩＦＦＴ回路１６は、並列複素シンボル・ストリームを周波数ドメインから時間ドメインに変換する。ＩＦＦＴ回路１６は、その出力を、並列直列変換回路１８に送出する。並列直列変換回路１８は、その後の信号伝送で使用されるサイクリック・プレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）情報を生成する機能を備えていることもある。並列直列変換回路１８は、実数信号成分および虚数信号成分をディジタル中間周波数（ＩＦ）変調部２０に送出する。

ディジタルＩＦ変調部２０は、サンプル・レート変換器２２を含んでいる。サンプル・レート変換器は、そのサンプル・データ入力（例えば第１のサンプル・レート＝２０ＭＳｐｓ）を、それより高い第２のサンプル・レートにアップサンプリングする。原理的には、この第２のサンプル・レートは、適当なダウンストリーム調節（ｄｏｗｎ ｓｔｒｅａｍ ａｃｃｏｍｍｏｄａｔｉｏｎ）により選択される任意の値にすることができる。具体的なアップサンプリング比を２つ挙げると、４倍（×４）のアップサンプリング、および８倍（×８）のアップサンプリングが挙げられる。それぞれ対応するサンプル・レート変換後のサンプル・レートは、８０ＭＳｐｓ（２０ＭＳｐｓ×４）、および１６０ＭＳｐｓ（２０ＭＳｐｓ×８）である。４倍（×４）のアップサンプリングが行われた場合には、８０ＭＳｐｓ（４×２０ＭＳｐｓ）のレートの６０ＭＨｚ余弦／正弦キャリアのサンプル・データは、８０ＭＳｐｓのレートの２０ＭＨｚ余弦／正弦のサンプルと同じである。サンプル・レート変換器２２の実数成分出力は、乗算器２４に送出され、乗算器２４は、この実数成分に、サンプル・データの２０ＭＨｚ余弦信号（×４サンプリングの場合）またはサンプル・データの６０ＭＨｚ余弦信号（×８サンプリングの場合）を乗算する。サンプル・レート変換器２２の虚数成分出力は、乗算器２６に送出され、乗算器２６は、この虚数成分に、反転２０ＭＨｚ正弦信号（×４サンプリングの場合）または非反転６０ＭＨｚ正弦信号（×８サンプリングの場合）を乗算する。正弦キャリアの符号は、サポートされるサンプリングされたスペクトル（例えば８０ＭＳｐｓで２０ＭＨｚ）の奇数回のナイキスト折り返し（Ｎｙｑｕｉｓｔ ｆｏｌｄｓ）により通常起きるスペクトル反転を補償して、ナイキスト折り返し周波数（Ｎｙｑｕｉｓｔ ｆｏｌｄｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）（８０ＭＳｐｓ／２）だけ離間した周波数セグメンテーションの第２の「パネル（ｐａｎｅｌ）」から２０ＭＨｚに反転により折り返されるほぼ所望のキャリア（約６０ＭＨｚ）の像にするものである。

乗算器２４および２６の出力は、加算回路２８に送出される。加算回路２８の出力は、ｘ／ｓｉｎｘ回路３０に送出され、ｘ／ｓｉｎｘ回路３０は、所望のＤ／Ａ後の６０ＭＨｚ像を補償する。ｘ／ｓｉｎｘ回路３０の出力は、Ｄ／Ａ変換器３２に送出される。Ｄ／Ａ変換器３２の出力は、信号を送信する送信機に送出される。

本発明の例示的な実施形態では、Ｄ／Ａ前のサンプル・データのＲＦ信号キャリアは、Ｄ／Ａクロック・レートを４で割った値に等しい周波数を有する。Ｄ／Ａ後のアナログＲＦ信号キャリアは、Ｄ／Ａクロック・レートの３／４である。クロック・レートの４分の１およびクロック・レートの５／４（以上）の像は、アナログ・フィルタリングにより除去される。所望のＲＦ信号として別の像を選択するには、ｓｉｎ変調器の適当な符号を選択すればよい。Ｄ／Ａフィルタの応答により利得は像ごとに異なり、これをダウンストリーム・アナログ処理により調整しなければならない。

受信機部分３６は、送信されたＲＦ・ＯＦＤＭ信号を受信する受信機３８を含んでいる。受信された信号は、ディジタルＩＦ復調部４０に送出され、さらに処理される。ディジタルＩＦ復調部４０は、受信信号を実数成分および虚数成分に分割するアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器４２を含んでいる。実数成分は乗算器４４に送出され、乗算器４４は、この実数成分に２０ＭＨｚ余弦信号を乗算し、その結果をデシメート（ｄｅｃｉｍａｔｅ）有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）４８に送出する。Ａ／Ｄ変換器４２の出力の虚数成分は、乗算器４６に送出され、乗算器４６は、この虚数成分に反転２０ＭＨｚ正弦信号を乗算し、その結果をデシメートＦＩＲフィルタ５０に送出する。

従来のディジタル復調プロセスは、変調を保存するのに十分なサンプル・レートで実数信号をＡ／Ｄ変換するものである。本発明の実施形態によれば、６０ＭＨｚ中間周波数（ＩＦ）信号は、狭いアパーチャを有するサンプル・ホールド回路を用いて、毎秒８０００万サンプル（８０ＭＳｐｓ）のレートでサンプリングされる。ホールドされたサンプルは、８ビットの整数にＡ／Ｄ変換される。６０ＭＨｚ・ＩＦ・Ａ／Ｄ前の信号は、スペクトルの折り返しによりＡ／Ｄ後の２０ＭＨｚ・ＩＦ信号として現れる。この実数信号に、ＲＦキャリアの周波数と一致する複素指数、または図１に示す例示的な実施形態の場合には、折り返したＲＦキャリアを乗算する。これにより、アンチエリアス・フィルタリングが行われ、ＯＦＤＭ・ＦＦＴレートにサブサンプリングされた、オーバサンプリングされた複素ベース・バンド信号が生成される。

ＦＩＲフィルタ４８および５０の出力は、ファイン・ディジタル・ゲイン（ｆｉｎｅ ｄｉｇｉｔａｌ ｇａｉｎ）回路５２に送出される。ファイン・ディジタル・ゲイン回路５２の出力は、キャリア・デローテータ（ｄｅｒｏｔａｔｏｒ）５４に送出され、キャリア・デローテータ５４は、さらなる処理のために実数データ成分および虚数データ成分を送出する。この実数成分および虚数成分は、さらにフィードバック回路５６にも提供され、フィードバック回路５６は、プリアンブル検出、自動利得制御（ＡＧＣ）計算、タイミング推定およびキャリア推定機能を行うことができる。フィードバック回路５６の出力は、キャリア・デローテータ５４およびファイン・ディジタル・ゲイン回路５２に提供される。

図２は、シングル・イメージング・モード（図１に示す８０ＭＳｐｓの６０ＭＨｚ・ＩＦモードに対応する）を利用するトランシーバにマルチ・イメージング・モード機能（１６０ＭＳｐｓ ６０ＭＨｚ ＩＦ）を付加した、本発明の実施形態によるトランシーバ回路を示すブロック図である。このトランシーバ回路は、その全体を参照番号１００で示してある。トランシーバ回路１００は、ディジタルＩＦ変調部２０（図１）の機能およびディジタルＩＦ復調部分４０（図１）の機能を実行することができる。

トランシーバ回路１００は、２つの異なるＤ／Ａクロック・レートをサポートする。低クロック・レートは、ナイキスト折り返し周波数より高い周波数帯域で、ＩＦ信号を生成するために使用される。高クロック・レートは、低クロック・レートの場合と同じ周波数帯域であって、高くなったナイキスト折り返し周波数よりも低くない周波数帯域で、ＩＦ信号を生成するために使用される。Ｄ／Ａおよび自己干渉の非線形効果ならびに電磁干渉（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＥＭＩ）効果に対する感受性は、２つのクロック・モードの間で異なる。

本発明では、２つのクロック・モードを使用するので、いくつかの利点を得ることができる。１つの利点は、回路を複製する必要なくクロック・レートの低い回路を使用することにより、消費電力を節約することができることである。別の利点は、ＥＭＩ発生波が２つの動作モードで異なることである。これにより、所望のＥＭＩプロフィルと最も相性のよい動作モードを選択する柔軟性が、システム設計者に与えられることになる。第３の利点は、低クロック・レート・モードのインチャネル（ｉｎｃｈａｎｎｅｌ）ＩＦ信号および高クロック・レート・モードのインチャネルＩＦ信号が、それらの信号レベルが異なるにもかかわらず、ダイナミック・レンジ（アナログ解像度）は同じであることである。

低クロック・レート信号ではチャネル内のＤ／Ａ出力エネルギーの比率が低下し、不要な像を除去するために追加のアナログ・フィルタリングが必要であることは、当業者なら理解するであろう。低クロック・レート信号では、アナログＩＦ信号が雑音制限を受けている場合には、追加のアナログ増幅が必要となることもある。

伝送前に、Ｄ／Ａ変換器３２の出力（例えばＩＦ信号）は、ＩＦ信号をＲＦ信号に変換する追加のアナログＲＦ回路（図示せず）を通ることもできる。ＲＦ信号では、マルチパス、減衰、および隣接チャネル間の干渉といった障害が生じる。所定の製品の所望の仕様を満たすことは、この処理チェーンに関する。予測されるＩＦ送信機の動作状態は、所定の適用分野に対して動作モードが１つだけ（低クロック・モードまたは高クロック・モード）必要となるようになっている。同じ製品においてデュアル・モード動作をいくつかのシナリオで使用して、予測される動作状態に応じて有利に計らうことも考えられる（例えば、マルチモードＲＦ後処理。あるいは、特定のスペクトルのある領域が使用されていない場合には、追加の放送画像を許容する）。

Ａ／Ｄ変換器４２（図１）に対応することもあるＡ／Ｄ変換器１０２は、受信アナログＯＦＤＭ・ＲＦ信号に対応することもある入力を受信する。Ａ／Ｄ変換器１０２は、その出力を、８０ＭＳｐｓトランシーバ１０４に送出する。８０ＭＳｐｓトランシーバ１０４は、送信／受信選択信号およびエクステント選択信号を受信する。ディジタル・ベース・バンド直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号も、８０ＭＳｐｓトランシーバに送出される。８０ＭＳｐｓトランシーバ１０４は、そのディジタル復調器出力として、実数出力成分および虚数出力成分を送出する。

８０ＭＳｐｓトランシーバ１０４は、第１のサンプル・データ変調信号１０５を８０ＭＳｐｓ・ｘ／ｓｉｎ（ｘ）有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ１０６および１／２アップサンプラ（１−ｔｏ−２ ｕｐ−ｓａｍｐｌｅｒ）変調器１０８に送出する。図２に示す実施形態では１／２アップサンプラを示しているが、その他の比率を有するアップサンプラを使用することもできることを、当業者なら理解するであろう。１／２アップサンプラ変調器１０８は、第２のサンプル・データ変調信号１０９を１６０ＭＳｐのｘ／ｓｉｎ（ｘ）ＦＩＲフィルタ１１０に送出する。８０ＭＳｐｓのｘ／ｓｉｎ（ｘ）有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ１０６および１６０ＭＳｐｓのｘ／ｓｉｎ（ｘ）ＦＩＲフィルタ１１０の出力は、別個の入力として乗算器１１２に送出される。乗算器を図２に示すが、複数の入力を受信してそれらの入力の１つを出力として選択する任意の回路により乗算器１１２の機能を実施することもできることを、当業者なら理解するであろう。

乗算器１１２は、トランシーバのＤ／Ａ変換が８０ＭＳｐｓで行われたか、または１６０ＭＳｐｓで行われたかを判定する制御入力を受信する。制御信号は、８０ＭＳｐｓトランシーバ１０４にも送出される。乗算器１１２の出力は、Ｄ／Ａ変換器３２（図１）に相当することもあるＤ／Ａ変換器１１４に送出される。

８０ＭＳｐｓトランシーバ１０４では、実数８０ＭＳｐｓ出力（２０ＭＨｚキャリア）は、８０ＭＳｐｓのＤ／Ａクロックで使用されるときには、６０ＭＨｚ信号を生成することになる。Ｄ／Ａクロックが１６０ＭＳｐｓである場合には、８０ＭＳｐｓ送信機の出力を１６０ＭＳｐｓにアップサンプルすることができ、２０ＭＨｚキャリアの直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号は、６０ＭＨｚキャリアのＯＦＤＭ信号に変換される。

図３は、本発明の実施形態によるアップサンプラ変調器を示すブロック図である。図３では、アップサンプラ変調器の全体を、参照番号２００で示してある。アップサンプラ変調器２００は、１／２アップサンプラ変調器１０８（図２）に相当することがある。アップサンプラ変調器２００は、トランシーバ（８０ＭＳｐｓトランシーバ１０４（図２）など）のＯＦＤＭ２０ＭＨｚのＩＦ出力を得、これをアップサンプリングおよび変調して、１６０ＭＳｐｓのＯＦＤＭ６０ＭＨｚのＩＦ信号にする。

アップサンプラ変調器２００への入力は、ＦＩＲフィルタ２０２およびＦＩＲフィルタ２０４に対して並列に送出される。ＦＩＲフィルタ２０２および２０４の出力が、２／１乗算器２０６への入力として送出される。２／１乗算器２０６の出力は、遅延線２０８に送出される。ＦＩＲフィルタ２０２および２０４のタップ係数は、それぞれ以下のように表すことができる。
ＦＩＲフィルタ２０２：

ＦＩＲフィルタ２０４：

１６０ＭＳｐｓのナイキスト折り返し周波数は８０ＭＨｚであり、これはサンプリング・データ・ドメインの実数シーケンスｅｘｐ（ｊ^＊ｐｉ^＊ｎ）＝ｃｏｓ（ｐｉ^＊ｎ）に対応する。この変調は、アップサンプラ変調器に組み込むことができ、また、どのようなスプリアス像も生成しない。

ｚ平面内で、ベース・バンド直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の実数成分と複素キャリアの実数成分の積は、第１のキャリア周波数の実数信号に相当する。この信号が×２アップサンプリングされると、その結果は、第２の実数キャリアの実数成分と再サンプリングされた第１の変調信号の実数成分の積に相当する。その結果は、２つのキャリアの差のディジタルＲＦ信号に相当する。

本発明には様々な変形を加えることができ、また代替の形態を有することもできるが、例示を目的として、様々な実施形態を図面に示し、本明細書で詳細に説明した。ただし、本発明が、開示した特定の形態に限定されるものではないことを理解されたい。本発明は、頭記の特許請求の範囲により定義される本発明の趣旨および範囲内となるすべての変形物、均等物および代替物をカバーするものである。

本発明を利用することができる例示的な直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）トランシーバを示すブロック図である。 本発明の実施形態によるトランシーバ回路を示すブロック図である。 本発明の実施形態によるアップサンプラ変調器を示すブロック図である。

Claims (12)

1. 周波数スペクトルの所望の範囲内で信号を生成するディジタル無線周波数（ＲＦ）回路であって、
   第１の周波数および第１のサンプル・データ・クロック・レートを有する第１のサンプル・データ変調信号を生成する回路と、
   前記第１のサンプル・データ変調信号を受信して、第２の周波数及びび第２のサンプル・データ・クロック・レートを有する第２のサンプル・データ変調信号を生成するアップサンプラ変調器と、
   前記第１のサンプル・データ変調信号及び前記第２のサンプル・データ変調信号を受信して、該第１及び第２のサンプル・データ変調信号のうち、本請求項に係るディジタル無線周波数回路の特性に基づいて選択された一方をさらなる処理のために送出する回路と
   を含むことを特徴とするディジタル無線周波数回路。
2. 前記第１のサンプル・データ変調信号を受信する、第１のフィルタリング特性を有する第１のフィルタと、前記第２のサンプル・データ変調信号を受信する、第２のフィルタリング特性を有する第２のフィルタとを含む、請求項１に記載のディジタル無線周波数回路。
3. 前記第１のフィルタおよび前記第２のフィルタの少なくとも一方が、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを含む、請求項２に記載のディジタル無線周波数回路。
4. 前記第１の周波数が、前記第１のサンプル・データ変調信号の元となるディジタル・データ・ストリームの周波数の２分の１未満である、請求項１に記載のディジタル無線周波数回路。
5. 前記第１のフィルタの出力および前記第２のフィルタの出力が、前記第１のサンプル・データ変調信号および前記第２のサンプル・データ変調信号を受信する前記回路に送出される、請求項２に記載のディジタル無線周波数回路。
6. 前記第１のフィルタおよび前記第２のフィルタが、それぞれ有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを含む、請求項５に記載のディジタル無線周波数回路。
7. 前記第１のフィルタが、８０ＭＳｐｓのＦＩＲフィルタを含み、前記第２のフィルタが、１６０ＭＳｐｓのＦＩＲフィルタを含む、請求項６に記載のディジタル無線周波数回路。
8. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）トランシーバの一部分を構成する、請求項１に記載のディジタル無線周波数回路。
9. ディジタル無線周波数回路において信号を処理する方法であって、
   第１の周波数及び第１のサンプル・データ・クロック・レートを有する第１のサンプル・データ変調信号を生成するステップと、
   前記第１のサンプル・データ変調信号をアップサンプリングして、第２の周波数及び第２のサンプル・データ・クロック・レートを有する第２のサンプル・データ変調信号を生成するステップと、
   前記第１のサンプル・データ変調信号及び前記第２のサンプル・データ変調信号の何れか一方を選択するステップと、
   該第１及び第２のサンプル・データ変調信号のうち、前記ディジタル無線周波数回路の特性に基づいて選択された前記一方をさらなる処理のために送出するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
10. 異なるフィルタリング特性を用いて、前記第１のサンプル・データ変調信号および前記第２のサンプル・データ変調信号をフィルタリングするステップを含む、請求項９に記載の方法。
11. 異なるフィルタリング特性を有する有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）を用いて、前記第１のサンプル・データ変調信号および前記第２のサンプル・データ変調信号をフィルタリングするステップを含む、請求項９に記載の方法。
12. 前記動作を前記順序で実行する、請求項９に記載の方法。

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