JP3502607B2 - 離散型マルチトーン変調により生成した信号のためのデジタル受信機 - Google Patents
離散型マルチトーン変調により生成した信号のためのデジタル受信機Info
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M11/00—Telephonic communication systems specially adapted for combination with other electrical systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
- H04L25/03133—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals with a non-recursive structure
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K9/00—Demodulating pulses which have been modulated with a continuously-variable signal
-
- H—ELECTRICITY
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- H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
- H04L2025/03375—Passband transmission
- H04L2025/03414—Multicarrier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【０００１】本発明は、ＥＰ−Ａ−０７２５５０９から
公知の、請求項１の前置き文に記載する、離散型マルチ
トーン変調により生成した信号のためのデジタル受信機
に関する。ＵＳ−Ａ−５、９６２、４２２は、固定イコ
ライザおよび対応するイコライザ動作方法を開示してい
る。特に、本文献は、固定係数を有するデジタルフィル
タとして配置された時間域イコライザと、その前に接続
されたアナログデジタル変換器を備えたデジタル受信機
を開示している。上記フィルタは、低域フィルタ又高域
フィルタとして設計可能であり、また複数個のデジタル
フィルタで構成可能である。
公知の、請求項１の前置き文に記載する、離散型マルチ
トーン変調により生成した信号のためのデジタル受信機
に関する。ＵＳ−Ａ−５、９６２、４２２は、固定イコ
ライザおよび対応するイコライザ動作方法を開示してい
る。特に、本文献は、固定係数を有するデジタルフィル
タとして配置された時間域イコライザと、その前に接続
されたアナログデジタル変換器を備えたデジタル受信機
を開示している。上記フィルタは、低域フィルタ又高域
フィルタとして設計可能であり、また複数個のデジタル
フィルタで構成可能である。
【０００２】離散型マルチトーン変調（ＤＭＴ）−多重
搬送波変調ともいう−は、とくに直線ひずみを生じるチ
ャンネルを経由してデータを伝送するのに適した変調法
である。たとえば振幅変調はただ１つの搬送周波数だけ
を用いるが、このようないわゆる単一搬送波法に対し
て、離散型マルチトーン変調の場合は多数の搬送周波数
を用いる。個々の搬送周波数のいずれも、その振幅と位
相が直交振幅変調（ＱＡＭ）によって変調される。こう
して多数のＱＡＭ変調された信号が得られる。この場合
搬送周波数ごとに、特定のビット数を伝送することがで
きる。離散型マルチトーン変調は、デジタルラジオ放送
ＤＡＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａ
ｓｔ）に用いられてＯＦＤＭ（Ｏｒｔｏｈｏｇｏｎａｌ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉ
ｐｌｅｘ）と呼ばれ、また電話回線を経由するデータ伝
送に用いられてＡＤＳＬ（Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｉ
ｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）と呼ば
れる。
搬送波変調ともいう−は、とくに直線ひずみを生じるチ
ャンネルを経由してデータを伝送するのに適した変調法
である。たとえば振幅変調はただ１つの搬送周波数だけ
を用いるが、このようないわゆる単一搬送波法に対し
て、離散型マルチトーン変調の場合は多数の搬送周波数
を用いる。個々の搬送周波数のいずれも、その振幅と位
相が直交振幅変調（ＱＡＭ）によって変調される。こう
して多数のＱＡＭ変調された信号が得られる。この場合
搬送周波数ごとに、特定のビット数を伝送することがで
きる。離散型マルチトーン変調は、デジタルラジオ放送
ＤＡＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａ
ｓｔ）に用いられてＯＦＤＭ（Ｏｒｔｏｈｏｇｏｎａｌ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉ
ｐｌｅｘ）と呼ばれ、また電話回線を経由するデータ伝
送に用いられてＡＤＳＬ（Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｉ
ｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）と呼ば
れる。
【０００３】ＡＤＳＬの場合、ＤＭＴ変調された信号を
用いて、中継局から加入者回線を経由して、アナログ接
続された加入者にデータを伝送する。この場合ＥＴＳＩ
（欧州電気通信標準化機構）基準およびＡＮＳＩ（アメ
リカ国家規格協会）基準によって、いずれの搬送周波数
もおよそ４ｋＨｚの帯域を用い、最高で１５Ｂｉｔ／ｓ
／Ｈｚまで搬送することが規定されている。実際のＢｉ
ｔ／ｓ／Ｈｚ数は搬送周波数ごとに異なるものとするこ
とができ、従ってデータ率と送信スペクトルを伝送チャ
ンネルに適合させることができる。
用いて、中継局から加入者回線を経由して、アナログ接
続された加入者にデータを伝送する。この場合ＥＴＳＩ
（欧州電気通信標準化機構）基準およびＡＮＳＩ（アメ
リカ国家規格協会）基準によって、いずれの搬送周波数
もおよそ４ｋＨｚの帯域を用い、最高で１５Ｂｉｔ／ｓ
／Ｈｚまで搬送することが規定されている。実際のＢｉ
ｔ／ｓ／Ｈｚ数は搬送周波数ごとに異なるものとするこ
とができ、従ってデータ率と送信スペクトルを伝送チャ
ンネルに適合させることができる。
【０００４】ＤＭＴ伝送システムはエンコーダーを備
え、このエンコーダーは、伝送されるべきシリアルなデ
ジタルデータ信号のビットをブロックにまとめる。１つ
のブロック中の定められたビット数それぞれに、複素数
を１つずつ割り当てる。１つの複素数によって、離散型
マルチトーン変調の１つの搬送周波数ｆi＝ｉ／Ｔを表
示し、ここでｉ＝１，２，．．．，Ｎ／２とする。この
場合すべての搬送周波数ｆiは等距離に分布している。
Ｔは１つのブロックの経過時間である。逆フーリエ変換
によって、複素数が表示する搬送周波数は時間域に変換
され、そこで送信されるべきＤＭＴ信号のＮ個のサンプ
ルを直接表示する。高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ＝Ｉ
ｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓ
ｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を実行できるように、Ｎに対して
は２の累乗を選択する。これにより、高速逆フーリエ変
換の手間が少なくなる。
え、このエンコーダーは、伝送されるべきシリアルなデ
ジタルデータ信号のビットをブロックにまとめる。１つ
のブロック中の定められたビット数それぞれに、複素数
を１つずつ割り当てる。１つの複素数によって、離散型
マルチトーン変調の１つの搬送周波数ｆi＝ｉ／Ｔを表
示し、ここでｉ＝１，２，．．．，Ｎ／２とする。この
場合すべての搬送周波数ｆiは等距離に分布している。
Ｔは１つのブロックの経過時間である。逆フーリエ変換
によって、複素数が表示する搬送周波数は時間域に変換
され、そこで送信されるべきＤＭＴ信号のＮ個のサンプ
ルを直接表示する。高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ＝Ｉ
ｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓ
ｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を実行できるように、Ｎに対して
は２の累乗を選択する。これにより、高速逆フーリエ変
換の手間が少なくなる。
【０００５】高速逆フーリエ変換の後にサイクリック−
プレフィックスを実行し、その際サンプルの最後のＭ
（Ｍ＜Ｎ）をもう一度ブロックの冒頭につなげる。これ
により、伝送チャンネルが生成した過渡現象が、サンプ
ルＭの後、時間Ｔ・Ｍ／Ｎに対応して減衰する場合は、
受信機に対して周期的な信号が仮想されることになる。
受信機におけるイコライゼーションの手間は、サイクリ
ック−プレフィックスによっていちじるしく軽減され
る。伝送チャンネルの直線ひずみを除去するために、受
信機における復調後、伝送チャンネルの逆伝送機能とだ
け乗算が行われなければならないからである。このこと
は、いずれの搬送周波数に対しても、１つの複素数乗算
または４つの実数乗算を必要とする。
プレフィックスを実行し、その際サンプルの最後のＭ
（Ｍ＜Ｎ）をもう一度ブロックの冒頭につなげる。これ
により、伝送チャンネルが生成した過渡現象が、サンプ
ルＭの後、時間Ｔ・Ｍ／Ｎに対応して減衰する場合は、
受信機に対して周期的な信号が仮想されることになる。
受信機におけるイコライゼーションの手間は、サイクリ
ック−プレフィックスによっていちじるしく軽減され
る。伝送チャンネルの直線ひずみを除去するために、受
信機における復調後、伝送チャンネルの逆伝送機能とだ
け乗算が行われなければならないからである。このこと
は、いずれの搬送周波数に対しても、１つの複素数乗算
または４つの実数乗算を必要とする。
【０００６】ＡＤＳＬの場合、物理的な伝送チャンネル
は電話回線網の二線式回線（銅製対導線）である。二線
式回線は、ブロックサイズの割には過渡現象のための大
きな時間を必要とする。他方ではサイクリック−プレフ
ィックスが必要とする追加的な伝送容量は、できるだけ
小さいものとしたい。
は電話回線網の二線式回線（銅製対導線）である。二線
式回線は、ブロックサイズの割には過渡現象のための大
きな時間を必要とする。他方ではサイクリック−プレフ
ィックスが必要とする追加的な伝送容量は、できるだけ
小さいものとしたい。
【０００７】ブロックサイズＮ＝５１２の場合、ＡＤＳ
ＬではＭ＝３２のサイクリック−プレフィックスが規定
されている。しかしＭ＝３２という数値の後、二線式回
線の過渡現象はまだ減衰していない。これにより受信機
には追加的なエラーが生じ、これは周波数域イコライザ
によっては除去できない。
ＬではＭ＝３２のサイクリック−プレフィックスが規定
されている。しかしＭ＝３２という数値の後、二線式回
線の過渡現象はまだ減衰していない。これにより受信機
には追加的なエラーが生じ、これは周波数域イコライザ
によっては除去できない。
【０００８】このような追加的なエラーは、受信機にお
いて特別な信号処理措置により軽減することができる。
いて特別な信号処理措置により軽減することができる。
【０００９】そのためには時間域イコライザ（ＴＤＥＱ
＝Ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）を復
調器の前に接続する。この時間域イコライザは、その係
数を調整できるデジタル・トランスバーサルフィルタと
いう仕様とする。時間域イコライザの任務は、伝送チャ
ンネルの過渡現象を短縮することである。このような時
間域イコライザの設計は、Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒ，Ｎ．、
Ｃｉｏｆｆｉ，Ｊ．Ｍ．、「Ｏｐｕｔｉｍｕｍ Ｆｉｎ
ｉｔｅ−Ｌｅｎｇｔｈ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆ
ｏｒ Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖ
ｅｒｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍ．、
Ｖｏｌ．４４、Ｎｏ．１、Ｊａｎ．１９９６に記載され
ている。しかしその欠点は、時間域イコライザとして使
用されるデジタル・トランスバーサルフィルタの備える
係数の個数が非常に多いことと、デジタル・トランスバ
ーサルフィルタの適合に手間がかかることである。係数
が２０〜４０というフィルタサイズの場合、毎秒約５０
００万〜１億回の乗算を実行しなければならない。それ
に加えてデジタル・トランスバーサルフィルタの適合の
ために、いずれの係数をも設定しなければならない。
＝Ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）を復
調器の前に接続する。この時間域イコライザは、その係
数を調整できるデジタル・トランスバーサルフィルタと
いう仕様とする。時間域イコライザの任務は、伝送チャ
ンネルの過渡現象を短縮することである。このような時
間域イコライザの設計は、Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒ，Ｎ．、
Ｃｉｏｆｆｉ，Ｊ．Ｍ．、「Ｏｐｕｔｉｍｕｍ Ｆｉｎ
ｉｔｅ−Ｌｅｎｇｔｈ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆ
ｏｒ Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖ
ｅｒｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍ．、
Ｖｏｌ．４４、Ｎｏ．１、Ｊａｎ．１９９６に記載され
ている。しかしその欠点は、時間域イコライザとして使
用されるデジタル・トランスバーサルフィルタの備える
係数の個数が非常に多いことと、デジタル・トランスバ
ーサルフィルタの適合に手間がかかることである。係数
が２０〜４０というフィルタサイズの場合、毎秒約５０
００万〜１億回の乗算を実行しなければならない。それ
に加えてデジタル・トランスバーサルフィルタの適合の
ために、いずれの係数をも設定しなければならない。
【００１０】本発明の取り扱う技術的問題は、離散型マ
ルチトーン変調により生成された信号のためのデジタル
受信機であって、かつ高速に適合できて毎秒当たりの乗
算がより少ない時間域フィルタを備えるものを示すこと
である。
ルチトーン変調により生成された信号のためのデジタル
受信機であって、かつ高速に適合できて毎秒当たりの乗
算がより少ない時間域フィルタを備えるものを示すこと
である。
【００１１】この問題は、離散型マルチトーン変調によ
り生成された信号のためのデジタル受信機であって、か
つ請求項１に記載した諸特徴を有するものにより解決さ
れる。有利な発展形をそれぞれの従属請求項に記載し
た。
り生成された信号のためのデジタル受信機であって、か
つ請求項１に記載した諸特徴を有するものにより解決さ
れる。有利な発展形をそれぞれの従属請求項に記載し
た。
【００１２】本発明は、離散型マルチトーン変調により
生成された信号のためのデジタル受信機に関する。この
デジタル受信機は１つのアナログ−デジタル変換器を備
え、この変換器に離散型マルチトーン変調によって生成
された信号が導かれる。この受信機はまた、アナログ−
デジタル変換器の後ろに接続された時間域イコライザを
備える。この時間域イコライザはさらに、固定された係
数を有するデジタルフィルタを備える。この場合この固
定された係数は、適応性デジタルフィルタの場合必要と
なるような適応のための手間を必要とせず、有利であ
る。
生成された信号のためのデジタル受信機に関する。この
デジタル受信機は１つのアナログ−デジタル変換器を備
え、この変換器に離散型マルチトーン変調によって生成
された信号が導かれる。この受信機はまた、アナログ−
デジタル変換器の後ろに接続された時間域イコライザを
備える。この時間域イコライザはさらに、固定された係
数を有するデジタルフィルタを備える。この場合この固
定された係数は、適応性デジタルフィルタの場合必要と
なるような適応のための手間を必要とせず、有利であ
る。
【００１３】本発明によれば、このデジタルフィルタ
は、固定された係数としてシフト演算により表示された
数値を取る。これにより手間のより少ないシフト演算
が、乗算に取って代わるのは有利である。
は、固定された係数としてシフト演算により表示された
数値を取る。これにより手間のより少ないシフト演算
が、乗算に取って代わるのは有利である。
【００１４】とくに好ましい１つの実施形態において
は、このデジタルフィルタは固定された係数として整数
値を取る。この場合整数値による演算は、浮動小数点演
算をともなう演算よりも手間がかからず、とくに有利で
ある。
は、このデジタルフィルタは固定された係数として整数
値を取る。この場合整数値による演算は、浮動小数点演
算をともなう演算よりも手間がかからず、とくに有利で
ある。
【００１５】１つの好ましい実施形態では、このデジタ
ル受信機は０Ｈｚで零位点を示し、これにより伝送シス
テムのインパルス応答が短縮されて有利である。
ル受信機は０Ｈｚで零位点を示し、これにより伝送シス
テムのインパルス応答が短縮されて有利である。
【００１６】もう１つの好ましい実施形態では、デジタ
ルフィルタが高域通過−伝送機能を備える。
ルフィルタが高域通過−伝送機能を備える。
【００１７】１つのとくに好ましい実施形態では、デジ
タルフィルタが、多数の一次デジタルフィルタの直列回
路を備える。一次フィルタは非常に簡単に得られるので
有利である。
タルフィルタが、多数の一次デジタルフィルタの直列回
路を備える。一次フィルタは非常に簡単に得られるので
有利である。
【００１８】もう１つのとくに好ましい実施形態では、
いずれの一次デジタルフィルタも、ステータスメモリ、
シフトレジスタ、デジタル減算器およびデジタル加算機
を備える。この場合有利なのはいずれの一次フィルタも
構造が簡単なことで、手間のかかる乗算段階を必要とし
ない。
いずれの一次デジタルフィルタも、ステータスメモリ、
シフトレジスタ、デジタル減算器およびデジタル加算機
を備える。この場合有利なのはいずれの一次フィルタも
構造が簡単なことで、手間のかかる乗算段階を必要とし
ない。
【００１９】下記に各実施形態を図面とともに説明し、
本発明のそのほかの利点、特徴および応用可能性を挙げ
る。
本発明のそのほかの利点、特徴および応用可能性を挙げ
る。
【００２０】図１はデジタル受信機１２を備える伝送リ
ンクを示し、ここではＤＭＴ送信機１１が離散型マルチ
トーン変調された信号を生成する。この場合の信号は搬
送周波数ｆiをＮ／２個持ち、またこれらの周波数は離
散型マルチトーン変調により生成されたものである。こ
の場合いずれの周波数も、その振幅と位相が直交振幅変
調により変調されている。信号は、ＤＭＴ送信機１１で
Ｍ個のサンプルのサイクリック−プレフィックスをあた
えられ、デジタル−アナログ変換により、伝送のための
アナログ信号に変換される。ＤＭＴ送信機１１は、信号
を伝送チャンネル１を経由してデジタル受信機１２に伝
送する。
ンクを示し、ここではＤＭＴ送信機１１が離散型マルチ
トーン変調された信号を生成する。この場合の信号は搬
送周波数ｆiをＮ／２個持ち、またこれらの周波数は離
散型マルチトーン変調により生成されたものである。こ
の場合いずれの周波数も、その振幅と位相が直交振幅変
調により変調されている。信号は、ＤＭＴ送信機１１で
Ｍ個のサンプルのサイクリック−プレフィックスをあた
えられ、デジタル−アナログ変換により、伝送のための
アナログ信号に変換される。ＤＭＴ送信機１１は、信号
を伝送チャンネル１を経由してデジタル受信機１２に伝
送する。
【００２１】伝送チャンネル１は直線ひずみを生じるチ
ャンネルである。ＡＤＳＬ伝送リンクの場合、伝送チャ
ンネルは二線式回線である。伝送チャンネル１によって
生じたこのような直線ひずみは、周波数域で動作するイ
コライザにより、デジタル受信機１２でふたたび除去さ
れる。
ャンネルである。ＡＤＳＬ伝送リンクの場合、伝送チャ
ンネルは二線式回線である。伝送チャンネル１によって
生じたこのような直線ひずみは、周波数域で動作するイ
コライザにより、デジタル受信機１２でふたたび除去さ
れる。
【００２２】デジタル受信機１２で、この信号はアナロ
グ−デジタル変換器２に導かれ、この変換器は信号をデ
ジタル数値Ｕkのシーケンスに変換する。
グ−デジタル変換器２に導かれ、この変換器は信号をデ
ジタル数値Ｕkのシーケンスに変換する。
【００２３】このデジタル数値Ｕkのシーケンスは時間
域イコライザ３に導かれる。時間域イコライザ３は、Ｄ
ＭＴ送信機１１、伝送チャンネル１および時間域イコラ
イザ３自体の過渡時間の短縮に用いられる。過渡時間が
サイクリック−プレフィックス経過時間を上回る場合、
デジタル受信機１２の判断回路７０〜７ｎにエラーが生
じる。時間域イコライザ３は、伝送に用いられる周波数
域に零位点を生じることなく、過渡時間を短縮するもの
としたい。そのために時間域イコライザ３は、固定され
た係数を有するデジタルフィルタを備え、このフィルタ
は下記の伝達関数を有する（ｚ＝Ｕk）：
域イコライザ３に導かれる。時間域イコライザ３は、Ｄ
ＭＴ送信機１１、伝送チャンネル１および時間域イコラ
イザ３自体の過渡時間の短縮に用いられる。過渡時間が
サイクリック−プレフィックス経過時間を上回る場合、
デジタル受信機１２の判断回路７０〜７ｎにエラーが生
じる。時間域イコライザ３は、伝送に用いられる周波数
域に零位点を生じることなく、過渡時間を短縮するもの
としたい。そのために時間域イコライザ３は、固定され
た係数を有するデジタルフィルタを備え、このフィルタ
は下記の伝達関数を有する（ｚ＝Ｕk）：
【００２４】これは多段デジタルフィルタの伝達関数で
あって、このフィルタは固定された係数ｃvを持ち、下
記の伝達関数を有するｎ個の第二の一次デジタルフィル
タの直列回路によって生成される。 時間域イコライザ３の伝達関数Ｈ（ｚ）は０Ｈｚで零位
点を示し、従って高域フィルタの伝達関数である。これ
により伝送チャンネルの過渡現象は、もっとも効果的に
短縮される。
あって、このフィルタは固定された係数ｃvを持ち、下
記の伝達関数を有するｎ個の第二の一次デジタルフィル
タの直列回路によって生成される。 時間域イコライザ３の伝達関数Ｈ（ｚ）は０Ｈｚで零位
点を示し、従って高域フィルタの伝達関数である。これ
により伝送チャンネルの過渡現象は、もっとも効果的に
短縮される。
【００２５】時間域イコライザ３に生成されたデジタル
数値は、直列／並列変換器４に導かれ、この変換器はサ
イクリック−プレフィックスを除去し、高速離散型フー
リエ変換器５に導かれるブロックを生成する。
数値は、直列／並列変換器４に導かれ、この変換器はサ
イクリック−プレフィックスを除去し、高速離散型フー
リエ変換器５に導かれるブロックを生成する。
【００２６】高速離散型フーリエ変換器５は、ブロック
が表示する信号を時間域から周波数域に変換する。高速
フーリエ変換器５のアウトプットにおける変換済みのブ
ロックは、いずれもＮ／２個の複素数を示す。いずれの
複素数によっても、離散型マルチトーン変調の搬送周波
数ｆ1＝ｉ／Ｔ（ただしｉ＝１，２，．．．，Ｎ／２）
が表示され、その際すべての搬送周波数ｆiは等距離に
配分されている。Ｔは１つのブロックの経過時間であ
る。
が表示する信号を時間域から周波数域に変換する。高速
フーリエ変換器５のアウトプットにおける変換済みのブ
ロックは、いずれもＮ／２個の複素数を示す。いずれの
複素数によっても、離散型マルチトーン変調の搬送周波
数ｆ1＝ｉ／Ｔ（ただしｉ＝１，２，．．．，Ｎ／２）
が表示され、その際すべての搬送周波数ｆiは等距離に
配分されている。Ｔは１つのブロックの経過時間であ
る。
【００２７】高速離散型フーリエ変換器５の後ろには、
搬送周波数ｆ1，．．．，ｆN/2ごとに周波数域イコライ
ザ６０，．．．，６ｍが接続され、この周波数イコライ
ザは等価化を周波数域で実行する。変換されたブロック
の複素数はいずれも１つの搬送周波数を表示するもので
あるが、上記の実行のために、この複素数に搬送チャン
ネル１の逆伝達関数を乗算する。これには、１つの複素
数乗算または４つの実数乗算を必要とする。
搬送周波数ｆ1，．．．，ｆN/2ごとに周波数域イコライ
ザ６０，．．．，６ｍが接続され、この周波数イコライ
ザは等価化を周波数域で実行する。変換されたブロック
の複素数はいずれも１つの搬送周波数を表示するもので
あるが、上記の実行のために、この複素数に搬送チャン
ネル１の逆伝達関数を乗算する。これには、１つの複素
数乗算または４つの実数乗算を必要とする。
【００２８】いずれの周波数域イコライザ６
０，．．．，６ｍも、その後ろに判断回路７
０，．．．，７ｍを１つずつ接続し、この判断回路は周
波数域イコライザ６０，．．．，６ｍのアウトプット信
号から多段階的な値を生成する。
０，．．．，６ｍも、その後ろに判断回路７
０，．．．，７ｍを１つずつ接続し、この判断回路は周
波数域イコライザ６０，．．．，６ｍのアウトプット信
号から多段階的な値を生成する。
【００２９】いずれの判断回路７０，，，，７ｍも、そ
の後ろにデコーダー回路８０，．．．，８ｍを１つずつ
接続し、このデコーダー回路は多段快適な値からデジタ
ル数値を生成する。
の後ろにデコーダー回路８０，．．．，８ｍを１つずつ
接続し、このデコーダー回路は多段快適な値からデジタ
ル数値を生成する。
【００３０】デコーダー回路８０，．．．，８ｍのアウ
トプット信号は、平行して並列／直列変換器９に導か
れ、この変換器はデータ受信装置１０と連結されてい
る。この並列／直列変換器９は、データ受信装置１０に
デジタルデータの逐次的電流を導き、このデジタルデー
タはＤＭＴ送信機１１のデジタルデータに対応する。
トプット信号は、平行して並列／直列変換器９に導か
れ、この変換器はデータ受信装置１０と連結されてい
る。この並列／直列変換器９は、データ受信装置１０に
デジタルデータの逐次的電流を導き、このデジタルデー
タはＤＭＴ送信機１１のデジタルデータに対応する。
【００３１】図２は本発明による時間域イコライザの実
施形態を示す。
施形態を示す。
【００３２】この時間域イコライザは、ｎ個の第二の一
次デジタルフィルタの直列回路を備え、この直列回路は
式（２）の伝達関数を有する。図２は、２個の第二の一
次デジタルフィルタ１００および２００のみを示す。そ
のほかの第二の一次デジタルフィルタは点線部分に隠れ
ている。
次デジタルフィルタの直列回路を備え、この直列回路は
式（２）の伝達関数を有する。図２は、２個の第二の一
次デジタルフィルタ１００および２００のみを示す。そ
のほかの第二の一次デジタルフィルタは点線部分に隠れ
ている。
【００３３】すべての第二の一次デジタルフィルタ１０
０および２００は、同じ構造である。離散型の入力値シ
ーケンスは、デジタル減算器回路１０１または２０１の
第一の反転型インプットと、平行してデジタル加算回路
１０３または２０３の第一の非反転型インプットとに導
かれる。デジタル加算器回路１０３または２０３のアウ
トプットは、第二の一次デジタルフィルタのアウトプッ
トであって、平行してデジタル減算器回路の非反転型イ
ンプットに、そしてシフトレジスタを経由してデジタル
減算器回路１０１または２０１の第二の反転型インプッ
トにフィードバックされる。シフトレジスタ１０４また
は２０４は、ビットごとの右シフトにより、離散型出力
値を乗算する。これにより離散型出力値に整数２-Lが乗
算される。デジタル減算器回路１０１または２０１のア
ウトプットは、ステータスメモリ１０２または２０２を
経由して、デジタル加算器回路１０３または２０３の第
二の非反転型インプットにつながる。ステータスメモリ
１０２または２０２は、クロックパルスの１パルス周期
分の遅延を生じ、これにより離散型インプットシーケン
スにパルスが供給されている。
０および２００は、同じ構造である。離散型の入力値シ
ーケンスは、デジタル減算器回路１０１または２０１の
第一の反転型インプットと、平行してデジタル加算回路
１０３または２０３の第一の非反転型インプットとに導
かれる。デジタル加算器回路１０３または２０３のアウ
トプットは、第二の一次デジタルフィルタのアウトプッ
トであって、平行してデジタル減算器回路の非反転型イ
ンプットに、そしてシフトレジスタを経由してデジタル
減算器回路１０１または２０１の第二の反転型インプッ
トにフィードバックされる。シフトレジスタ１０４また
は２０４は、ビットごとの右シフトにより、離散型出力
値を乗算する。これにより離散型出力値に整数２-Lが乗
算される。デジタル減算器回路１０１または２０１のア
ウトプットは、ステータスメモリ１０２または２０２を
経由して、デジタル加算器回路１０３または２０３の第
二の非反転型インプットにつながる。ステータスメモリ
１０２または２０２は、クロックパルスの１パルス周期
分の遅延を生じ、これにより離散型インプットシーケン
スにパルスが供給されている。
【００３４】Ｌ＝０を選択する場合、第二のデジタルフ
ィルタ１００および２００は非再帰的となる。この場合
係数ｃｖは式（２）により零となる。
ィルタ１００および２００は非再帰的となる。この場合
係数ｃｖは式（２）により零となる。
【００３５】ここには図示しない実施形態では、第二の
デジタルフィルタが整数２-Lにおいて異なり、この数値
をフィードバック経路における第二のデジタルフィルタ
の離散型出力値と乗算する。この実施形態では、式
（１）による係数ｃvがいずれの第二のデジタルフィル
タに対しても異なっており、第二のデジタルフィルタの
直列回路から得られるデジタルフィルタは、式（１）に
よる伝達関数を示す。
デジタルフィルタが整数２-Lにおいて異なり、この数値
をフィードバック経路における第二のデジタルフィルタ
の離散型出力値と乗算する。この実施形態では、式
（１）による係数ｃvがいずれの第二のデジタルフィル
タに対しても異なっており、第二のデジタルフィルタの
直列回路から得られるデジタルフィルタは、式（１）に
よる伝達関数を示す。
【００３６】図３は、本発明による時間域イコライザの
６つの異なる実施形態の作用のダイヤグラムを示す。こ
のために、長さ３ｋｍ、導線直径０．４ｍｍの二線式回
路を有するＡＤＳＬ伝送システムにおいて、判断回路イ
ンプットでのＳ／Ｎ比をシミュレーションした。
６つの異なる実施形態の作用のダイヤグラムを示す。こ
のために、長さ３ｋｍ、導線直径０．４ｍｍの二線式回
路を有するＡＤＳＬ伝送システムにおいて、判断回路イ
ンプットでのＳ／Ｎ比をシミュレーションした。
【００３７】時間域イコライザの影響のみを観察した。
Ｓ／Ｎ比は、ＡＤＳＬ伝送に用いられた全周波数域にわ
たって記録されている。この場合、伝達関数Ｈ1（ｚ）
〜Ｈ6（ｚ）を有する６つの異なる時間域イコライザの
いずれについても、曲線を１つずつ記した。伝達関数Ｈ
1（ｚ）〜Ｈ6（ｚ）は次の通り：
Ｓ／Ｎ比は、ＡＤＳＬ伝送に用いられた全周波数域にわ
たって記録されている。この場合、伝達関数Ｈ1（ｚ）
〜Ｈ6（ｚ）を有する６つの異なる時間域イコライザの
いずれについても、曲線を１つずつ記した。伝達関数Ｈ
1（ｚ）〜Ｈ6（ｚ）は次の通り：
【００３８】比較のため、時間域イコライザを用いない
場合の曲線と、３２の係数（３２タップ）を有する最適
化された時間域イコライザを用いた場合の曲線を記し
た。明らかに見て取れるのは、両ダイヤグラムとも低周
波数領域におけるＳ／Ｎ比が改善されていることであ
る。二次、三次またはそれ以上の次数のデジタルフィル
タを有する時間域イコライザの場合のＳ／Ｎ比は、３２
の係数を有する最適化された時間域イコライザに対し
て、周波数約３００ｋＨｚ以降はごく僅かのデシベル数
異なるだけである。 ［図面の簡単な説明］
場合の曲線と、３２の係数（３２タップ）を有する最適
化された時間域イコライザを用いた場合の曲線を記し
た。明らかに見て取れるのは、両ダイヤグラムとも低周
波数領域におけるＳ／Ｎ比が改善されていることであ
る。二次、三次またはそれ以上の次数のデジタルフィル
タを有する時間域イコライザの場合のＳ／Ｎ比は、３２
の係数を有する最適化された時間域イコライザに対し
て、周波数約３００ｋＨｚ以降はごく僅かのデシベル数
異なるだけである。 ［図面の簡単な説明］
【図１】離散型マルチトーン変調による信号のためのデ
ジタル受信機を備える伝送リンクの図である。
ジタル受信機を備える伝送リンクの図である。
【図２】本発明による時間域イコライザの実施形態の図
である。
である。
【図３】本発明の時間域イコライザの作用を示すダイヤ
グラムである。
グラムである。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０４Ｂ 1/16 Ｈ０４Ｂ 1/16 Ｚ
(56)参考文献 特開 平５−268119（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−340315（ＪＰ，Ａ)
欧州特許出願公開725509（ＥＰ，Ａ
１)
米国特許5285474（ＵＳ，Ａ)
Ｐｅｔｅｒ Ｊ． Ｗ． Ｍｅｌｓ
ａ， Ｒｉｃｈａｒｄ Ｃ． Ｙｏｕｎ
ｃｅ， Ｃｈａｒｌｅｓ Ｅ． Ｒｏｈ
ｒｓ，Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｃ
ｅ Ｓｈｏｒｔｅｎｉｎｇ ｆｏｒ Ｄ
ｉｓｃｒｅｔｅ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ
Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ，ＩＥＥＥ
ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＯ
ＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，米国，1996
年12月，ＶＯＬ．44， ＮＯ．12，ｐ.
1662−1672
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 11/00
H03H 17/00
Claims (6)
- 【請求項１】 離散型マルチトーン変調により生成した
信号のためのデジタル受信機（１２）において、すなわ
ち離散型マルチトーン変調により生成した信号が導かれ
るアナログ−デジタル変換器（２）と、このアナログ−
デジタル変換器の後ろに接続され、固定された係数（１
０４、２０４）を有するデジタルフィルタ（１００、２
００）を備えた時間域イコライザ（３）とを備える上記
のデジタル受信機において、前記デジタルフィルタは、
前記固定された係数（１０４、２０４）としてシフト演
算によって表示することのできる数値を有していること
を特徴とする上記のデジタル受信機。 - 【請求項２】 デジタルフィルタ（１００、２００）は
固定された係数（１０４、２０４）として整数値を有す
ることを特徴とする、請求項１に記載のデジタル受信
機。 - 【請求項３】 デジタルフィルタ（１００、２００）は
０Ｈｚで零位点を示すことを特徴とする、前記請求項の
いずれか１項に記載のデジタル受信機。 - 【請求項４】 デジタルフィルタ（１００、２００）が
高域通過−伝達関数を示すことを特徴とする、前記請求
項のいずれか１項に記載のデジタル受信機。 - 【請求項５】 デジタルフィルタが多数の一次デジタル
フィルタの直列接続回路を備えることを特徴とする、前
記請求項のいずれか１項に記載のデジタル受信機。 - 【請求項６】 一次デジタルフィルタのいずれもが、ス
テータスメモリ（１０２、２０２）、シフトレジスタ
（１０４、２０４）、デジタル減算器回路（１０１、２
０１）およびデジタル加算器回路（１０３、２０３）を
備えることを特徴とする、請求項５に記載のデジタル受
信機。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19844460.5 | 1998-09-28 | ||
| DE19844460 | 1998-09-28 | ||
| PCT/DE1999/002752 WO2000019675A1 (de) | 1998-09-28 | 1999-09-01 | Digitaler empfänger für ein mit diskreter multiton-modulation erzeugtes signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002526981A JP2002526981A (ja) | 2002-08-20 |
| JP3502607B2 true JP3502607B2 (ja) | 2004-03-02 |
Family
ID=7882529
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000573052A Expired - Lifetime JP3502607B2 (ja) | 1998-09-28 | 1999-09-01 | 離散型マルチトーン変調により生成した信号のためのデジタル受信機 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6987812B1 (ja) |
| EP (1) | EP1118196B1 (ja) |
| JP (1) | JP3502607B2 (ja) |
| KR (1) | KR100440833B1 (ja) |
| CN (1) | CN1141825C (ja) |
| WO (1) | WO2000019675A1 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3515409B2 (ja) * | 1999-02-19 | 2004-04-05 | 日本電信電話株式会社 | Ｏｆｄｍ用復調回路 |
| DE10129331B4 (de) * | 2001-06-19 | 2016-03-10 | Lantiq Deutschland Gmbh | Verfahren und Schaltungsanordnung für Datenstromsender bei diskreten Mehrfachtonsystemen |
| WO2012029613A1 (ja) * | 2010-09-01 | 2012-03-08 | 日本電気株式会社 | デジタルフィルタ装置、デジタルフィルタリング方法及びデジタルフィルタ装置の制御プログラム |
| CN110730144B (zh) * | 2019-10-24 | 2021-05-14 | 电子科技大学 | 正交频分复用系统中基于联合检测的多音干扰消除方法 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2840155B2 (ja) * | 1992-03-19 | 1998-12-24 | 富士通株式会社 | 等化方法 |
| US5285474A (en) * | 1992-06-12 | 1994-02-08 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University | Method for equalizing a multicarrier signal in a multicarrier communication system |
| EP0725509A1 (en) | 1995-01-31 | 1996-08-07 | ALCATEL BELL Naamloze Vennootschap | Frequency division multiple access (FDMA) dedicated transmission system, transmitter and receiver used in such a transmission system |
| FR2732178A1 (fr) * | 1995-03-22 | 1996-09-27 | Philips Electronique Lab | Systeme de transmission numerique muni d'un recepteur a egaliseurs cascades |
| TW301103B (en) * | 1996-09-07 | 1997-03-21 | Nat Science Council | The time domain alias cancellation device and its signal processing method |
| US6266367B1 (en) * | 1998-05-28 | 2001-07-24 | 3Com Corporation | Combined echo canceller and time domain equalizer |
| EP0987864A1 (en) * | 1998-09-15 | 2000-03-22 | Alcatel | Time error compensation arrangement and multi-carrier modem comprising the arrangement |
| US6401107B1 (en) * | 1999-11-03 | 2002-06-04 | Motorola, Inc. | Method and processor for reducing computational error in a processor having no rounding support |
| US6674795B1 (en) * | 2000-04-04 | 2004-01-06 | Nortel Networks Limited | System, device and method for time-domain equalizer training using an auto-regressive moving average model |
-
1999
- 1999-09-01 US US09/806,140 patent/US6987812B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-09-01 CN CNB998113972A patent/CN1141825C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-09-01 JP JP2000573052A patent/JP3502607B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1999-09-01 KR KR10-2001-7003993A patent/KR100440833B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1999-09-01 EP EP99953665A patent/EP1118196B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-09-01 WO PCT/DE1999/002752 patent/WO2000019675A1/de active IP Right Grant
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Ｐｅｔｅｒ Ｊ． Ｗ． Ｍｅｌｓａ， Ｒｉｃｈａｒｄ Ｃ． Ｙｏｕｎｃｅ， Ｃｈａｒｌｅｓ Ｅ． Ｒｏｈｒｓ，Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｃｅ Ｓｈｏｒｔｅｎｉｎｇ ｆｏｒ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ，ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，米国，１９９６年１２月，ＶＯＬ．４４， ＮＯ．１２，ｐ．１６６２−１６７２ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| CN1141825C (zh) | 2004-03-10 |
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| KR20010075443A (ko) | 2001-08-09 |
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