JP2006512841A - フィルタバンクを用いた信号処理の方法および装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、フィルタバンクを用いた信号処理システムのための方法に関する。複雑度が低く、同時に性能が良好な信号処理を可能にするために、高速の複素チャネル信号をオーバーサンプリングされた低速サブチャネル信号に変換するためのフィルタバンクを用いた分析を第１ステップに含む方法であって、各サブチャネルが異なる周波数範囲に対応している方法を提案する。提案の方法は、第２ステップで、オーバーサンプリングされた低速サブチャネル信号をそれぞれのサブチャネルの周波数範囲内のシステム周波数応答の多項式モデルを用いて処理する。本発明は、提案の方法を実現するための手段を含むシステムおよび装置にも関する。

Description

本発明は、フィルタバンクを用いた信号処理システムのための方法に関する。本発明は、フィルタバンクを用いた信号処理システムにおいて信号処理を行う装置、およびこのような装置を含むフィルタバンクを用いた信号処理システムにも同様に関する。

さまざまなシステムにおいて、信号処理はチャネル等化を含む。チャネル等化は、通信システムにおける基本的な問題である、マルチパスチャネルのフェージングの影響を補償するために用いられる。

従来のシングルキャリア伝送システムおよびより最近のＣＤＭＡシステムのために、さまざまなチャネル等化手法が開発されてきた。新規および将来のシステムにおけるデータレートおよび信号帯域幅の増加に伴い、マルチキャリア伝送技術に対する関心がさらに高まっているが、これには専用のチャネル等化手法を使用する必要がある。マルチキャリア伝送システムにおいては、高速の送信データストリームを、周波数領域が一部重なり合う複数の低速サブチャネルに分割する。これらのサブチャネルを多重化および多重分離する手法として、さまざまな技術が公知であり、たとえば、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）の各種手法、およびフィルタバンクを用いたマルチキャリア方式（ＦＢＭＣ）の各種手法が挙げられる。ＦＢＭＣ手法は、離散ウェーブレットマルチトーン（ＤＷＭＴ）手法と呼ばれることもある。

ＯＦＤＭについては、たとえば非特許文献１にＲ・ヴァン・ニーおよびＲ・プラサードによって説明されている。ＯＦＤＭ方式およびそのベースバンド版である離散マルチトーン（ＤＭＴ）方式においては、高速データストリームを複数の低速ストリームに分割して複数のサブキャリアによって同時に伝送することによって、マルチパスの遅延拡散に起因する相対的な時間分散量を減らす。各サブチャネルの多重化および多重分離は、ＩＦＦＴ−ＦＦＴ（逆高速フーリエ変換／高速フーリエ変換）対によって行われる。ＯＦＤＭ方式およびＤＭＴ方式においては、ＯＦＤＭシンボルごとに時間領域ガード間隔が導入され、チャネル等化には一般に単純な１タップの周波数領域等化が用いられる。キャリア間干渉を防止するために、ガード時間にＯＦＤＭシンボルが周期的に拡張される。

ＯＦＤＭ方式およびＤＭＴ方式は、チャネル等化の観点から非常に強力である。一方、ＩＦＦＴ−ＦＦＴ対の代わりに、ＦＢＭＣ方式を使用することにより得られる、以下に説明するような利点がいくつかある。

ＦＢＭＣ方式は、たとえば非特許文献２に紹介されており、この文献の内容を本願明細書に引用したものとする。

図１は、上記非特許文献２から取った、複素システムのための０次ＡＳＣＥＴ（トランスマルチプレクサ用のサイン変調／コサイン変調フィルタバンク適応等化器）等化器構成のブロック図である。このシステムは、送信端と受信端とを含み、この間でマルチキャリア無線通信を行うことができる。

無線通信において良好なスペクトル効率を達成するには、このＦＢＭＣシステムのための複素Ｉ／Ｑベースバンドモデルが必要とされる。したがって、図１の等化器構成は、送信する２Ｍの低速サブチャネル実信号を高速チャネル信号の複素Ｉ／Ｑ（同相／直交）表現に変換するための合成バンクを送信端に含む。Ｍは、サンプリングレート変換係数である。この合成フィルタバンクは、コサイン変調フィルタバンク（ＣＭＦＢ）１０を含み、ここで実低域通過プロトタイプフィルタをコサインシーケンスによって変調することによって、複数のサブフィルタを形成する。コサイン変調は、プロトタイプフィルタの周波数応答を新しい中心周波数の近くに変換する。この合成フィルタバンクは、サイン変調フィルタバンク（ＳＭＦＢ）１１をさらに含み、ここで実低域通過プロトタイプフィルタをサインシーケンスで変調することによって、対応する複数のサブフィルタを形成する。

さらに、この等化器構成は、受信した高速チャネル信号を低速サブチャネル信号に再度変換するための分析バンクを受信端に含む。複素臨界サンプリング（complex critically sampled）完全再構成（ＰＲ）分析バンクも同じく、対応するＣＭＦＢと対応するＳＭＦＢとを含み、複素サブチャネルのフィルタリング後に信号の実部を取る。プロトタイプフィルタは、フィルタバンクがＰＲ条件を満たすように、つまり、分析変換が合成変換によって可逆であるように、最適化することができる。ただし、図１の構成においては、分析バンクは、２つのＣＭＦＢ１２，１４および２つのＳＭＦＢ１３，１５を使用することによって、実出力信号の代わりに、複素信号を出力するフィルタバンクを実現する。この方法によって、オーバーサンプリングされたサブチャネル信号が得られ、チャネル等化が可能になる。

ＣＭＦＢ１０，１２，１４およびＳＭＦＢ１１，１３，１５によって実現される正確な等式は、上で引用した非特許文献２から得ることができる。

送信の場合、それぞれのサブチャネルで伝送される２Ｍの低速シンボルシーケンスは、送信端の合成フィルタバンクに供給される。これらのシーケンスの半分は０からｆ_s／２の間のサブチャネルに対応し、残りの半分は０から−ｆ_s／２のサブチャネルに対応する。ここでｆ_sは高サンプリングレートである。より具体的には、個別の一対のシンボルＩ_k（ｍ）とＩ_2M-1-k（ｍ）間の差が２で除算されてＣＭＦＢ１０に供給される一方で、その個別の一対のシンボルＩ_k（ｍ）とＩ_2M-1-k（ｍ）の合計が２で除算されてＳＭＦＢ１１に供給される。表記Ｉ_k（ｍ）およびＩ_2M-1-k（ｍ）において、各添字はそれぞれのサブチャネルを示し、パラメータｍはタイムインデックスである。ＳＭＦＢ１１の出力はｊで乗算され、次に、送信用の複素Ｉ／Ｑチャネル信号を形成するためにＣＭＦＢ１０の出力と合成される。ｊによる乗算は、ＳＭＦＢ１１からの出力信号が、以降の処理において直交成分として使われることを意味する。送信端での上記処理に必要な装置として、加算手段、乗算手段、ＣＭＢＦ１０、およびＳＭＢＦ１１が含まれ、この部分を合成部２０とも称し、図１に第１の破線矩形で示されている。

伝送に使用される無線チャネルは、低域通過チャネルＨ_lp（ｚ）に相当する。

受信端では、高速チャネル信号が実部Ｒｅ｛.｝と虚部Ｉｍ｛.｝とに再度分離され、実部Ｒｅ｛.｝は分析バンクの第１ＣＭＦＢ１２および第１ＳＭＦＢ１３に供給され、虚数部Ｉｍ｛.｝は分析バンクの第２ＣＭＦＢ１４および第２ＳＭＦＢ１５に供給される。ＣＭＦＢ１２，１４およびＳＭＦＢ１３，１５は、それぞれＭ個のサブフィルタを介して、Ｍ個の信号を出力する。

第２ＳＭＦＢ１５の各出力信号が第１ＣＭＦＢ１２の対応する出力信号から減算されて第１群の信号になり、第１のＭ個のサブチャネル信号の同相成分を構成する。第２ＣＭＦＢ１４の各出力は第１ＳＭＦＢ１３の対応する出力に加算されて第２群の信号になり、第１のＭ個のサブチャネル信号の直交成分を構成する。第２ＣＭＦＢ１４の各出力が第１ＳＭＦＢ１３の対応する出力から減算されて第３群の信号になり、第２のＭ個のサブチャネル信号の直交成分を構成する。第１ＣＭＦＢ１２の各出力が第２ＳＭＦＢ１５の対応する反転出力から減算されて第４群の信号になり、第２のＭ個のサブチャネル信号の同相成分を構成する。受信端での上記処理に必要な装置は、分離手段、ＣＭＢＦ１２，１４、ＳＭＢＦ１３，１５、および加算手段を含み、この部分を分析部２１とも称し、図１に第２の破線矩形で示されている。

次にチャネル等化において、各サブチャネルの振幅および位相を簡単な乗算によって調整するために、単一の専用実係数ｃ_k，ｓ_k，ｃ_2M-1-k，ｓ_2M-1-kを用いて各サブチャネル信号の同相成分および直交成分の重み付けが行われる。添字ｋ，２Ｍ−１−ｋは、それぞれの係数が対応付けられるサブチャネルを示す。サブチャネルに対して用意する係数ｃ_k，ｓ_k，ｃ_2M-l-k，ｓ_2M-l-kは、対応するサブチャネルの帯域幅内のチャネル応答に関連付けることが好ましい。

上で引用した非特許文献２には、このような定数係数は、周波数応答が各サブチャネルの帯域幅内でかなりフラットなときにのみ有効であり、比較的多数のサブチャネルが必要になりうる、と記されている。さらに、低次の有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ段をサブチャネルごとに含めることによって、高次のＡＳＣＥＴを得ることが可能であると記されている。このような方法、つまりＦＩＲフィルタを等化器として使用し、この調整を一般的な適応アルゴリズムと、二乗平均誤差基準のような基準とを用いて行う方法は、たとえば非特許文献３に説明されている。

ＦＢＭＣシステムの主な特徴は、サブチャネルを周波数領域で最適設計できる点であり、たとえばスペクトルの閉じ込めを良好に行うことができる。ＯＦＤＭ方式およびＤＭＴ方式の場合のようにＩＦＦＴ−ＦＦＴ対を使用する代わりに、周波数選択性が高いサブチャネルを有するフィルタバンクをトランスマルチプレクサ構成で使用するといくつかの利点が得られる。

第１に、バンクの選択度が高精度のスペクトル制御のための設計パラメータになる。これにより狭帯域干渉に対する耐性がもたらされるので、マルチキャリア信号を中心とするガード帯域幅を非常に狭くできる。第２に、ＯＦＤＭ方式においてシンボル間干渉（ＩＳＩ）を打ち消すために利用されていたガード期間が不要になる。周波数領域のガード帯域幅が縮小され、時間領域のガード間隔が不要となることから、データ伝送用の帯域幅が大幅に節約され、ひいてはスペクトル効率が向上する。さらに、ＦＢＭＣシステムで適切なチャネル等化を用いると、ＯＦＤＭ方式に比べ、使用するサブキャリアの数が大幅に減る。この結果、電力のピーク対平均値比が大きいことに起因するＯＦＤＭの問題を減らすことができる。ユーザ信号帯域幅をカバーするために使用するサブチャネル数を減らせることによって、伝送リンクの待ち時間を減らすことができるほか、シンボル長の縮小によって時間選択チャネルの場合は性能が向上し、さらにドップラ効果、周波数エラー、および位相雑音に対する感度が下がるので、必須システムパラメータの選択自由度が広がる。

しかしながら、ＦＢＭＣ方式のための公知のチャネル等化の解決法は、ガード間隔アプローチを使用できないので、紹介されている０次ＡＳＣＥＴの場合のように性能が不十分であり、さらに／またはＦＩＲによるアプローチの場合のように実現が比較的複雑になる。

効率的なサブバンド処理によるフィルタバンク方式を使用した別の構成は、分析−合成（ＡＳ）フィルタバンク構成である。ＡＳ構成では、それは符号化および適応信号処理のさまざまな用途に使用できるが、信号周波数帯域幅はいくつかの重なり合う複数のサブバンドに分析バンクで処理のために分割され、処理後にこれらのサブバンド信号が合成バンクで再度合成されて信号が復元される。完全再構成システムでは、途中で処理が行われなかった場合、元の信号が完全に復元されるようにフィルタバンクを設計する。大半の用途においては、サブバンド数を増やすことによって、システム性能を向上することができる。ただし、サブバンド数を増やすと、実現が複雑になるばかりでなく、これらのフィルタバンクによる処理待ち時間が増える。

シングルキャリアシステムにおいてＡＳ構成をチャネル等化に使用する例は、たとえば非特許文献４で扱われている。

Ｒ・ヴァン・ニー（R. van Nee），Ｒ・プラサード（R. Prasad）共著，「ＯＦＤＭ無線マルチメディア通信（OFDM Wireless Multimedia Communications）」，第２章「ＯＦＤＭの基礎（OFDM basics）」，ロンドン，アーテック・ハウス（Artech House），２０００年 「第７回国際ＯＦＤＭワークショップ２００２論文集（Proc. 7th Int. OFDM-Workshop 2002）」，Ｔ・イハライネン（T. Ihalainen），トビアス・ヒダルゴ・スティッツ（Tobias Hidalgo-Stitz），マルック・レンフォルス（Markku Renfors）共著，「無線モバイルチャネルにおける複素トランスマルチプレクサのためのより単純なＡＳＣＥＴ等化器の性能について（On the performance of low-complexity ASCET-equalizer for a complex transmultiplexer in wireless mobile channel）」ドイツ，ハールブルク，２００２年９月，ｐ．１２２−１２６ 「ＩＥＥＥ会報 通信（IEEE Trans. Commun.）」第２８巻，広崎膨太郎著，「直交ＱＡＭ方式のための自動等化器の分析（An analysis of automatic equalizers for orthogonally multiplexed QAM systems）」１９８０年１月，ｐ．７３−８３ 「ＩＥＥＥコミュニケーションズ・マガジン（IEEE Communications Magazine）」，第４０巻，第４号，Ｄ・ファルコナー（D. Falconer）ら著，「シングルキャリア広帯域無線方式のための周波数領域等化（Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems）」２００２年４月，ｐ．５８−６６

本発明の目的は、複雑度が低く、同時に性能のよい信号処理をフィルタバンクを用いた信号処理システムにおいて可能にすることである。本発明の目的は、特に、信号の望ましくない歪を補償する信号処理を本システムで可能にすることである。

フィルタバンクを用いた信号処理システムのための方法を提案する。この方法は、高速複素チャネル信号をオーバーサンプリングされた低速サブチャネル信号に変換するためのフィルタバンクによる分析を第１ステップに含み、各サブチャネルは異なる周波数範囲に対応する。提案の方法は、第２ステップで、オーバーサンプリングされた低速サブチャネル信号を、それぞれのサブチャネルの周波数範囲内のシステム周波数応答の多項式モデルを用いて処理する。

さらに、フィルタバンクを用いた信号処理システム内で信号処理を行うための装置を提案する。この装置は、複数のサブチャネルフィルタを有する分析フィルタバンクであって、この装置に入力された高速複素チャネル信号をオーバーサンプリングされた低速サブチャネル信号に変換するための分析フィルタバンクを含み、各サブチャネルがそれぞれ異なる周波数範囲に対応する。さらに、提案の装置は、オーバーサンプリングされた低速サブチャネル信号をそれぞれのサブチャネルの周波数範囲内のシステム周波数応答の多項式モデルを用いて処理するフィルタ構成をさらに含む。

最後に、提案の装置を含む、フィルタバンクを用いた信号処理システムを提案する。

本発明は、各サブチャネルの帯域幅内のシステム周波数応答のための簡略化モデルが、区分的に一定な周波数応答モデルよりも現実のシステム周波数応答に近づきうる一方で、システム周波数応答のための高精度モデルよりも単純化しうるという着想から出発している。したがって、オーバーサンプリング分析バンクを使用することと、サブチャネル処理の基礎として各サブバンドの周波数範囲内の多項式モデルを使用して、それぞれのスペクトルまたは周波数応答をモデル化することとを提案する。

本発明の１つの利点は、略完全または完全再構成フィルタバンクを用いたサブバンドベースの信号処理技術の利点を維持しながら、チャネル等化などのサブチャネル処理のために性能がよく、かつ複雑度が低い解決法が提供される点である。

たとえば、特殊なケースのチャネル等化の場合、本発明は、振幅および位相が各サブバンド内で一定であると想定する０次等化器に比べ、はるかに少ない数のサブバンドを使用して、理想的な周波数応答モデルを良好な性能で近似することが可能である。より高次の等化器を用いる他のＦＢＭＣアプローチに比べ、使用される多項式周波数応答モデルは、推定するパラメータの数を減らすことによって、複雑度が低減されさらに／またはチャネル推定ブロックの性能が向上する。直接適応等化の場合、本発明は収束速度をより向上する。このように、本発明は、ＦＢＭＣシステムのための公知のチャネル等化方式に比べ、性能と複雑度との間のトレードオフが全般的によい。

オーバーサンプリングフィルタバンクによる分析を実現するために、フィルタバンクは、サイン変調フィルタバンク部とコサイン変調フィルタバンク部とを含むことが好ましい。さらに、分析は２回オーバーサンプリングされ、出力信号を複素Ｉ／Ｑ形式で供給することが好ましい。ただし、本発明はより高いオーバーサンプリング係数でも使用できることに注目されたい。

有益には、サブチャネル処理に使用する多項式モデルが、それぞれのサブバンドの振幅応答モデルと位相応答モデルとを含む低次の多項式モデルであることである。

本多項式モデルは、具体的には、各サブチャネルの周波数バンド内の振幅応答のための線形周波数依存（linearly frequency dependent）モデルと、位相応答のための線形周波数依存モデルとを含むことができる。あるいは、振幅応答および位相応答のために他の低次多項式モデルを使用することもでき、たとえば、２次または３次の多項式モデルを使用できる。これらのモデルは、システム周波数応答の実部および虚部に対する区分的に線形つまり低次の多項式モデルとすることもできる。

サブチャネル処理は、たとえばサブバンドごとに、振幅等化器と、位相等化器としての全域通過フィルタとを使用して実現することができる。

本発明は、トランスマルチプレクサ（ＴＭＵＸ）の場合は、合成−分析フィルタバンク構成と同様、分析−合成（ＡＳ）フィルタバンク構成でも、使用することもできる。

本発明をＴＭＵＸ構成用に実施する場合、たとえば、図１を参照しながら上で説明したＴＭＵＸ構成用に実施する場合は、本発明によるサブチャネル処理がチャネル等化の一部を構成すれば、ＦＢＭＣシステムにおけるチャネル等化のための低複雑度の解決法を提供しうる。

ＡＳ構成は、たとえば、適応等化器のように変換領域適応信号処理手法にも、干渉キャンセラまたはシステム同定タスクにも用いられる。シングルキャリア伝送システムにおける周波数領域等化は、関心が持たれている一具体例である。一般に、本発明は、既存のアプローチに比べ、所定のサブチャネル数に対してより高い品質を提供するが、この理由はシステムが理想的な周波数応答をより良くモデル化できるからである。あるいは、所定の性能要件に対して、サブバンド数を減らすことが可能であり、それにより実施をより単純化できるばかりでなく、多くの用途で重大な問題となりうる処理待ち時間を減らすことが可能である。本発明によるサブチャネル処理がチャネル等化の一部を構成する、シングルキャリア伝送システムにおいては、本ＡＳ構成を特にチャネル等化に使用しうる。しかし、本発明によるＡＳ構成は、他の多くの信号処理の用途にも使用しうる。

本発明の方法は、たとえば、チャネル等化アルゴリズムなどの信号処理アルゴリズムを用いて実現することができる。このようなアルゴリズムは、たとえば、デジタルＶＬＳＩ（超大規模集積）回路として実現することも、ＤＳＰ（デジタル信号処理）プロセッサを使用して実現することもできる。

本発明の他の目的および特徴は、添付図面と共に以下の詳細説明を検討することによって明らかになるであろう。しかし、言うまでもないが、添付図面は単に説明を目的としたものであり、本発明の範囲を限定するためのものではなく、本発明の範囲については添付請求項を参照されるべきである。さらに、添付図面は正しいスケールではないこと、また添付図面は本願明細書に記載されている構成および手順を概念的に示すことのみを目的としていることを理解されるべきである。

図１に示すシステムについては、既に上で説明した。ここでは、図１のシステムの機能拡張版である、本発明によるシステムの一実施例を図２を参照しながら説明する。

図２のシステムは、送信器と受信器とを含み、この間をマルチキャリア信号が無線インタフェースによって伝送される。この目的のために、図２のシステムは、トランスマルチプレクサ構成のサイン変調フィルタバンク部とコサイン変調フィルタバンク部とに基づくフィルタバンク構造を使用する。この実施例で実現される等化方式は、ＡＰ−ＡＳＣＥＴ（トランスマルチプレクサのための振幅・位相適応サイン変調／コサイン変調フィルタバンク等化器）と呼ばれている。

図２のシステムの送信器は、合成バンクを有する合成部２０を含む。この合成バンクは、２Ｍ入力低速サブチャネル信号のための変換係数Ｍ、処理関数ｆ_k（ｍ）の専用アップコンバージョン部を含み、特定のサブチャネルのサブチャネルフィルタリング用のインパルス応答を構成する。関数ｆの添字ｋは、その関数が提供されるそれぞれのサブチャネルを示し、パラメータｍはタイムインデックスである。合成バンクの構成および動作は、図１の合成バンク１０，１１と全く同じでもよいが、これに限定されるものではない。

図２のシステムの受信器は、分析バンクを有する分析部２１を含む。この分析バンクは、２Ｍサブチャネルのサブチャネルごとに、コサインベースの処理関数ｇ_c ^k（ｍ）と、これに続く変換係数Ｍのダウンコンバージョン部とを含み、それぞれの同相信号を出力する。分析バンクは、２Ｍサブチャネルのサブチャネルごとに、サインベースの処理関数ｇ_s ^k（ｍ）と、これに続く変換係数Ｍのダウンコンバージョン部とを含み、それぞれの直交信号を出力する。ここでも、添字ｋはそれぞれのサブチャネルを示し、パラメータｍはタイムインデックスである。分析部２１の分析バンクは、出力信号を複素Ｉ／Ｑ形式で取ることによって、２回オーバーサンプリングする方式で実現される。オーバーサンプリングによって、キャリアごとの等化が可能になるので、各サブチャネル内のチャネル等化を他のサブチャネルとは独立に行うことが可能になる。サブバンドの周波数範囲がサブバンド間隔の２倍であり、不要な全ての折り返し信号成分を、阻止帯域の減衰によって決まるレベルより低く保つには、２回のオーバーサンプリングで十分であるようにフィルタバンクの設計において、ロールオフが１００％またはそれ以下である典型的なケースを想定する。分析バンクの構成および動作は、図１の分析バンク１２〜１５と全く同じでもよいが、これに限定されるものではない。

図１のシステムとは対照的に、図２の分析部２１のＩ出力およびＱ出力は、サブチャネルごとに、専用の特定のフィルタ構成に接続される。各フィルタ構成は、特定のサブチャネルの分析部２１のＩ出力に接続された振幅等化器２２，２６と、特定のサブチャネルの分析部２１のＱ出力に接続された振幅等化器２４，２８とを含む。各振幅等化器２２，２４，２６，２８は、３タップの実反対称ＦＩＲフィルタを線形位相振幅補正段として構成する。各フィルタ構成は、各サブチャネルの位相等化器として機能する全域通過フィルタ２３，２７をさらに含む。それぞれのサブチャネルに対応付けられている２つの振幅等化器２２／２４，２６／２８の各出力は、そのサブチャネルに対応付けられている全域通過フィルタ２３，２７の２つの入力に接続されている。全域通過フィルタ２３，２７は、具体的には、縦続接続された２つの複素全域通過位相補正段と１つの位相回転部とを含んでもよい。各全域通過フィルタ２３，２７として使用する全域通過位相補正段が単一か２つかに拘わらず、１次全域通過複素位相補正段は良好な性能を達成するために用いられる。このフィルタ構成は、ハードウェアでもソフトウェアでも実現できる。それぞれの全域通過フィルタ２３，２７の２つの出力は装置３０，３１に接続され、ここで供給された信号の実部が取られる。

本フィルタ構成は、キャリア間干渉およびシンボル間干渉を補償するために、振幅等化器と位相等化器との組み合わせを含む。非理想チャネルは位相歪を引き起こすので、実ブランチと虚ブランチとの間で回転が生じ、キャリア間干渉が引き起こされる。一方、シンボル間干渉は主に振幅歪によって引き起こされる。

送信の場合、サブチャネルｋ，２Ｍ−１−ｋで転送されるべき２Ｍ低速シンボルシーケンスＩ_k（ｍ），Ｉ_2M-1-k（ｍ）は送信端の合成フィルタバンクに供給される。これらのシーケンスの半分は０からｆ_s／２の間のサブチャネル群に対応し、残りの半分は０から−ｆ_s／２の間のサブチャネル群に対応する。ここでｆ_sは高サンプリングレートである。表記Ｉ_k（ｍ），Ｉ_2M-1-k（ｍ）において、添字ｋ，２Ｍ−１−ｋはそれぞれのサブチャネルを示し、パラメータｍはタイムインデックスである。２ＭサブチャネルシンボルシーケンスＩ_k（ｍ），Ｉ_2M-1-k（ｍ）は、たとえば、図１を参照して上で説明したように、合成部２０で処理され、無線インタフェース経由で伝送され、ここでチャネル歪ｈ（ｍ）を受け、受信器によって受信され、分析部２１によって処理される。ここでも、パラメータｍはタイムインデックスである。サブチャネルｋおよび２Ｍ−１−ｋは、ベースバンドモデルではゼロ周波数に対して等しく対称に配置されるが、変調された信号においては無線周波数キャリアの周波数に対して等しく対称に配置される。

分析部は、２Ｍサブチャネルのそれぞれについて、図１のシステムの第１群、第２群、第３群、および第４群の低速サブチャネル信号のように、同相成分と直交成分とを出力する。しかし、以降のチャネル等化は、図１のシステムで各サブバンドフィルタの出力に固定複素係数ｃ_k，ｓ_kを単に乗算するようには、実現されない。

図２のシステムにおけるチャネル等化では、線形周波数依存振幅モデルＡ_k，Ａ_2M-l-kが振幅等化器２２，２４，２６，２８のそれぞれに供給され、線形周波数依存位相モデルＰ_k，Ｐ_2M-1-kが全域通過フィルタ２３，２７のそれぞれに供給される。それぞれのモデルの添字ｋ，２Ｍ−１−ｋは、そのフィルタ構成が対応付けられているサブチャネルを示し、それぞれのモデルは対応するサブチャネルに供給される。なお、それぞれのサブチャネルのＩブランチおよびＱブランチに同じ実フィルタを含めることによって、ＩブランチおよびＱブランチに対してそれぞれ別の振幅等化器を実現することもできるが、全域通過フィルタによる位相等化は、Ｉ信号およびＱ信号の両方に関与するので、それぞれのサブチャネルのＩブランチおよびＱブランチに対して共用の全域通過フィルタが設けられる。全域通過フィルタによって実現される位相等化器部分は、複素係数も含む。各振幅モデルは、それぞれのサブチャネルの中心周波数におけるチャネル応答の振幅の値、および振幅の傾斜を含む。各位相モデルは、それぞれのサブチャネルの中心周波数におけるチャネル応答の位相の値、および位相の傾斜を含む。こうして、各サブチャネル内の周波数特性を規定する４つのパラメータがそれぞれのフィルタ構成に供給される。

この４つのパラメータは、受信器のチャネル推定ブロック（図示せず）によって、各フィルタ構成に供給される。チャネル推定ブロックは、送信器から受信器にすべてのサブチャネルで、または一部のサブチャネルで、伝送されてきた公知のパイロット信号に基づき、パラメータを判定する。あるいは、パラメータの判定にいわゆるブラインド（blind）方式を使用することもでき、この場合はパイロット信号が不要になる。

本願明細書では線形周波数依存モデルを提案しているが、たとえばａ_o＋ａ_l＊ｘ＋ａ₂＊ｘ²の形態の２次モデル、または、たとえばａ_o＋ａ_l＊ｘ＋ａ₂＊ｘ²＋ａ₃＊ｘ³の形態の３次モデルも使用可能である。ここでａ_o、ａ₁、ａ₂、およびａ₃は、それぞれのサブチャネルの周波数範囲に対して供給されるパラメータであり、ｘは、たとえばこの周波数範囲内の周波数のこのサブチャネルの中心周波数からの偏差である。

受信されたパラメータに基づき、フィルタ構成は、無線インタフェース上でそれぞれのサブチャネルでの周波数選択度およびフェージングの影響を分析部２１の各出力信号において補償する。

シミュレーション結果によると、チャネル周波数応答に対してこのような区分的に線形な周波数依存モデルと提案の等化器構成とを併用してチャネル等化を行うと、基本的なＯＦＤＭシステムに比べ、サブチャネル数を最大１０分の１に減らせることが示されている。

提案のシステムは、図１の０次ＡＳＣＥＴに比べ、所定のサブチャネル数において性能が向上し、あるいは所定の性能においてサブチャネル数の削減が可能であるが、この理由は、サブチャネルのチャネル応答を一定値と想定していないからである。公知の高次ＡＳＣＥＴに比べ、提案のシステムはより単純であり、この理由は、チャネル応答のために使用するモデルが単純化されているからである。

フィルタ構成の構成要素および実部を取る装置は、さまざまな順序で配置できる。この順序付けは、総合的な応答に影響を及ぼさずに、行うことができる。とはいえ、実現の観点から見た最も良い順序は、おそらく分析部の一番近くに複素全域通過位相補正段を配置し、次に複素乗算器による位相回転と実部を取る部分、つまり出力の実部のみを計算する部分とを組み合わせ、最後に実信号に対する振幅等化器を設けるという配置であろう。

本発明の基本的な新規特徴を本発明の好適な実施例に適用して図示、説明、および指摘してきたが、当業者は本発明の精神から逸れることなく、記載の装置及び方法の形態および詳細にさまざまな省略、置換、および変更を行いうることは言うまでもない。たとえば、ほぼ同じ機能をほぼ同じ方法で実施して同じ結果を達成する方法ステップおよび／または要素のあらゆる組み合わせは、本発明の範囲に含まれることを明らかに示すものである。さらに、本発明の開示されている形態または実施例のいずれかに関連して記載および／または図示されている構造および／または要素および／または方法ステップは一般的な設計上の選択の問題として、開示または記載または示唆されている他のいずれかの形態または実施例に組み込みうることを認識されるべきである。したがって、本発明の範囲は、以下の添付請求項の範囲が示すところによってのみ限定されるものとする。

公知の０次ＡＳＣＥＴ等化器構成のブロック図を示す図である。 本発明によるシステムの一実施例の概略ブロック図を示す図である。

Claims (29)

1. フィルタバンクを用いた信号処理システムのための方法であって、
   高速複素チャネル信号をオーバーサンプリングされた低速サブチャネル信号に変換するためにフィルタバンクを用いた分析を実行するステップであって、各サブチャネルが異なる周波数範囲に対応している、分析を実行するステップと、
   オーバーサンプリングされた低速サブチャネル信号をそれぞれのサブチャネルの周波数範囲内のシステム周波数応答の多項式モデルを用いて処理するステップと、を有する方法。
2. 前記オーバーサンプリングフィルタバンクを用いた分析を実現するために、サイン変調フィルタバンク部とコサイン変調フィルタバンク部とを使用する請求項１に記載の方法。
3. 前記分析がオーバーサンプリングを２回行い、出力信号を同相および直交（Ｉ／Ｑ）形式で供給する請求項１または請求項２に記載の方法。
4. それぞれサブチャネルの周波数範囲内のシステム周波数応答の多項式モデルの少なくとも１つが線形周波数依存モデルである請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
5. 前記多項式モデルのそれぞれの次数が１から３の間である請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
6. それぞれのサブチャネルの周波数範囲内のシステム周波数応答の前記多項式モデルの少なくとも１つが、異なる部分周波数範囲に対するシステム周波数応答の異なる多項式モデルから成る請求項１〜５のいずれか一項に記載の方法。
7. それぞれのサブチャネルの周波数範囲内のシステム周波数応答の前記多項式モデルの少なくとも１つが、前記サブチャネルに対する振幅応答モデルと位相応答モデルとを含む請求項１〜６のいずれか一項に記載の方法。
8. 前記サブチャネル処理が、前記それぞれのサブチャネルに対する前記振幅応答モデルを使用する少なくとも１つの振幅等化器と、該それぞれのサブチャネルに対する前記位相応答モデルを使用する全域通過フィルタとをサブチャネルごとに含むフィルタ構成を用いて実現される請求項７に記載の方法。
9. 前記それぞれのサブチャネルに対する前記位相応答モデルに基づき、複素全域通過位相補正と、出力信号の実部のみを計算する位相回転とを実行するステップと、該それぞれのサブチャネルに対する前記振幅モデルに基づき、前記出力実信号に対して振幅等化を行うステップと、をこの順序で各サブチャネルに対して有する請求項７または請求項８に記載の方法。
10. 前記方法がトランスマルチプレクサ構成で使用され、その構成では、低速サブチャネル信号を前記高速複素チャネル信号に変換するためにフィルタバンクを用いた合成を使用する請求項１〜９のいずれか一項に記載の方法。
11. フィルタバンクを用いたマルチキャリアシステムでのチャネル等化に前記トランスマルチプレクサ構成が使用され、前記サブチャネル処理が前記チャネル等化の一部を成す請求項１０に記載の方法。
12. 前記方法が分析−合成構成で使用され、その構成では、前記サブチャネル処理を行った前記低速サブチャネル信号を高速複素チャネル信号に変換するためにフィルタバンクを用いた合成を使用する請求項１〜９のいずれか一項に記載の方法。
13. シングルキャリア伝送システムでのチャネル等化に前記分析−合成構成が使用され、前記サブチャネル処理が前記チャネル等化の一部を成す請求項１２に記載の方法。
14. フィルタバンクを用いた信号処理システムで信号処理を実行する装置であって、
    前記装置に入力された高速複素チャネル信号をオーバーサンプリングされた低速サブチャネル信号に変換するための複数のサブチャネルフィルタを有する分析フィルタバンクであって、各サブチャネルが異なる周波数範囲に対応する分析フィルタバンクと、
    オーバーサンプリングされた低速サブチャネル信号を前記それぞれのサブチャネルの周波数範囲内のシステム周波数応答の多項式モデルを用いて処理するためのフィルタ構成と、を備える装置。
15. 前記のオーバーサンプリングを実現するために、前記分析フィルタバンクがサイン変調フィルタバンク部とコサイン変調フィルタバンク部とを備える請求項１４に記載の装置。
16. 前記分析フィルタバンクが二重オーバーサンプリングを実現し、且つ出力信号を同相および直交（Ｉ／Ｑ）形式で供給する請求項１４または請求項１５に記載の装置。
17. 前記フィルタ構成が該当するサブチャネルの周波数範囲内のシステム周波数応答の多項式モデルを少なくとも１つ使用し、その多項式モデルが線形周波数依存モデルである請求項１４〜１６のいずれか一項に記載の装置。
18. 前記フィルタ構成によって使用されるそれぞれの多項式モデルは次数が１から３の間である請求項１４〜１６のいずれか一項に記載の装置。
19. 前記フィルタ構成が、それぞれのサブチャネルの周波数範囲内のシステム周波数応答の多項式モデルを少なくとも１つ使用し、その多項式モデルが、異なる部分周波数範囲に対するシステム周波数応答の異なる多項式モデルで構成されている請求項１４〜１８のいずれか一項に記載の装置。
20. 前記フィルタ構成が、それぞれのサブチャネルの周波数範囲内のシステム周波数応答の多項式モデルを少なくとも１つ使用し、その多項式モデルが前記サブチャネルに対する振幅応答モデルと位相応答モデルとを含む請求項１４〜１９のいずれか一項に記載の装置。
21. 前記フィルタ構成が、前記それぞれのサブチャネルに対する前記振幅応答モデルを使用する少なくとも１つの振幅等化器と、該それぞれのサブチャネルに対する前記位相応答モデルを使用する全域通過フィルタとをサブチャネルごとに含む請求項２０に記載の装置。
22. 前記フィルタ構成が、前記それぞれのサブチャネルの前記位相応答モデルに基づき、受信信号をフィルタリングする全域通過部と、該それぞれのサブチャネルの前記位相応答モデルに基づき、前記の全域通過位相等化器により出力された信号の位相を回転する位相回転部であって、前記位相回転された信号の実部のみを計算する位相回転部と、前記それぞれのサブチャネルの前記振幅応答モデルに基づき、前記位相回転部によって供給された実信号に対して振幅等化を実行する振幅等化器と、をこれらの順序でサブチャネルごとに含む請求項２０または請求項２１に記載の装置。
23. 前記装置がトランスマルチプレクサシステムのための受信器である請求項１４〜２２のいずれか一項に記載の装置。
24. フィルタバンクを用いたマルチキャリアシステムでチャネル等化に使用され、前記フィルタ構成が前記サブチャネル処理を前記チャネル等化の一部として実行する請求項２３に記載の装置。
25. 前記装置が分析−合成フィルタバンクシステムのための変換装置である請求項１４〜２２のいずれか一項に記載の装置。
26. シングルキャリア伝送システムでチャネル等化に使用され、前記フィルタ構成が前記サブチャネル処理を前記チャネル等化の一部として実行する請求項２５に記載の装置。
27. 信号処理を実行する装置を備える、フィルタバンクを用いた信号処理システムであって、
    前記装置に入力された高速複素チャネル信号をオーバーサンプリングされた低速サブチャネル信号に変換するための複数のサブチャネルフィルタを有する分析フィルタバンクであって、各サブチャネルが異なる周波数範囲に対応する分析フィルタバンクと、
    オーバーサンプリングされた低速サブチャネル信号を前記それぞれのサブチャネルの周波数範囲内のシステム周波数応答の多項式モデルを用いて処理するためのフィルタ構成と、を前記装置が含むシステム。
28. 前記装置が受信器であり、前記フィルタバンクを用いた信号処理システムが、前記受信器に送信するために低速サブチャネル信号を高速複素チャネル信号に変換する合成フィルタバンクをさらに含むトランスマルチプレクサシステムである請求項２７に記載のフィルタバンクを用いた信号処理システム。
29. 前記装置によって前記サブチャネル処理が実行された低速サブチャネル信号を高速複素チャネル信号に変換するための合成フィルタバンクをさらに含む、分析−合成フィルタバンクを用いた信号処理システムである請求項２７に記載のフィルタバンクを用いた信号処理システム。

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