JP2002526981A - 離散型マルチトーン変調により生成した信号のためのデジタル受信機 - Google Patents
離散型マルチトーン変調により生成した信号のためのデジタル受信機Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M11/00—Telephonic communication systems specially adapted for combination with other electrical systems
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- H04L25/00—Baseband systems
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- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
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Abstract
(57)【要約】
本発明は、離散型マルチトーン変調により生成した信号のためのデジタル受信機に関する。このデジタル受信機は、離散型マルチトーン変調により生成した信号が導かれるアナログ−デジタル変換器と、このアナログ−デジタル変換器の後ろに接続された時間域イコライザとを備える。この時間域イコライザは、本発明により、固定された係数を有するデジタルフィルタを備える。
Description
【０００１】 本発明は、請求項１の上位概念に記載する、離散型マルチトーン変調により生
成した信号のためのデジタル受信機に関する。
成した信号のためのデジタル受信機に関する。
【０００２】 離散型マルチトーン変調（ＤＭＴ）−多重搬送波変調ともいう−は、とくに直
線ひずみを生じるチャンネルを経由してデータを伝送するのに適した変調法であ
る。たとえば振幅変調はただ１つの搬送周波数だけを用いるが、このようないわ
ゆる単一搬送波法に対して、離散型マルチトーン変調の場合は多数の搬送周波数
を用いる。個々の搬送周波数のいずれも、その振幅と位相が直交振幅変調（ＱＡ
Ｍ）によって変調される。こうして多数のＱＡＭ変調された信号が得られる。こ
の場合搬送周波数ごとに、特定のビット数を伝送することができる。離散型マル
チトーン変調は、デジタルラジオ放送ＤＡＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂ
ｒｏａｄｃａｓｔ）に用いられてＯＦＤＭ（Ｏｒｔｏｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）と呼ばれ、また電話回線
を経由するデータ伝送に用いられてＡＤＳＬ（Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｉｇｉ
ｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）と呼ばれる。
線ひずみを生じるチャンネルを経由してデータを伝送するのに適した変調法であ
る。たとえば振幅変調はただ１つの搬送周波数だけを用いるが、このようないわ
ゆる単一搬送波法に対して、離散型マルチトーン変調の場合は多数の搬送周波数
を用いる。個々の搬送周波数のいずれも、その振幅と位相が直交振幅変調（ＱＡ
Ｍ）によって変調される。こうして多数のＱＡＭ変調された信号が得られる。こ
の場合搬送周波数ごとに、特定のビット数を伝送することができる。離散型マル
チトーン変調は、デジタルラジオ放送ＤＡＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂ
ｒｏａｄｃａｓｔ）に用いられてＯＦＤＭ（Ｏｒｔｏｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）と呼ばれ、また電話回線
を経由するデータ伝送に用いられてＡＤＳＬ（Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｉｇｉ
ｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）と呼ばれる。
【０００３】 ＡＤＳＬの場合、ＤＭＴ変調された信号を用いて、中継局から加入者回線を経
由して、アナログ接続された加入者にデータを伝送する。この場合ＥＴＳＩ（欧
州電気通信標準化機構）基準およびＡＮＳＩ（アメリカ国家規格協会）基準によ
って、いずれの搬送周波数もおよそ４ｋＨｚの帯域を用い、最高で１５Ｂｉｔ／
ｓ／Ｈｚまで搬送することが規定されている。実際のＢｉｔ／ｓ／Ｈｚ数は搬送
周波数ごとに異なるものとすることができ、従ってデータ率と送信スペクトルを
伝送チャンネルに適合させることができる。
由して、アナログ接続された加入者にデータを伝送する。この場合ＥＴＳＩ（欧
州電気通信標準化機構）基準およびＡＮＳＩ（アメリカ国家規格協会）基準によ
って、いずれの搬送周波数もおよそ４ｋＨｚの帯域を用い、最高で１５Ｂｉｔ／
ｓ／Ｈｚまで搬送することが規定されている。実際のＢｉｔ／ｓ／Ｈｚ数は搬送
周波数ごとに異なるものとすることができ、従ってデータ率と送信スペクトルを
伝送チャンネルに適合させることができる。
【０００４】 ＤＭＴ伝送システムはエンコーダーを備え、このエンコーダーは、伝送される
べきシリアルなデジタルデータ信号のビットをブロックにまとめる。１つのブロ
ック中の定められたビット数それぞれに、複素数を１つずつ割り当てる。１つの
複素数によって、離散型マルチトーン変調の１つの搬送周波数ｆi＝ｉ／Ｔを表
示し、ここでｉ＝１，２，．．．，Ｎ／２とする。この場合すべての搬送周波数
ｆiは等距離に分布している。Ｔは１つのブロックの経過時間である。逆フーリ
エ変換によって、複素数が表示する搬送周波数は時間域に変換され、そこで送信
されるべきＤＭＴ信号のＮ個のサンプルを直接表示する。高速逆フーリエ変換（
ＩＦＦＴ＝Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａ
ｔｉｏｎ）を実行できるように、Ｎに対しては２の累乗を選択する。これにより
、高速逆フーリエ変換の手間が少なくなる。
べきシリアルなデジタルデータ信号のビットをブロックにまとめる。１つのブロ
ック中の定められたビット数それぞれに、複素数を１つずつ割り当てる。１つの
複素数によって、離散型マルチトーン変調の１つの搬送周波数ｆi＝ｉ／Ｔを表
示し、ここでｉ＝１，２，．．．，Ｎ／２とする。この場合すべての搬送周波数
ｆiは等距離に分布している。Ｔは１つのブロックの経過時間である。逆フーリ
エ変換によって、複素数が表示する搬送周波数は時間域に変換され、そこで送信
されるべきＤＭＴ信号のＮ個のサンプルを直接表示する。高速逆フーリエ変換（
ＩＦＦＴ＝Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａ
ｔｉｏｎ）を実行できるように、Ｎに対しては２の累乗を選択する。これにより
、高速逆フーリエ変換の手間が少なくなる。
【０００５】 高速逆フーリエ変換の後にサイクリック−プレフィックスを実行し、その際サ
ンプルの最後のＭ（Ｍ＜Ｎ）をもう一度ブロックの冒頭につなげる。これにより
、伝送チャンネルが生成した過渡現象が、サンプルＭの後、時間Ｔ・Ｍ／Ｎに対
応して減衰する場合は、受信機に対して周期的な信号が仮想されることになる。
受信機におけるイコライゼーションの手間は、サイクリック−プレフィックスに
よっていちじるしく軽減される。伝送チャンネルの直線ひずみを除去するために
、受信機における復調後、伝送チャンネルの逆伝送機能とだけ乗算が行われなけ
ればならないからである。このことは、いずれの搬送周波数に対しても、１つの
複素数乗算または４つの実数乗算を必要とする。
ンプルの最後のＭ（Ｍ＜Ｎ）をもう一度ブロックの冒頭につなげる。これにより
、伝送チャンネルが生成した過渡現象が、サンプルＭの後、時間Ｔ・Ｍ／Ｎに対
応して減衰する場合は、受信機に対して周期的な信号が仮想されることになる。
受信機におけるイコライゼーションの手間は、サイクリック−プレフィックスに
よっていちじるしく軽減される。伝送チャンネルの直線ひずみを除去するために
、受信機における復調後、伝送チャンネルの逆伝送機能とだけ乗算が行われなけ
ればならないからである。このことは、いずれの搬送周波数に対しても、１つの
複素数乗算または４つの実数乗算を必要とする。
【０００６】 ＡＤＳＬの場合、物理的な伝送チャンネルは電話回線網の二線式回線（銅製対
導線）である。二線式回線は、ブロックサイズの割には過渡現象のための大きな
時間を必要とする。他方ではサイクリック−プレフィックスが必要とする追加的
な伝送容量は、できるだけ小さいものとしたい。
導線）である。二線式回線は、ブロックサイズの割には過渡現象のための大きな
時間を必要とする。他方ではサイクリック−プレフィックスが必要とする追加的
な伝送容量は、できるだけ小さいものとしたい。
【０００７】 ブロックサイズＮ＝５１２の場合、ＡＤＳＬではＭ＝３２のサイクリック−プ
レフィックスが規定されている。しかしＭ＝３２という数値の後、二線式回線の
過渡現象はまだ減衰していない。これにより受信機には追加的なエラーが生じ、
これは周波数域イコライザによっては除去できない。
レフィックスが規定されている。しかしＭ＝３２という数値の後、二線式回線の
過渡現象はまだ減衰していない。これにより受信機には追加的なエラーが生じ、
これは周波数域イコライザによっては除去できない。
【０００８】 このような追加的なエラーは、受信機において特別な信号処理措置により軽減
することができる。
することができる。
【０００９】 そのためには時間域イコライザ（ＴＤＥＱ＝Ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕ
ａｌｉｚｅｒ）を復調器の前に接続する。この時間域イコライザは、その係数を
調整できるデジタル・トランスバーサルフィルタという仕様とする。時間域イコ
ライザの任務は、伝送チャンネルの過渡現象を短縮することである。このような
時間域イコライザの設計は、Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒ，Ｎ．、Ｃｉｏｆｆｉ，Ｊ．Ｍ
．、「Ｏｐｕｔｉｍｕｍ Ｆｉｎｉｔｅ−Ｌｅｎｇｔｈ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉ
ｏｎ ｆｏｒ Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ」、ＩＥ
ＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍ．、Ｖｏｌ．４４、Ｎｏ．１、Ｊａｎ．１９
９６に記載されている。しかしその欠点は、時間域イコライザとして使用される
デジタル・トランスバーサルフィルタの備える係数の個数が非常に多いことと、
デジタル・トランスバーサルフィルタの適合に手間がかかることである。係数が
２０〜４０というフィルタサイズの場合、毎秒約５０００万〜１億回の乗算を実
行しなければならない。それに加えてデジタル・トランスバーサルフィルタの適
合のために、いずれの係数をも設定しなければならない。
ａｌｉｚｅｒ）を復調器の前に接続する。この時間域イコライザは、その係数を
調整できるデジタル・トランスバーサルフィルタという仕様とする。時間域イコ
ライザの任務は、伝送チャンネルの過渡現象を短縮することである。このような
時間域イコライザの設計は、Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒ，Ｎ．、Ｃｉｏｆｆｉ，Ｊ．Ｍ
．、「Ｏｐｕｔｉｍｕｍ Ｆｉｎｉｔｅ−Ｌｅｎｇｔｈ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉ
ｏｎ ｆｏｒ Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ」、ＩＥ
ＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍ．、Ｖｏｌ．４４、Ｎｏ．１、Ｊａｎ．１９
９６に記載されている。しかしその欠点は、時間域イコライザとして使用される
デジタル・トランスバーサルフィルタの備える係数の個数が非常に多いことと、
デジタル・トランスバーサルフィルタの適合に手間がかかることである。係数が
２０〜４０というフィルタサイズの場合、毎秒約５０００万〜１億回の乗算を実
行しなければならない。それに加えてデジタル・トランスバーサルフィルタの適
合のために、いずれの係数をも設定しなければならない。
【００１０】 本発明の取り扱う技術的問題は、離散型マルチトーン変調により生成された信
号のためのデジタル受信機であって、かつ高速に適合できて毎秒当たりの乗算が
より少ない時間域フィルタを備えるものを示すことである。
号のためのデジタル受信機であって、かつ高速に適合できて毎秒当たりの乗算が
より少ない時間域フィルタを備えるものを示すことである。
【００１１】 この問題は、離散型マルチトーン変調により生成された信号のためのデジタル
受信機であって、かつ請求項１に記載した諸特徴を有するものにより解決される
。有利な発展形をそれぞれの従属請求項に記載した。
受信機であって、かつ請求項１に記載した諸特徴を有するものにより解決される
。有利な発展形をそれぞれの従属請求項に記載した。
【００１２】 本発明は、離散型マルチトーン変調により生成された信号のためのデジタル受
信機に関する。このデジタル受信機は１つのアナログ−デジタル変換器を備え、
この変換器に離散型マルチトーン変調によって生成された信号が導かれる。この
受信機はまた、アナログ−デジタル変換器の後ろに接続された時間域イコライザ
を備える。この時間域イコライザはさらに、固定された係数を有するデジタルフ
ィルタを備える。この場合この固定された係数は、適応性デジタルフィルタの場
合必要となるような適応のための手間を必要とせず、有利である。
信機に関する。このデジタル受信機は１つのアナログ−デジタル変換器を備え、
この変換器に離散型マルチトーン変調によって生成された信号が導かれる。この
受信機はまた、アナログ−デジタル変換器の後ろに接続された時間域イコライザ
を備える。この時間域イコライザはさらに、固定された係数を有するデジタルフ
ィルタを備える。この場合この固定された係数は、適応性デジタルフィルタの場
合必要となるような適応のための手間を必要とせず、有利である。
【００１３】 とくに好ましい１つの実施形態においては、このデジタルフィルタは固定され
た係数として整数値を取る。この場合整数値による演算は、浮動小数点演算をと
もなう演算よりも手間がかからず、とくに有利である。
た係数として整数値を取る。この場合整数値による演算は、浮動小数点演算をと
もなう演算よりも手間がかからず、とくに有利である。
【００１４】 このデジタルフィルタは、もう一つの好ましい実施形態においては、固定され
た係数としてシフト演算により表示された数値を取る。これにより手間のより少
ないシフト演算が、乗算に取って代わるのは有利である。
た係数としてシフト演算により表示された数値を取る。これにより手間のより少
ないシフト演算が、乗算に取って代わるのは有利である。
【００１５】 １つの好ましい実施形態では、このデジタル受信機は０Ｈｚで零位点を示し、
これにより伝送システムのインパルス応答が短縮されて有利である。
これにより伝送システムのインパルス応答が短縮されて有利である。
【００１６】 もう１つの好ましい実施形態では、デジタルフィルタが高域通過−伝送機能を
備える。
備える。
【００１７】 １つのとくに好ましい実施形態では、デジタルフィルタが、多数の一次デジタ
ルフィルタの直列回路を備える。一次フィルタは非常に簡単に得られるので有利
である。
ルフィルタの直列回路を備える。一次フィルタは非常に簡単に得られるので有利
である。
【００１８】 もう１つのとくに好ましい実施形態では、いずれの一次デジタルフィルタも、
ステータスメモリ、シフトレジスタ、デジタル減算器およびデジタル加算機を備
える。この場合有利なのはいずれの一次フィルタも構造が簡単なことで、手間の
かかる乗算段階を必要としない。
ステータスメモリ、シフトレジスタ、デジタル減算器およびデジタル加算機を備
える。この場合有利なのはいずれの一次フィルタも構造が簡単なことで、手間の
かかる乗算段階を必要としない。
【００１９】 下記に各実施形態を図面とともに説明し、本発明のそのほかの利点、特徴およ
び応用可能性を挙げる。
び応用可能性を挙げる。
【００２０】 図１はデジタル受信機１２を備える伝送リンクを示し、ここではＤＭＴ送信機
１１が離散型マルチトーン変調された信号を生成する。この場合の信号は搬送周
波数ｆiをＮ／２個持ち、またこれらの周波数は離散型マルチトーン変調により
生成されたものである。この場合いずれの周波数も、その振幅と位相が直交振幅
変調により変調されている。信号は、ＤＭＴ送信機１１でＭ個のサンプルのサイ
クリック−プレフィックスをあたえられ、デジタル−アナログ変換により、伝送
のためのアナログ信号に変換される。ＤＭＴ送信機１１は、信号を伝送チャンネ
ル１を経由してデジタル受信機１２に伝送する。
１１が離散型マルチトーン変調された信号を生成する。この場合の信号は搬送周
波数ｆiをＮ／２個持ち、またこれらの周波数は離散型マルチトーン変調により
生成されたものである。この場合いずれの周波数も、その振幅と位相が直交振幅
変調により変調されている。信号は、ＤＭＴ送信機１１でＭ個のサンプルのサイ
クリック−プレフィックスをあたえられ、デジタル−アナログ変換により、伝送
のためのアナログ信号に変換される。ＤＭＴ送信機１１は、信号を伝送チャンネ
ル１を経由してデジタル受信機１２に伝送する。
【００２１】 伝送チャンネル１は直線ひずみを生じるチャンネルである。ＡＤＳＬ伝送リン
クの場合、伝送チャンネルは二線式回線である。伝送チャンネル１によって生じ
たこのような直線ひずみは、周波数域で動作するイコライザにより、デジタル受
信機１２でふたたび除去される。
クの場合、伝送チャンネルは二線式回線である。伝送チャンネル１によって生じ
たこのような直線ひずみは、周波数域で動作するイコライザにより、デジタル受
信機１２でふたたび除去される。
【００２２】 デジタル受信機１２で、この信号はアナログ−デジタル変換器２に導かれ、こ
の変換器は信号をデジタル数値Ｕkのシーケンスに変換する。
の変換器は信号をデジタル数値Ｕkのシーケンスに変換する。
【００２３】 このデジタル数値Ｕkのシーケンスは時間域イコライザ３に導かれる。時間域
イコライザ３は、ＤＭＴ送信機１１、伝送チャンネル１および時間域イコライザ
３自体の過渡時間の短縮に用いられる。過渡時間がサイクリック−プレフィック
ス経過時間を上回る場合、デジタル受信機１２の判断回路７０〜７ｎにエラーが
生じる。時間域イコライザ３は、伝送に用いられる周波数域に零位点を生じるこ
となく、過渡時間を短縮するものとしたい。そのために時間域イコライザ３は、
固定された係数を有するデジタルフィルタを備え、このフィルタは下記の伝達関
数を有する（ｚ＝Ｕk）：
イコライザ３は、ＤＭＴ送信機１１、伝送チャンネル１および時間域イコライザ
３自体の過渡時間の短縮に用いられる。過渡時間がサイクリック−プレフィック
ス経過時間を上回る場合、デジタル受信機１２の判断回路７０〜７ｎにエラーが
生じる。時間域イコライザ３は、伝送に用いられる周波数域に零位点を生じるこ
となく、過渡時間を短縮するものとしたい。そのために時間域イコライザ３は、
固定された係数を有するデジタルフィルタを備え、このフィルタは下記の伝達関
数を有する（ｚ＝Ｕk）：
【００２４】 これは多段デジタルフィルタの伝達関数であって、このフィルタは固定された
係数ｃvを持ち、下記の伝達関数を有するｎ個の第二の一次デジタルフィルタの
直列回路によって生成される。 時間域イコライザ３の伝達関数Ｈ（ｚ）は０Ｈｚで零位点を示し、従って高域フ
ィルタの伝達関数である。これにより伝送チャンネルの過渡現象は、もっとも効
果的に短縮される。
係数ｃvを持ち、下記の伝達関数を有するｎ個の第二の一次デジタルフィルタの
直列回路によって生成される。 時間域イコライザ３の伝達関数Ｈ（ｚ）は０Ｈｚで零位点を示し、従って高域フ
ィルタの伝達関数である。これにより伝送チャンネルの過渡現象は、もっとも効
果的に短縮される。
【００２５】 時間域イコライザ３に生成されたデジタル数値は、直列／並列変換器４に導か
れ、この変換器はサイクリック−プレフィックスを除去し、高速離散型フーリエ
変換器５に導かれるブロックを生成する。
れ、この変換器はサイクリック−プレフィックスを除去し、高速離散型フーリエ
変換器５に導かれるブロックを生成する。
【００２６】 高速離散型フーリエ変換器５は、ブロックが表示する信号を時間域から周波数
域に変換する。高速フーリエ変換器５のアウトプットにおける変換済みのブロッ
クは、いずれもＮ／２個の複素数を示す。いずれの複素数によっても、離散型マ
ルチトーン変調の搬送周波数ｆ1＝ｉ／Ｔ（ただしｉ＝１，２，．．．，Ｎ／２
）が表示され、その際すべての搬送周波数ｆiは等距離に配分されている。Ｔは
１つのブロックの経過時間である。
域に変換する。高速フーリエ変換器５のアウトプットにおける変換済みのブロッ
クは、いずれもＮ／２個の複素数を示す。いずれの複素数によっても、離散型マ
ルチトーン変調の搬送周波数ｆ1＝ｉ／Ｔ（ただしｉ＝１，２，．．．，Ｎ／２
）が表示され、その際すべての搬送周波数ｆiは等距離に配分されている。Ｔは
１つのブロックの経過時間である。
【００２７】 高速離散型フーリエ変換器５の後ろには、搬送周波数ｆ1，．．．，ｆN/2ごと
に周波数域イコライザ６０，．．．，６ｍが接続され、この周波数イコライザは
等価化を周波数域で実行する。変換されたブロックの複素数はいずれも１つの搬
送周波数を表示するものであるが、上記の実行のために、この複素数に搬送チャ
ンネル１の逆伝達関数を乗算する。これには、１つの複素数乗算または４つの実
数乗算を必要とする。
に周波数域イコライザ６０，．．．，６ｍが接続され、この周波数イコライザは
等価化を周波数域で実行する。変換されたブロックの複素数はいずれも１つの搬
送周波数を表示するものであるが、上記の実行のために、この複素数に搬送チャ
ンネル１の逆伝達関数を乗算する。これには、１つの複素数乗算または４つの実
数乗算を必要とする。
【００２８】 いずれの周波数域イコライザ６０，．．．，６ｍも、その後ろに判断回路７０
，．．．，７ｍを１つずつ接続し、この判断回路は周波数域イコライザ６０，．
．．，６ｍのアウトプット信号から多段階的な値を生成する。
，．．．，７ｍを１つずつ接続し、この判断回路は周波数域イコライザ６０，．
．．，６ｍのアウトプット信号から多段階的な値を生成する。
【００２９】 いずれの判断回路７０，，，，７ｍも、その後ろにデコーダー回路８０，．．
．，８ｍを１つずつ接続し、このデコーダー回路は多段快適な値からデジタル数
値を生成する。
．，８ｍを１つずつ接続し、このデコーダー回路は多段快適な値からデジタル数
値を生成する。
【００３０】 デコーダー回路８０，．．．，８ｍのアウトプット信号は、平行して並列／直
列変換器９に導かれ、この変換器はデータ受信装置１０と連結されている。この
並列／直列変換器９は、データ受信装置１０にデジタルデータの逐次的電流を導
き、このデジタルデータはＤＭＴ送信機１１のデジタルデータに対応する。
列変換器９に導かれ、この変換器はデータ受信装置１０と連結されている。この
並列／直列変換器９は、データ受信装置１０にデジタルデータの逐次的電流を導
き、このデジタルデータはＤＭＴ送信機１１のデジタルデータに対応する。
【００３１】 図２は本発明による時間域イコライザの実施形態を示す。
【００３２】 この時間域イコライザは、ｎ個の第二の一次デジタルフィルタの直列回路を備
え、この直列回路は式（２）の伝達関数を有する。図２は、２個の第二の一次デ
ジタルフィルタ１００および２００のみを示す。そのほかの第二の一次デジタル
フィルタは点線部分に隠れている。
え、この直列回路は式（２）の伝達関数を有する。図２は、２個の第二の一次デ
ジタルフィルタ１００および２００のみを示す。そのほかの第二の一次デジタル
フィルタは点線部分に隠れている。
【００３３】 すべての第二の一次デジタルフィルタ１００および２００は、同じ構造である
。離散型の入力値シーケンスは、デジタル減算器回路１０１または２０１の第一
の反転型インプットと、平行してデジタル加算回路１０３または２０３の第一の
非反転型インプットとに導かれる。デジタル加算器回路１０３または２０３のア
ウトプットは、第二の一次デジタルフィルタのアウトプットであって、平行して
デジタル減算器回路の非反転型インプットに、そしてシフトレジスタを経由して
デジタル減算器回路１０１または２０１の第二の反転型インプットにフィードバ
ックされる。シフトレジスタ１０４または２０４は、ビットごとの右シフトによ
り、離散型出力値を乗算する。これにより離散型出力値に整数２-Lが乗算される
。デジタル減算器回路１０１または２０１のアウトプットは、ステータスメモリ
１０２または２０２を経由して、デジタル加算器回路１０３または２０３の第二
の非反転型インプットにつながる。ステータスメモリ１０２または２０２は、ク
ロックパルスの１パルス周期分の遅延を生じ、これにより離散型インプットシー
ケンスにパルスが供給されている。
。離散型の入力値シーケンスは、デジタル減算器回路１０１または２０１の第一
の反転型インプットと、平行してデジタル加算回路１０３または２０３の第一の
非反転型インプットとに導かれる。デジタル加算器回路１０３または２０３のア
ウトプットは、第二の一次デジタルフィルタのアウトプットであって、平行して
デジタル減算器回路の非反転型インプットに、そしてシフトレジスタを経由して
デジタル減算器回路１０１または２０１の第二の反転型インプットにフィードバ
ックされる。シフトレジスタ１０４または２０４は、ビットごとの右シフトによ
り、離散型出力値を乗算する。これにより離散型出力値に整数２-Lが乗算される
。デジタル減算器回路１０１または２０１のアウトプットは、ステータスメモリ
１０２または２０２を経由して、デジタル加算器回路１０３または２０３の第二
の非反転型インプットにつながる。ステータスメモリ１０２または２０２は、ク
ロックパルスの１パルス周期分の遅延を生じ、これにより離散型インプットシー
ケンスにパルスが供給されている。
【００３４】 Ｌ＝０を選択する場合、第二のデジタルフィルタ１００および２００は非再帰
的となる。この場合係数ｃｖは式（２）により零となる。
的となる。この場合係数ｃｖは式（２）により零となる。
【００３５】 ここには図示しない実施形態では、第二のデジタルフィルタが整数２-Lにおい
て異なり、この数値をフィードバック経路における第二のデジタルフィルタの離
散型出力値と乗算する。この実施形態では、式（１）による係数ｃvがいずれの
第二のデジタルフィルタに対しても異なっており、第二のデジタルフィルタの直
列回路から得られるデジタルフィルタは、式（１）による伝達関数を示す。
て異なり、この数値をフィードバック経路における第二のデジタルフィルタの離
散型出力値と乗算する。この実施形態では、式（１）による係数ｃvがいずれの
第二のデジタルフィルタに対しても異なっており、第二のデジタルフィルタの直
列回路から得られるデジタルフィルタは、式（１）による伝達関数を示す。
【００３６】 図３は、本発明による時間域イコライザの６つの異なる実施形態の作用のダイ
ヤグラムを示す。このために、長さ３ｋｍ、導線直径０．４ｍｍの二線式回路を
有するＡＤＳＬ伝送システムにおいて、判断回路インプットでのＳ／Ｎ比をシミ
ュレーションした。
ヤグラムを示す。このために、長さ３ｋｍ、導線直径０．４ｍｍの二線式回路を
有するＡＤＳＬ伝送システムにおいて、判断回路インプットでのＳ／Ｎ比をシミ
ュレーションした。
【００３７】 時間域イコライザの影響のみを観察した。Ｓ／Ｎ比は、ＡＤＳＬ伝送に用いら
れた全周波数域にわたって記録されている。この場合、伝達関数Ｈ1（ｚ）〜Ｈ6 （ｚ）を有する６つの異なる時間域イコライザのいずれについても、曲線を１つ
ずつ記した。伝達関数Ｈ1（ｚ）〜Ｈ6（ｚ）は次の通り：
れた全周波数域にわたって記録されている。この場合、伝達関数Ｈ1（ｚ）〜Ｈ6 （ｚ）を有する６つの異なる時間域イコライザのいずれについても、曲線を１つ
ずつ記した。伝達関数Ｈ1（ｚ）〜Ｈ6（ｚ）は次の通り：
【００３８】 比較のため、時間域イコライザを用いない場合の曲線と、３２の係数（３２タ
ップ）を有する最適化された時間域イコライザを用いた場合の曲線を記した。明
らかに見て取れるのは、両ダイヤグラムとも低周波数領域におけるＳ／Ｎ比が改
善されていることである。二次、三次またはそれ以上の次数のデジタルフィルタ
を有する時間域イコライザの場合のＳ／Ｎ比は、３２の係数を有する最適化され
た時間域イコライザに対して、周波数約３００ｋＨｚ以降はごく僅かのデシベル
数異なるだけである。
ップ）を有する最適化された時間域イコライザを用いた場合の曲線を記した。明
らかに見て取れるのは、両ダイヤグラムとも低周波数領域におけるＳ／Ｎ比が改
善されていることである。二次、三次またはそれ以上の次数のデジタルフィルタ
を有する時間域イコライザの場合のＳ／Ｎ比は、３２の係数を有する最適化され
た時間域イコライザに対して、周波数約３００ｋＨｚ以降はごく僅かのデシベル
数異なるだけである。
【図１】 離散型マルチトーン変調による信号のためのデジタル受信機を備える伝送リン
クの図である。
クの図である。
【図２】 本発明による時間域イコライザの実施形態の図である。
【図３】 本発明の時間域イコライザの作用を示すダイヤグラムである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｂ 1/16 Ｈ０４Ｂ 1/16 Ｚ
Claims (7)
- 【請求項１】 離散型マルチトーン変調により生成した信号のためのデジタ
ル受信機（１２）において、すなわち離散型マルチトーン変調により生成した信
号が導かれるアナログ−デジタル変換器（２）と、このアナログ−デジタル変換
器の後ろに接続された時間域イコライザ（３）とを備える上記のデジタル受信機
において、この時間域イコライザ（３）は固定された係数（１０４、２０４）を
有するデジタルフィルタを備えることを特徴とする上記のデジタル受信機。 - 【請求項２】 デジタルフィルタ（１００、２００）は固定された係数（１
０４、２０４）として整数値を有することを特徴とする、請求項１に記載のデジ
タル受信機。 - 【請求項３】 デジタルフィルタ（１００、２００）は固定された係数（１
０４、２０４）としてシフト演算により表示可能な数値を示すことを特徴とする
、請求項１または２に記載のデジタル受信機。 - 【請求項４】 デジタルフィルタ（１００、２００）は０Ｈｚで零位点を示
すことを特徴とする、前記請求項のいずれか１項に記載のデジタル受信機。 - 【請求項５】 デジタルフィルタ（１００、２００）が高域通過−伝達関数
を示すことを特徴とする、前記請求項のいずれか１項に記載のデジタル受信機。 - 【請求項６】 デジタルフィルタが多数の一次デジタルフィルタの直列接続
回路を備えることを特徴とする、前記請求項のいずれか１項に記載のデジタル受
信機。 - 【請求項７】 一次デジタルフィルタのいずれもが、ステータスメモリ（１
０２、２０２）、シフトレジスタ（１０４、２０４）、デジタル減算器回路（１
０１、２０１）およびデジタル加算器回路（１０３、２０３）を備えることを特
徴とする、請求項６に記載のデジタル受信機。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19844460 | 1998-09-28 | ||
| DE19844460.5 | 1998-09-28 | ||
| PCT/DE1999/002752 WO2000019675A1 (de) | 1998-09-28 | 1999-09-01 | Digitaler empfänger für ein mit diskreter multiton-modulation erzeugtes signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002526981A true JP2002526981A (ja) | 2002-08-20 |
| JP3502607B2 JP3502607B2 (ja) | 2004-03-02 |
Family
ID=7882529
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000573052A Expired - Lifetime JP3502607B2 (ja) | 1998-09-28 | 1999-09-01 | 離散型マルチトーン変調により生成した信号のためのデジタル受信機 |
Country Status (6)
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|---|---|
| US (1) | US6987812B1 (ja) |
| EP (1) | EP1118196B1 (ja) |
| JP (1) | JP3502607B2 (ja) |
| KR (1) | KR100440833B1 (ja) |
| CN (1) | CN1141825C (ja) |
| WO (1) | WO2000019675A1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000244445A (ja) * | 1999-02-19 | 2000-09-08 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ｏｆｄｍ用復調回路 |
| WO2012029613A1 (ja) * | 2010-09-01 | 2012-03-08 | 日本電気株式会社 | デジタルフィルタ装置、デジタルフィルタリング方法及びデジタルフィルタ装置の制御プログラム |
| CN110730144A (zh) * | 2019-10-24 | 2020-01-24 | 电子科技大学 | 正交频分复用系统中基于联合检测的多音干扰消除方法 |
Families Citing this family (1)
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|---|---|---|---|---|
| DE10129331B4 (de) * | 2001-06-19 | 2016-03-10 | Lantiq Deutschland Gmbh | Verfahren und Schaltungsanordnung für Datenstromsender bei diskreten Mehrfachtonsystemen |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2840155B2 (ja) * | 1992-03-19 | 1998-12-24 | 富士通株式会社 | 等化方法 |
| US5285474A (en) * | 1992-06-12 | 1994-02-08 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University | Method for equalizing a multicarrier signal in a multicarrier communication system |
| EP0725509A1 (en) | 1995-01-31 | 1996-08-07 | ALCATEL BELL Naamloze Vennootschap | Frequency division multiple access (FDMA) dedicated transmission system, transmitter and receiver used in such a transmission system |
| FR2732178A1 (fr) | 1995-03-22 | 1996-09-27 | Philips Electronique Lab | Systeme de transmission numerique muni d'un recepteur a egaliseurs cascades |
| TW301103B (en) * | 1996-09-07 | 1997-03-21 | Nat Science Council | The time domain alias cancellation device and its signal processing method |
| US6266367B1 (en) * | 1998-05-28 | 2001-07-24 | 3Com Corporation | Combined echo canceller and time domain equalizer |
| EP0987864A1 (en) * | 1998-09-15 | 2000-03-22 | Alcatel | Time error compensation arrangement and multi-carrier modem comprising the arrangement |
| US6401107B1 (en) * | 1999-11-03 | 2002-06-04 | Motorola, Inc. | Method and processor for reducing computational error in a processor having no rounding support |
| US6674795B1 (en) * | 2000-04-04 | 2004-01-06 | Nortel Networks Limited | System, device and method for time-domain equalizer training using an auto-regressive moving average model |
-
1999
- 1999-09-01 JP JP2000573052A patent/JP3502607B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1999-09-01 WO PCT/DE1999/002752 patent/WO2000019675A1/de active IP Right Grant
- 1999-09-01 CN CNB998113972A patent/CN1141825C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-09-01 KR KR10-2001-7003993A patent/KR100440833B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1999-09-01 EP EP99953665A patent/EP1118196B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-09-01 US US09/806,140 patent/US6987812B1/en not_active Expired - Lifetime
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| US8831081B2 (en) | 2010-09-01 | 2014-09-09 | Nec Corporation | Digital filter device, digital filtering method and control program for the digital filter device |
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|---|---|
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| EP1118196A1 (de) | 2001-07-25 |
| CN1320316A (zh) | 2001-10-31 |
| EP1118196B1 (de) | 2003-08-27 |
| WO2000019675A1 (de) | 2000-04-06 |
| KR20010075443A (ko) | 2001-08-09 |
| KR100440833B1 (ko) | 2004-07-21 |
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