KR101424372B1 - 랩핑 변환을 이용한 정보 신호 표현 - Google Patents

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Abstract

정보 신호 재구성기는 앨리어싱 소거를 이용하여, 정보 신호의 연속적인 중복 영역의 각각에 대해, 각각의 영역의 윈도우 버전의 변환을 포함하는 상기 정보 신호의 랩핑 변환 표현으로부터 상기 정보 신호를 재구성하도록 구성되고, 정보 신호 재구성기는 상기 정보 신호의 이전의 영역(84)과 다음의 영역(86) 사이의 경계(82)에서 변화하는 샘플율로 상기 정보 신호를 재구성하도록 구성된다. 정보 신호 재구성기는, 상기 이전의 영역(84)에 대한 재변환(96)을 획득하기 위해 상기 이전의 영역(84)의 상기 윈도우 버전의 변환(94)에 재변환을 적용하고, 상기 다음의 영역(86)에 대한 재변환(100)을 획득하기 위해 상기 다음의 영역(86)의 상기 윈도우 버전의 변환(94)에 재변환을 적용하도록 구성된 재변환기(70)로서, 상기 이전의 영역(84)에 대한 재변환(96) 및 상기 다음의 영역(86)에 대한 재변환(106)은 상기 이전의 영역과 상기 다음의 영역 사이의 경계(82)에서의 앨리어싱 소거 부분(102)에서 중복하는 재변환기(70); 보간에 의해, 상기 경계(82)에서의 샘플율 변화에 따라 상기 앨리어싱 소거 부분(102)에서 상기 이전의 영역(84)에 대한 재변환(96) 및/또는 상기 다음의 영역(86)에 대한 재변환(100)을 리샘플링하도록 구성되는 리샘플러(72); 및 상기 앨리어싱 소거 부분(102)에서 상기 리샘플링에 의해 획득되는 바와 같이 상기 이전의 및 다음의 영역(84, 86)에 대한 재변환(96, 100) 사이에서 앨리어싱 소거를 수행하도록 구성되는 조합기(74)를 포함한다.

Description

랩핑 변환을 이용한 정보 신호 표현{INFORMATION SIGNAL REPRESENTATION USING LAPPED TRANSFORM}
본 출원은 랩핑 변환(lapped transform)을 이용한 정보 신호 표현에 관한 것으로서, 특히, 예를 들어, 오디오 압축 기술에 이용되는 바와 같이 앨리어싱 소거(aliasing cancellation)를 필요로 하는 정보 신호의 랩핑 변환 표현을 이용한 정보 신호의 표현에 관한 것이다.
대부분의 압축 기술은 최대 허용 지연 및 이용 가능한 전송 비트율과 같은 압축된 데이터 스트림의 특정 전송 조건 및 정보 신호의 특정 타입을 위해 설계되었다. 예를 들면, 오디오 압축 시에, 높은 이용 가능한 비트율의 경우와 음성 대신에 음악을 코딩하는 경우에, AAC와 같은 변환 기반 코덱은 ACELP와 같은 선형 예측 기반의 시간 도메인 코덱을 능가하는 경향이 있다. USAC 코덱은, 예를 들어, 하나의 코덱 내에 서로 다른 오디오 코딩 원리를 통합하여 훨씬 다양한 애플리케이션 배경(application sceneries)을 커버하기를 추구한다. 그러나, 이용 가능한 전송 비트율의 변화와 같은 서로 다른 코딩 조건에 대한 적응성(adaptivity)을 더욱 증가시켜, 이를 이용하여, 예를 들어, 높은 코딩 효율 등을 달성하는 것이 유리하다.
따라서, 본 발명의 목적은 랩핑 변환 표현을 실제 필요에 적응시켜, 높은 코딩 효율을 달성할 가능성을 제공할 수 있도록 앨리어싱 소거를 필요로 하는 랩핑 변환 표현에 의해 정보 신호를 나타낼 수 있는 랩핑 변환 정보 신호 표현 방식을 제공하는 이와 같은 개념을 제공하기 위한 것이다.
이러한 목적은 계류 중인 독립항의 구성에 의해 달성된다.
본 발명에 이르게 한 주요 생각은 다음과 같다. 정보 신호의 랩핑 변환 표현은 종종, 예를 들어, 율(rate)/왜곡 비율 의미의 관점에서 정보 신호를 효율적으로 코딩할 시에 예약 상태(prestate)를 형성하기 위해 이용된다. 이와 같은 코덱의 예로는 AAC 또는 TCX 등이 있다. 그러나, 랩핑 변환 표현은 또한 변환 연결하여 리-샘플링(re-sampling)을 수행하고, 서로 다른 스펙트럼 해상도를 재변환하는데 이용될 수 있다. 일반적으로, 정보 신호의 연속 시간 영역의 윈도우 버전의 변환의 개개의 재변환의 중복 부분에서 앨리어싱을 일으키는 랩핑 변환 표현은 보다 낮은 수의 변환 계수 레벨이 랩핑 변환 표현을 나타내기 위해 코딩된다는 관점에서 이점을 갖는다. 극단적인 형식에서, 랩핑 변환은 "임계적으로 샘플링(critically sampled)"된다. 즉, 정보 신호의 시간 샘플의 수에 비해 랩핑 변환 표현의 계수의 수를 증가시키지 않는다. 랩핑 변환 표현의 일례로는 MDCT(Modified Discrete Cosine Transform) 또는 QMF(Quadratur Mirror Filters) 필터뱅크가 있다. 따라서, 종종, 정보 신호를 효율적으로 코딩할 시에 이와 같은 랩핑 변환 표현을 예약 상태로서 이용하는 것이 유리하다. 그러나, 또한, 랩핑 변환 표현을 이용하여 정보 신호를 나타내는 샘플율이, 예를 들어, 이용 가능한 전송 비트율 또는 다른 환경 조건에 적응되도록 하기 위해 시간적으로 변화할 수 있는 것이 유리하다. 변화하는 이용 가능한 전송 비트율을 상상한다. 예를 들면, 이용 가능한 전송 비트율이 어떤 미리 정해진 임계치 아래로 떨어질 때마다, 샘플율을 낮추는 것이 유리할 수 있으며, 이용 가능한 전송율이 다시 오를 때에는 랩핑 변환 표현이 정보 신호를 나타내는 샘플율을 증가시킬 수 있는 것이 유리하다. 불행하게도, 랩핑 변환 표현의 재변환의 중복 앨리어싱 부분은 이와 같은 샘플율 변화에 장애(bar)가 될 것 같으며, 이러한 장애는 샘플율 변화의 경우에 랩핑 변환 표현을 완전히 중단함으로써만 극복될 것 같다. 그러나, 본 발명의 발명자는 상술한 문제에 대한 해결책을 실현하여, 앨리어싱 및 관계한 샘플율 변화를 수반하는 랩핑 변환 표현의 효율적인 이용을 가능하게 한다. 특히, 보간(interpolation)에 의해, 정보 신호의 이전 및/또는 다음 영역은 두 영역의 경계에서 샘플율 변화에 따라 앨리어싱 소거 부분에서 리샘플링된다. 그 후, 조합기는 앨리어싱 소거 부분에서 리샘플링에 의해 획득되는 바와 같이 이전 및 다음 영역에 대한 재변환 사이의 경계에서 앨리어싱 소거를 수행할 수 있다. 이러한 방법에 의해, 샘플율 변화는 샘플율 변화/전환에서 랩핑 변환 표현의 어떤 불연속성을 피해 효율적으로 트래버스(traverse)된다. 유사한 방법은 또한 랩핑 변환을 적절히 생성하기 위해 변환측에서도 실행할 수 있다.
상술한 아이디어를 이용하여, 이용 가능한 전송 대역폭과 같은 광범위한 환경의 코딩 조건을 통해 샘플율 변화의 경우 스스로에 의해 불이익 없이 전달된 샘플율을 이들 조건에 채택하여 높은 코딩 효율을 갖는 오디오 압축 기술과 같은 정보 신호 압축 기술을 제공할 수 있다.
본 발명의 유리한 측면은 계류중인 청구항 세트의 종속항의 구성이다. 더욱이, 본 발명의 바람직한 실시예는 도면에 대해 아래에 설명된다:
도 1a는 본 발명의 실시예가 구현될 수 있는 정보 인코더의 블록도를 도시한다.
도 1b는 본 발명의 실시예가 구현될 수 있는 정보 신호 디코더의 블록도를 도시한다.
도 2a는 도 1a의 코어 인코더의 가능한 내부 구조의 블록도를 도시한다.
도 2b는 도 1b의 코어 디코더의 가능한 내부 구조의 블록도를 도시한다.
도 3a는 도 1a의 리샘플러의 가능한 구현의 블록도를 도시한다.
도 3b는 도 1b의 리샘플러의 가능한 내부 구조의 블록도를 도시한다.
도 4a는 본 발명의 실시예가 구현될 수 있는 정보 신호 인코더의 블록도를 도시한다.
도 4b는 본 발명의 실시예가 구현될 수 있는 정보 신호 디코더의 블록도를 도시한다.
도 5는 실시예에 따른 정보 신호 재구성기의 블록도를 도시한다.
도 6은 실시예에 따른 정보 신호 변환기의 블록도를 도시한다.
도 7a는 도 5에 따른 정보 신호 재구성기가 이용되는 다른 실시예에 따른 정보 신호 인코더의 블록도를 도시한다.
도 7b는 도 5에 따른 정보 신호 재구성기가 이용되는 다른 실시예에 따른 정보 신호 디코더의 블록도를 도시한다.
도 8은 실시예에 따른 도 6a 및 6b의 정보 신호 인코더 및 디코더에서 발생하는 샘플율 전환 시나리오를 보여주는 개략도를 도시한다.
아래에 추가로 설명되는 본 발명의 실시예에 동기를 부여하기 위해, 사전에, 본 출원의 실시예가 이용될 수 있고, 추가로 아래의 명확하게 설명되는 본 출원의 실시예의 이점 및 의도를 표현하는 실시예가 논의된다.
도 1a 및 1b는, 예를 들어, 다음에 설명되는 실시예가 유리하게 이용될 수 있는 한 쌍의 인코더 및 디코더를 도시한다. 도 1a는 인코더를 도시하지만, 도 1b는 디코더를 도시한다. 도 1a의 정보 신호 인코더(10)는 정보 신호가 입력하는 입력(12), 리샘플러(14) 및 코어 인코더(16)를 포함하는데, 리샘플러(14) 및 코어 인코더(16)는 인코더(10)의 입력(12)과 출력(18)의 사이에 직렬로 연결된다. 출력(18)에서, 인코더(10)는 입력(12)의 정보 신호를 나타내는 데이터 스트림을 출력한다. 마찬가지로, 참조 부호 20을 가진 도 1b에 도시된 디코더는 도 1b에 도시된 방식으로 디코더(20)의 입력(26)과 출력(28)의 사이에 직렬로 연결되는 코어 디코더(22) 및 리샘플러(24)를 포함한다.
출력(18)에서 출력된 데이터 스트림을 디코더(20)의 입력(26)으로 전달하기 위한 이용 가능한 전송 비트율이 높으면, 코딩 효율의 관점에서, 높은 샘플율로 데이터 스트림 내에 정보 신호(12)를 나타내어, 정보 신호의 스펙트럼의 넓은 스펙트럼 대역을 커버하는 것이 유리할 수 있다. 즉, 율/왜곡 비율 측정과 같은 코딩 효율성 측정은 코어 인코더(16)가 정보 신호(12)의 낮은 샘플율 버전의 압축에 비해 높은 샘플율로 입력 신호(12)를 압축하는 경우에 코딩 효율성이 더 높은 것으로 나타날 수 있다. 한편, 낮은 이용 가능한 전송 비트율에서는, 코딩 효율성 측정은 낮은 샘플율로 정보 신호(12)를 코딩할 때 더 높은 것으로 발생할 수 있다. 이 점에서, 왜곡은 음향 심리학적으로(psycho-acoustically) 동기 부여된 방식으로, 즉 지각적으로(perceptually) 관련성이 적은 주파수 영역, 즉 인간 귀, 예를 들어, 덜 민감한 주파수 영역 내에서보다 지각적으로 관련성이 많은 주파수 영역 내의 왜곡을 더 강력하게 고려하여 측정될 수 있다는 것이 주목되어야 한다. 일반적으로, 낮은 주파수 영역은 높은 주파수 영역보다 관련성이 더 많은 경향이 있으며, 따라서, 낮은 샘플율 코딩은 나이퀴스트(Nyquist) 주파수 위에 있는 입력(12)에서의 신호의 주파수 구성 요소가 코딩되지 못하게 하지만, 한편, 그로부터 생성하는 비트율 절약은, 율/왜곡 율 관점에서, 높은 샘플율 코딩보다 선호될 이러한 낮은 샘플율 코딩을 생성한다. 낮은 주파수 부분과 높은 주파수 부분 사이의 왜곡의 중요성의 비슷한 차이는 또한 측정 신호 등과 같은 다른 정보 신호에도 존재한다.
따라서, 리샘플러(14)는 정보 신호(12)가 샘플링되는 샘플율을 변화시킨다. 정의된 바와 같이 외부 전송 조건의 의존성에서 샘플율을 적절하게 제어함으로써, 특히, 출력(18)과 입력(26) 사이의 이용 가능한 전송 비트율에 의해, 인코더(10)는 시간이 지남에 따라 변화하는 외부 전송 조건에도 불구하고 증가된 코딩 효율을 달성할 수 있다. 디코더(20)는 차례로 데이터 스트림을 압축 해제하는 코어 디코더(22)를 포함하며, 리샘플러(24)는 출력(28)에서 출력되는 재구성된 정보 신호가 다시 일정한 샘플율을 가짐을 주의한다.
그러나, 문제는 랩핑 변환 표현이 도 1a 및 1b의 인코더/디코더 쌍에 이용될 때마다 발생한다. 재변환의 중복 영역에서 앨리어싱을 수반하는 랩핑 변환 표현은 코딩을 위한 효과적인 도구(tool)를 형성하지만, 필요한 시간 앨리어싱 소거로 인해, 문제는 샘플율이 변화할 경우에 발생한다. 예를 들면, 도 2a 및 2b를 참조한다. 도 2a 및 2b는 양자 모두 변환 코딩 타입임을 가정하는 코어 인코더(16) 및 코어 디코더(22)에 대한 가능한 구현을 도시한다. 따라서, 코어 인코더(16)는 압축기(32)가 뒤따르는 변환기(30)를 포함하며, 도 2b에 도시된 코어 디코더는 재변환기(36)가 차례로 뒤따르는 압축 해제기(34)를 포함한다. 도 2a 및 2b는 다른 모듈이 코어 인코더(16) 및 코어 디코더(22) 내에 존재할 수 없다는 것으로 해석되지 않아야 한다. 예를 들면, 필터는 변환기(30)보다 우선하여, 후자가 리샘플러(14)에 의해 직접적이지 않지만, 사전 필터링된 형식으로 획득되는 리샘플링된 정보 신호를 변환하도록 한다. 마찬가지로, 역 전달 함수를 갖는 필터 뒤에는 재변환기(36)가 따름으로써, 재변환 신호가 나중에 역으로 필터링될 수 있다.
압축기(32)는 허프만(Huffman) 또는 산술 코딩과 같은 예를 포함하는 엔트로피 코딩과 같은 손실없는 코딩을 이용하는 것과 같이 변환기(30)에 의해 출력되는 생성된 랩핑 변환 표현을 압축하며, 압축 해제기(34)는, 예를 들어, 허프만 또는 산술 디코딩과 같은 엔트로피 디코딩에 의해 역 프로세스, 즉 압축 해제를 행하여, 재변환기(36)로 공급되는 랩핑 변환 표현을 획득할 수 있다.
도 2a 및 2b에 도시된 변환 코딩 환경에서, 문제는 리샘플러(14)가 샘플링율을 변화시킬 때마다 발생한다. 이러한 문제는 정보 신호(12)가 어쨌든 제공될 때에 인코딩측에서 덜 심각하며, 따라서, 변환기(30)에는 심지어 샘플링율의 변화의 경우에 각각의 영역의 윈도우 버전을 이용하여 개개의 변환에 대해 지속적으로 샘플링된 영역이 제공될 수 있다. 이에 따라 변환기(30)를 구현하기 위한 가능한 실시예는 도 6과 관련하여 후술된다. 일반적으로, 변환기(30)에는 현재의 샘플링율로 정보 신호의 이전의 영역의 윈도우 버전이 제공되고 나서, 리샘플러(14)에 의해 변환기(30)에 정보 신호의 다음의 부분적 중복 영역을 공급하며, 그 후 윈도우 버전의 변환은 변환기(30)에 의해 생성된다. 필요한 시간 앨리어싱 소거가 변환기(30)보다는 오히려 재변환기(36)에서 행해질 필요가 있으므로 추가적인 문제는 발생하지 않는다. 그러나, 재변환기(36)에서, 재변환기(36)가 앞서 언급된 바로 뒤따르는 영역의 재변환이 서로 다른 샘플링율에 관계할 때 시간 앨리어싱 소거를 수행할 수 없다는 점에서 샘플링율의 변화는 문제를 발생시킨다. 아래에 더 설명되는 실시예는 이러한 문제를 극복한다. 이러한 실시예에 따르면, 재변환기(36)는 아래에 더 설명되는 정보 신호 재구성기에 의해 대체될 수 있다.
그러나, 도 1a 및 1b에 대해 설명된 환경에서, 코어 인코더(16) 및 코어 디코더(22)가 변환 코딩 타입인 경우에만 문제가 발생하지 않는다. 오히려, 문제는 또한, 각각, 리샘플러들(14, 24)을 형성하는 랩핑 변환 기반 필터 뱅크를 이용하는 경우에 발생할 수 있다. 예를 들어, 도 3a 및 3b를 참조한다. 도 3a 및 3b는 리샘플러들(14, 24)을 실현하기 위한 일 특정 실시예를 도시한다. 도 3a 및 3b의 실시예에 따르면, 두 개의 리샘플러는, 각각, 합성 필터뱅크들(32, 44)가 뒤따르는, 각각, 분석 필터팽크들(38, 40)의 연결(concatenation)을 이용하여 구현된다. 도 3a 및 3b에 예시된 바와 같이, 분석 및 합성 필터 뱅크(38 내지 44)는 QMF 필터 뱅크, 즉, 사전에 정보 신호를 분할하여 이 신호를 다시 재연결(re-joining)하는 QMF를 이용하는 MDCT 기반 필터 뱅크로서 구현될 수 있다. QMF는, 10이 단지 예인 10 블록의 중복을 가진 다채널 변조 필터 뱅크를 의미하는 MPEG HE-AAC 또는 AAC-ELD의 SBR 부분에 이용된 QMF와 유사하게 구현될 수 있다. 따라서, 랩핑 변환 표현은 분석 필터뱅크들(38, 40)에 의해 생성되고, 리샘플링 신호는 합성 필터뱅크들(42, 44)의 경우에 랩핑 변환 표현에서 재구성된다. 샘플링율 변화를 야기시키기 위해, 합성 필터 뱅크(42) 및 분석 필터 뱅크(40)는 변화하는 변환 길이에서 동작하도록 구현될 수 있지만, 필터 뱅크 또는 QMF율, 즉, 연속 변환이 한편으로 제각기 분석 필터 뱅크(38 및 40)에 의해 생성되고, 다른 한편으로 제각기 합성 필터 뱅크(42 및 44)에 의해 재변환되는 율은 일정하고, 모든 구성 요소(38 내지 44)에 대해 동일하다. 그러나, 변환 길이를 변경하면, 샘플링율이 변화된다. 예를 들면, 분석 필터 뱅크(38) 및 합성 필터 뱅크(42)의 쌍을 고려한다. 분석 필터 뱅크(38)는 일정한 변환 길이 및 일정한 필터 뱅크 또는 변환율을 이용하여 동작한다고 가정한다. 이 경우에, 분석 필터 뱅크(38)에 의해 출력되는 입력 신호의 랩핑 변환 표현은 일정한 샘플 길이를 가진 입력 신호의 연속적인 중복 영역의 각각에 대해 각각의 영역의 윈도우 버전의 변환을 포함하며, 이러한 변환은 또한 일정한 길이를 갖는다. 즉, 분석 필터 뱅크(38)는 합성 필터 뱅크(42)로 일정한 시간/주파수 해상도의 스펙트로그램(spectrogram)을 전송한다. 그러나, 합성 필터 뱅크의 변환 길이는 변화한다. 예를 들면, 분석 필터 뱅크(38)의 입력에서의 입력 샘플율과 합성 필터 뱅크(42)의 출력에서의 신호 출력의 샘플링율 사이의 제 1 다운샘플링율에서 제 2 다운샘플링율로 다운샘플링하는 경우를 고려한다. 제 1 다운샘플링율이 유효하는 한, 분석 필터 뱅크(38)에 의해 출력되는 랩핑 변환 표현 또는 스펙트로그램은 단지 부분적으로 합성 필터 뱅크(42) 내에 재변환을 공급하는데 이용된다. 합성 필터 뱅크(42)의 재변환은 간단하게 분석 필터 뱅크(38)의 스펙트로그램 내의 연속 변환의 낮은 주파수 부분에 적용된다. 합성 필터 뱅크(42)의 재변환에 이용되는 낮은 변환 길이로 인해, 합성 필터 뱅크(42)의 재변환 내의 샘플의 수는 또한, 중복 시간 부분의 클러스터에서, 필터 뱅크(38)에서 변환된 샘플의 수에 비해 적어, 분석 필터 뱅크(38)의 입력을 입력하는 정보 신호의 원래의 샘플링율에 비해 더 낮은 샘플링율을 생성한다. 연속 재변환과 필터 뱅크(42)의 출력에서의 출력 신호의 연속 중복 영역 사이의 중복에서 시간 앨리어싱 소거를 수행하기 위해 다운샘플링율이 합성 필터 뱅크(42)에 대해 여전히 문제가 없을 때와 동일하게 유지하는 한 문제가 발생하지 않는다.
제 1 다운샘플링율에서 보다 큰 제 2 다운샘플링율로의 변화와 같은 다운샘플링율의 변화가 발생할 때마다 문제가 발생한다. 이 경우에, 합성 필터 뱅크(42)의 재변환 내에 이용되는 변환 길이는 더욱 감소되어, 시간의 샘플링율 변화 지점 후에 각각의 다음의 영역 동안에 더 낮은 샘플링율을 생성한다. 다시 말하면, 시간의 샘플링율 변화 지점보다 바로 앞선 영역에 관한 재변환과 시간의 샘플링율 변화 지점 바로 다음의 리샘플링 신호의 영역에 관한 재변환 사이의 시간 앨리어싱 소거가 문제의 재변환 사이의 시간 앨리어싱 소거를 방해할 때에 합성 필터 뱅크(42)에 대한 문제가 발생한다. 따라서, 변화하는 변환 길이를 가진 분석 필터 뱅크(40)가 일정한 변환 길이의 합성 필터 뱅크(44)보다 우선하는 디코딩 측에서 유사한 문제가 발생하지 않는다는 것이 상당한 도움이 되지 않는다. 여기서, 합성 필터 뱅크(44)는 일정한 QMF/변환율의 스펙트로그램에 적용하지만, 주파수 해상도가 서로 다르며, 즉, 연속 변환은, 분석 필터 뱅크(40)에서, 일정한 율로 하지만, 서로 다른 또는 시간 변화 변환 길이를 가진 합성 필터 뱅크(44)로 전송되어, 0으로 전체 변환 길이의 높은 주파수 부분을 패딩(padding)하여 합성 필터 뱅크(44)의 전체 변환 길이의 낮은 주파수 부분을 보존한다. 합성 필터 뱅크(44)에 의해 출력되는 연속 재변환 사이의 시간 앨리어싱 소거는 합성 필터 뱅크(44)의 출력에서 출력되는 재구성된 신호의 샘플링율이 일정한 샘플율을 가질 때에는 문제가 되지 않는다.
따라서, 다시 말하면, 도 1a 및 1b에 대해 위에 제시된 샘플율 변화/적응을 실현하고자 할 때에 문제가 있지만, 이러한 문제는 정보 신호 재구성기에 대한 다음에 설명되는 일부 실시예에 따라 도 3a의 역 또는 합성 필터 뱅크(42)를 구현함으로써 극복될 수 있다.
샘플링율 적응/변화에 관한 위의 생각은 코딩 개념을 고려할 때 훨씬 더 흥미를 일으키며, 이에 따라 코딩될 정보 신호의 높은 주파수 부분은, 예를 들어, SBR(Spectral Band Replication)을 이용하여 파라메트릭(parametric) 방식으로 코딩되는 반면에, 낮은 주파수 부분은 변환 코딩 및/또는 예측 코딩 등을 이용하여 코딩된다. 예를 들면, 정보 신호 인코더 및 정보 신호 디코더의 쌍을 도시한 도 4a 및 4b를 참조한다. 인코딩 측에서, 코어 인코더(16)는 도 3a에 도시된 바와 같이 실시된 리샘플러, 즉 분석 필터 뱅크(38) 및 변화하는 변환 길이 합성 필터 뱅크(42)의 연결에 따른다. 상술한 바와 같이, 분석 필터 뱅크(38)의 입력 및 합성 필터 뱅크(42)의 출력 사이의 시간 변화 다운샘플율을 달성하기 위해, 합성 필터 뱅크(42)는 이의 재변환을 일정한 범위의 스펙트럼의 서브 부분, 즉, 서브 부분이 합성 필터 뱅크(42)의 변환 길이의 시간 변화 길이를 갖는 분석 필터 뱅크(38)에 의해 출력되는 일정한 길이 및 일정한 변환율(46)의 변환에 적용한다. 시간 변화는 이중 방향의 화살표(double-headed arrow)(48)로 예시된다. 분석 필터 뱅크(38) 및 합성 필터 뱅크(42)의 연결에 의해 리샘플링되는 낮은 주파수 부분(50)이 코어 인코더(16)에 의해 인코딩되지만, 나머지, 즉 스펙트럼(46)의 나머지 주파수 부분을 구성하는 높은 주파수 부분(52)은 파라메트릭 엔벨로프 코더(parametric envelope code, 54)의 엔벨로프의 파라메트릭 코딩이 이루어질 수 있다. 따라서, 코어 데이터 스트림(56)은 파라메트릭 엔벨로프 코더(54)에 의해 출력되는 파라메트릭 코딩 데이터 스트림(58)을 수반한다.
디코딩 측에서, 디코더는 또한 코어 디코더(22) 다음에 도 3b에 도시된 바와 같이 구현되는 리샘플러가 따르며, 즉, 분석 필터 뱅크(40) 다음에 합성 필터 뱅크(44)가 따르며, 분석 필터 뱅크(40)는 인코딩 측에서 합성 필터 뱅크(42)의 변환 길이의 시간 변화에 동기화된 시간 변화 변환 길이를 갖는다. 코어 디코더(22)는디코딩하기 위해 코어 데이터 스트림(56)을 수신하지만, 파라메트릭 엔벨로프 디코더(60)는 파라메트릭 데이터 스트림(58)을 수신하여, 이로부터 높은 주파수 부분 52'을 도출하기 위해 제공되며, 이는 변화하는 변환 길이, 즉, 인코딩 측에서 합성 필터 뱅크(42)에 의해 이용되는 변환 길이의 시간 변화에 동기화되고, 코어 디코더(22)에 의해 출력되는 샘플링율의 변화에 동기화되는 길이의 낮은 주파수 부분(50)을 보완한다.
도 4a의 인코더의 경우, 분석 필터 뱅크(38)는 어쨌든 리샘플러의 형성이 단지 합성 필터 뱅크(42)의 추가만을 필요로 하도록 제공되는 것이 유리하다. 샘플율을 전환함으로써, 단지 파라메트릭 엔벨로프 코딩만이 이루어지기 쉬운 HF 부분에 비해 더욱 정확한 코어 인코딩이 이루어지는 스펙트럼(46)의 LF 부분의 비율에 적응할 수 있다. 특히, 이러한 비율은 전체 데이터 스트림 등을 전송하기 위한 이용 가능한 전송 대역폭과 같은 외부 조건에 따라 효율적인 방식으로 제어될 수 있다. 인코딩 측에서 제어되는 시간 변화는 예를 들어 각각의 보조(side) 정보 데이터를 통해 디코딩 측으로 신호를 보내기가 용이하다.
따라서, 도 1a 내지 4b에 관련하여, 시간 앨리어싱 소거를 필요로 하는 랩핑 변환 표현의 사용에도 불구하고 샘플링율 변화를 효율적으로 가능하게 하는 개념을 가까이에 갖는 것이 유리한 것으로 도시되었다. 도 5는, 도 2b에서 합성 필터 뱅크(42) 또는 재변환기(36)를 구현하는데 이용될 경우에, 상술한 문제를 극복하여, 상술한 바와 같은 샘플율 변화의 이점을 이용하는 이점을 달성하는 정보 신호 재구성기의 실시예를 도시한다.
도 5에 도시된 정보 신호 재구성기는 정보 신호 재구성기(80)의 입력(76)과 출력(78) 사이에서 언급하는 순서로 직렬 연결되는 재변환기(70), 리샘플러(72) 및 조합기(74)를 포함한다.
도 5에 도시된 정보 신호 재구성기는, 앨리어싱 소거를 이용하여, 입력(76)에서 입력하는 정보 신호의 랩핑 변환 표현으로부터 정보 신호를 재구성하기 위한 것이다. 즉, 정보 신호 재구성기는 입력(76)에 입력할 시에 이러한 정보 신호의 랩핑 변환 표현을 이용하여 시간 변화 샘플율로 출력(78)에서 정보 신호를 출력하기 위한 것이다. 정보 신호의 랩핑 변환 표현은, 정보 신호의 연속적인 중복 시간 영역(또는 시간 간격)의 각각에 대해, 각각의 영역의 윈도우 버전의 변환을 포함한다. 아래에 보다 상세히 설명되는 바와 같이, 정보 신호 재구성기(80)는 정보 신호(90)의 이전의 영역(84)과 다음의 영역(86) 사이의 경계(82)에서 변화하는 샘플율로 정보 신호를 재구성하도록 구성된다.
정보 신호 재구성기(80)의 개개의 모듈(70 내지 74)의 기능을 설명하기 위해, 입력(76)에서 입력하는 정보 신호의 랩핑 변환 표현은 일정한 시간/주파수 해상도, 즉, 시간 및 주파수가 일정한 해상도를 갖는다는 것이 사전에 가정된다. 다른 시나리오는 나중에 논의된다.
바로 언급된 가정에 따르면, 랩핑 변환 표현은 도 5에서 (92)로 도시된 바와 같은 생각일 수 있다. 도시된 바와 같이, 랩핑 변환 표현은 어떤 변환율 △t로 시간적으로 연속한 변환의 시퀀스를 포함한다. 각 변환(94)은 정보 신호의 각각의 시간 영역 i의 윈도우 버전의 변환을 나타낸다. 특히, 주파수 해상도가 표현(92)을 위해 시간적으로 일정할 때, 각 변환(94)은 변환 계수의 상수, 즉 Nk를 포함한다. 이것은 효과적으로 표현(92)이 도 5에 예시된 바와 같이 스펙트럼 축 k를 따라 엄격하게 순서가 정해질 수 있는 Nk 스펙트럼 구성 요소 또는 서브 대역을 포함하는 정보 신호의 스펙트로그램임을 의미한다. 각각의 스펙트럼 구성 요소 또는 서브 대역에서, 스펙트로그램 내의 변환 계수는 변환율 △t로 발생한다.
이와 같이 일정한 시간/주파수 해상도를 가진 랩핑 변환 표현(92)은, 예를 들어, 도 3a에 도시된 바와 같이 QMF 분석 필터 뱅크에 의해 출력된다. 이 경우에, 각 변환 계수는 복소수이며, 즉 각 변환 계수는 예를 들어 실수 부분 및 허수 부분을 갖는다. 그러나, 랩핑 변환 표현(92)의 변환 계수는 반드시 복소수일 필요는 없을 뿐만 아니라, 순수 MDCT의 경우에서와 같이 오로지 실수일 수 있다. 이 외에도, 도 5의 실시예는 또한 시간 영역의 중복 부분에서 앨리어싱을 일으키는 다른 랩핑 변환 표현으로 이동 가능하다는 것이 주목되며, 이의 변환(94)은 랩핑 변환 표현(92) 내에 연속적으로 배열된다.
재변환기(70)는, 각 변환(94)에 대해, 연속 시간 영역들(84, 86)에 대한 각각의 시간 엔벨로프(96)에 의해 예시되는 재변환을 획득하기 위해 변환(94)에 재변환을 적용하도록 구성되며, 시간 엔벨로프는 변환(94)의 시퀀스를 생성하기 위해 정보 신호의 상술한 시간 부분에 적용되는 윈도우에 거의 대응한다. 이전의 시간 영역(84)이 관계되는 한, 도 5는 랩핑 변환 표현(92)에서 영역(84)과 관련된 전체 변환(94)에 재변환을 적용함으로써, 영역(84)에 대한 재변환(96)이 예를 들어 Nk 샘플 또는 두배의 Nk 샘플을 포함한다는 것을 가정하며, 어쨌든, 각각의 변환(94)이 획득된 윈도우 부분을 구성하는 만큼 많은 샘플은 표현(92)의 변환(94)이 생성된 단위로 연속 시간 영역 사이의 중복을 결정하는 요소인 요소 a를 가진 시간 영역(84)의 전체 시간적 길이 △t·a를 샘플링한다. 시간 영역(84) 내의 시간 샘플의 수 및 시간 영역(84)에 속하는 변환(94) 내의 변환 계수의 수의 균등성(equality)(또는 이중성)은 단지 예시를 위해 선택되었고, 균등성(또는 이중성)은 또한 이용된 상세한 랩핑 변환에 따라 대안적인 실시예에 의해 양방의 수 사이의 다른 일정한 비율에 의해 대체될 수 있다는 것이 주목되어야 한다.
정보 신호 재구성기는 시간 영역 84(84)과 시간 영역 86(86) 사이의 정보 신호의 샘플율을 변화시키고자 하는 것으로 추정된다. 그렇게 할 동기는 외부 신호(98)에서 생길 수 있다. 예를 들면, 정보 신호 재구성기(80)가 각각 도 3a 및 도 4a의 합성 필터 뱅크(42)를 구현하기 위해 이용될 경우, 샘플율 변화가 데이터 스트림의 전송 조건의 변화의 코스와 같이 더욱 효율적인 코딩을 약속할 때마다 신호(98)가 제공될 수 있다.
본 발명에서, 예시적인 목적을 위해, 정보 신호 재구성기(80)는 시간 영역들(84, 86) 사이에서 샘플율을 감소시키고자 하는 것으로 추정된다. 따라서, 재변환기(70)는 또한 다음 영역(86)에 대한 재변환(100)을 획득하기 위해 다음 영역(86)의 윈도우 버전의 변환에 재변환을 적용하지만, 이때 재변환기(70)는 재변환을 수행하기 위해 낮은 변환 길이를 이용한다. 더 정확하게 하기 위해, 재변환기(70)는 획득된 재변환(100)이 낮은 샘플율을 포함하도록 다음 영역(86)만에 대한 변환의 변환 계수, 즉 변환 계수 1 ... Nk' 중 가장 낮은 Nk' < Nk로 재변환을 수행하며, 즉, 그것은 Nk 대신에 단지 Nk'(또는 후자 수의 대응하는 분수)로 샘플링된다.
도 5에 도시된 바와 같이, 재변환(96)과 재변환(100) 사이에서 발생하는 문제는 다음과 같다. 이전의 영역(84)에 대한 재변환(96) 및 다음의 영역(86)에 대한 재변환(100)은 이전의 영역(84)과 다음의 영역(86) 사이의 경계(82)에서의 앨리어싱 소거 부분(102)에서 중복하며, 앨리어싱 소거 부분의 시간 길이는 예를 들어 (a - 1)·△t이지만, 이러한 앨리어싱 소거 부분(102) 내의 재변환(96)의 샘플의 수는 동일한 앨리어싱 소거 부분(102) 내의 재변환(100)의 샘플의 수(본 예에서는 보다 높다)와 상이하다. 따라서, 시간 간격(102) 내에서 양방의 재변환(96, 100)을 중복-추가를 수행함으로써 시간 앨리어싱 소거는 간단하지 않다.
따라서, 리샘플러(72)는 재변환기(70)와 조합기(74) 사이에 연결되며, 이 중 후자는 시간 앨리어싱 소거를 수행할 책임이 있다. 특히, 리샘플러(72)는, 보간에 의해, 경계(82)에서의 샘플율 변화에 따라 앨리어싱 소거 부분(102)에서 이전의 영역(84)에 대한 재변환(96) 및/또는 다음의 영역(86)에 대한 재변환(100)을 리샘플링하도록 구성된다. 재변환(96)이 재변환(100)보다 일찍 리샘플러(72)의 입력에 도달할 때, 리샘플러(72)는 이전의 영역(84)에 대한 재변환(96)으로 리샘플링을 수행하는 것이 바람직할 수 있다. 즉, 보간(104)에 의해, 앨리어싱 소거 부분(102) 내에 포함되는 재변환(96)의 대응하는 부분은 동일한 앨리어싱 소거 부분(102) 내의 재변환(100)의 샘플링 조건 또는 샘플 위치에 대응하기 위해 리샘플링된다. 그 후, 조합기(74)는 새로운 샘플율에서 시간 간격(102) 내에서 재구성된 신호(90)를 획득하기 위해 재변환(96) 및 재변환(100)의 재샘플링된 버전으로부터 공동 위치된 샘플을 간단히 추가할 수 있다. 이 경우에, 출력 재구성된 신호의 샘플율은 시간 부분(86)의 선단(leading end)(시작)에서 이전의 샘플율로부터 새로운 샘플율로 전환한다. 그러나, 보간은 또한 재구성된 신호(90)의 샘플율 전환을 위해 시간적으로 다른 지점(82)을 달성하기 위해 시간 간격(102)의 선단 및 후단 절반에 대해 다르게 적용될 수 있다. 따라서, 시간 순간(instant)(82)은 도 5에서 단지 예시적인 목적을 위해 부분 84 및 86(84, 86) 사이의 중복의 중간에 있도록 도시되었고, 다른 실시예에 따라 시간의 동일한 지점은 부분 86(86)의 시작과 부분 84(84)의 끝 사이의 다른 곳에 놓을 수 있고, 양방을 포함할 수 있다.
따라서, 조합기(74)는 그 후 앨리어싱 소거 부분(102)에서 리샘플링에 의해 획득될 때, 각각 이전의 및 다음의 영역들(84, 86)에 대한 재변환들(96, 100) 사이의 앨리어싱 소거를 수행할 수 있다. 좀 더 정확하게 말한다면, 앨리어싱 소거 부분(102) 내에서 앨리어싱을 소거하기 위해, 조합기(74)는 리샘플러(72)에 의해 획득된 바와 같은 리샘플링된 버전을 이용하여 부분(102) 내의 재변환(96 및 100) 사이의 중복-추가 프로세스를 수행한다. 정보 신호(90)의 샘플율이 시간 순간(82)에서 높은 샘플율에서 낮은 샘플율로 변화할지라도, 중복-추가 프로세스는, 변환(94)을 생성하는 윈도잉과 함께, 심지어 경계(82) 맞은편의 출력(78)에서 앨리어싱 없이 지속적으로 증폭된 정보 신호(90)의 재구성을 생성한다.
따라서, 도 5의 상기 설명으로부터 나타난 바와 같이, 이전의 시간 영역(84)의 윈도우 버전의 변환(94)에 적용된 재변환의 변환 길이 대 이전의 영역(84)의 시간적 길이의 비율은 양쪽 모두의 영역들(84, 86) 사이의 경계(82)에서의 샘플율 변화에 대응하는 인수만큼 다음의 영역(86)의 윈도우 버전에 적용된 재변환의 변환 길이 대 다음의 영역(86)의 시간적 길이의 비율과 다르다. 방금 설명된 예에서, 이러한 비율 변화는 외부 신호(98)에 의해 예시적으로 초기화되었다. 이전의 및 다음의 시간 영역들(84, 86)의 시간적 길이는 서로 동등한 것으로 가정되었고, 재변환기(70)는, 예를 들어, 변환의 최대 제 Nk' 변환 계수와 같이 낮은 주파수 부분에서 다음의 영역(86)의 윈도우 버전의 변환(94)에 재변환의 적용을 제한하도록 구성되었다. 당연히, 이와 같은 그래빙(grabbing)은 또한 이전의 영역(84)의 윈도우 버전의 변환(94)에 대해 이미 생성되었다. 더욱이, 상기 예시와는 달리, 경계(82)에서의 샘플율 변화는 다른 방향으로 수행될 수 있어서, 다음의 영역(86)에 대해서는 그래빙이 수행될 수 없지만, 대신에 이전의 영역(84)의 윈도우 버전의 변환(94)에 대해서만 그래빙이 수행될 수 있다.
좀 더 정확하게 말한다면, 지금까지, 도 5의 정보 신호 재구성기의 동작의 모드는 정보 신호의 영역의 윈도우 버전의 변환(94)의 변환 길이 및 정보 신호의 영역의 시간적 길이가 일정한 경우, 즉 랩핑 변환 표현(92)이 일정한 시간/주파수 해상도를 가진 스펙트로그램인 경우에 대해 예시적으로 설명되었다. 경계(82)를 위치하기 위해, 정보 신호 재구성기(80)는 제어 신호(98)에 응답하기 위해 예시적으로 설명되었다.
따라서, 이러한 구성에서, 도 5의 정보 신호 재구성기(80)는 도 3a의 리샘플러(14)의 부분일 수 있다. 즉, 도 3의 리샘플러(14)는 정보 신호의 랩핑 변환 표현을 제공하는 필터 뱅크(38), 및 앨리어싱 소거를 이용하여, 지금까지 설명된 바와 같이 정보 신호의 랩핑 변환 표현으로부터 정보 신호를 재구성하도록 구성된 정보 신호 재구성기(80)를 포함하는 역 필터 뱅크의 연결로 구성될 수 있다. 따라서, 도 5의 재변환기(70)는 QMF 합성 필터 뱅크로 구성될 수 있고, 필터 뱅크(38)는 예를 들어 QMF 분석 필터 뱅크로 구현된다.
도 1a 및 4a의 설명으로부터 명백해지듯이, 정보 신호 인코더는 코어 인코더(16) 또는 복합 코어 인코더(16) 및 파라메트릭 엔벨로프 코더(54)와 같은 압축단과 함께 이와 같은 리샘플러를 포함할 수 있다. 압축단은 재구성된 정보 신호를 압축하도록 구성된다. 도 1a 및 4a에 도시된 바와 같이, 이와 같은 정보 신호 인코더는, 예를 들어, 이용 가능한 전송 비트율에 관한 외부 정보에 따라 제어 신호(98)를 제어하도록 구성된 샘플율 제어기를 더 포함할 수 있다.
그러나, 대안적으로, 도 5의 정보 신호 재구성기는 랩핑 변환 표현 내에서 정보 신호의 영역의 윈도우 버전의 변환 길이의 변화를 검출하여 경계(82)를 위치시키도록 구성될 수 있다. 이러한 가능한 구현을 더욱 명확하게 하기 위해, 인바운드(inbound) 랩핑 변환 표현의 예가 도시되는 도 5에서 (92')를 참조하며, 이에 따라 표현(92') 내의 연속 변환(94)은 일정한 변환율 △t로 재변환기(70)에 여전히 도달하지만, 개개의 변환의 변환 길이는 변화한다. 도 5에서, 예를 들어, 이전의 시간 영역(84)의 윈도우 버전의 변환의 변환 길이는 단지 Nk'인 것으로 가정되는 다음의 영역(86)의 윈도우 버전의 변환의 변환 길이보다 더 크다(즉, Nk)는 것이 가정된다. 아무래도, 재변환기(70)는 입력 데이터 스트림으로부터 랩핑 변환 표현(92')에 관한 정보를 정확하게 구문 분석(parse)할 수 있으며, 이에 따라 재변환기(70)는 정보 신호의 연속 영역의 윈도우 버전의 변환에 적용된 재변환의 변환 길이를 랩핑 변환 표현(92')의 연속 변환의 변환 길이에 적응시킬 수 있다. 따라서, 재변환기(70)는 이전의 시간 영역(84)의 윈도우 버전의 변환(94)의 재변환을 위한 Nk의 변환 길이, 및 다음의 시간 영역(86)의 윈도우 버전의 변환의 재변환을 위한 Nk'의 변환 길이를 이용하여, 이미 상술되었고, 도 5의 상부 중간에 도시되는 재변환 사이에서 샘플율 불일치를 획득할 수 있다. 따라서, 도 5의 정보 신호 재구성기(80)의 동작 모드가 관계되는 한, 이러한 동작 모드는 재변환의 변환 길이를 랩핑 변환 표현(92') 내에서 변환의 변환 길이에 적응시킬 시에 방금 언급된 차이 이외에 상기 설명과 일치한다.
따라서, 후자의 기능에 따라, 정보 신호 재구성기는 외부 제어 신호(98)에 응답할 필요가 없다. 오히려, 인바운드 랩핑 변환 표현(92')은 시간의 샘플율 변화 지점에 관해 정보 신호 재구성기에 알리는데 충분할 수 있다.
상술한 바와 같이 동작하는 정보 신호 재구성기(80)는 도 2의 재변환기(36)를 형성하기 위해 이용될 수 있다. 즉, 정보 신호 디코더는 데이터 스트림으로부터 정보 신호의 랩핑 변환 표현(92')을 재구성하도록 구성된 압축 해제기(34)를 포함할 수 있다. 이미 상술한 바와 같이, 재구성은 엔트로피 디코딩을 포함할 수 있다. 변환(94)의 시간 변화 변환 길이는 적절한 방식으로 압축 해제기(34)에 입력하는 데이터 스트림 내에 신호 전송될 수 있다. 도 5에 도시된 바와 같이 정보 신호 재구성기는 재구성기(36)로 이용될 수 있다. 이는, 앨리어싱 소거를 이용하여, 압축 해제기(34)에 의해 제공되는 랩핑 변환 표현으로부터 정보 신호를 재구성하도록 구성될 수 있다. 후자의 경우에, 재변환기(70)는, 예를 들어, 재변환을 수행하기 위해 IMDCT를 이용하도록 수행될 수 있으며, 변환(94)은 복소수 계수보다 실수 계수에 의해 표현될 수 있다.
따라서, 상기 실시예는 많은 이점을 달성할 수 있다. 예를 들어, 초당 8 kb 내지 초당 128 kb와 같은 비트율의 전체 범위에서 동작하는 오디오 코덱의 경우, 최적의 샘플율은 도 4a 및 도 4b에 대해 상술한 바와 같이 비트율에 의존할 수 있다. 낮은 비트율의 경우, 낮은 주파수만이, 예를 들어, ACELP 또는 변환 코딩과 같은 더욱 정확한 코딩 방법으로 코딩되어야 하지만, 높은 주파수는 파라메트릭 방식으로 코딩되어야 한다. 높은 비트율의 경우, 전체 스펙트럼은, 예를 들어, 정확한 방법으로 코딩되어야 한다. 이것은, 예를 들어, 이러한 정확한 방법이 항상 최적의 표현에서 신호를 코딩해야 한다는 것을 의미한다. 이러한 신호의 샘플율은 나이퀴스트(Nyquist) 정리에 따라 가장 관련된 신호 주파수 성분의 운반을 허용하도록 최적화되어야 한다. 따라서, 도 4a에서 보면, 여기에 도시된 샘플율 제어기(120)는 정보 신호가 이용 가능한 전송 비트율에 따라 코어 인코더(16)에 공급되는 샘플 비트율을 제어하도록 구성될 수 있다. 이것은 코어 인코더(16)로 분석 필터 뱅크의 스펙트럼의 낮은 주파수 서브 부분만을 공급하는 것에 대응한다. 나머지 높은 주파수 부분은 파라메트릭 엔벨로프 코더(54)에 공급될 수 있다. 각각, 상술한 바와 같이, 샘플율 및 전송 비트율의 시간 변화는 문제가 되지 않는다.
도 5의 설명은 샘플율 변화 시간 인스턴스에서 시간 앨리어싱 소거 문제를 해결하기 위해 이용될 수 있는 정보 신호 재구성에 관한 것이다. 도 1 내지 도 4b에 대해 이미 상술한 바와 같이, 일부 방법은 또한 도 1 내지 도 4b의 배경에서 연속 모듈 사이의 인터페이스에서 행해져야 하며, 여기서, 변환기는 도 5의 정보 신호 재구성기에 입력할 때 랩핑 변환 표현을 생성해야 한다.
도 6은 정보 신호 변환기에 대한 이러한 실시예를 도시한다. 도 6의 정보 신호 변환기는 샘플의 시퀀스의 형식으로 정보 신호를 수신하는 입력(105), 정보 신호의 연속적인 중복 영역을 그래빙(grabbing)하도록 구성되는 그래버(grabber)(106), 연속적인 중복 영역의 각각이 연속적인 중복 영역 중에서 변화하는 일정한 샘플율을 갖도록 연속적인 중복 영역의 적어도 서브세트에 리샘플링을 적용하도록 구성된 리샘플러(107), 연속적인 중복 영역에 윈도잉을 적용하도록 구성된 윈도우어(108), 및 도 6의 정보 신호 변환기의 출력(110)에서 출력되는 랩핑 변환 표현(92')을 형성하는 변환(94)의 시퀀스를 획득하기 위해 윈도우 부분에 개별적으로 변환을 적용하도록 구성된 변환기를 포함한다. 윈도우어(108)는 해밍(Hamming) 윈도잉 등을 이용할 수 있다.
그래버(106)는 정보 신호의 연속적인 중복 영역이, 예를 들어, 각각 20 ms와 같은 시간의 동일한 길이를 갖도록 그래빙을 수행하기 위해 구성될 수 있다.
따라서, 그래버(106)는 정보 신호 부분의 시퀀스를 리샘플러(107)로 전송한다. 예를 들면, 인바운드 정보 신호가 미리 정해진 시간 순간에 제 1 샘플율에서 제 2 샘플율로 전환하는 시간 변화 샘플율을 갖는다고 가정하면, 리샘플러(107)는 도 6의 (111)에 예시된 바와 같이 연속 샘플율이 제 1 샘플율에서 제 2 샘플율로 한번 변화하도록 미리 정해진 시간 순간을 시간적으로 포함하는 인바운드 정보 신호를 보간에 의해 리샘플링하도록 구성될 수 있다. 이를 더욱 명확하게 하기 위해, 도 6은 샘플율이 어떤 시간 순간(113)에서 전환하는 샘플(112)의 시퀀스를 예시적으로 도시하며, 일정한 시간 길이 영역(114a 내지 114d)은, 일정한 영역 시간 길이와 함께, 영역의 연속 쌍 당 50%의 중복과 같은 연속 영역(114a 내지 114d) 사이의 미리 정해진 중복을 정의하는 일정한 영역 오프셋 △t(115)으로 예시적으로 그래빙되지만, 이것은 단지 일례로서 이해되어야 한다. 시간 순간(113) 전의 제 1 샘플율은 δt1로 예시되고, 시간 순간(113) 후의 샘플율은 δt2로 나타낸다. 부호 111에 예시된 바와 같이, 리샘플러(107)는, 예를 들어, 일정한 샘플율 δt1을 갖기 위해 영역(114b)을 리샘플링하도록 구성될 수 있지만, 시간적으로 다음의 영역(114c)은 일정한 샘플율 δt2을 갖도록 리샘플링된다. 원칙적으로, 그것은 리샘플러(107)가, 보간에 의해, 아직 타겟 샘플율을 갖지 않은 시간 순간(113)을 시간적으로 포함하는 각각의 영역들(114b, 114c)의 서브 부분을 리샘플링하는 경우에 충분할 수 있다. 예를 들면, 영역(114b)의 경우에, 그것은 리샘플러(107)가 시간적 시간 순간(113) 다음의 영역(114b)의 서브 부분을 리샘플링하는 경우에 충분할 수 있는 반면에, 영역(114c)의 경우에는, 시간 순간(113) 이전의 서브 부분만이 리샘플링될 수 있다. 이 경우에, 그래핑된(grabbed) 영역(114a 내지 114d)의 일정한 시간 길이로 인해, 각 리샘플링된 영역은 각각의 일정한 샘플율δt1,2에 대응하는 시간 샘플 N1,2의 수를 갖는다. 윈도우어(108)는 이의 윈도우 또는 윈도우 길이를 각 인바운드 부분의 이러한 샘플의 수에 적응시킬 수 있으며, 이는 이에 따라 변환의 변환 길이를 적응시킬 수 있는 변환기(109)에 적용한다. 즉, 도 6의 (111)에 도시된 예의 경우에, 출력(110)에서의 랩핑 변환 표현은 변환의 시퀀스를 가지며, 이의 변환 길이는 연속 영역의 샘플의 수에 따라, 즉, 선형적으로 의존하여 변화하며, 즉 증가하고 감소하여, 각각의 영역이 리샘플링된 일정한 샘플율에 선형적으로 의존한다.
리샘플러(107)는 각각의 영역 내에서 리샘플링되어야 하는 샘플의 수가 최소로 되도록 연속 영역(114a 내지 114d) 사이의 샘플율 변화를 등록하도록 구성될 수 있다는 것이 주목되어야 한다. 그러나, 리샘플러(107)는, 대안적으로, 다르게 구현될 수 있다. 예를 들면, 리샘플러(107)는 다운샘플링보다 업샘플링을 선호하거나 그 반대이도록, 즉 시간 순간(113)과 중복하는 모든 영역이 제 1 샘플율 δt1 또는 제 2 샘플율 δt2로 리샘플링되도록 리샘플링을 수행하도록 구성될 수 있다.
도 6의 정보 신호 변환기는, 예를 들어, 도 2a의 변환기(109)를 구현하는데 이용될 수 있다. 이 경우에, 예를 들면, 변환기(109)는 MDCT를 수행하도록 구성될 수 있다.
이 점에서, 변환기(109)에 의해 적용되는 변환의 변환 길이는 리샘플링된 샘플의 수로 측정된 영역(114c)의 크기보다 더 클 수 있다는 것이 주목되어야 한다. 이 경우에, 윈도우어(108)에 의해 출력되는 윈도우 영역 이상으로 확장하는 변환 길이의 영역은 변환기(109)에 의해 이러한 영역에 변환을 적용하기 전에 0으로 설정될 수 있다.
도 5에서의 보간(104) 및 도 6에서의 리샘플러(107) 내의 보간을 더욱 상세히 실현하기 위한 가능한 구현을 계속 설명하기 전에, 도 1a 및 도 1b의 인코더 및 디코더에 대한 가능한 구현을 도시하는 도 7a 및 도 7b에 대한 참조가 행해진다. 특히, 리샘플러들(14, 24)는 도 3a 및 도 3b에 도시된 바와 같이 실시되는 반면에, 코어 인코더 및 코어 디코더(16, 22)는, 각각, 한편으로 MDCT 기반 변환 코딩과 다른 한편으로 ACELP 코딩과 같은 CELP 코딩 사이에서 전환할 수 있는 코덱으로 실시된다. MDCT 기반 코딩/디코딩 브랜치들(122, 124)은, 각각, 예를 들어, 각각, TCX 인코더 및 TCX 디코더일 수 있다. 대안적으로, AAC 코더/디코더 쌍이 이용될 수 있다. CELP 코딩의 경우, ACELP 인코더(126)는 코어 인코더(16)의 다른 코딩 브랜치를 형성할 수 있고, ACELP 디코더(128)는 코어 디코더(22)의 다른 디코딩 브랜치를 형성할 수 있다. 양쪽 모두의 코딩 브랜치 사이의 전환은 USAC [2] 또는 AMR-WB+ [1]에서 흔히 있는 일이지만 프레임별로 이들 코딩 모듈에 관해 더욱 상세히 참조가 행해지는 표준 텍스트로 수행될 수 있다.
도 7a 및 도 7b의 인코더 및 디코더를 더 특정 예로 취하면, 코딩 브랜치들(122, 126)에 입력하여, 디코딩 브랜치들(124, 128)에 의해 재구성하기 위한 내부 샘플링율의 전환을 허용하는 방식이 아래 더욱 상세히 설명된다. 특히, 입력(12)에 입력하는 입력 신호는, 예를 들어, 32 kHz와 같은 일정한 샘플율을 가질 수 있다. 이러한 신호는 상술한 방식으로 QMF 분석 및 합성 필터 뱅크 쌍(38, 42)을 이용하여, 즉, 예를 들어, 25.6 kHz 또는 12.8 kHz의 전용 샘플율을 가진 코어 인코더(16)에 입력하는 내부 시간 신호로 이어지는 1.25 또는 2.5와 같은 대역의 수에 관한 적절한 분석 및 합성 비율로 리샘플링될 수 있다. 따라서, 다운샘플링된 신호는, 코딩 브랜치(122)의 경우에 MDCT 표현 및 전형적인 변환 코딩 방식을 이용하는 것과 같은 코딩 모드의 코딩 브랜치 중 하나를 이용하거나, 예를 들어 코딩 브랜치(126)에서 ACELP를 이용하는 시간 도메인에 코딩된다. 따라서, 코어 인코더(16)의 코딩 브랜치들(126, 122)에 의해 형성된 데이터 스트림은 이것이 재구성되는 디코딩 측으로 출력되고 전송된다.
내부 샘플율을 전환하는 경우, 필터 뱅크(38 내지 44)는 코어 인코더(16) 및 코어 디코더(22)가 동작하는 내부 샘플율에 따라 프레임별로 적응될 필요가 있다. 도 8은 몇 가지 가능한 전환 시나리오를 도시하며, 도 8은 단지 인코더 및 디코더의 MDCT 코딩 경로를 도시한다.
특히, 도 8은 32 kHz인 것으로 가정되는 입력 샘플율이 입력 샘플율을 유지하는 추가적인 가능성을 가진 어느 25.6 kHz, 12.8 kHz 또는 8 kHz로 다운샘플링될 수 있음을 도시한다. 입력 샘플율 및 내부 샘플율 사이의 선택된 샘플율 비율에 따라, 한편으로 필터 뱅크 분석과 다른 한편으로는 필터 뱅크 합성 사이의 변환 길이 비율이 있다. 이러한 비율은 회색 음영 박스: 각각, 선택된 내부 샘플율과 무관한 필터 뱅크들(38, 44) 내의 40 서브 대역, 및 각각, 선택된 내부 샘플율에 따른 필터 뱅크들(42, 40) 내의 40, 32, 16 또는 10 서브 대역 내에서 도 8로부터 도출할 수 있다. 코어 인코더 내에 이용되는 MDCT의 변환 길이는 시간적으로 측정된 생성된 변환율 또는 변환 피치 간격이 일정하거나 선택된 내부 샘플율과 무관하도록 생성된 내부 샘플율에 적응된다. 그것은, 예를 들어, 각각, 선택된 내부 샘플율에 따라 640, 512, 256 및 160의 변환 길이를 지속적으로 생성하는 20 ms일 수 있다.
상술한 원리를 이용하여, 필터 뱅크 전환에 관한 다음의 제약 조건에 따라 내부 샘플율을 전환할 수 있다:
- 추가적인 지연은 전환 동안에 발생되지 않는다.
- 전환 또는 샘플율 변화는 즉시 발생할 수 있다.
- 전환 아티팩트는 최소화되거나 적어도 감소된다.
- 계산 복잡성이 낮다.
기본적으로, 필터 뱅크(38 내지 44) 및 코어 코더 내의 MDCT는 랩핑 변환이며, 필터 뱅크는 코어 인코더 및 디코더의 MDCT에 비해 윈도우 영역의 많은 중복을 이용할 수 있다. 예를 들면, 10번 중복은 필터 뱅크에 적용할 수 있는 반면에, 2번 중복은 MDCT(122, 124)에 적용할 수 있다. 랩핑 변환의 경우, 상태 버퍼는 분석 필터 뱅크 및 MDCT에 대한 분석 윈도우 버퍼, 및 합성 필터 뱅크 및 IMDCT에 대한 중복-추가 버퍼로 나타낼 수 있다. 율 전환의 경우에, 이러한 상태 버퍼는 도 5 및 도 6에 대해 상술한 방식으로 샘플율 전환에 따라 조정되어야 한다. 다음에는, 도 5에 대해 논의된 합성 경우보다는 도 6에서 논의된 분석 측에서 수행될 수도 있는 보간에 관해 더욱 상세한 논의가 제공된다. 랩핑 변환의 프로토타입(prototype) 또는 윈도우가 적응될 수 있다. 전환 아티팩트를 감소시키기 위해, 상태 버퍼 내의 신호 구성 요소는 랩핑 변환의 앨리어싱 소거 속성을 유지하기 위해 보존되어야 한다.
다음에는,리샘플러(72) 내에서 보간(104)을 수행하는 방법에 관한 더욱 상세한 설명이 제공된다.
두 경우가 구별될 수 있다:
1) 상향 전환(switching up)은 샘플율이 이전의 시간 부분(84)에서 후속 또는 다음의 시간 부분(86)으로 증가하는 프로세스이다.
2) 하향 전환(switching down)은 샘플율이 이전의 시간 부분(84)에서 다음의 시간 부분(86)으로 감소하는 프로세스이다.
상향 전환, 즉 12.8 kHz(20 ms 당 256 샘플)에서 32 kHz(20 ms 당 640 샘플)으로의 상향 전환을 가정하면, 도 5에서 참조 부호 130으로 예시적으로 도시된 리샘플러(72)의 상태 버퍼와 같은 상태 버퍼 또는 이의 콘텐츠는 주어진 예에서 2.5와 같이 샘플율 변화에 대응하는 인수만큼 확장될 필요가 있다. 추가 지연을 유발하지 않고 확장에 대한 가능한 솔루션은, 예를 들어, 선형 보간 또는 스플라인 보간이다. 즉, 리샘플러(72)는, 즉시, 상태 버퍼(130) 내에서, 시간 간격(102) 내에 있는 이전의 시간 영역(84)에 관한 재변환(96)의 후단의 샘플을 보간할 수 있다. 상태 버퍼는, 도 5에 도시된 바와 같이, 선입 선출 버퍼 역할을 할 수 있다. 당연히, 완전한 앨리어싱 소거에 필요한 모든 주파수 구성 요소가 이러한 절차에 의해 획득될 수 없지만, 예를 들어, 0 내지 6.4 kHz와 같은 적어도 낮은 주파수는 어떤 왜곡없이 음향 심리학적 관점에서 생성될 수 있으며, 이러한 주파수는 가장 관련성이 많은 주파수이다.
낮은 샘플율으로 하향 전환하는 경우에, 선형 또는 스플라인 보간은 또한 추가적인 지연을 유발하지 않고 이에 따라 상태 버퍼를 데시메이트(decimate)하는데 이용될 수 있다. 즉, 리샘플러(72)는 보간에 의해 샘플율을 데시메이트할 수 있다. 그러나, 데시메이션 인수가 2.5인, 32 kHz(20 ms 당 640 샘플)에서 12.8 kHz(20 ms 당 256 샘플)로의 전환과 같이 데시메이션 인수가 큰 샘플율로의 하향 전환은 높은 주파수 성분이 제거되지 않을 경우에 심하게 교란하는 앨리어싱을 발생시킬 수 있다. 이러한 현상을 바꾸기 위해, 높은 주파수 성분이 필터 뱅크 또는 재변환기를 "플러싱(flushing)"하여 제거될 수 있는 합성 필터링이 관계될 수 있다. 이것은 필터 뱅크가 전환 순간에 낮은 주파수 성분을 합성하여, 높은 스펙트럼 성분에서 중복-추가 버퍼를 삭제하는 것을 의미한다. 더 정확하게 말하자면, 이전의 시간 영역(84)에 대한 제 1 샘플율에서 다음의 시간 영역(86)에 대한 보다 낮은 샘플율로의 하향 전환을 상상한다. 상기 설명에서 벗어나면, 재변환기(70)는 이전의 시간 영역(84)의 윈도우 버전의 변환(94)의 모든 주파수 성분을 재변환에 참여시키지 않게 하여 하향 전환을 준비하도록 구성될 수 있다. 오히려, 재변환는 변환(94)의 관련되지 않은 높은 주파수 성분을 예를 들어 0으로 설정하거나, 점진적으로 점점 더 이러한 높은 주파수 성분을 감쇠하는 것과 같이 재변환에 상기 성분의 영향력을 감소시킴으로써, 재변환으로부터 변환의 관련되지 않은 높은 주파수 성분을 제외할 수 있다. 예를 들면, 영향을 받는 높은 주파수 성분은 이러한 성분 위의 주파수 성분 Nk'일 수 있다. 따라서, 생성된 정보 신호에서, 시간 영역(84)은 의도적으로 입력(76)에서 입력되는 랩핑 변환 표현에 이용할 수 있는 대역폭보다 낮은 스펙트럼 대역폭으로 재구성되었다. 그러나, 한편, 보간(104)이 회피됨에도 불구하고 조합기(74) 내에서 앨리어싱 소거 프로세스에 높은 주파수 부분을 무심코 도입하여 중복-추가 프로세스에서 앨리어싱 문제가 발생한다.
대안으로, 추가적인 낮은 샘플 표현은 높은 샘플율 표현에서의 전환을 위해 적절한 상태 버퍼에 이용되도록 동시에 생성될 수 있다. 이것은 데시메이션 인수(데시메이션이 필요한 경우)가 항상 비교적 낮게(즉, 2보다 작게) 유지되어, 따라서 앨리어싱으로부터 유발된 교란 아티팩트가 발생하지 않는다는 것을 확인한다. 상술한 바와 같이, 이것은 모든 주파수 성분을 유지하지 않고, 음향 심리학적 관련성에 관한 관심을 끌 수 있는 적어도 낮은 주파수를 유지한다.
따라서, 특정 실시예에 따르면, USAC의 낮은 지연 버전을 획득하기 위해 다음과 같은 방식으로 USAC 코덱을 수정할 수 있다. 첫째로, TCX 및 ACELP 코딩 모드만이 허용될 수 있다. AAC 모드는 회피될 수 있다. 프레임 길이는 20 ms의 프레임을 획득하기 위해 선택될 수 있다. 그런 다음, 다음과 같은 시스템 매개 변수는 동작 모드((FB)(초광대역(SWB), 광대역(WB), 협대역(NB), 전체 대역폭(FB)) 및 비트율에 따라 선택될 수 있다. 시스템 매개 변수의 개요는 다음의 표에 주어진다.
모드 입력 샘플링율
[kHz]		 내부 샘플링율
[kHz]		 프레임 길이
[샘플]
NB 8kHz 12.8kHz 256
WB 16kHz 12.8kHz 256
SWB 낮은 율
(12-32kbps)		 32kHz 12.8kHz 256
SWB 높은 율
(48-64kbps)		 32kHz 25.6kHz 512
SWB 매우 높은 율
(96-128kbps)		 32kHz 32kHz 640
FB 48kHz 48kHz 960
협대역 모드가 관계되는 한, 내부 샘플링율을 입력 샘플링율과 동일하게 설정하여, 즉, 8 kHz를 설정하고, 이에 따라 프레임 길이를, 즉 샘플 길이가 160이도록 선택하여 샘플율 증가는 회피되어 대체될 수 있다. 마찬가지로, 16 kHz는 TCX에 대한 MDCT의 프레임 길이를 샘플 길이가 256 대신에 320이도록 선택하여 광대역 동작 모드에 대해 선택될 수 있다.
특히, 동작 지점의 전체 리스트, 즉, 지원된 샘플링율, 비트율 및 대역폭을 통해 전환 동작을 지원할 수 있다. 다음의 표는 USAC 코덱의 예상된 낮은 지연 버전의 내부 샘플링율에 관한 여러 구성을 나타낸다.
대역폭 입력 샘플링율
8kHz 16kHz 32kHz 48kHz
NB 12.8kHz 12.8kHz 12.8kHz 12.8kHz
WB 12.8kHz 12.8kHz 12.8kHz
SWB 12.8, 25.6, 32kHz 12.8, 25.6,
32kHz
FB 12.8, 25.6,
32, 48kHz
낮은 지연 USAC 코덱의 내부 샘플링율 모드의 매트릭스를 나타낸 표
보조 정보로서, 도 2a 및 도 2b에 따른 리샘플러는 이용될 필요가 없다는 것이 주목되어야 한다. IIR 필터 세트는 대안적으로 입력 샘플링율에서 전용 코어 샘플링 주파수까지 리샘플링 기능에 대한 책임을 맡도록 제공될 수 있다. 이러한 IIR 필터의 지연은 0.5 ms 이하이지만, 입력 및 출력 주파수 사이의 홀수 비율로 인해, 복잡성이 꽤 상당하다. 모든 IIR 필터에 대한 동일한 지연을 가정하면, 서로 다른 샘플링율 사이의 전환은 가능해질 수 있다.
따라서, 도 2a 및 도 2b의 리샘플러 실시예의 이용이 바람직할 수 있다. 파라메트릭 엔벨로프 모듈(즉, SBR)의 QMF 필터 뱅크는 상술한 바와 같이 리샘플링 기능을 예시하도록 협력할 시에 참여할 수 있다. SWB의 경우에, 이것은 합성 필터 뱅크단을 인코더에 추가하지만, 분석단은 SBR 인코더 모듈로 인해 이미 사용 중에 있다. 디코더 측에서, QMF는 SBR가 가능해질 때 업샘플링 기능을 제공할 책임이 이미 있다. 이러한 방식은 다른 모든 대역폭 모드에 이용될 수 있다. 다음의 표는 필요한 QMF 구성에 대한 개요를 제공한다.
내부 SR
LD-USAC		 입력 샘플링율
8kHz 16kHz 32kHz 48kHz
12.8 kHz 20/32 40/32 80/32 120/32
25.6 kHz 80/64 120/64
32 kHz 지연에 의한 바이패스 120/80
48kHz 지연에 의한 바이패스
인코더 측에서 QMF 구성의 표 리스트(분석 대역의 수/합성 대역 수). 다른 가능한 구성은 2의 인수에 의해 모든 숫자를 분할함으로써 획득될 수 있다.
일정한 입력 샘플링 주파수를 가정하면, 내부 샘플링율 사이의 전환은 QMF 합성 프로토 타입을 전환하여 가능해질 수 있다. 디코드 측에서, 역 동작이 적용될 수 있다. 한 QMF 대역의 대역폭은 동작점의 전체 범위에 걸쳐 동일하다는 것을 주목한다.
일부 양태가 장치와 관련하여 설명되었지만, 이러한 양태는 또한 대응하는 방법에 대한 설명을 나타내는 것이 자명하며, 여기서, 블록 또는 장치는 방법 단계 또는 방법 단계의 특징에 대응한다. 유사하게도, 방법 단계와 관련하여 설명된 양태는 또한 대응하는 장치의 대응하는 블록 또는 항목 또는 특징에 대한 설명을 나타낸다. 방법 단계의 일부 또는 모두는 예를 들어 마이크로 프로세서, 프로그램 가능한 컴퓨터 또는 전자 회로와 같은 하드웨어 장치에 의해 (또는 이용하여) 실행될 수 있다. 일부 실시예에서, 가장 중요한 방법 단계 중 일부 하나 이상은 이와 같은 장치에 의해 실행될 수 있다.
어떤 구현 요구 사항에 따라, 본 발명의 실시예는 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현될 수 있다. 구현은 각각의 방법이 수행되도록 프로그램 가능한 컴퓨터 시스템과 협력하는 (또는 협력할 수 있는) 전자식으로 판독 가능한 제어 신호를 저장한 디지털 저장 매체, 예를 들어, 플로피 디스크, DVD, 블루레이, CD, ROM, PROM, EPROM, EEPROM 또는 플래시 메모리를 이용하여 수행될 수 있다.
본 발명에 따른 일부 실시예는 여기에 설명된 방법 중 하나가 수행되도록 프로그램 가능한 컴퓨터 시스템과 협력할 수 있는 전자식으로 판독 가능한 제어 신호를 가진 데이터 캐리어를 포함한다.
일반적으로, 본 발명의 실시예는 프로그램 코드를 가진 컴퓨터 프로그램 제품으로 구현될 수 있으며, 프로그램 코드는 컴퓨터 프로그램 제품이 컴퓨터에서 실행할 때 방법 중 하나를 수행하기 위해 동작한다. 프로그램 코드는 예를 들어 머신 판독 가능한 캐리어에 저장될 수 있다.
다른 실시예는 머신 판독 가능한 캐리어에 저장되는 여기에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 포함한다.
그래서, 환언하면, 본 발명의 방법의 실시예는 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터에서 실행할 때 여기에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위해 프로그램 코드를 가진 컴퓨터 프로그램이다.
그래서, 본 발명의 방법의 다른 실시예는 여기에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 포함하는 기록한 데이터 캐리어(또는 디지털 저장 매체 또는 컴퓨터 판독 가능한 매체)이다. 데이터 캐리어, 디지털 저장 매체 또는 기록된 매체는 전형적으로 실체적인(tangible) 및/또는 비과도적(non-transitionary)이다.
그래서, 본 발명의 방법의 다른 실시예는 여기에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 나타내는 데이터 스트림 또는 신호의 시퀀스이다. 데이터 스트림 또는 신호의 시퀀스는 예를 들어 데이터 통신 연결, 예를 들어 인터넷을 통해 전송되도록 구성될 수 있다.
다른 실시예는 처리 수단, 예를 들어, 여기에 설명된 방법 중 하나를 수행하도록 구성되거나 적응되는 컴퓨터 또는 프로그램 가능한 논리 장치를 포함한다.
다른 실시예는 여기에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 설치한 컴퓨터를 포함한다.
본 발명에 따른 다른 실시예는 여기에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 (예를 들어, 전자식으로 또는 광학식으로) 수신기로 전송하도록 구성된 장치 또는 시스템을 포함한다. 수신기는, 예를 들어, 컴퓨터, 이동 장치, 메모리 장치 등일 수 있다. 장치 또는 시스템은, 예를 들어, 컴퓨터 프로그램을 수신기로 전송하는 파일 서버를 포함할 수 있다.
일부 실시예에서, 프로그램 가능한 논리 장치(예를 들어, 필드 프로그램 가능한 게이트 어레이)는 여기에 설명된 방법의 기능의 일부 또는 모두를 수행하는데 이용될 수 있다. 일부 실시예에서, 필드 프로그램 가능한 게이트 어레이는 여기에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위해 마이크로 프로세서와 협력할 수 있다. 일반적으로, 방법은 바람직하게는 어떤 하드웨어 장치에 의해 수행된다.
상술한 실시예는 본 발명의 원리에 대해 단지 예시적이다. 여기에 설명된 배치 및 상세 사항의 수정 및 변형은 당업자에게는 자명할 것으로 이해된다. 그래서, 여기서 실시예의 설명에 의해 제시되는 특정 상세 사항에 의해서가 아니라 임박한 특허 청구 범위에 의해서만 제한되도록 의도된다.
참고 문헌:
[1]: 3 GPP, "Audio codec processing functions; Extended Adaptive Multi-Rate - Wideband (AMR-WB+) codec; Transcoding functions", 2009, 3 GPP TS 26.290.
[2]: USAC codec (Unified Speech and Audio Codec), ISO/IEC CD 23003-3 dated September 24, 2010

Claims (22)

  1. 앨리어싱 소거를 이용하여, 정보 신호의 연속적인 중복 영역의 각각에 대해, 각각의 영역의 윈도우 버전의 변환을 포함하는 상기 정보 신호의 랩핑 변환 표현으로부터 상기 정보 신호를 재구성하고, 상기 정보 신호의 이전의 영역(84)과 다음의 영역(86) 사이의 경계(82)에서 변화하는 샘플율로 상기 정보 신호를 재구성하도록 구성된 정보 신호 재구성기로서,
    상기 이전의 영역(84)에 대한 재변환(96)을 획득하기 위해 상기 이전의 영역(84)의 윈도우 버전의 변환(94)에 재변환을 적용하고, 상기 다음의 영역(86)에 대한 재변환(100)을 획득하기 위해 상기 다음의 영역(86)의 윈도우 버전의 변환에 재변환을 적용하도록 구성된 재변환기(70)로서, 상기 이전의 영역(84)에 대한 재변환(96) 및 상기 다음의 영역(86)에 대한 재변환(106)은 상기 이전의 영역과 상기 다음의 영역 사이의 경계(82)에서의 앨리어싱 소거 부분(102)에서 중복하는, 상기 재변환기(70);
    보간에 의해, 상기 경계(82)에서의 샘플율 변화에 따라 상기 앨리어싱 소거 부분(102)에서 상기 이전의 영역(84)에 대한 재변환(96) 및/또는 상기 다음의 영역(86)에 대한 재변환(100)을 리샘플링하도록 구성되는 리샘플러(72); 및
    상기 앨리어싱 소거 부분(102)에서 상기 리샘플링에 의해 획득되는 바와 같이 상기 이전의 및 다음의 영역(84, 86)에 대한 재변환(96, 100) 사이에서 앨리어싱 소거를 수행하도록 구성되는 조합기(74)를 포함하는, 정보 신호 재구성기.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 리샘플러는 상기 경계에서의 상기 샘플율 변화에 따라 상기 앨리어싱 소거 부분에서 상기 이전의 영역에 대한 재변환(96)을 리샘플링하도록 구성되는, 정보 신호 재구성기.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 이전의 영역(84)의 상기 윈도우 버전의 변환(94)에 적용된 상기 재변환의 변환 길이 대 상기 이전의 영역(84)의 시간적 길이의 비율은 상기 다음의 영역(86)의 상기 윈도우 버전에 적용된 상기 재변환의 변환 길이 대 상기 다음의 영역(86)의 시간적 길이의 비율과 상기 샘플율 변화에 대응하는 인수만큼 다른, 정보 신호 재구성기.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 이전의 및 다음의 영역(84, 86)의 상기 시간적 길이는 서로 동일하며, 상기 재변환기(70)는 상기 이전의 영역(84)의 상기 윈도우 버전의 변환에 대한 재변환의 적용을 상기 이전의 영역의 상기 윈도우 버전의 변환의 낮은 주파수 부분으로 제한하고, 및/또는 상기 다음의 영역의 상기 윈도우 버전의 변환에 재변환의 적용을 상기 다음의 영역의 상기 윈도우 버전의 변환의 낮은 주파수 부분으로 제한하도록 구성되는, 정보 신호 재구성기.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 정보 신호의 상기 영역의 상기 윈도우 버전의 변환의 변환 길이 및 상기 정보 신호의 상기 영역의 시간적 길이는 일정하고, 상기 정보 신호 재구성기는 제어 신호(98)에 응답하여 상기 경계(82)를 위치시키도록 구성되는, 정보 신호 재구성기.
  6. 정보 신호의 랩핑 변환 표현을 제공하는 필터 뱅크(38), 및 앨리어싱 소거를 이용하여, 청구항 5에 따라 상기 정보 신호의 상기 랩핑 변환 표현으로부터 상기 정보 신호를 재구성하도록 구성되는 정보 신호 재구성기(80)를 포함하는 역 필터 뱅크(42)의 연결로 구성되는, 리샘플러.
  7. 청구항 6에 따른 리샘플러, 및 상기 재구성된 정보 신호를 압축하도록 구성되는 압축단(16)을 포함하는 정보 신호 인코더로서,
    이용 가능한 전송 비트율의 외부 정보에 따라 상기 제어 신호(98)를 제어하도록 구성되는 샘플율 제어부를 더 포함하는, 정보 신호 인코더.
  8. 청구항 1에 있어서,
    상기 정보 신호의 상기 영역의 상기 윈도우 버전의 변환의 상기 변환 길이는 변화하지만, 상기 정보 신호의 상기 영역의 시간적 길이는 일정하며, 상기 정보 신호 재구성기는 상기 정보 신호의 상기 영역의 상기 윈도우 버전의 상기 변환 길이의 변화를 검출하여 상기 경계(82)를 위치시키도록 구성되는, 정보 신호 재구성기.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 이전의 및 다음의 영역의 상기 윈도우 버전의 변환에 적용된 상기 재변환의 변환 길이를 상기 이전의 및 다음의 영역의 상기 윈도우 버전의 변환의 변환 길이에 적응시키도록 구성되는, 정보 신호 재구성기.
  10. 데이터 스트림으로부터 정보 신호의 랩핑 변환 표현을 재구성하도록 구성되는 압축 해제기(34), 및 앨리어싱 소거를 이용하여, 상기 랩핑 변환 표현으로부터 상기 정보 신호를 재구성하도록 구성되는 청구항 9에 따른 정보 신호 재구성기를 포함하는, 정보 신호 재구성기.
  11. 청구항 1에 있어서,
    상기 랩핑 변환은 MDCT와 같이 임계적으로 샘플링되는, 정보 신호 재구성기.
  12. 청구항 1에 있어서,
    상기 랩핑 변환 표현은 복소수 필터 뱅크인, 정보 신호 재구성기.
  13. 청구항 1에 있어서,
    리샘플러는 상기 보간을 위한 선형 또는 스플라인 보간을 이용하도록 구성되는, 정보 신호 재구성기.
  14. 청구항 1에 있어서,
    상기 샘플율은 상기 경계(82)에서 감소하고, 상기 재변환기(70)는, 상기 이전의 영역(84)의 상기 윈도우 버전의 변환(94)에 상기 재변환을 적용할 시에, 상기 이전의 영역(84)의 상기 윈도우 버전의 변환(94)의 주파수의 감쇠시키거나, 0 이상으로 설정하도록 구성되는, 정보 신호 재구성기.
  15. 앨리어싱 발생 랩핑 변환을 이용하여 정보 신호의 랩핑 변환 표현을 생성하도록 구성되는 정보 신호 변환기로서,
    샘플의 시퀀스의 형식으로 상기 정보 신호를 수신하는 입력(105);
    상기 정보 신호의 연속적인 중복 영역을 그래빙하도록 구성되는 그래버(grabber)(106);
    연속적인 중복 부분의 각각이 각각의 일정한 샘플율을 갖지만, 상기 각각의 일정한 샘플율이 상기 연속적인 중복 영역 중에서 변화하도록 보간에 의해 상기 정보 신호의 상기 연속적인 중복 영역의 적어도 서브세트에 리샘플링을 적용하도록 구성되는 리샘플러(107);
    상기 정보 신호의 상기 연속적인 중복 영역에 윈도잉을 적용하도록 구성되는 윈도우어(108); 및
    윈도우 영역에 변환을 개별적으로 적용하도록 구성되는 변환기(109)를 포함하는, 정보 신호 변환기.
  16. 청구항 15에 있어서,
    상기 그래버(106)는 상기 정보 신호의 상기 연속적인 중복 영역이 일정한 시간 길이이도록 상기 정보 신호의 상기 연속적인 중복 영역의 그래빙을 수행하도록 구성되는, 정보 신호 변환기.
  17. 청구항 15에 있어서,
    상기 그래버(106)는 상기 정보 신호의 상기 연속적인 중복 영역이 일정한 시간 오프셋을 갖도록 상기 정보 신호의 상기 연속적인 중복 영역의 그래빙을 수행하도록 구성되는, 정보 신호 변환기.
  18. 청구항 16에 있어서,
    상기 샘플의 시퀀스는 미리 정해진 시간 순간(113)에 제 1 샘플율에서 제 2 샘플율로 전환하는 변화하는 샘플율을 가지며, 상기 리샘플러(107)는 상기 일정한 샘플율이 상기 제 1 샘플율에서 상기 제 2 샘플율로 한번만 전환하도록 상기 미리 정해진 시간 순간과 중복하는 상기 연속적인 중복 영역(114b,c)에 상기 리샘플링을 적용하도록 구성되는, 정보 신호 변환기.
  19. 청구항 18에 있어서,
    상기 변환기는 각 윈도우 영역의 변환의 변환 길이를 각각의 윈도우 영역의 샘플의 수에 적응시키도록 구성되는, 정보 신호 변환기.
  20. 앨리어싱 소거를 이용하여, 정보 신호의 연속적인 중복 영역의 각각에 대해, 각각의 영역의 윈도우 버전의 변환을 포함하는 상기 정보 신호의 랩핑 변환 표현으로부터 상기 정보 신호를 재구성하는 방법으로서, 정보 신호 재구성기는 상기 정보 신호의 이전의 영역(84)과 다음의 영역(86) 사이의 경계(82)에서 변화하는 샘플율로 상기 정보 신호를 재구성하도록 구성되는, 상기 정보 신호 재구성 방법에 있어서,
    상기 이전의 영역(84)에 대한 재변환(96)을 획득하기 위해 상기 이전의 영역(84)의 상기 윈도우 버전의 변환(94)에 재변환을 적용하고, 상기 다음의 영역(86)에 대한 재변환(100)을 획득하기 위해 상기 다음의 영역(86)의 상기 윈도우 버전의 변환(94)에 재변환을 적용하는 단계로서, 상기 이전의 영역(84)에 대한 재변환(96) 및 상기 다음의 영역(86)에 대한 재변환(106)은 상기 이전의 영역과 상기 다음의 영역 사이의 경계(82)에서의 앨리어싱 소거 부분(102)에서 중복하는, 상기 적용 단계;
    보간에 의해, 상기 경계(82)에서의 샘플율 변화에 따라 상기 앨리어싱 소거 부분(102)에서 상기 이전의 영역(84)에 대한 재변환(96) 및/또는 상기 다음의 영역(86)에 대한 재변환(100)을 리샘플링하는 단계; 및
    상기 앨리어싱 소거 부분(102)에서 상기 리샘플링에 의해 획득되는 바와 같이 상기 이전의 및 다음의 영역(84, 86)에 대한 재변환(96, 100) 사이에서 앨리어싱 소거를 수행하는 단계를 포함하는, 정보 신호 재구성 방법.
  21. 앨리어싱 발생 랩핑 변환을 이용하여 정보 신호의 랩핑 변환 표현을 생성하는 방법으로서,
    샘플의 시퀀스의 형식으로 상기 정보 신호를 수신하는 단계;
    상기 정보 신호의 연속적인 중복 영역을 그래빙하는 단계;
    연속적인 중복 부분의 각각이 각각의 일정한 샘플율을 갖지만, 상기 각각의 일정한 샘플율이 상기 연속적인 중복 영역 중에서 변화하도록 보간에 의해 상기 정보 신호의 상기 연속적인 중복 영역의 적어도 서브세트에 리샘플링을 적용하는 단계;
    상기 정보 신호의 상기 연속적인 중복 영역에 윈도잉을 적용하는 단계; 및
    윈도우 영역에 변환을 개별적으로 적용하는 단계를 포함하는, 정보 신호의 랩핑 변환 표현 생성 방법.
  22. 청구항 20 또는 청구항 21에 따른 방법을 컴퓨터에서 실행하기 위한 프로그램 코드가 기록된 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체.
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