JP2003501925A - パラメトリックノイズモデル統計値を用いたコンフォートノイズの生成方法及び装置 - Google Patents

パラメトリックノイズモデル統計値を用いたコンフォートノイズの生成方法及び装置

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JP2003501925A JP2001502113A JP2001502113A JP2003501925A JP 2003501925 A JP2003501925 A JP 2003501925A JP 2001502113 A JP2001502113 A JP 2001502113A JP 2001502113 A JP2001502113 A JP 2001502113A JP 2003501925 A JP2003501925 A JP 2003501925A
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Abstract

(57)【要約】 ノイズ又は情報信号を特徴付けし、その後その特徴を信号の再構成に用いる方法及び装置において、信号のパラメトリックモデルがそのモデルのパラメータに関連する少なくとも１つの高次統計値によって補われる。例えば、ＤＴＸ通信において、送信機背景ノイズが、推定平均スペクトル振幅の連続フレームであって、その各々に推定平均スペクトル振幅に対する推定標準偏差が添付された連続するフレームによって特徴付けされる。再構成時、推定標準偏差がスペクトル振幅の無作為化及びこの無作為化による再構成ノイズの音質向上に用いられる。再構成されたノイズの品質は平均スペクトル振幅を伝送前及び／又は受信時に平均化、平滑化又は他のフィルタリングを行うことにより更に向上する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 （発明が属する技術分野） 本発明は通信システムに関し、特に、通信システムにおけるコンフォートノイ
ズの生成に関する。
【０００２】 （背景技術） ディジタル無線通信システム（例えば、セルラ電話システム、陸上移動無線シ
ステム、衛星電話システム、航空電話システム等を含む）において、無線が発生
する低音量の音声ノイズの受信が必要となることがある。例えば、ディジタル無
線通話中、無線受信機が一時的に無線送信機から有意な音声情報を受信しない期
間が存在しうる。そのような期間において、無線受信機のユーザが誤って通話が
切断されたものと思わないよう、受信無線機が音声ノイズを生成することが望ま
しい。このようなノイズを当技術分野及び本明細書においてコンフォートノイズ
と呼ぶ。
【０００３】 コンフォートノイズの生成が特に有利である少なくとも２つの基本的な理由が
存在する。まず１つは、通信リンクの品質が非常に悪化したが、依然として動作
可能である場合、ひどく歪んだ音声が受信無線機のユーザに伝達されないよう、
受信無線機における音声パスをミュートすることが好ましい場合がある。しかし
、受信機のスピーカを完全にミュートすると、リンクが完全に動作不能であり、
復帰の可能性がないものと受信機ユーザが誤って判断しかねないため、代わりに
無線受信機がコンフォートノイズを生成、再生することが可能である。そうすれ
ば、一般に質の悪い音声に付随する大きなポップノイズ及びアーチファクト無し
に、受信機が依然として動作可能であることを受信機ユーザに伝えることができ
る。
【０００４】 コンフォートノイズはまた、間欠伝送（又はＤＴＸ：Discontinuous Transmis
sion）通信システムにおいて非常に有益である。ＤＴＸシステムでは、送信機が
出力信号に音声が含まれるか否かを検出し、出力信号が音声を含まない場合には
伝送を中断又は伝送レートを削減する。このようなＤＴＸ期間中、受信機ユーザ
が受信機と送信機との間の通信パスが依然として継続中かつ動作可能であること
を認識できるよう、受信機が何らかの形式のコンフォートノイズを再生すること
が望ましい。
【０００５】 これら２つの場合のいずれにおいても、受信機で生成されるコンフォートノイ
ズは、送信機で存在する背景ノイズとできる限り合致することが一般に好ましい
。換言すれば、コンフォートノイズの生成プロセスは受信機ユーザに対してトラ
ンスペアレントであるべきである。このような目的で、送信機に存在する背景ノ
イズをサンプリングし、サンプリングしたノイズの特性を表す１つ又は複数のパ
ラメータを周期的に受信機へ伝送して、受信機での合致したコンフォートノイズ
生成に用いることが可能である。しかしながら、従来技術においては、本来発生
している背景ノイズと、生成されたコンフォートノイズとの間には知覚できる差
異が依然として存在していた。よって、通信システムにおける更に改良されたコ
ンフォートノイズの生成方法及び装置が求められている。
【０００６】 （発明の概要） 本発明は高品質で自然な音感のコンフォートノイズを実現するため、ノイズモ
デルそのものに関し、パラメトリック背景ノイズモデルに関する１つ又はさらに
高い次元の統計値を用いる技術を提供することにより、上述した要求及び他の要
求を満たす。従来のシステムが周期的に推定したノイズモデリングパラメータの
みに基づいてコンフォートノイズを生成するのに対し、本発明の実施形態におい
ては更に正確で良好な音質のコンフォートノイズが生成できるよう、ノイズモデ
リングパラメータを好適な統計値で補う。さらに、本発明によれば、得られるコ
ンフォートノイズの音質を更に向上するため、ノイズモデリングパラメータの平
均化、平滑化又は他のフィルタリング処理を、通信リンクの送信側及び／又は受
信側で行うことが可能である。
【０００７】 代表的な実施形態において、ＤＴＸ送信機で複数の背景ノイズスペクトル振幅
の平均値が周期的に推定され、これもまたＤＴＸ送信機で推定される１つの標準
偏差値とともにＤＴＸ受信機へ送信される。ＤＴＸ受信機において、周期的に受
信する平均スペクトル振幅が複数のＤＴＸフレームをまたがって平滑化され、平
滑化された値が受信した標準偏差を用いてディザリングされる。ディザリングさ
れた平均値はＤＴＸ受信機におけるコンフォートノイズの生成に用いられる。
【０００８】 瞬時スペクトル振幅ではなく平均スペクトル振幅を送信することによって、代
表的な実施形態は送信機におけるスペクトルの不規則性が受信機において急峻な
スペクトル変動を生成することを回避している。加えて、受信機において受信し
た平均値を複数のフレームに渡って平滑することで、コンフォートノイズの更新
が比較的頻繁でないことから生じうる、急峻で、しばしば認知できるスペクトル
遷移を削減する。さらに、推定された標準偏差を平滑化された平均値のディザリ
ングに用いることで、コンフォートノイズ特性がフレーム毎に微妙に変化し、よ
り無作為なスペクトルを実現する。その結果、より自然な音質のコンフォートノ
イズが得られる。
【０００９】 本発明による代表的な無線送信機は入力ノイズ信号をサンプリングし、出力と
してサンプリングされたノイズ信号のパラメトリックノイズモデルであり、少な
くとも１つのサンプルされたノイズ信号を表す少なくとも１つのモデリングパラ
メータを含むパラメトリックノイズモデルを供給するように構成された符号化器
を含む。符号化器はまた出力として、少なくとも１つのモデリングパラメータに
関する統計値であって、各モデリングパラメータの次元よりも大きな次元を有す
る統計値を供給する。符号化器は例えば、マルチバンド駆動符号化器(multi-ban
d excitation coder)、準同型符号化器(homomorphic encoder)又は正弦変換符号
化器(sinusoidal transform coder)でよい。加えて、パラメトリックモデルは複
数の推定平均スペクトル振幅及び、推定平均スペクトル振幅に対する推定標準偏
差値でよい統計値を含むことが可能である。信号の再構成を向上するため、符号
化器は少なくとも１つのモデリングパラメータ及び統計値を周期的に更新及びフ
ィルタリングすることが可能である。統計値の次元は各ノイズパラメータの次元
よりも大きく、コンフォートノイズ生成器は、無線受信機のユーザにコンフォー
トノイズを供給するため、少なくとも１つのノイズモデリングパラメータ及び統
計値を復号化する。各ノイズモデリングパラメータは、例えば、推定平均スペク
トル振幅であって良く、また統計値は少なくとも１つの推定平均スペクトル振幅
に対する推定標準偏差値であって良い。加えて、コンフォートノイズ生成器は少
なくとも１つのノイズモデリングパラメータ及び推定値の更新を周期的に受信及
びフィルタすることが可能である。さらに、コンフォートノイズ生成器はフィル
タリングされた少なくとも１つのノイズモデリングパラメータの更新を、コンフ
ォートノイズを供給するため統計値に従って処理することが可能である。例えば
、コンフォートノイズ生成器は推定標準偏差値を受信した平均スペクトル振幅の
フィルタリングされた更新のディザリングに用いることが可能である。
【００１０】 以下、本発明の上述した、またそれ以外の機能及び利点を図示した実施形態例
を参照して説明する。本技術分野の当業者は説明される実施形態が説明を目的と
して供され、多数の等価実施形態が予期されることを理解するであろう。
【００１１】 （発明の詳細な説明） 以下、間欠伝送（ＤＴＸ）通信システムに関し本発明の典型的な実施形態を説
明する。ＤＴＸは例えば周知のＰＤＣ(Pacific Digital Cellular)、Ｄ−ＡＭＰ
Ｓ(Digital Advanced Mobile Phone System：IS641Aを含む）、ＧＭＳ(Global S
ystem for Mobile Communications)、及びＡＣｅＳ(Asian Cellular Satellite)
規格で用いられている。公に入手可能なこれら規格の仕様には各規格に特有なＤ
ＴＸの利用法の詳細が示されている。
【００１２】 ＤＴＸと関連して、本発明の典型的な実施形態はまた、マサチューセッツ工科
大学で最初に開発されたマルチバンド駆動（ＭＢＥ：登録商標）音声符号化アル
ゴリズムに関して説明される。ＭＢＥアルゴリズム（及び、より最近ではその後
継アルゴリズムであるＩＭＢＥ及びＡＭＢＥ（いずれも登録商標））は低ビット
レート（すなわち、４．８ｋｂｐｓ未満）を必要とするディジタル通信システム
においては非常にポピュラーである。例えば、衛星電話通信の分野にお周知のイ
リジウム、インマルサットＭ、インマルサット ミニ−Ｍ、ＩＣＯ（インマルサ
ット−Ｐ）、Ｏｐｔｕｓ及びＡＣｅＳシステムの各々にいて、何らかの形のＭＢ
Ｅが用いられている。ＭＢＥベースのアルゴリズムはまた陸上移動無線（例えば
ＡＰＣＯ−２５）及び航空分野においても用いられている。ＭＢＥアルゴリズム
の詳細な説明については、例えば、B.S. Atal等による”Advances in Speech Co
ding”(Kluwer Academic Publishers 1991)、A.M.Kondozによる”Digital Speec
h:Coding for Low Bit Rate Systems”(Wiley & Sons 1994)及び国際公開特許第
ＷＯ９４／１２９７２号（１９９４／０６）、調和振幅の量子化方法及び装置(M
ethod and Apparatus for Quantization of Harmonic Amplitudes)を参照された
い。
【００１３】 典型的な実施形態はＤＴＸ及びＭＢＥに関して明らかに有用であるが、本技術
分野の当業者は本発明のある観点は他の通信及びディジタル信号処理用途に等し
く利用可能であることを理解するであろう。例えば、開示される、信号の特性を
記述又はモデリングする方法及びその後信号の生成又はシミュレートに用いるモ
デルパラメータは、ＤＴＸシステム内部でのコンフォートノイズ供給のみならず
、任意の信号の記録及び／又は再生にも利用可能である。さらに、開示されるパ
ラメトリック及び統計的信号モデリング技術は周波数領域ＭＢＥ音声符号化アル
ゴリズムだけでなく、任意の信号符号化アルゴリズムに対して容易に適用可能で
ある。例えば、開示される技術は（準同型ボコーダ及び正弦変換符号化器に用い
られるような）他の周波数領域アルゴリズム及び（周知の符号駆動線形予測符号
化（ＣＥＬＰ）アルゴリズム及びＶＣＥＬＰアルゴリズムのような）時間領域ア
ルゴリズムに直接適用可能である。
【００１４】 本発明の典型的な実施形態に戻って、図１及び図２は、ＤＴＸ送信機１００及
び互換性のあるＤＴＸ受信機２００をそれぞれ示す。図１に示すように、典型的
なＤＴＸ送信機１００は音声有無検出器（ＶＡＤ）１１０、音声符号化器１２０
、無音記述(silence description)符号化器（ＳＩＤ）１３０、チャネル符号化
器１４０及び、第１及び第２の送信スイッチ１５０、１５５を含む。図２におい
て、典型的なＤＴＸ受信機２００は、チャネル復号化器２１０、フレーム検証プ
ロセッサ２２０、音声フレームバッファ２３０、コンフォートノイズフレームバ
ッファ２４０、音声復号化器２５０及び受信スイッチ２６０を含む。本技術分野
の当業者は以下に説明する図１及び図２の要素の機能を様々なハードウェア構成
、例えば汎用ディジタルコンピュータ、標準ディジタル信号処理部品、及び１つ
又は複数のＡＳＩＣを用いて実施可能であることを理解するであろう。
【００１５】 動作中、（例えば、ユーザ音声信号の連続するＰＣＭサンプルの集まりである
）音声フレームがＤＴＸ送信機１００の音声有無検出器１１０、音声符号化器１
２０及びＳＩＤ符号化器１３０に供給される。音声有無検出器１１０はその音声
フレームを分析し、そのフレームが音声情報を含むか否かを判定する。音声情報
を含む場合、第１の送信スイッチ１５０が音声符号化器１２０の出力とチャネル
符号化器１４０の入力とを接続するように設定され、音声符号化器１２０は音声
フレームを（以下に説明する技術を用いて）チャネル符号化器１４０に入力する
ための符号化を指示される。さもなくば、送信スイッチ１５０はＳＩＤ符号化器
１３０の出力をチャネル符号化器１４０の入力に接続するように設定され、ＳＩ
Ｄ符号化器１３０はＳＩＤフレームを（これもまた以下に説明する技術を用いて
）チャネル符号化器１４０へ入力するため符号化するように指示される。実際に
は、音声符号化器１２０及びＳＩＤ符号化器１３０の動作は１つの符号化装置に
まとめることができる。
【００１６】 音声符号化器１２０からの音声フレーム又はＳＩＤ符号化器１３０からのＳＩ
Ｄフレームを受信すると、チャネル符号化器１４０は通信チャネル（例えばエア
インタフェース）上で伝送するためのフレームを準備するため、周知のチャネル
符号化方法を用いる。音声信号が音声を含む期間中、第２の送信スイッチは依然
として閉じたままであり、連続する音声フレームは符号化及び伝送される。しか
し、音声有無検出器１１０が会話の中断を判定した場合には、限られた数（一般
に１つ又は２つ）のＳＩＤフレームが符号化及び伝送される。その後、音声有無
検出器１１０が会話の再開を示すまで、ＳＩＤ更新フレームが周期的（例えば、
２５０ミリ秒から１秒毎に）符号化及び伝送される。その際、音声符号化器１２
０は音声が再び中断するまで音声信号フレームを生成することを確認する。
【００１７】 受信機２００において、チャネル復号化器２１０は入来フレーム（すなわち、
チャネル復号化器２１０はチャネル符号化器１４０によって実施される符号化プ
ロセスの逆を実施する）を受信及び復号化し、復号化したフレームを検証プロセ
ッサ２２０、音声フレームバッファ２３０及びコンフォートノイズフレームバッ
ファ２４０へ供給する。ＤＴＸ期間中、大部分の受信フレームは無効であり、従
ってＲＦ干渉及び受信機雑音によって生成されたランダムデータで満たされてい
る。しかし、場合によっては有効なＳＩＤ更新フレームがＤＴＸ中に送信され、
また有効な音声フレームの伝送はいつでも再開可能である。
【００１８】 この曖昧さを処理するため、検証プロセッサ２２０は各受信フレームの内容に
ついて分析する。受信フレームが無効であれば、受信スイッチ２６０はコンフォ
ートノイズフレームバッファ２４０を音声復号化器２５０の入力へ接続するよう
に設定され、コンフォートノイズフレームバッファ２４０はノイズフレームをコ
ンフォートノイズ生成のために音声復号化器２５０へ供給するように指示される
。受信フレームが有効なＳＩＤ更新の場合、受信フレームはノイズフレームがコ
ンフォートノイズ生成用に音声復号化器２５０へ供給される前に、コンフォート
ノイズフレームバッファ２４０の内容を更新するのに用いられる。最後に、受信
フレームが有効な音声フレームを表す場合には、受信スイッチ２６０が音声フレ
ームバッファ２３０を音声復号化器へ接続するように設定され、受信フレームは
受信機ユーザへの提示のため合成されるべく音声復号化器２５０へ送信される。
【００１９】 図３は上述したＤＴＸ動作を説明する図である。図において、音声信号は無音
区間で分離される第１及び第２の音声バースト３１０、３２０を含む。第１の音
声バースト３１０の間、有効音声フレーム３１５が継続的に伝送される。しかし
、第１の音声バースト３１０の終了直後、かつ無音区間全体を通じて周期的に、
有効ＳＩＤフレーム３３０が音声フレームの代わりに伝送される。そして、第２
の音声バースト３２０の開始時、有効音声フレーム３２５が再び継続的に伝送さ
れる。
【００２０】 このようなＤＴＸ動作は従来の連続伝送に対して重要な利点を提供し、従って
ＤＴＸは今日のディジタル無線システムにおける共通機能となっている。例えば
、ＤＴＸは頻繁な伝送を必要としないため、送信無線機の節電を可能とする。よ
り具体的には、送信電力増幅器（ＰＡ）が送信機電力の大半を消費するのが典型
的なので、ＤＴＸモードの間電力増幅器をＯＦＦにすることで大幅な電力節約が
実現できる。加えて、ＤＴＸはエアインタフェーススペクトルに伝送されるＲＦ
エネルギーを低減する。その結果、多元アクセスシステムにおいて他のユーザか
ら観測される平均ＲＦ干渉が削減され、これらユーザから見た搬送波対干渉（Ｃ
／Ｉ）比も同様に改善される。Ｃ／Ｉの増加は無線端末の性能を向上させ、逆に
言えばシステムの容量を増加させる（すなわち、所定の周波数割り当てにおいて
サポートできるユーザ数が増加する）。
【００２１】 図１及び図２に関して説明したように、ＤＴＸシステムにおける音声信号はサ
ンプリングされ、（例えば、音声符号化器１２０によって）符号化され、その後
符号化された値は音声信号の合成又は再構成のために（例えば音声復号化器２５
０によって）復号化される。符号化器及び復号化器の組み合わせはしばしば本技
術分野においてコーデック又はボコーダと呼ばれ、音声符号化及び復号化機能を
達成するためボコーダ内に任意の複数の周知技術を実装することができる。
【００２２】 そのような技術は一般的に２種類のうちの１種類に分類することができる。す
なわち、波形符号化技術とパラメトリック符号化技術が存在する。波形ボコーダ
は音声信号それ自体の量子化及び符号化を試み、一方パラメトリックボコーダは
音声信号用のモデル（モデルは複数のパラメータから構成される）を仮定する。
典型的に、パラメトリックボコーダは音声信号のサンプルを受信し、サンプルを
フレームにグループ分けし、サンプルのフレームをモデルに合わせ、それからモ
デルパラメータのための値を量子化及び符号化する）。このようにして、パラメ
トリックボコーダは、波形ボコーダよりも低い情報（すなわち、ビット）レート
において所望の音声品質を生成することができる。
【００２３】 ロバストで一般的なパラメトリックボコーダは上述したＭＢＥボコーダである
。多くの音声符号化器と同様、ＭＢＥ復号化器はサンプルされた音声信号を２０
ｍｓのフレームに分割する。各音声フレームについて、ＭＢＥモデルパラメータ
のセットが計算される。モデルパラメータ（例えば、基本ピッチ周波数及び複数
の有声化判定）はフレームの知覚できる内容を記述し、従ってその後の、元の音
声信号と知覚的に似た合成音声信号の生成に使用できる。音声を含まないフレー
ム（例えば、ＤＴＸ送信機でサンプルされた背景ノイズのみを含むフレーム）に
対しては、ＭＢＥモデルがスペクトル振幅のセットを生成し、それは（例えば、
ＤＴＸ受信機におけるコンフォートノイズ合成等の）フレームの再生成に使用で
きる。
【００２４】 従来のＤＴＸシステムにおいて、最新のＳＩＤ更新はＤＴＸ期間中、コンフォ
ートノイズを生成するために直接かつ繰り返し用いられる。換言すれば、合成の
ために最新のＳＩＤフレーム（例えば、スペクトル振幅を有するＭＢＥフレーム
）が何度も音声復号化器２５０へ送信される。その結果、ＤＴＸ受信機は受信機
におけるコンフォートノイズ特性をＳＩＤ更新を受信するたびに送信機での背景
ノイズの特性に強制的に合致させる。さらに、コンフォートノイズスペクトルは
ＳＩＤ更新を次に受信するまでの間固定される。このような従来技術には少なく
とも２つの大きな短所がある。
【００２５】 まず、送信機における背景ノイズが一定の場合を考える。そして、当然ながら
平均ノイズスペクトルはずっと一定である。しかし、これはスペクトル変動につ
いて述べているのではない。実際のノイズ環境の大半において、瞬時スペクトル
値は連続的に変化し、平均値の周囲にランダム分布を形成する。聴取者はスペク
トル平均及びスペクトル変動の両方を知覚する。スペクトル平均が背景ノイズの
音の強さを示すのに対し、スペクトル変動はノイズの活性を示す。従来のコンフ
ォートノイズ生成方法は（例えば、コンフォートノイズ更新の間のＭＢＥスペク
トル振幅を固定することで）平均スペクトルのみを説明するため、そのような方
法はしばしばＤＴＸ期間に生成されたコンフォートノイズと連続音声伝送期間中
に符号化された背景ノイズとの間の知覚的なミスマッチを引き起こす。
【００２６】 次に、コンフォートノイズ更新を次に受信するまでの期間中、送信機の背景ノ
イズが一定でない場合を考える。このような場合、コンフォートノイズ更新を受
信した際に（例えば、ＭＢＥスペクトル振幅の優勢なセットがスペクトル振幅の
更新されたセットと置き換えられる場合等）、急峻な遷移が起こりうる。ＤＴＸ
送信機において、背景ノイズの音量及び／又はスペクトル特性の変化は一般にい
くつかのフレームの期間をまたがって発生する。しかし、ＤＴＸ受信機は比較的
少ないＳＩＤ更新しか得られないため、そのような変化は受信機において非常に
唐突に反映され、従ってＤＴＸ機能のトランスペアレンシーを低下させると共に
受信機ユーザを知覚的に不快にさせるおそれがある。
【００２７】 本発明は送信機背景ノイズの音量及び活性の両方を取得(capture)する方法及
び装置を提供する。より一般的には、本発明は所望の任意の信号の知覚可能な特
性を取得する技術を提供する。そのようにするため、信号のパラメトリックモデ
ル（例えば、送信機背景ノイズを表すＭＢＥスペクトル振幅のセット）が、その
パラメトリックモデルに関する１つ又は複数次元高い統計値で補われる。例えば
、ＤＴＸ伝送の場合、ＳＩＤフレームのＭＢＥスペクトル振幅（平均ノイズスペ
クトルの粗い推定と考えることができる）が背景ノイズスペクトルの変動推定値
によって補完されてもよい。元の信号を再生成（例えばコンフォートノイズを生
成）するために、１又は複数次元高い統計値（例えば変動推定値）をモデルパラ
メータ（例えばスペクトル振幅）と併せて用いることによって、より正確で知覚
的に好ましい結果が達成される。さらに、本発明は、再構成された信号の更なる
向上のために、平滑化、平均化又は他のフィルタリングを行うことの可能なモデ
ルパラメータを開示する。そのようなフィルタリングはモデルパラメータが生成
される際（例えば、ＤＴＸ伝送の前又は記憶媒体への記録前）、及び／又はパラ
メータが信号再構成に用いられる際（例えばＤＴＸ受信又は記憶媒体からの再生
時）に行うことが可能である。以下、上述したＭＢＥ音声符号化モデルを用いる
ＤＴＸ伝送システムにおけるコンフォートノイズ生成に関し、一般性を損なうこ
となく、本発明の様々な機能及び長所を説明する。
【００２８】 上述したように、ＤＴＸ ＳＩＤフレームにおけるＭＢＥスペクトル振幅は平
均ノイズスペクトルの粗い推定と考えることができる。しかし、本発明によれば
、連続するスペクトル振幅フレームをフィルタリングすることによって、平均ス
ペクトルの高品質な推定を得ることが可能である。例えば、各音声不活性期間の
開始時において、ＤＴＸ音声有効性検出器（例えば図１の検出器１１０）は一般
に音声が不活性であることが明らかになる迄の期間待機する。待機期間（一般に
約４〜６フレーム続く）は本技術分野においてハングオーバ期間(hangover peri
od)として知られ、連続するフレームを平均する機会を提供する。換言すれば、
スペクトル手段のセットは、以下の式の通り、ＭＢＥスペクトル振幅をハングオ
ーバ期間内で平均化することによって算出することができる。
【００２９】
【数１】
【００３０】 ここで、Ｍｉ（ｋ）は番号ｉのボコーダフレームの瞬時スペクトル振幅を、Ｐは
各フレーム内のスペクトル振幅数を、そしてＮはハングオーバ期間におけるフレ
ーム数をそれぞれ表す。スペクトル手段はＳＩＤフレーム更新として音声不活性
期間の開始時に送信されても良い。
【００３１】 実際には、瞬時スペクトル振幅Ｍｉは対数尺度で定量化され、瞬時スペクトル
振幅に関わる全ての計算はこの得られた対数値を用いて実施される。しかし、ス
ペクトル振幅の量子化は本発明の理解においてさほど重要ではないため、そのよ
うな量子化処理の詳細な説明は簡潔さのために省略する。ＭＢＥモデルパラメー
タの量子化の詳細については、上に引用した国際公開公報ＷＯ９４１２９７２を
参照のこと。
【００３２】 本発明によれば、各ＳＩＤフレーム更新が正確に送信機の優勢な背景ノイズの
特徴を示すよう、ＤＴＸ期間中、平均推定値の精度向上（リファイン）がはから
れる。例えば、平均振幅の移動平均は以下のように算出できる。
【００３３】
【数２】
【００３４】 本技術分野の当業者はこれが各スペクトル振幅に適用される、αがフィルタ平
均係数又はメモリであるような一次自己回帰（ＡＲ）フィルタであることに気が
つくであろう。ＡＲフィルタは平均値推定値の継続的な更新が得られるよう、ス
ペクトル振幅に対して適用される。ＡＲプロセスは少ないメモリ資源で良好なフ
ィルタリングを提供するという利点を有する。さらに、ＡＲフィルタの出力は必
要以上の遅延が発生しないよう、過去のフレームよりも現在のフレームを重く重
み付ける。経験的な検討の結果、α＝１／１６のフィルタメモリによって良好な
結果が得られる。
【００３５】 代わりに、ＳＩＤ更新の間に発生する全てのスペクトル振幅を上述のように最
初のハングオーバ期間に関して平均化することも可能である。しかし、そのよう
にすると、上述したＡＲフィルタによる方法に比較して計算がより複雑になり、
かつかなりの量のメモリを余計に必要とする。加えて、そのような連続的な平均
化は一次ＡＲ方法と比較してより顕著な遅延を生成する傾向がある。
【００３６】 本発明によれば、ＭＢＥスペクトル振幅は高品質な平均値推定を提供するため
にフィルタリングされるだけでなく、ノイズスペクトルの分散推定によって補足
される。分散はスペクトル平均に関する瞬時スペクトル振幅の分布を定量化し、
従ってモデル化されたノイズの活性の指標を与える。数学的に、確率変数ｘの分
散は以下のように算出される σ2 x＝Ｅ｛（ｘ−μx）2｝
【００３７】 ここで、Ｅ｛｝は期待値演算子であり、μx＝Ｅ｛ｘ｝はｘの平均値である。
そして、ｘの標準偏差は分散の平方根として定義され、分散と同様ｘの活性に関
する情報を与える。
【００３８】 典型的な実施形態において、１つの標準偏差パラメータが計算され、ＳＩＤフ
レーム内の全スペクトル振幅の特徴づけに用いられる。例えば、特定のＳＩＤフ
レームｉについての瞬時標準偏差は以下のように推定できる。
【００３９】
【数３】
【００４０】 ここで、Ｐは各フレーム内のスペクトル振幅の数、Ｍｉ（ｋ）は瞬時スペクト
ル振幅、Ｍバーｉ（ｋ）は上述したとおりフィルタリング又は平均化されたスペ
クトル振幅推定値である。
【００４１】 都合の良いことに、瞬時標準偏差推定はフィルタリングされたＭＢＥスペクト
ル振幅とともにＳＩＤフレームで伝送可能であり、受信機における高品質なコン
フォートノイズの生成（以下に説明する）に用いられる。代わりに、連続する瞬
時標準偏差推定をフィルタリング又は平滑化し、フィルタリングされた標準偏差
推定をフィルタリングされたスペクトル振幅とともに伝送しても良い。例えば、
瞬時標準偏差推定を以下のように一次ＡＲプロセスを用いて平滑化することが可
能である。
【００４２】
【数４】
【００４３】 ここで、αｉはフレーム単位の更新係数又はフィルタメモリである。瞬時標準
偏差値のフィルタリングは普通でない、又は異常なスペクトル振幅サンプルの影
響を低減する。
【００４４】 各ＤＴＸ期間の開始時、第１の標準偏差推定を瞬時標準偏差値と等しく設定す
ることが可能である。代わりに、第１の推定を直前のＤＴＸ期間から最後のフィ
ルタリング推定と同一とすることもできる。加えて、前回の推定及び現在の瞬時
値との重み付けされた結合を第１推定の提供に用いることができる。
【００４５】 典型的な実施形態によれば、更新係数αｉは固定されず、各フレームに対して
適合される。これは固定された更新係数が所定の場合において質の悪い分散推定
を与えうるという事実によるものである。例えば、送信機の背景ノイズが対象と
なる周波数の大半又は全部に渡って振幅が増加したと仮定する。換言すれば、雑
音が一定でないと仮定する。平均スペクトル振幅推定は実際のスペクトル振幅を
フィルタリングすることで得られ、実際のスペクトル振幅の変化はある遅延の後
推定平均スペクトル振幅中に表れる。例えば、実際のスペクトル振幅のボリュー
ム増加は一般に２，３フレームが通過するまでは平均スペクトル振幅推定には表
れない。
【００４６】 この遅延期間において、実際のスペクトル振幅と推定された平均スペクトル振
幅との差は非常に重要となりうる。しかし、そのような差異は平均値推定器に起
因するもので、スペクトルの実際の無作為性によるものではない。差異は合計さ
れ、分散推定器へ入力されるため、固定更新係数が用いられる場合、分散推定は
人為的に誇張されても良い。従って、本発明によれば、更新係数はフレーム単位
で動的に適合される。そのようにするため、各フレームｉに対する品質変数ｑｉ を以下のように算出することが可能である。
【００４７】
【数５】
【００４８】 上に定義した品質変数はスペクトルの定常性(stationarity)を示す。全体的な
ボリューム変化が存在する限り、全ての振幅差(magunitude differences)は同一
の符号を有する傾向にあり、従って高い総和及び低い変数値ｑｉを導く。しかし
、スペクトルが全く静止している場合、一般的に正方向における振幅差と同じ数
の負方向への振幅差が存在し、従って低い総和及び高い変数値ｑｉが導かれる。
【００４９】 そのため、品質因子ｑｉが高い場合、瞬時分散推定において確信を持つことが
可能であり、その瞬時推定を平滑化された標準偏差推定の更新に用いることは合
理的である。しかし、品質因子が低い場合、瞬時分散推定は不確実であり、その
瞬時推定を平滑化された推定の更新には用いないことが好ましい。この方法は下
式に従って品質ベクトルｑｉによって制御される適応更新係数αｉを適用するこ
とで定量化される。 αｉ＝ｑｉα ここで、αは最大許容更新係数を表す定数（すなわち、ｑｉは０から１の範囲で
示されるためである）。経験的な検討により最大限度α＝１／３２ が品質の良い結果を示す。
【００５０】 上述したように、平滑化された標準偏差推定は、ＤＴＸ受信機におけるコンフ
ォートノイズ生成のためにＳＩＤフレーム内で平均スペクトル振幅とともに伝送
される。もちろん、標準偏差推定よりもむしろ分散推定を平滑化して送信するこ
とも可能である。分散推定か標準偏差推定のいずれを用いるかは設計上の選択事
項である。
【００５１】 独立した標準偏差（又は分散）推定をスペクトル振幅の各々について算出する
ことも可能であることにまた注意されたい。しかし、そうすると、多数の追加パ
ラメータを送信することになるであろう。さらに、注目するノイズ源の大半がそ
れらのスペクトルに渡って類似の分散を有する傾向があることが経験上示されて
いる。従って、大半の場合は１つの項で十分である。
【００５２】 ＤＴＸ受信機において、（典型的な実施形態によれば、４８ＭＢＥフレーム毎
、又は９６０ｍｓ毎に送信される）ＳＩＤフレームは、生成されるべきコンフォ
ートノイズのスペクトルの基礎を形成する。上述の通り、各ＳＩＤフレームは推
定平均スペクトル振幅のセット及び１つの推定標準偏差又は分散を含んでいる。
本発明によれば、平均スペクトル振幅は標準偏差値に従って、音声復号化器（例
えば図２の復号化器２５０）に入力するための強化スペクトル振幅を提供するた
めに処理される。有利なことに、強化スペクトル振幅によって送信機における背
景ノイズと厳密に合致する合成コンフォートノイズが得られる。
【００５３】 まず、更新から次の更新の間、平均スペクトル振幅をフィルタリングすること
より、ＳＩＤ更新における急峻なスペクトル変化を回避する。例えば、Ｍold（
ｋ）（上述の通りｋ＝１からＰまで）が前に受信したＳＩＤフレームからの平均
スペクトル振幅を表し、Ｍnew（ｋ）が今受信したＳＩＤフレームからの平均ス
ペクトル振幅を表すものと仮定する。いきなりＭold（ｋ）からＭnew（ｋ）へ遷
移させずに、複数のＮフレームに渡ってスペクトル振幅を遷移させる。例えば、
直線ランプ関数又は、多項式や指数関数を含む他の遷移関数を使用できる。典型
的な直線ランプ関数は以下のように与えられる。
【００５４】
【数６】
【００５５】 ランピングの後、更新された平均スペクトル振幅Ｍnew（ｋ）が次のＳＩＤフ
レーム更新を受信するまで用いられる。経験的な検討により、Ｎ＝１６とした複
数フレームの期間でランピング又は遷移を行うと良い結果が得られることが示さ
れている。
【００５６】 コンフォートノイズ特性の固定度を抑制するため、標準偏差推定に基づく無作
為な因子をランピングされたスペクトル振幅の各々に加える。典型的な実施形態
によれば、加算される乱数は正規分布出力を有する疑似乱数発生器を用いて生成
される。疑似乱数は標準偏差推定に従って縮尺され、所与のフレームに対する無
作為化されたスペクトル振幅は Ｍrandomized（ｋ）＝Ｍramped（ｋ）＋σｘ（ｋ） で与えられる。ここで、ｘ（ｋ）はｖａｒ（ｘ）＝１を有する正規分布疑似乱数
発生器の出力、σは送信機で算出され、ＳＩＤフレーム内で送信される標準偏差
推定である。
【００５７】 ここで、標準偏差推定を送信機で算出し、受信機に送信しなくてもよいよう、
標準偏差σは受信機において固定することが可能であることに注意すべきである
。しかし、そうすると生成されたコンフォートノイズにおける活性量もまた固定
され、送信機において存在する背景ノイズの活性に追従できなくなるであろう。
しかし、このような実施形態でも、無作為な因子を全く含まない現在の方法より
は良好に動作するであろう。
【００５８】 有利なことに、無作為化されたスペクトル振幅を品質の良いコンフォートノイ
ズ生成のために音声復号化器へ送信することも可能である。しかし、本発明によ
れば、無作為化されたスペクトル振幅を複数フレームに渡ってフィルタリングす
ることにより、コンフォートノイズ特性を更に改善することが可能である。ここ
で、上述した無作為なノイズのランピングされたスペクトル振幅への加算が、送
信機における背景ノイズ処理がフレーム間で独立又は無相関であると仮定してい
ることに注意すべきである。実際には、スペクトル振幅をそれらの平均値に関し
てディザリングする無作為性はフレーム間でいくらかの相関を有する。これは時
間領域における有色ノイズのスペクトル等価物である。本発明はこの現象を、以
下のように、無作為化されたスペクトル振幅を複数フレーム間で平滑化すること
によって補償する。
【００５９】
【数７】
【００６０】 本技術分野の当業者は、これを無作為化された各スペクトル振幅に対して適用
される一次ＡＲフィルタとして認識可能であろう。ここで、βはフィルタ更新係
数又はメモリである。経験的な検討はβ＝０．５の更新係数が良好な結果を得る
ことを示している。代替平滑方法（例えば、高次ＡＲフィルタや移動平均フィル
タ）をまた実施することも可能である。
【００６１】 図４は上述したコンフォートノイズ生成方法を示すフローチャート４００であ
る。図４のステップは例えば、図２のＤＴＸ受信機２００で実施することが可能
である。ステップ４１０で、有効なＭＢＥフレームを受信したか否かが判定され
る。受信フレームが有効でなければ、コンフォートノイズフレーム（すなわち、
強化されたスペクトル振幅）が（前に受信したＳＩＤ更新の一部に基づいて）ス
テップ４２０で算出され、ステップ４３０において、最終結果であるコンフォー
トノイズフレームが合成される。受信フレームが有効ならば、ステップ４４０に
おいて受信フレームが音声フレームであるか否かの判定がなされる。もしそうな
ら、ステップ４３０で音声フレームが合成される。さもなくば、受信フレームは
有効なＶＩＤ更新であると仮定され、ステップ４５０においてそのように保存さ
れる。さらに、ＳＩＤ更新がステップ４３０で合成される。
【００６２】 図５は本発明による典型的なコンフォートノイズフレーム生成器５００を示す
図である。典型的な発生器を使用することが可能であり、例えば図４のコンフォ
ートノイズフレーム生成ステップ４２０を実施するため、典型的な発生器を使用
することが可能である。図示の通り、典型的な生成器５００は旧コンフォートノ
イズフレームバッファ５１０と、新コンフォートノイズフレームバッファ５２０
と、疑似乱数発生器５３０と、遅延バッファ５４０と、第１から第５の乗算器５
５０、５５２、５５４、５５６、５５８及び、第１及び第２の加算装置５６０、
５６２を含む。本技術分野における当業者は、以下に説明される図５の部品の機
能が様々なハードウェア構成、例えば汎用ディジタルコンピュータ、標準ディジ
タル信号処理部品、及び１つ又は複数のＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）を用
いて実施可能であることを理解するであろう。
【００６３】 実際には、旧コンフォートノイズフレームバッファ５１０、新コンフォートノ
イズフレームバッファ５２０及び疑似乱数生成器５３０の出力が第１、第２及び
第３の乗算器５５０、５５２、５５４を介してそれぞれ重み付けされ、重み付け
された出力フレームが第１の加算装置５６０を介して合計される。従って、第１
の加算装置によって出力されるフレームは上述の通りランピング及び無作為化さ
れる。そして、ランピング及び無作為化されたフレームは、強化されたコンフォ
ートノイズを提供するため、第４及び第５の乗算器５５６、５５８、第２の加算
装置５６２及び遅延バッファ５４０を介してフィルタリングされる。図に示すよ
うに、強化されたコンフォートノイズフレーム（各々が強化されたスペクトル振
幅を含む）を音声復号化器２５０へ合成のために入力することが可能である。
【００６４】 図６〜図１１は従来技術によるコンフォートノイズ生成方法と比較して本発明
の利点を証明する。特に、図６はＤＴＸ送信機における標準的な背景ノイズに関
するスペクトル振幅の典型的なタイムシーケンス（すなわち連続したフレーム）
を示している。そして、図７は図６のスペクトル振幅を処理するために従来の方
法を用いて生成したコンフォートノイズフレームのタイムシーケンスを示す。ま
た、図８〜図１１は同一のスペクトル振幅を、上述した本発明の実施形態を用い
て処理して生成したコンフォートノイズフレームのタイムシーケンスを示す。特
に、図８は図６のスペクトル振幅（例えばＤＴＸ送信機におけるにおけるスペク
トル振幅）の平滑化を示し、図９は（例えばＤＴＸ受信機での受信に応答して）
平滑化された図８のスペクトル振幅のランピングを示す。そして、図１０はラン
ピングされた図９のスペクトル振幅の無作為化を、また図１１では乱数化された
図１０のスペクトル振幅に対する最終フィルタリング及び強化を示している。好
都合なことに、図１１のスペクトル特性が、図７と比較して明らかにより似通っ
ていることは明らかである。
【００６５】 一般に、本発明はノイズ又は他の信号に対する特性付けの改良された方法及び
装置を提供し、その後信号を再構成するために特性を用いる。本発明によれば、
信号のパラメータモデルが、モデルのパラメータに関する、少なくとも１つのよ
り高次元の統計により補償される。ＤＴＸ通信において、送信機背景ノイズが連
続する推定平均スペクトル振幅の連続するフレームによって特徴づけられ、個々
のフレームには１つの推定標準偏差値が付随する。再構成時、推定標準偏差値は
推定平均スペクトル振幅を無作為化するために用いられ、それによって再構成さ
れたノイズの音質を向上させる。再構成されたノイズの品質は、伝送前及び／又
は受信時にスペクトル振幅を平均化、平滑化又は他のフィルタリングすることで
さらに強化される。都合の良いことに、再構成された雑音のスペクトル特性は、
元のスペクトル特性と非常によく似ている。
【００６６】 本技術分野の当業者は本発明が説明を目的としてここで述べられた特定の典型
的な実施形態に対して限定されず、また多くの代替実施形態がここに予期されて
いることを理解するであろう。従って、本発明の範囲は上述の説明ではなく添付
した請求項によって定義され、また請求項の意味に呼応する全ての等価物は本発
明に包含されることが意図されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による背景ノイズモデリング方法を実施可能な典型的なＤＴＸ送信機の
例を示すブロック図である。
【図２】 本発明によるコンフォートノイズ方法を実施可能な典型的なＤＴＸ受信機の例
を示すブロック図である。
【図３】 本発明の方法を実施可能なＤＴＸ通信システム用の典型的な音声信号とそれに
対応する典型的なＤＴＸフレームのタイミングを示す図である。
【図４】 本発明による典型的なコンフォートノイズ生成方法を説明するフローチャート
である。
【図５】 本発明による典型的なコンフォートノイズフレーム生成器のブロック図である
。
【図６】 ＤＴＸ送信機における代表的な背景ノイズを表す複数のスペクトル振幅の時間
プロットを示す図である。
【図７】 図６の複数のスペクトル振幅に基づき、従来の方法によって生成された複数の
スペクトル振幅の時間プロットであって、ＤＴＸ受信機で生成されるコンフォー
トノイズを示す図である。
【図８】 図６の複数のスペクトル振幅を本発明に従ってフィルタリング又は平滑化して
得られた推定平均スペクトル振幅であって、ＤＴＸ送信機における背景ノイズを
表す推定平均スペクトル振幅の時間プロットを示す図である。
【図９】 図８の複数のスペクトル振幅をＤＴＸ受信機で受信し、その後本発明に従って
フィルタリングして得られたスペクトル振幅であって、ＤＴＸ送信機における背
景ノイズを表すスペクトル振幅の時間プロットを示す図である。
【図１０】 図９の複数のスペクトル振幅を本発明に従って無規則化又はディザリングして
得られたスペクトル振幅であって、ＤＴＸ受信機で生成されたコンフォートノイ
ズを表すスペクトル振幅の時間プロットを示す図である。
【図１１】 図１０の複数のスペクトル振幅を本発明に従ってフィルタリング又は平滑化し
て得られたスペクトル振幅であって、ＤＴＸ受信機において生成される強化コン
フォートノイズを表すスペクトル振幅の時間プロットを表す図である。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１３年５月１１日（２００１．５．１１）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００４】 コンフォートノイズはまた、間欠伝送（又はＤＴＸ：Discontinuous Transmis
sion）通信システムにおいて非常に有益である。ＤＴＸシステムでは、送信機が
出力信号に音声が含まれるか否かを検出し、出力信号が音声を含まない場合には
伝送を中断又は伝送レートを削減する。このようなＤＴＸ期間中、受信機ユーザ
が受信機と送信機との間の通信パスが依然として継続中かつ動作可能であること
を認識できるよう、受信機が何らかの形式のコンフォートノイズを再生すること
が望ましい。 欧州特許出願EP 0 786 760号は背景ノイズ特性の符号化及び復号化段階でのコ ンフォートノイズ生成の方法を開示する。ノイズパラメータ生成器は音声サンプ ルの自己相関値を算出する。そして、背景ノイズの自己相関は自己相関値の重み 付けされた平均値として計算される。重み付けされた平均値はノイズパラメータ として通信チャネルを通して伝送される。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００５】 受信機で生成されるコンフォートノイズは、送信機で存在する背景ノイズとで きる限り合致することが一般に好ましい。 換言すれば、コンフォートノイズの生
成プロセスは受信機ユーザに対してトランスペアレントであるべきである。この
ような目的で、送信機に存在する背景ノイズをサンプリングし、サンプリングし
たノイズの特性を表す１つ又は複数のパラメータを周期的に受信機へ伝送して、
受信機での合致したコンフォートノイズ生成に用いることが可能である。しかし
ながら、従来技術においては、本来発生している背景ノイズと、生成されたコン
フォートノイズとの間には知覚できる差異が依然として存在していた。よって、
通信システムにおける更に改良されたコンフォートノイズの生成方法及び装置が
求められている。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ， ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ， ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ， ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，Ｋ Ｇ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ， ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，Ｓ Ｅ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 ジョンソン， フィリップ， マーク アメリカ合衆国 ノースカロライナ州 27603， ローリー， クレストシーン トレイル 2830 (72)発明者 ブローバウム， レランド， スコット アメリカ合衆国 ノースカロライナ州 27513， キャリー， バッテリー ポイ ント プレイス 103 Ｆターム(参考） 5D045 CA01 DA20 5K060 BB04 CC04 DD04 HH00 HH39 5K061 AA09 BB10 BB12 CC00 CC45

Claims (21)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 無線送信機であって、 入力ノイズ信号をサンプリングし、前記サンプルされたノイズ信号のパラメト
    リックモデルを出力として提供する符号化器であり、前記パラメトリックモデル
    が少なくとも１つの、前記サンプルされたノイズ信号を表すモデリングパラメー
    タを含む符号化器を有し、 前記符号化器が、前記少なくとも１つのモデリングパラメータに関する統計値
    を出力として提供し、前記統計値の次元が各モデリングパラメータの次元よりも
    大きいことを特徴とする無線送信機。
  2. 【請求項２】 前記符号化器がマルチバンド駆動符号化器、準同型符号化器
    及び正弦波変換符号化器の１つであることを特徴とする請求項１記載の無線送信
    機。
  3. 【請求項３】 前記パラメトリックモデルが複数の推定平均スペクトル振幅
    を含むことを特徴とする請求項１記載の無線送信機。
  4. 【請求項４】 前記統計値が前記スペクトル振幅に対する推定標準偏差であ
    ることを特徴とする請求項３記載の無線送信機。
  5. 【請求項５】 前記符号化器が前記少なくとも１つのモデリングパラメータ
    及び前記統計値を周期的に更新することを特徴とする請求項１記載の無線送信機
    。
  6. 【請求項６】 前記符号化器が前記少なくとも１つのモデリングパラメータ
    の連続する更新をフィルタリングすることを特徴とする請求項５記載の無線送信
    機。
  7. 【請求項７】 各モデリングパラメータ更新が推定平均スペクトル振幅であ
    ることを特徴とする請求項６記載の無線送信機。
  8. 【請求項８】 前記符号化器が前記統計値の連続する更新をフィルタリング
    することを特徴とする請求項５記載の無線送信機。
  9. 【請求項９】 前記符号化器が前記１つのモデリングパラメータ及び前記統
    計値の連続する更新をフィルタリングし、前記送信機がフィルタリングされた更
    新を無線受信機に送信することを特徴とする請求項５記載の無線送信機。
  10. 【請求項１０】 前記無線送信機が間欠伝送（ＤＴＸ）装置であり、前記フ
    ィルタリングされた更新が無音記述（ＳＩＤ）フレーム内部で前記無線受信機へ
    送信されることを特徴とする請求項９記載の無線送信機。
  11. 【請求項１１】 ノイズ信号を表す、少なくとも１つのノイズモデリングパ
    ラメータと、前記少なくとも１つのノイズモデリングパラメータに関連する統計
    値とを受信するコンフォートノイズ生成器であり、前記統計値の次元が前記ノイ
    ズモデリングパラメータの各々の次元よりも大きいコンフォートノイズ生成器を
    有する無線受信機であって、 前記コンフォートノイズ生成器が前記少なくとも１つのノイズモデリングパラ
    メータ及び前記統計値を復号化し、前記無線受信機のユーザにコンフォートノイ
    ズを供給することを特徴とする無線受信機。
  12. 【請求項１２】 各ノイズモデリングパラメータが推定平均スペクトル振幅
    であることを特徴とする請求項１１記載の無線受信機。
  13. 【請求項１３】 前記統計値が前記少なくとも１つのスペクトル振幅の推定
    標準偏差であることを特徴とする請求項１２記載の無線受信機。
  14. 【請求項１４】 前記コンフォートノイズ生成器が前記少なくとも１つのノ
    イズモデリングパラメータ及び前記統計値を周期的に受信することを特徴とする
    請求項１１記載の無線受信機。
  15. 【請求項１５】 前記コンフォートノイズ生成器が前記少なくとも１つのノ
    イズモデリングパラメータの連続する更新をフィルタリングすることを特徴とす
    る請求項１４記載の無線受信機。
  16. 【請求項１６】 前記コンフォートノイズ生成器が前記少なくとも１つのノ
    イズモデリングパラメータの連続する更新のフィルタリングにおいてランピング
    関数を適用することを特徴とする請求項１５記載の無線受信機。
  17. 【請求項１７】 前記コンフォートノイズを提供するため、前記コンフォー
    トノイズ生成器が前記少なくとも１つのノイズモデリングパラメータの前記フィ
    ルタリングされた更新を前記統計値に従って処理することを特徴とする請求項１
    ５記載の無線受信機。
  18. 【請求項１８】 各ノイズモデリングパラメータが推定平均スペクトル振幅
    であり、前記統計値が前記少なくとも１つの推定平均スペクトル振幅に対する推
    定標準偏差であり、前記コンフォートノイズ生成器が前記少なくとも１つの推定
    平均スペクトル振幅の前記フィルタリングされた更新を、前記推定標準偏差に従
    ってディザリングすることを特徴とする請求項１７記載の無線受信機。
  19. 【請求項１９】 前記コンフォートノイズ生成器が、連続するディザリング
    された更新の間の修正を与えるために、前記少なくとも１つのスペクトル振幅の
    前記ディザリングされた更新をフィルタリングすることを特徴とする請求項１５
    記載の無線受信機。
  20. 【請求項２０】 前記コンフォートノイズ生成器が前記少なくとも１つのノ
    イズモデリングパラメータ及び前記統計値の前記周期的な更新をを無線送信機か
    ら受信することを特徴とする請求項１４記載の無線受信機。
  21. 【請求項２１】 前記無線受信機が間欠伝送（ＤＴＸ）装置であり、前記コ
    ンフォートノイズ生成器が前記少なくとも１つのノイズモデリングパラメータ及
    び前記統計値を、前記送信機が送信する無音記述（ＳＩＤ）フレーム内部で受信
    することを特徴とする請求項２０記載の無線受信機。
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