SE512719C2 - En metod och anordning för reduktion av dataflöde baserad på harmonisk bandbreddsexpansion - Google Patents

Description

nu m... ...nu ..- ....-.._._. 10 15 20 25 30 35 512 719 2 Rösten och flertalet musikinstrument genererar sålunda en avsevärd del redundant information, d v s det existerar ett samband mellan spektralkomponentemas låg- och högband. Spektralkomponenter som har tagits bort genom undertryckning av en audiosignals högband har en direkt relation till lågbandets komponenter. Frekvens- inforrnationen i lågbandet under fm, innehåller enligt uppñnningen huvuddelen av informationen som behövs för att återskapa ett välljudande högband ovanför flm. Det övre frekvensområdet i en tal- eller musiksignal kan därför tas bort före signalöverföring eller signallagring förutsatt att övertoner skapas syntetiskt enligt HBX-metoden i avkodaren.

Två detaljer är av stor vikt vid generering av övertoner: För det första; de nyskapade frekvenskomponenterna måste vara harmoniskt relaterade till den ursprungliga harmoniska serien för att undvika dissonans. Den föreslagna uppfinningen använder transponering för övertonsgenereringen, vilket säkerställer att detta krav uppfylles. För det andra; det genererade högbandets spektralenvelopp måste efterlikna originalsignalens spektralenvelopp med tillräcklig noggrannhet.

Den föreslagna metoden erbjuder två användningssätt, l-IBX-l och l-lBX-Z, vilka skiljer sig i sättet på vilket spektralenveloppen skapas eller justeras: HBX-1, ämnad för användningsområden då medelgod ljudkvalitet är tillräcklig, är en post-process som enbart använder sig av informationen i den av avkodaren mottagna lågpassignalen. Denna signals spektralenvelopp bestämmes och extrapoleras med hjälp av t ex polynom tillsammans med en uppsättning regler eller en kodbok.

Denna information används sedan för kontinuerlig spektraljustering av det syntetiska högbandet.

HBX-Z, ämnad för högkvalitativa användningsområden, är en dubbelsidig process som utöver lâgbandssignalen enligt I-lBX-l även kodar och överför information om högbandets spektralenvelopp. Då spektralenveloppens tidsvariationer är betydligt mindre än de för högbandets signalkomponenter, behöver enbart en liten mängd extra information överföras.

Redan kända metoder för syntetisk ökning av signalers bandbredd är relativt enkla. De flesta är ämnade att förbättra talkodare inom telefoni. Några använder linj är-skíft av bredbandssignaler eller vikningsdistorsion [“High-Frequency Re generation in Speech Coding Systems” J. Makhoul, M. Berouti, IEEE 1979], [“Quality Enhancement of Band Limited Speech by Filtering and Multirate Techniques” H. Yasukawa, ICSLP 1994, Yokohama]. Dessa metoder skapar kraftig dissonans då de används för t ex musiksignaler. Vidare använder US 4.150.253 och Japanska patentansökan No. 06329892 olinjäriteter för att skapa övertoner. Alla sådana metoder genererar icke harmoniska intermodulationsprodukter vilket skapar kraftig dissonans. Därför kan tidigare kända metoder enbart användas vid tillämpningar där kvalitetslcraven är låga. En förfmad telcnik är nödvändig om en stor del av audiospektrumet skall återskapas med hög ljudkvalitet. 10 15 20 25 30 35 512 719 3 Den föreslagna HBX-1 metoden erbjuder fördelen av post-processning, d v s ingen modifiering av kodaren behövs. Operatörer kan erbjuda flera samtidiga program över transmissionskanalen än tidigare altemativt högre ljudkvalitet på befintliga program, eller en kombination av båda. Existerande bitströmsprotokoll eller standarder kan användas utan modifiering.

HBX-2 kan användas för att förbättra tillgänglig kodningstelmik utan eller med mindre modifiering av befintliga bitströmsprotokoll eller standarder. Självfallet kan HBX-Z tekniken integreras i framtida kodare för att öka kodningseffektiviteten.

Realtidsimplementexing av uppfinningen är möjlig i en vanlig signalprocessor eller kraftfull PC. HBK-metoden kan även kodas i en ASIC. I-IBX kan implementeras i olika system för lagring och överföring av audiosignaler, analoga eller digitala, med eller utan psykoakustiska kodare. HBX-l metoden kan integreras i en avkodare eller erbjudas som ett tillbehör. HBX-Z metoden kräver modifiering av kodaren.

De mest attraktiva användningsområdena utgörs av olika typer av lågbitflödeskodare såsom MPEG 1/2 Layer I/II/III, MPEG 2/4 AAC, Dolby AC-3, NTT TwinVQ, CCITT/ITU-R G.722 etc. Dessa kodare är populära inom multimedia, på Intemet såväl som inom professionella användningsområden. T-DAB system (T errestrial Digital Audio Broadcast) använder lågbitflödesprotokoll speciellt inom FM och AM banden. Satellit S-DAB kan tjäna avsevärt på metoden då extremt höga systemkostnader ingår. Genom att använda den föreslagna metoden kan antalet programkanaler utökas i DAB-multiplexen.

SAMMANFATTNING Målet med uppfinningen är att erbjuda en metod och anordning för att öka kodningseffektiviteten eller audiolcvaliteten i ett transmissionssystem för digital audio, se Fig. 25. Metoden baserar sig på harmonisk redundans vilket erbjuder möjligheten att ta bort det högre frekvensområdet i en musik- eller talsignal (1) innan denna kodas, överföres eller lagras (2), följd av syntetisk bandbreddsexpansion av audiosignalen (3) på avkodningssídan (4). Ingen märkbar försämring av ljudkvaliteten erhålles förutsatt att bandbreddsexpansion med hög kvalitet utföres i avkodaren i enlighet med uppfinningen.

Den föreslagna metoden för bitflödesreduktion enligt HBX-l metoden kan sammanfattas i följande steg: - Generering av en första bandbegränsad signal genom nersampling av en ursprunglig signal med full bandbredd, för att därvid reducera bitflödet, - överföring eller lagring av den förstnämnda bandbreddsbegränsade signalen innehållande en högsta frekvens (fm), - generering av en andra signal i avkodaren genom Irransponering av en del av spektrum för den förstnämnda signalen till ett frekvensområde innehållande högre frekvenskomponenter än den förstnämnda signalens högsta frekvens ( f m ), företrädesvis till ett frekvensområde med en högsta frekvens likvärdig den ursprungliga signalens högsta frekvens och 10 15 20 25 30 35 512 719 4 - kombinering av den andra signalen och den förstnämnda signalen för generering av en tredje signal vilken uppvisar större bandbredd än den förstnämnda signalen, i huvudsak likvärdig den urspnmgliga signalens bandbredd.

HBX-Z metoden innefattar ytterligare steg enligt följande: - Urspnmgssignalens spektralenvelopp extraheras och överföres tillsammans med den förstnämnda signalen för att därefter användas för spektralenveloppsjustering av den andra signalen.

De föreslagna HBX metoderna och anordningarna erbjuder följande fördelar: - 1. Varje harmonisk eller sub-harmonisk grupp (2:a ,3:e,...,n:te) genereras och styrs individuellt. - 2. Varje deltonsset skapas från ett individuellt passband inom programmaterialets lågband. - 3. Alla syntetiskt genererade övertoner skapas på ett sådant sätt att en fortsättning på lågbandets harmoniska serie erhålles. - 4. Processen för generering av deltoner är baserad på transponering vilket garanterar att inga hörbara distorsionskorrrponenter erhålles. - 5. Det syntetiskt genererade högfrekvensbandet kan täcka ett stort fiekvensområde. - 6. Ökningen av kodningseffektiviteten är markant. - 7. I HBX-l metoden sker processen enbart i avkodaren. - 8. HBX-l kan appliceras på de flesta kodare, d v s befintliga standarder och protokoll kan användas utan modifiering. - 9. HBX-Z metoden erbjuder hög ljudkvalitet. - 10. Vissa protokoll medger oförändrade användning av HBX-Z då de stödjer överföring av spektralenveloppen. - 11. HBX-Z metoden erbjuder tillverkare av kodare ett helt nytt och kraftfullt verktyg. - 12. Båda HBX algorltmerna är robusta.

KORTFATTAD BESKRIVNING AV RITNINGARN A Föreliggande uppfinning kommer nu att beskrivas med hjälp av exernpel med tillhörande ritningar, vilket ej skall uppfattas som begränsningar av uppfinningens utförande, där: Fig. 1 illustrerar generering av övenoner.

Pig. 2 är ett blockdiagram över en systernlösning för bandbreddsexpansion.

Fig. 3 är ett blockdiagram över en tidsdonränsirnplementerad transponerare.

Fig. 4 illustrerar generering av en kodbok eller tabell för en granulärgenerator.

Fig. 5 illustrerar granulärgeneratorn.

Fig. 6a - 6c är ett blockdiagram över en anordning för STFT-analys och -syntes kopplad för generering av andraton. 10 »_- 'Jr 20 25 30 35 512 719 5 Fig. 7a - 7b år ett blockdiagram över ett enstaka subband i STFT-anordningen utförande ett linjärt frekvensskifi.

Fig. 8 illustrerar hur tredjeton kan genereras.

Fig. 9 illustrerar hur andra- och tredjeton genereras samtidigt.

Fig. 10 illustrerar generering av en kombination av olika överlappande deltonsordningar.

Fig. ll illustrerar ett subband där en parametrisk metod är irnplementerad.

Fig. 12 illustrerar generering av bredbandiga linjära frekvensskifi.

Fig. 13 illustrerar generering av en kombination av icke överlappande deltonsordningar.

Fig. 14 illustrerar hur sub-harmoniska toner kan genereras.

Figs. lSa -15b är ett blockdiagram över en perceptuell kodare.

F ng 16 illustrerar en filterbank för generering av andraton.

F ng 17 illustrerar ett modulerat lågpass prototypfilter.

Fig 18 illustrerar en rnaxirnalt decimerad filterbank.

F15; 19 är ett blockdiagram över en effektiv implementering av den parametriska metoden.

F :g 20 illustrerar subbandsampler och skalfaktorer för en typisk kodare.

Fig 21 illustrerar subbandsampler och enveloppsinformation för HBX-Z.

Fxg 22 illustrerar dold överföring av enveloppsinforrnation med HBX-Z.

Fig 23 illustrerar HBX-Z med förlustfri kodning.

Fig 24 illustrerar ett blockdiagram av en "pseudo-stereo" generator Fig 2 5 illustrerar översiktligt ett förfarande enligt uppfinningen BESKRIVNING AV FÖREDRAGNA UTFÖRINGSFORMER I Fig. l visas generering av M :te ordningens deltoner, där M utgör ett heltal 2 2. Termen M :te deltonen används för enkelhets skull, trots att processen genererar M :te ordningens deltoner till alla deltoner inom ett speciellt frekvensområde som vanligen själva utgör deltoner av okänd ordning. Insignalen med frekvensdornänrepresentationen X (f) är bandbegränsad till området O till fmx . Signalinformationen inom området fmx /M till Q fm /M , där Q utgör den önskade bandbreddsexpansionsfaktorn l < Q S M , extraheras med hjälp av ett bandpassfilter, vilket ger en bandpassignal med spektrum XBP (f Denna bandpassignal transponeras med en faktor M , varvid en andra bandpassignal med spektrum X T ( f ) täckande området f mn till Q f m erhålles. Spektralenveloppen för denna signal justeras med hjälp av ett programmaterialstyrt multibandsfilter vilket ger en signal med spektrum X5 (f) . Denna signal adderas därefter till inssignalen, varvid en utsignal med spektrum Y( f) som täcker frekvensområdet 0 till Q fm erhålles.

En transponering med en faktor M av en tidsdislcret signal x(n) bestående av en summa av cosinuskomponenter med tidsvarianta arnplituder, definieras av relationen 10 15 20 25 30 512 719 6 N-l m) = 28,01) 004219311/ fs +09.) _> (1) i=0 N-1 yw) = 22,01) wSQflMfifl / f. + Bi) <2) i=O där N är antalet deltoner, ,e,. (n), 01,. är respektive deltons frekvens, tidsenvelopp och faskonstant, ßi är godtyckliga faskonstantet på utsignalen och f, är samplingsfrekvensen.

En approximering av en ideal transponering kan användas, förutsatt att dissonansen för transponerade frekvenskomponenter minimeras. Dissonanslo-iteriet beskrivs i [“Tonal Consonance and Critical Bandwidth” R. Plomp, W. J. M. Levelt JASA , Vol 38, 1965], och visar att två toner uppfattas som dissonanta om frekvensdiiïeransen mellan de två tonerna ligger ungefär inom 5 till 50% av den kritiska bandbredden i det frekvensområde där tonerna befinner sig. Kritisk bandbredd fór en given frekvens kan approximeras med @b( f) = 25 + 7s(1+1.4(ï0fT0)2)°-°9 (a) där foch cb angesiI-Iz.

Två toner i konsonans skall ej vara dissonanta efter en transponering. Emellertid kan även en ideal transponering påverka övertonerna så att de får en mindre konsonant karaktär enligt Plomp/Levelt. En ideal transponering kan approximeras enligt yapprax (n) = hålet' (n) COS(27I i )n / fs + (4) i=0 där Af,- skall rninimeras fór att undvika dissonans och 0.0 Af,- S -TScb(Mf,-) (5) är ett riktvärde enligt Plomp/Levelt. Detta förklarar varfor metoder som använder bredbandiga frekvensskift, vikningsdistorsion och andra olinjära metoder ej ger ett tillfredställande resultat då de ej minimerar dissonansen.

En direkt implementation av ovanstående metod visas i Pig. 2. Insignalen är bandbreddsbegränsad till ett område 0 till f rm och transponeringar M = 2,3,4 och bandbreddsexparisioner Q = 2,2,2 används som exempel.

Insignalen leds till en fördröjning 207 vilken kompenserar fórdröjningen i filter och transponerare. Insignalen leds även till bandpassfilter 201, 203, och 205, med passband fm / 2 - fm , fm / 3 - 2 fm / 3 , och f "m / 4 - f m / 2. Utsignalema från filterna kopplas till transponerama 209, 211 och 213 vilka transponerar signalerna 2, 3 respektive 4 gånger. Olika implementeringar av transponerare kommer att beskrivas nedan. 10 15 20 25 30 35 512 719 7 Utgångssignalerna fiån transponerama kopplas till filter 215, 217 och 219 där spektralenvelopperna och signalnívåerna adaptivt justeras, antingen med lågbandets spektralenvelopp som styrdata (HBX-l) eller med den kodade enveloppen från originalhögbandet (HBX-Z). Dessa funktionsblock kommer att beskrivas nedan.

Utgångssignalema fiån funktionsblocken 207, 215, 217 och 219 adderas m h a block 221, 223 och 225, vilket ger utsignalen. Signalen tår i detta exempel frekvensområdet utökat till 2 f m .

Självfallet kan utförandet enligt Fig. 2 varieras på många sätt. Till exempel kan baridpassfiltren 201, 203 och 205 ersättas av ett bandpassfilter med brytfrekvenser fm and Qfmx kopplat mellan block 221 och 223. Justering av spektralenveloppen kan utföras med ett enkelt filter i ledet 221 - 223.

Uppfinníngen erbjuder följande fördelar: - 1. Inga komponenter genereras inom den bandbreddsbegränsade insignalens frekvensområde, vilket innebär att insignalens frekvensområde lämnas opåverkat. - 2. De genererade komponenterna är harmoniskt relaterade till insignalens komponenter och genererar ej dissonans eller andra oönskade effekter. - 3. De genererade komponentemas spektralenvelopp skapar en kontinuerlig fortsättning av insignalens spektralenvelopp. Denna extrapolerade spektralenvelopp utgör en god approximation av mostvarande del av originalets spektralenvelopp.

Transponerarna 209, 211, 213 kan utföras på olika sätt. Typiska tidsdomän-irnplementeringar [“An Efficient Method for Pitch Shifting Digitally Sampled Sounds” K. Lent, Computer Music Journal, Vol. 13, No 4, 1989] expanderar signalen i tid genom att duplicera signalsegment baserade på signalens periodtid. Därefter läses signalen ut med en annan samplingsfrekvens. Tyvärr är dessa metoder beroende av estimering av signalens grundton for att kunna dela upp signalen i lämpliga segment att koppla samman. Begränsningen att metoden baseras på grundtonens periodtid gör tekniken känslig för transienter. Då periodtiden kan vara betydligt längre än en typisk transient, löper man en risk att hela transienten dupliceras i stället fór att expanderas i tid. En förbättrad metod för tidsdornänstransponering föreslås härmed där användningen av avancerad granulär-syntes ger en mer noggrann transponering, speciellt vid höga nansponeringsfaktorer och detta vid lägre beräkningskostnad jämfört med andra kända metoder.

Denna transponerare bygger på mönsterigenkänningsbaserad signalprediktion ["Tirne-Scale Modiñcation of Speech based on a nonlinear Oscillator Model", G. Kubin, W. B. Kleijn, IEEE, 1994] helt utan behov av att uppskatta grundtonen. En vanlig tidsdomänstransponerare baserad på grundtonsestimering kan aldrig fungera väl för alla signaltyper och speciellt ej för stora transponeringsfaktorer.

Transponeraren i Fig. 3 innehåller tre separata moduler: en transientdetektor 301, en tidsexpander 303 och en nedsarnplare 305. .1_..........1 ...in 10 15 20 25 30 512 719 8 Insignalen matas både till tidsexpandern och transientdetektorn. Transientdetektom varnar tidsexpanderenheten när en transient inträffar. Tidsexpandennodulen expanderar signalen i tid och signalen nedsamplas för att erhålla en frekvenstransponering Det finns olika tidsdomänalgoritxner för att erhålla tidsexparision/korrrpression av talsignaler. Några är baserade pâ mönsterigenkänningsprediktion av utsignalen ["Pattern Search Prediction of Speech", R. Bogner, T. Li, Proc.

ICASSP ”89, Vol. l, May 1989]. Detta är en form av granulär syntes [“Díscovering Inner Complexity: Time Shifting and Transposition with a Real-time Granulation Technique", B. Truax, Computer Music Joumal, Vol. 18, No. 2, 1994], insignalen uppdelas i små delar, granuler, som används för att skapa utsignalen.

Systemet använder en tillståndsrymdrepresentation där tillståndsvektorer, eller granuler, representerar in- och utsignalerna. Insignalen representeras av en tillståndsvektor x(n), ekv. 6: m) = [m -1),x(n -1- D),x(n -1- 2D),...,x(n - 1 - (N -1)D)] (s) Vektom erhålls från N tidsfördröjda sampel av insignalen, där N är tillståndsvektorns längd och D är fördröjningen mellan de sampel som används för att skapa Vektom. Den granulära transforrneringen ger sarnplet x(n) efter varje tillståndsvektor x(n-l). Detta ger ekv. 7, där a(.) är transfonnen: 1601) = fl(X(" - 1)) (7) Den grundläggande delen av det föreslagna förfarandet är den granulära uansforrnen och tillståndsövergångsuppslagstabellen eller kodboken. Den granulära transformen används for att bestämma nästa utsignal beroende på de tidigare utsignalerna. Denna transform a(.) bestäms genom att använda en tillståndsövergångskodbok. Kodboken med längd L ornskapas kontinuerligt och innehåller tillståndsvektorerna och nästa sampel som följer varje tillståndsvektor.

Detta betyder att transformen a(.) evalueras för alla övergångar som firms i kodboken, se ñg. 4 och ekv. 8. x(n-L) x(n-L+l) a x(n-L+1) ___ x(n-L+2) (8) M M x(n -1) x(n) 10 15 20 25 30 35 512 719 9 Med denna övergångskodbok beräknas den nya utsignalen y(n) genom att söka efter den tillståndsvektor i kodboken som mest liknar den aktuella tillståndsvektom y(n-1). Denna närmaste-granne-sölming utförs med hjälp av korrelation och ger det nya utsamplet, ekv. 9 y(n) = <1(Y(" ~ 1)) (9) Således är den föreslagna tidsdomäntrarisponeraren baserad på en granulär transfonn som predikterar den nya utsignalen på basis av tidigare utsígnaler och insignaler, fig. 5. Systemet skapar kontinuerligt en kodbok med sampel som representerar ett segment av insignalen. Genom att använda denna kodbok kan systemet prediktera den mest sannolika nästa utsignalen. Denna utsignal matas ut ur kodboken och en ny kodbok skapas för nästa utsignalssegment.

Prediktionen för nästa utsignalssegment utförs genom att korrelera den senaste utsignalen med kodboken för att finna den bästa fortsättningen på utsignalen. Transponeringsfaktorn bestäms av förhållandet mellan insignalssegrnentlängden som används för att skapa kodboken och utsignalssegmentlängden som utmatas ur kod- boken.

Tidsexpansions/kompressionssystemet som beskrivs i ["Time-Scale Modification of Speech based on a nonlinear Oscillator Model", G. Kubin, W. B. Kleijn, IEEE, 1994] fimgerar bra för talsignaler men försämras snabbt för signaler med större komplexitet såsom musik. Den föreslagna tidsdomäntransponeringsalgoritrnen har lösningar för att förbättra prestanda. För att undvika duplicering av transienter används en transientdetektor. När en transient detekteras tillåts inte systemet att alstra en utsignal från signalsegmentet som omger transienten mer än en gång. Detta är mer effektivt och mycket mer tillförlitligt än att endast justera insignalssegmentlängden vid transienter såsom föreslås av [G. Kubin, W. B. Kleijn].

Vidare har det föreslagna förfarandet en mer effektiv kodbokssökning baserad på signalstatistik. Detta betyder att systemet sökeri de mest sannolika kodboksfálten på basis av de tidigare hittade kodboksfalten.

Fördelama med den föreslagna tekniken är uppenbara, det finns inget behov av någon särskild pitch-detektering som övriga system är beroende av och systemet kommer med säkerhet alltid att alstra den mest sannolika sekvensen från den tidigare utsignalen även under transienta förhållanden.

Olika nya frekvensdomäntelcriiker för transponering kommer nu att beskrivas. Signalen som skall transponeras uppdelas i en serie bandpassignaler eller subbandsignaler. Subbandsignalenia transponeras sedan, exakt eller approximativt, och kombineras med insignalen. Detta åstadkommes genom att ansluta analyssubband till syntessubband på nya och innovativa sätt. En sådan mappning kommer hädanefier att refereras till som en "patch". Förfarandet demonstreras först medelst användning av STFT (Short Time Fourier Transform). __” ..._-hä 10 15 20 25 30 512 719 10 Den diskreta STFT:en av en tidsdislcret signal x(n) definieras av Xk<»)= 2x kor-p) ffw (10) p=-w där k = O,1,...,N-1 a) = Zzrk/N och h(n) är ett fönster.

Om fönstret uppfyller följande villkor l) h(O) = 1 1 2) h(n)=0 för n=iN,i2N,i3N,... (1) finns en inverstransforrn som ges av 1 N-i _ m) = g zxkor) efwk" . (12) k=0 Den direkta transformen kan ses som en analysenhet som består av en bank av N bandpassñlter med impulssvaren h(n) expÜcuKn) följt av en bank av N multiplikatorer med bärvågsfrekvenser expfijmxrz) som skiftar bandpassignalerna ned till områden lcring 0 Hz och därigenom bildar de N analyssignalerna X ,<(n). Fönstret fungerar som ett prototyplågpassfilter. En analyskanal visas i fig. 6a. X (n) har små bandbredder och är normalt nedsamplade. Ekv. 10 måste således endast evalueras för n=rR, där R är decirneringsfaktom och r är den nya tidsvariabehr. X ,((n) kan återskapas från X,<(rR) genom uppsampling, d v s infogande av nollor följt av lågpassñltrering, se frg. 6b. Den inversa transforrnen kan ses som en syntesenhet som består av en bank av N multiplikatorer med bärvågor (l/N) expfiwxn) som skiftar signalerna X ,(n ) upp till sina ursprungliga frekvenser, se fig. 6b, följt av steg som adderar bidragen från alla kanalema. STFT:en och ISTFT:en kan omarrangeras i syfie att använda DFT och IDFT, vilket gör det möjligt att använda FFT-algoritrner [“Implementation of the Phase Vocoder using the Fast Fourier Transform”, M. R. Portnoff, IEEE ASSP, Vol. 24, No. 3, 1976].

Fig. 6c visar en patch för alstring av andraton med N=32. För enkelhetens skull visas endast kanalerna 0 till 16.

Mittfrekvensen för BP 16 är lika med Nyqvist-frekvensen, kanalerna 17 till 31 svarar mot de "negativa fiekvensema" och är anslutna på ett motsvarande sätt. Blocken betecknade P kommer att beskrivas senare och skall för tillfället anses vara kortslutna. l5 20 25 30 35 512 719 11 Insignalen antas i detta exempel vara bandbreddsbegränsad på ett sätt så att endast kanalerna 0 t.o.m 7 innehåller signaler. Analyskanalema 8 till 16 är således tomma och behöver inte vara kopplade till syntesenheten.

Analyskanalerna 0 till 7 är kopplade till synteskanalerna 0 till 7. (Denna del av patchen svarar mot 207 i fig. 2).

Analyskanalerna k där 4 5 k 5 7 kopplas också till synteskanalema 2k som skifiar signalerna till frekvensområden belägna kring två gånger niittfrekvenserna fór bandpassfilterna k. Sålunda uppskiftas signalinnehållet i kanalerna k till det ursprimgliga området och transponeras samtidigt upp en oktav.

För att beskriva övertonsgenereringen med reellvärda impulssvar och modulatorer måste den kombinerade utsignalen från de om-mappade inkanalerna k och N - k där 4 5 k 5 7 berälcrias. Se fig. 7a. Detta ger yw) = -I2V[x(n) - h(n)c0s(wkn)]e0s((M -1)w,(n))+ (13) - åkrar) ~= m) sinmknflsinqM _ iiwkn) vilket tydligt representerar en bandpassfiltrering av insignalen följt av ett linjärt frekvensskift eller SSB-SC rnodulation, se tig. 7b.

Forfarandet ovan benämns "styckvis linjärapproximationstransponering". Det alstrar endast exakta andratoner for iiisignaler med frekvenser (om = a), där 4 5 k 5 7. Om emellertid antalet filter är tillräckligt stort kommer awikelserna från de ídeala frekvenserna vara fórsumbara och således ohörbara. Fördelar med detta forfarande är enkel implementering och låg beräkningskosmad. Övertonspatchen i fig. 6c kan enkelt modifieras for andra transponeringar än två. Fig. 8 visar en patch for alstring av tredjeton. Övertoner av olika ordningar kan genereras samtidigt såsom visas i fig. 9, där andra- och tredjetoner används.

Det framgår klart att ovan alstrade spektra innehåller ”nollställen”, eftersom inte alla synteskanaler används. Fig. 10 visar ett förfarande for att transforrnera alla synteskanaler (N = 64, kanalerna O - 32 visas). Alla högbandskanaler vars index inte är primtal rnappas i enlighet med följande förhållande mellan käll- och destinationskanalindex: km, = Mkmm där M är lika med det minsta heltalet 22 som uppfyller villkoret att kmm, ligger i lågbandet och kw, i högbandet. Sålunda mottager ingen synteskanal signaler från mer än en analyskanal, Högbandskanaler med primtalsindex kan rnappas till kwm, = I eller lågbandskanaler kmme > 1 som ger goda approximationer av förhållandet ovan (endast icke primtalsanslutningar med M = 2,3,4,5 visas i fig. 10).

Transponeringen kan göras exakt genom att infora blocken betecknade P (fig. 6c) om N är så stort att alla analyskanaler innehåller högst en diskret frekvenskomponent vardera. I detta fall är X ,c(rR) en komplex exponentialfuriktion med en frekvens som är lika med skillnaden mellan frekvensen for deltonen som finns i 10 15 20 25 30 35 512 719 12 analys-BP passbandet k och filterrnittfrekvensen of För att erhålla en ideal transponering M måste denna frekvens multipliceras med en faktor M. Detta beskrivs i fig. ll. Således omvandlas X,,(rR), där 4 S k S 7 i detta exempel, från rektangulära till polära koordinater såsom visas av blocken R -> P. Argumenten multipliceras med 2 i detta fall och amplitudvärdena lärnnas oförändrade. Signalerna konverteras sedan tillbaka till rektangulära koordinater (P -> R) och bildar signalerna YMufrR) och matas till synteskanalema i enlighet med ñg. 6c.

Decimeringsfaktom och interpoleringsfiltema måste justeras för att kunna hantera de högre kanalfrekvenser som erhålls i P-blocken. Detta förfarande benämns "parametrisk transponering".

Det bör observeras att ovanstående förfaranden skiljer sig från traditionella frekvensdomäns- transponeringstelciiiker som använder STFT, där tabelloscillatorer används för syntes eller, då ISTFT används för syntesen, signalen först snäcks ut i tiden och därefier decirneras.

Patchar som alstrar spektrala nollställen, alstrar också för- och efterekon i tidsdomänen, d v s svaga falska transienter före och efter "riktiga" transienter. Regelbundna nollställen i frekvensdomänen svarar mot ekon i tidsdomänen. Även om P-blocken "fyller igen de spektrala hålen" för långsamt varierande tonala signaler kvarstår transíentproblemen. Genom att bygga in en transientdetektor och koppla till en alternativ patch under transienter eliminieras emellertid dessa effekter. Transientdetektorn övervakar en övre del av lågbandskanalema och söker efter plötsliga ökningar i energi på block-till-block basis, där varje block består av ett antal subbandssarnpel. Block som bedöms innehålla transienter kan behandlas i enlighet med fig. 12 eller ñg. 10 utan parametrisering. Den forsta patchen svarar mot bredbandiga linjära frekvensskift. Konsekutiva lâgbandskanaler mappas till konsekutiva högbandskanaler. I syfte att erhålla den önskade bandbreddsexpansionen dupliceras lågbandskanalema flera gånger såsom visas. Efiersom denna patch endast används för korta tidsförlopp kommer inga negativa effekter på tonaliteten att märkas.

Ett liknande förfarande för att förbättra transientsvaret är att variera antalet kanaler N och alltjämt använda en patch i enlighet med principen i fig. 6c. Ett mindre N används under transienter medan ett större N används under tonala passager. Filterbanksstorleksomkoppling utförs normalt i konventionella kodare i syfie att byta frekvensupplösning mot tidsupplösning.

Andra patch-möjligheter finns. Fig. 13 visar en icke överlappande kombination av andra-, tredje- och fiärdetoner.

De lägsta möjliga övertonstalet används så högt i frekvens som möjligt. Ovanför den övre gränsen för destinationsorrirådet for överton n används överton n + 1.

Det är också möjligt att kombinera amplitud och fasinforrnation från olika analyskanaler. Amplitudsignalema lXk(rR)I kan vara anslutna i enlighet med fig. 12 medan fassignalerna arg{Å7c(rR)} är anslutna i enlighet med principen i fig. 10. På detta sätt kommer lågbandsfrekvensema fortfarande att vara transponerade medan en periodisk upprepning av källområdets spektralenvelopp genereras i stället för en utsträckt envelopp som blir resultatet av en transponering i enlighet med ekv. 2. "Gating" eller lågnivåexpansion kan byggas in i syfte att undvika förstärkning av "tomma" källkanaler. 10 15 20 25 30 35 512 719 13 Fig. 14 visar en anrian tillämpning, alstring av undertoner till en högpassfiltrerad eller basbegränsad signal genom att använda patcher från högre till lägre subband.

De ovan beskrivna frekvensdomänförfarandena kan anpassas för användning i filterbarrksbaserade ljudkodare, såsom MPEG. Vidare antogs i beslcrivningen ovan att den högsta frekvens som fanns i insignalen var signifikant lägre än Nyqvist-frekvensen. Således var det möjligt att utföra en bandbreddsexpansion utan att öka sarnplingsfrekvensen. Detta är emellertid inte alltid fallet varför en uppsampling kan vara nödvändig. När filterbarilcsförfarande används för transponering är det möjligt att integrera uppsarnpling i processen.

De flesta psyke-akustiska kodare använder rnaxirrialt decimerade filterbanlcar i tid/frekvens-transforrneringen [“Introduction to Perceptual Coding”, K. Brandenburg, AES, Collected Papers on Digital Audio Bitrate Reduction, 1996] och [“Multirate Systems and Filter Banks”, P. P. Vaidyanathan, Prentice Hall, Englewood Cliffs, New Jersey, 1993, ISBN 0-13-605718-71 Analysfilterbanken delar upp PCM-signalen i flera subbandssignaler. Subbandssarnpelvärclena kvantiseras genom att ett reducerat antal bitar används i enlighet med utsignalen från en psykoakustisk modell som estimerar det minimala maskeringsströskelvärdet.

Subbandssampelvärdena kombineras med sidoinformation för att bilda den seriella bitströmmen. Bitströmmen lagras eller överförs sedan, fig. 15a. I dekodern, fig. l5b, kombinerar en syntesfilterbarik subbandssamplerna i syfie att återskapa den ursprungliga signalen. Om bandbreddsexparisionsförfarandet skall integreras i en psyko- akustisk kodare behövs en modifiering av filterbanken.

Eftersom syftet med föreliggande uppfinning är att expandera audiobandbredden är det möjligt att syntesdelen av filterbanken behöver utökas. Syntesdelen mottar en audiosignal, som är uppdelad i L subband (I. = 32 i MPEG- layer I och II) där var och ett har samplingsfrekvensen 11/1. och f, är samplingsfrekvensen för den ursprimgliga PCM-bitströmmen.

Genom att, som ett exempel, mata de L lägsta filtema i en syntesfilterbarik bestående av 2L filter med de mottagna subbandssignalerna skapas en utsignal med en samplingsfrekvens Zjš. Om de L övre filtema matas med nollor kommer audiobandbredden inte att ändras - den utökade filterbanken återskapar endast en uppsamplad version av ursprimgsbitströmmen. Om emellertid de övre filtren matas med de mottagna subbandssignalerna i enlighet med övertonspatchen 1301 i tig. 13 kommer utsignalens bandbredd att öka. Vid alstring av andraton är det enklaste tillvägagångssättet att kopiera de L/2 övre subbandssignalerna av de mottagna signalerna till varannan av de övre kanalema i syntesfiltret, fig. 16. Pga spektralirivertering som uppstår genom decirnering av subbandssignalerna måste varannan av de transponerade kanalema frekvensinverteras före syntesen. Detta åstadkoms genom att tecknet på vartannat sampel i dessa kanaler ändras. Dessutom försvinner aliaskanceleringsegenskaperna för de kritiskt samplade QMF-bankarna, eftersom de övre subbanden är separerade i frekvens, d v s angränsande subbandssignaler överlappar inte i högbandsonirådet.

Aliasreduktionsförfaranden kan användas för att minska denna typ av artifakter. 10 15 20 25 30 512 719 14 Det parametriska förfarandet kan också modifieras. En effektiv QMF-bankslösning beskrivs nu med användning av en transponeringsfaktor 2 som exempel.

Det antas att insignalen x(n) i lågbandet är tonal, i form av ekv. l med e,-(n) = a,- (konstant). ilcke-tonala signaler kommer att behandlas senare. Syftet med det parametriska förfarandet är att alstra y(n) i enlighet med ekv. 2 med M=2, d v s alla frekvenser för de ix(n) ingående komponenterna dubbleras, arnplitudvärdena bibehålls och fasen lämnas obeaktad. För enklare frekvensmanipulering kan ekv. 1 skrivas om som i=0 N-i _ x(n) = Re{za,-ef(zrgrf"/fs+af)}, (11) där de komplexa exponentialfunktionenia endast utgör signaler med positiv frekvens (analytiska signaler), i kontrast till en sinussignal som både har en positiv och en negativ frekvenskomponent.

För att erhålla summan innanför parentesema i ekv. ll byts de sedvanliga cosinusmodulerade filtren i analysbanken ut mot exponentialmodulerade filter, ñg. l7. Filtren täcker källornrådet fiån 'rt/Z till 1t (endast positiva frekvenser) och måste vara smala nog för att kunna separera individuella frekvenskomponenter. I fig. 17 har antalet subband för enkelhetens skull valts till 32. De komplexa subbandssignalema delas upp i sina amplitud- och fasvinkelsrepresentationer och fasvirtlclarna multipliceras med M=2 i enlighet med strukturen i ñg. ll. Reellvärda subbandssignaler erhålls genom att ta realdelen av signalerna. Som en konsekvens av den önskade bandbreddsexpansionen kan, pga fasmultiplikationen, inte analysfilterbanken samplas lo-itiskt. Eftersom bandbredden expanderas med en faktor 2 måste subbanden översamplas med samma faktor, d v s en 32- kanalsfilterbank som täcker frekvensområdet från 11/2 till n (l/4 av det totala frekvensområdet) bör decimeras 32x4/2=64 gånger. För att aliaskancelleringsegenskaperna för QMF-banken skall fungera i samband med det parametriska förfarandet måste några konstanter vid härledningen av de eosinusmodulerade filterbankama modifieras. Med hänvisning till fig. 18, där strukturen för en digital filterbank visas, ger teorin att analysfiltren Hk(z), där k = 0, 1, ..., M-1, kombineras i enlighet med Hk (Z) = akckQk (Z)+Û1<.Ck.Q2M-1-k (Z) f (12) där ak och ck är konstanter med absolutvärdet 1 och Q,(z) ( l=0, I ZM-I ) är modulerade versioner av prototypfiltret P0(z). Konstanterna ak och ck väljs som -jï(2k+i) -jímwnzv ak =e och ck =e L , (13), (14) 10 15 20 25 30 35 512 719 15 där L är antalet kanaler och N är prototypñltrets ordning. Genom att endast välja de filter som motsvarar positiva frekvenser fås ur ekv. 12 H/ÅZ) = akckQkßl- (15) där, såsom nämnts, Hk(z) sträcker sig över området från 11/2 till it och de modulerade versionerna av prototypfiluet kan ses i tig. 17. För att aliaskancelering skall fungera i en konventionell QMF-syntesbank behöver konstanten ak ändras till II -'-2ki 18( +) ak =e , (16) pga det faktum att faserna för frekvenskomponenterna inom subbanden dubbleras, ñg. ll. Ett förenklat exempel på ett blockschema över en ISO/MPEG-layer I/II-avkodare som använder föreliggande uppfinning visas i fig. 19.

I ISO/MPEG-standarden använder kodaren en pseudo QMF-bank för att dela upp PCM-signalen i 32 subband som betecknas V,,(n)- V, 1 (n) i figuren. Syntesbariken med 18 kanaler behövs av två anledningar: 1) För att anpassa bandbredden för de parametriskt expanderade filtren till de ursprungliga subbandens bandbredd så att en filterbank med samma bandbredder för alla kanaler kan användas i syntesen. 2) Den komplexa filterbanken kan inte hantera mycket låga eller mycket höga frekvenskomponenter, d v s irisignalen till den komplexa analysbanken måste vara av bandpasskaraktär. Det är emellertid endast nödvändigt att återskapa källområdet, d v s de 16 övre subbanden, och flytta detta område bort från DC och Nyqvistfrekvensen genom att lägga till ytterligare två subband, vilket ger en total filterbanksstorlek av 18 kanaler.

Efter de parametriska blocken enveloppjusteras de trarisponerade subbanden (i enlighet med HBX-1 eller HBX- 2) och kombineras med de ursprungliga 32 subbanden. Syntesen utförs med en 64-kanals pseudo QMF- syntesbank för att bilda utsignalen y(n). Utsignalen har, i detta specifika fall, en samplingsfrekvens och en bandbredd som är två gånger större än den på kodarsidan.

Noggrann spektralenveloppsestimering är viktig om klangfargen för den ursprungliga signalen skall bibehållas. I HBX-l måste högbandsspektralenveloppen estimeras från lågbandsinforniationen som finns tillgänglig för avkodaren. Enveloppsestimeringen bör utföras genom att nian kontinuerligt extraherar enveloppen för lågbandsspektrumet och justerar högbandets spektralenvelopp i enlighet med särskilda regler.

Ett sätt att extrapolera lågbandsenveloppen är att använda asymptoter i en log-frekvens/log-riivå rymd. Detta är ekvivalent med kurvanpassning med polynom med varierande gradtal i den "normala" lin/lin rymden. Nivån och lutningen för en övre del av lågbandsspektrumet estimeras. Denna information används för att definiera nivån 10 15 20 25 30 35 512 719 16 och lutningen för ett eller flera segment som representerar den nya högbandsenveloppen. Asymptotskärnings- punkterna fixeras i fiekvens och fungerar som rotationspunkter. Det är nödvändigt att stipulera begränsningar för att hålla högbandsenveloppsvariationerna inom realistiska gränser.

Ett alternativt sätt att estimera spektralenveloppen är att använda vektorkvantisering, VQ, för ett stort antal representativa spektralenvelopper och lagra dessa i en uppslagstabell eller kodbok. Vektorkvantisering utförs genom att träna det önskade antalet vektorer på en stor mängd träningsdata, i detta fall spektralenvelopper.

Demia träning görs vanligen med den generaliserade Lloydalogritmen [“Vector Quantization and Signal Compression", A. Gersho, R. M. Gray, Kluwer Academic Publishers, USA 1992, ISBN 0-7923-9181-0] och ger vektorer som optimalt spänner upp innehållet i träningsdatat. Ett besläktat forfarande för tal utvecklades genom [“Statistical recovery of Wideband Speech from Narrowband Speech”, Y. M. Cheng, D. O”Shaughnessy, P.

Merrnelstein, IEEE Trans. on Speech and Audio Processing, Vol. 2, No. 4, Oct 1984]. När en ny högbandsspektralenvelopp estimeras används den ursprungliga lågbandsenveloppen för att söka i kodboken. När kodboksenveloppen hittats som bäst matchar det aktuella lågbandet används högbandsdelen för denna kodboksenvelopp för att justera det nya högbandsspektïumet. Detta betyder att om VQ-kodboken består av A spektralenvelopper tränade på B envelopper (B>>A) representerar VQ-envelopperna de A mest lika Övergångarna från lågbandsenveloppen till högbandsenvcloppen baserat på B observationer av en uppsättning ljud av varierande karaktär. Teoretiskt sett motsvarar detta de A optimala reglema för att prediktera enveloppen baserat på B observationer. En kombination av ovanstående förfaranden är också möjlig.

Spektralenveloppens finstruktur har mindre inverkan på det upplevda ljudet än spektralenveloppens grov- struktur. Högbandets fmstruktur som erhålls genom ovanstående transponeringsförfaranden är adekvata, emellertid behöver grovstrukturema i allmänhet justeras. Det är således fördelaktigt att filtrera spektralrepresentationen av signalen för att separera grovsmiktiiren från finstrukturen. Grovstzruktiiren erhålls medelst LP-ñltrering, som kan åstadkonunas med FFT-filtrering av signalens spektralrepresentation, d v s transformering av signalen till cepstrurn-domänen där filtrering utförs. Lågbandsenveloppens grovsmilttur används sedan för att estimera högbandsenveloppens grovstruktur. En kodbok kan således innehålla endast den grovstrultturerade enveloppen. Det är också fördelaktigt att lagra och jämföra envelopper i cepstrum-domänen.

När de föreslagna frekvensdomäntransponerarna används är signalens spektrala representation redan tillgänglig och den spektrala justeringen âstadkoms genom att justera subbandsförstärkningen i syfte att skapa en önskad spektralform. Tidsdomäntransponeraren behöver separat spektrumestimering och ñltrering.

I mindre krävande implementationer är det möjligt att använda en fast filter- eller equalizer-inställning eller ingen equalizer alls. I det senare fallet kan högbandet adderas genom att en fast förstärkning på t ex -6 dB används.

De flesta ljud, såsom tal och musik, kan beslcrivas som produkter av långsamt varierande envelopper och snabbt varierande bärvågor med konstant amplitud, såsom beskrivs i [“The Application of Generalized Linearity to 10 15 20 25 30 35 512 719 17 Automatic Gain Control", T.G. Stockharn, Ir, IEEE Trans. on Audio and Electroacoustics, Vol. AU-16, No. 2, June 1968] och ekv. 1. I en typisk kodare kräver de snabbt varierande bärvågoma kodning vid ett högt bitflöde, men de långsamt varierande envelopperna kan kodas vid ett mycket lägre flöde. I de flesta kodare, fig. 20, representeras de snabbt varierande bärvågoma av normaliserade subbandssampel (eller koefñcienter när DCT används) 2001 och de långsarnt varierande enveloppema kan representeras av skalfalctorer 2003. Sådana skalfaktorer definieras som nivån av grupperade subbandssarnpel. Exempel är skalfalctorer i MPEG och AT&T PAC, och exponenter i Dolby AC-3. I ISO/MPEG layer-I/'II-standarden representerar skalfaktorema de maximala absoluta värdena för block av 12 subbandssampel. Subbandssarriplerna normaliseras genom division med sina motsvarande skalfaktorer. Både skalfaktorerna och de normaliserade subbandsarnplerna överförs i bitströmmen till avkodaren 2005.

IHBX-Z förfarandet fig. 21 alstras enveloppiriforrriationen och överförs på samma sätt som i fig. 20, varvid endast lågbandssubbandssarriplema överförs. Den överförda enveloppinforrnationen spänner således över hela frekvensområdet och subbandssamplema spänner endast över ett begränsat fiekvensområde, exkluderancle högbandet. Vid avkodaren transponeras 2103 lågbandssubbandssarrtplema 2101 och kombineras med den mottagna högbandsenvelopinformationen 2105. På detta sätt är den syntetiska högbandsspektralenveloppen identisk med den ursprungliga medan en signifikant bitreduktion fortfarande åstadkoms.

I några kodningsstandarder är det möjligt att överföra skalfaktorer för bredbandsspektra och endast överföra lågbandssubbandssampler såsom visas i fig. 21. HBX-2 kan således användas utan modifiering. I andra kodningstandarder måste skalfaktorema och subbandssarnplerna täcka samma fiekvensområde, d v s skalfaktorerna kan inte överföras om subbandssamplerna utelämnas. För att lösa detta problem föreslås följ ande, se ñg. 22. Subbandsskalfaktorer täcker ett stort dynamiskt område, typiskt större än 100 dB. Det är således möjligt att justera en (eller två) subbandsskalfaktorer, 2201, till en fast låg nivå, säg -100 dB, och att överföra högbandsskalfaktorema i seriell form, "kamoutlerade" som subbandssampel och gömda vid en ohörbart låg ljudnivå, 2202. Detta sätt att överföra högbandsskalfaktorema till avkodaren 2203 säkerställer kompatibilitet med bitströrrissyntax och dekoderstandarder. Det torde inses att valfri information kan överföras på detta sätt.

I ytterligare andra kodningsstandarder fig. 23, används Huffinan eller redudanskodning 2301 för att förbättra kodningsutbytet baserat på redundant signalinformation. I sådana kodare kan skalfaktorema 2302 överföras och spänna över hela ljudbandbredden. Subbandsamplema eller koefñcientema för högbandet kan sättas till noll 2303 eller ett konstant värde som kommer att reduceras i redundanskodningsprocessen till mycket få bitar som mottages vid avkodaren 2304. Det syntetiska högbandet kan skapas som vanligt genom att den överförda spektralinforrnationen används och en signifikant bitflödesredulction åstadkoms.

Besläktade för- och efterbehandlingsförfaranden fmns där endast brussignaler ersätts [“Improving Audio Codecs by Noise Substitution", D. Schultz, IAES, Vol. 44, No. 7/8, 1996] i det existerande högbandet eller där endast några utelämnade övertoner âterskapas [“Audio Spectral Coder”, A.J.S. Ferreira, AES Preprint 4201, l00th Convention, May 11-14 1996, Copenhagen]. Dessa arbetar emellertid på en interrnittent tidsbasis och ger en begränsad kodnings- eller prestandaförbättring. HBX-2-förfarandet arbetar på kontinuerlig basis och ersätter all . .. ...u- .u-.t l0 15 20 25 30 35 512 719 18 typ av signalinforrnation såsom tonala, bruslilcnande och transienta förlopp lika väl. Sålunda erbjuder I-IBX-Z- förfarandet en väsentligt högre kodningsforbättring.

När endast mycket låg kanalkapacitet är tillgänglig, (Internet och långsamrna telefonmodem) används monokodníng av programrnaterialet. I syfte att förbättra den upplevda kvaliteten och göra ljudet mera behagligt kan en enkel "pseudostereo'Kgencrator användas genom att en avtappad fordröjningsledning införs. Denna kan mata tex 10 millisekimders och 15 millisekimders fördröjda signaler vid approximativt -6 dB till varje utgång utöver den ursprungliga monosignalen, se fig. 24. Pseudostereogeneratorn ger en värdefull ljudfórbätuing till en låg beräkningskosmad.

Claims (12)

l0 15 20 25 30 35 512 719 19 PATENTKRAV

1. Förfarande för bitflödesreduktion vid överföring av signaler från en sändare till en nrottagare, kännetecknat av stegen att; - bandbreddsbegränsa en ursprunglig signal innan överföring för att bilda en första signal, - överföra den första, bandbreddsbegränsade signalen, vars högsta frekvens är f'_ max, - mottaga den ßrsta signalen vid mottagaren, - alstra en andra signal vid mottagaren genom att Iransponera en del av den första signalens spektrum till ett frekvensonrråde innehållande högre frekvenser än den ñrsta signalens högsta frekvens (f'_ max), och - kombinera den andra signalen med den första signalen för att på så sätt bilda en tredje signal med större bandbredd än den famn signalen. "

2. Förfirrande enligt hav 1, kännetecknat av att den tredje signalen ges tmgefär samma bandbredd somden ursprungliga signalen.

3. Förfarande enligt hav l, känneteeknat av att en del av spektrurnet ß: den första signalen transformeras till ett fiekvensornråde som sträcker sig från den första signalens högsta frekvens (f'_ max) (fig. l).

4. Förfarande enligt något av haven 1 till 3, kinnetecknat av att spektralenveloppjustering trtförs baserad på estimering av högbandsspektralenvelopen med användning av tillgänglig lågbandsinformation (fig. l).

5. Förfarande enligt något av kraven 1-3, kånnetecknat av att spektralenveloppsinforrnation av urspnmgssignalen extraheras och överförs tillsammans med den första signalen för efterföljande justering av den andra signalen.

6. Förfarande enligt hav 5, kännetecknat av att spektralenveloppsinformationen överförs i en eller några subbandskanaler och att förstärkningen i dessa subbandskanaler är satt till en låg nivå för att säkerställa kompatibilitet med existerande avkodare (fig. 22).

7. Förfarande enligt krav 5, kännetecknat av överföring av skalfaktorer utan överföring av motsvarande subbandsinformation (fig. 21).

8. Förfarande enligt hav 5, kännetecknat av att spektralenveloppsinfomiation överförs samtidigt som tillhörande subbandssampel sätts till 0 eller ett annat konstant värde i syfie att dra fördel av en efterföljande redrmdanskodningsprocess (fig.23).

9. Förfarande enligt krav l, kännetecknat av att transponeringen utförs i frekvensdomänen.

10. Förfarande enligt hav 1, känneteckn at av att transponeringen utförs i tidsdomänen l0 15 20 25 30 35 512 719 20

11. ll. Anordning för att expandera bandbredden för en första bandbreddsbegränsad signal vars högsta frekvens är (max, kännetecknat av stegen att: - alstra en andra signal genom att transponera en del av spektrumet för den första signalen till ett frekvensornr .ide som sträcker sig ovanför den högsta frekvensen (f_max) för den första signalen och - kombinera den andra signalen med den första signalen för att bilda en tredje utsignal med en utökad bandbredd jämiört med den första signalen.

12. Förfarande enligt något av kraven l-3, kännetecknat av att den tredje signalen, då denna är en rnonosignal, uppdelas i två signaler, som var och en består av den tredje signalen och en fördröjd version av densamma för att erhålla en pseudostereosignal (ñg. 24).