CN1320316A

CN1320316A - 用于接收由离散多音调制产生的信号的数字接收机

Info

Publication number: CN1320316A
Application number: CN99811397A
Authority: CN
Inventors: 海因里希·申克
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Germany Holding GmbH
Priority date: 1998-09-28
Filing date: 1999-09-01
Publication date: 2001-10-31
Anticipated expiration: 2019-09-01
Also published as: WO2000019675A1; EP1118196A1; JP3502607B2; KR20010075443A; EP1118196B1; US6987812B1; JP2002526981A; KR100440833B1; CN1141825C

Abstract

本发明涉及一种数字接收机,用于接收采用离散的多音调制产生的信号,该接收机具有一模/数转换器和一后置于模/数转换器的时域均衡器,其中采用离散的多音调制产生的信号被输送给所述模/数转换器。根据本发明时域均衡器具有一个带有固定系数的数字滤波器。

Description

用于接收由离散多音调制产生的信号的数字接收机

本发明涉及一种用于接收由离散多音调制产生的信号的数字接收机，该接收机具有一个模/数转换器和一个时域均衡器，其中由离散多音调制产生的信号被输送给所述的模/数转换器，并且时域均衡器后置于模/数转换器。

离散多音调制(DMT)-也被称作多载波调制-是一种调制方法，该方法尤其适用于在线性失真的信道上的数据传输。与诸如调幅等只具有一个载频的所谓的单载波的方法相比，在进行离散多音调制时采用多个载频。根据正交振幅调制(QAM)调制每个单独的载频的振幅和相位。由此可以得出多个QAM-调制的信号。其中每个载频可以传输一定数量的比特。离散多音调制适用于被称作OFDM(正交频分多路)的数字无线电广播DAB(数字音频广播)和被称作非对称的数字用户线路(ADSL)的电话线路上的数据传输。

在采用非对称的数字用户线路时，借助DMT调制的信号数据由交换机通过用户线路传输给一模拟连接的用户。其中通过ETSI(欧洲电信标准学会)-和ANSI(美国国家标准学会)的标准确定每个载频具有约4kHz带宽，并且最高可以传输达15Bit/s/Hz。由于每个载频的Bit/s/Hz的实际数量可以是不同的，因而数据速率和发送频谱可以与传输信道适配。

DMT-传输系统具有一个编码器，该编码器将有待传输的串行的数字数据信号比特汇集成码组。每一组中的一定的比特数量是一个复数。该复数用于表示离散多音调制的载频f_i/T，其中i=1、2…、N/2，其中所有的载频f_i等距分布。T为一个码组的延续时间。通过反向傅立叶变换用复数表示的载频被变换成时域并直接构成一个有待发送的DMT-信号N取样值。为了可以应用快速反向傅立叶变换，对N选用二的幂。因而可以减少为实现反向快速傅立叶变换所需的付出。

在反向快速傅立叶变换之后，加入一循环的前缀，其中取样值的最后的M(M＜N)再次缀于码组的开始处。因此当由传输信道产生的瞬态过程在根据时间TxM/N的M取样值后被衰变时，将为接收机虚构一个循环的信号。由于在接收机内解调后必须仅与传输信道的反向传输函数相乘，以便消除传输信道的线性失真，所以可以通过循环前缀大幅度地降低接收机中的均衡花费。对每个载频，此点需要一复数的或四个有理数相乘。

就ADSL而言，实线传输信道是电话网的一个双线线路(铜双芯线)。根据码组的长度，双线线路需要一个很长时间的瞬态过程。另一方面循环前缀占用的附加的传输容量应尽可能地小。

在码组长度N=512时，就ADSL而言确定出循环前缀M=32。但在M=32的值后双线线路的瞬态过程尚未衰变。因此在接收机中就会出现附加的误差，而这些误差采用频域均衡器是不能消除的。

只能在接收机中采取特殊的信号处理措施才能减少这类附加的误差。

为此要在解调器前面设置一时域均衡器。时域均衡器是一个其系数是可调的数字横向滤波器。时域均衡器旨在缩短传输信道的瞬态过程。有关时域均衡器的方案，请参见N．阿尔-达希尔和J.M．西奥菲发表的题为“多载波收发信机的最佳有限长度均衡”，电气和电子工程师学会通信论文集，44卷，第一期，1996年1月(Al-Dhahir,N.,Cioffi,J.M.,“Optimum Finite Length equalization for Multicarrier Tranceivers”,IEEETrans.On Comm.,Vol.44,No.1,Jan.1996)。但其不足之处在于，作为时域均衡器采用的数字横向滤波器具有大量的系数并且为实现数字横向滤波器的自适应必须付出很大的花费。对20至40个系数的滤波长度，每秒钟要进行大约5000万至10000万次乘法运算。另外为实现数字横向滤波器的自适应必须对每个系数进行调整。

所以，本发明的目的在于提出一种用于接收采用离散的多音调制产生的信号的数字接收机，该接收机具有一个时域均衡器，该时域均衡器可以进行较快的自适应并且每秒钟仅进行很少的乘法运算。

本发明的目的通过一种用于接收采用离散的多音调制产生的信号的数字接收机得以实现，该接收机具有一个模/数转换器和一个时域均衡器，其中采用离散多音调制产生的信号被输送给所述的模/数转换器，并且时域均衡器接在模/数转换器的后面。时域均衡器又具有一个其系数固定的数字滤波器，所述滤波器不需要为适配付出象应用自适应滤波器时所需的代价。

在一特别优选的实施方式中，数字滤波器具有作为固定系数的整数值。特别有益的是，采用整数值的运算比浮点运算付出的代价要低。

在另一特别优选的实施方式中，数字滤波器具有作为固定系数的用移位运算表示的数值。因此有益的是可以用付出的代价较低的移位运算替代乘法运算。

在一优选的实施方式中，数字滤波器具有一个在0Hz时的零位，因而可以有益地缩短传输系统的脉冲响应。

在另一优选的实施方式中，数字滤波器具有高通传输函数。

在一特别优选的实施方式中，数字滤波器具有由多个一阶数字滤波器构成的串联电路。有益地是，一阶滤波器可以非常简单地加以实现。

在另一特别优选的实施方式中，每个一阶数字滤波器具有一个状态存储器、一个移位寄存器、一个数字减法电路和一个数字加法电路。其优点是，每个一阶滤波器的结构都很简单，其中不需要采用代价大的乘法器级。

下面将结合附图对实施例加以说明，以便于对本发明的进一步的优点、特征和应用的了解。图中示出：

图1示出带有用于接收采用离散的多音调制产生的信号的接收机的传输线路；和

图2示出本发明的时域均衡器的实施例；和

图3为说明本发明的时域均衡器作用的曲线图。

在图1中示出的带有一个数字接收机12的传输线路中，DMT-发信机11产生一个由离散多音调制的调制信号。信号具有通过离散的多音调制产生的N/2载频f₁。其中用正交振幅调制对每个载频的振幅和相位进行调制。在DMT-发信机11中，信号备有M个取样值的循环前缀并通过数/模转换被转换成用于传输的模拟信号。DMT-发信机11将信号通过传输信道1传输给数字接收机12。

传输信道1是一个线性失真信道。就ADSL-传输线路而言，传输信道是一个双线线路。这种由传输信道1产生的线性失真在接收机12中被在该频段工作的均衡器消除。

在数字接收机12中，信号被输送给模/数转换器2，该模/数转换器将信号转换成数字值U_k序列。

数字值U_k序列被输送给时域均衡器3。时域均衡器3用于缩短DMT-发信机11、传输信道1和时域均衡器3本身的瞬态时间。当瞬态时间超过循环前缀时间时，在数字接收机12的判定电路70至7n中将出现误差。时域均衡器3将缩短瞬态时间，而又不会产生用于传输的频段中的零位。为此，时域均衡器3具有一个带有固定系数的数字滤波器，该数字滤波器具有下述的传输函数(z=U_k)：

H (z) = Π_{v = 1}^{n} (\frac{1 - z^{- 1}}{1 - c_{v} \cdot z^{- 1}})

其中 c_v=±(1-2^-L) (1)

该函数是多级数字滤波器的传输函数，所述数字滤波器具有固定的系数c并且该函数由n个具有下述传输函数的一阶第二数字滤波器的串联电路形成：

H_{v} (z) = \frac{1 - z^{- 1}}{1 - c_{v} \cdot z^{- 1}}

其中 c_v=±(1-2^-L) (2)时域均衡器3的传输函数H(z)具有在0Hz时的零位并因此是高通滤波器的传输函数。所以可以最有效地缩短传输信道的瞬态过程。

由时域均衡器3产生的数字值被输送给串/并行转换器4，该转换器用于消除循环前缀并产生码组，该码组被输送给快速离散傅立叶变换器5。

快速离散傅立叶变换器5将用码组表示的时域信号转换成频域。在快速傅立叶变换器5的输出端的每个被变换的码组具有N/2个复数。用每个复数表示离散多音调制的一个载频f_i=i/T其中i=l、2、…、N/2，其中所有的载频f_i等距分布。T是一个码组的时间。

每个载频f1……,f_n/2有一个频域均衡器60、…、6m后置于快速离散傅立叶变换器5，频域均衡器用于进行频率范围内的均衡。为此表示载频的每个被转换的码组的复数乘以传输信道1的反传输函数。此点需要一复数的或四个有理数相乘。

对每个频域均衡器60、…、6m分别后置一个判定电路，该判定电路由频域均衡器70、…、7m的输出信号产生一个多阶值。

解码输出电路80、…、8m的输出信号并行输送给并/串行转换器9，并/串行转换器与数据接收器10连接。并/串行转换器9将数字数据串行流输送给数据接收器10，所述数字数据与DMT-发送器11的数字数据相符。

在图2中示出本发明的时域均衡器的实施例。

时域均衡器具有由根据公式(2)的传输函数的由一阶n个第二数字滤波器的串联电路。在图2中仅示出一阶的两个第二数字滤波器100和200。其它的一阶第二数字滤波器用点线示意示出。

所有的一阶第二数字滤波器100和200的结构相同。一离散的输入值序列被输送给数字减法电路101及201的第一反向输入端并被并行输送给一数字加法电路103及203的第一非反向输入端。数字加法电路103及203的输出是一阶第二数字滤波器的输出并被并行反馈到数字减法电路的非反向输入端并通过一移位寄存器被反馈到数字减法电路101及102的第二反向输入端。移位寄存器104及204将离散输出值与按位右移相乘。因此，离散输出值与一整数2^-L相乘。数字减法电路101及202的输出通过一状态存储器102及202被输送到数字加法电路103及203的第二非反向输入端。状态存储器102及202促使产生节拍的一个节拍周期的迟延，按该节拍周期离散输入序列周期循环。

当选择L=0时，第二数字滤波器100和200是非递归的。在此情况下，根据公式(2)的系数cv为零。

一图中未示出的实施例的区别是，第二数字滤波器的整数2^-L _v在反馈路径上与第二数字滤波器的离散输出值相乘。在该实施例中根据公式(1)的每个第二数字滤波器的系数c_v都是不同的并且由第二数字滤波器的串联电路构成的数字滤波器具有根据公式(1)的传输函数。

图3示出本发明的时域均衡器的六个不同的实施例效果的两个曲线图。为此，在一个其长度为3km的双线线路和其铜线直径为0.4mm的ADSL-传输系统中，对在判定电路输入端上的信躁比进行模拟。其中仅观察时域均衡器的影响。图中绘制出在整个为ADSL-传输所利用的频域上的信躁比。图中对具有传输函数为H_1(z)至H_6(z)的六个不同的时域均衡器中的每一个给出曲线。传输函数H_1(z)至H_6(z)为：

H₁(z)=1-z^-1

H₂(z)=(1-z^-1)²

H₃(z)=(1-z^-1)³

H₄(z)=(1-z^-1/1-0.5·z^-1) (3)

H₅(z)=(1-z^-1/1-0.5·z^-1)²

H₆(z)=1-z^-1/1-0.5·z^-1)³

为进行比较，图中给出没有时域均衡器的曲线和具有带32个系数(32个分接头)的最佳时域均衡器的曲线。从两个曲线图中可以明显地看出在低频率范围中对信躁比的改善。在具有二阶、三阶或更高阶的数字滤波器的时域均衡器中，具有从大约300kHz开始的32个系数的最佳时域均衡器的信躁比的差别只有几dB。

Claims

1．数字接收机，用于接收采用离散的多音调制产生的信号(12)，该接收机具有一模/数转换器(2)和一后置于模/数转换器的时域均衡器(3)，其中采用离散的多音调制产生的信号被输送给该模/数转换器，其特征在于，时域均衡器(3)具有一个带有固定系数(104、204)的数字滤波器。

2．按照权利要求1所述的数字接收机，其特征在于，数字滤波器(100、200)具有的固定系数(104、204)为整数值。

3．按照权利要求1或2所述的数字接收机，其特征在于，数字滤波器(100、200)具有的固定系数(104、204)为由移位运算表示的值。

4．按照上述权利要求中任一项所述的数字接收机，其特征在于，数字滤波器(100、200)具有在0Hz时的零位。

5．按照上述权利要求中任一项所述的数字接收机，其特征在于，数字滤波器(100、200)具有高通传输函数。

6．按照上述权利要求中任一项所述的数字接收机，其特征在于，数字滤波器具有多个一阶数字滤波器(100、200)。

7．按照权利要求6所述的数字滤波器，其特征在于，每个一阶数字滤波器具有一个状态滤波器(102、202)、一个移位寄存器(104、204)、一个数字减法电路(101、201)和一个数字加法电路(103、203)。