CN110730144A - 正交频分复用系统中基于联合检测的多音干扰消除方法 - Google Patents

正交频分复用系统中基于联合检测的多音干扰消除方法 Download PDF

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CN110730144A CN201911019297.5A CN201911019297A CN110730144A CN 110730144 A CN110730144 A CN 110730144A CN 201911019297 A CN201911019297 A CN 201911019297A CN 110730144 A CN110730144 A CN 110730144A
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Abstract

本发明属于通信技术领域，具体涉及一种正交频分复用系统中基于联合检测的多音干扰消除方法。本发明的方法通过联合多音干扰的参数估计和调制符号的解调，消除了OFDM信号对参数估计的影响，实现了更加精确的干扰消除。该方法包含两个过程，首先进行参数粗估计，然后进行参数精估计，在参数粗估计中，不考虑OFDM信号，直接估计多音干扰参数，在参数精估计中，通过遍历被干扰处子载波调制符号所有组合，找到使干扰参数估计精度最高的调制符号组合，并以此得到干扰参数精估计值。

Description

正交频分复用系统中基于联合检测的多音干扰消除方法
技术领域
本发明属于通信技术领域，具体涉及一种正交频分复用系统中基于联合检测的多音干扰消除方法。
背景技术
正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)系统被广泛应用于无线通信系统中，如第4代移动通信、无线局域网(Wireless Local AreaNetwork，WLAN)等。多音干扰，作为一种频域干扰，可以对OFDM系统造成严重的破坏。
针对OFDM系统中抗多音干扰的问题，国内外很多学者进行了大量的研究工作，通常采用以下方法：1)基于最小均方误差(Minimum Mean Squared Error，MMSE)的干扰抑制法，该方法对所有接收信号进行离散傅里叶变换(Discrete Fourier Transform，DFT)，然后将频谱与设定的门限进行比较，对高于门限的谱线进行MMSE抑制，将抑制后的频域信号进行反离散傅里叶变换(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)，得到干扰抑制后的接收信号；2)基于频域加权相位平均的干扰消除法(Frequency-Domain Weighted PhaseAverage，FDWPA)，该方法分别对每个OFDM符号进行DFT，然后搜索得到每个OFDM频域符号的峰值，对相邻两个符号的峰值进行共轭相乘，根据相乘的结果得到一个相位序列，对这个相位序列进行加权平均，即可得到最强单音干扰分量的频率估计值，并以此得到其复数幅度估计值，最后根据这些估计值对这个单音分量进行重构和消除，重复上述过程，直到所有单音分量都被消除；3)基于频域插值器(Frequency-Domain Interpolator,FDI)的干扰消除法，该方法首先对所有接收信号进行DFT，搜索其频谱峰值，得到最强单音分量的频率粗估计值，然后利用频域插值器得到频率精估计值，并以此得到复数幅度估计值，最后根据这些估计值对该单音干扰进行重构和消除，重复上述过程，直到所有的单音干扰分量都被消除。
基于MMSE的干扰抑制方法不需估计干扰参数，实现简单，但该方法在抑制干扰的同时也会抑制对应的信号谱线，因此其不能较好地改善OFDM系统的信道误码率；基于FDWPA的干扰消除方法需要估计干扰参数，在干扰消除的同时不会损失信号功率，因此抗多音干扰性能优于基于MMSE的干扰抑制方法，然而FDWPA的参数估计性能较差，干扰消除效果一般；基于FDI的干扰消除方法对所有接收信号进行DFT，并通过频域插值得到频率估计值，因此其参数估计精度优于FDWPA，然而该方法未考虑OFDM信号对干扰参数估计的影响，因此其估计性能存在平层。
发明内容
为解决现有方法的不足，本发明提出了一种基于联合检测(Joint Detection，JD)的多音干扰消除方法，该方法通过联合多音干扰的参数估计和调制符号的解调，消除了OFDM信号对参数估计的影响，实现了更加精确的干扰消除。该方法包含两个过程，首先进行参数粗估计，然后进行参数精估计，在参数粗估计中，不考虑OFDM信号，直接估计多音干扰参数，在参数精估计中，通过遍历被干扰处子载波调制符号所有组合，找到使干扰参数估计精度最高的调制符号组合，并以此得到干扰参数精估计值。
为了方便地描述本发明的内容，首先对系统模型进行说明：正弦调频信号经过信道之后得到接收信号为r＝[r[0],r[1],…,r[PNc-1]]，其中P为OFDM符号数，Nc＝N+C，N为一个OFDM符号的子载波个数，C为循环前缀长度，采样频率为fs，多音干扰包含L个分量，每个分量的频率为fl，复数幅度为Al，其中fl可以分解为
Figure BDA0002246668460000021
kl为fl的频率单元整数分量且
Figure BDA0002246668460000022
δl为fl的频率单元小数分量频率单元为
Figure BDA0002246668460000024
第l个干扰分量主要影响的OFDM符号子载波为
Figure BDA0002246668460000025
和
Figure BDA0002246668460000026
调制阶数为M，调制符号集合为X＝{x0,x1,…,xM-1}，频域信道冲击响应为h[n]，第p个OFDM符号第k个子载波的信道系数为Hp[k]。
一种OFDM系统中基于联合检测的多音干扰消除方法，具体步骤如下：
S1、开始粗估计，每个干扰分量分别处理，初始化l＝1；
S2、判断l是否大于L：若是，转S11；否者，转S3；
S3、根据公式1移除已估计的干扰，得到rl[n]，其中n＝0,1,…,PNc-1，l′为已估计的干扰分量的编号，
Figure BDA0002246668460000027
为第l′个干扰分量的复数幅度的估计值，
Figure BDA0002246668460000028
为第l′个干扰分量的频率估计值；
Figure BDA0002246668460000031
S4、根据公式2，计算频域信号Rl[k]，k＝0,1,…,PNc-1；
Figure BDA0002246668460000032
S5、根据公式3，得到kl的估计值
Figure BDA0002246668460000033
Figure BDA0002246668460000034
S6、根据公式4，计算谱线Rl,±；
Figure BDA0002246668460000035
S7、根据公式5，得到δl的估计值
Figure BDA0002246668460000036
Figure BDA0002246668460000037
S8、根据公式6，,得到fl的估计值
Figure BDA0002246668460000038
Figure BDA0002246668460000039
S9、根据公式7，得到Al的估计值
Figure BDA00022466684600000310
S10、l＝l+1，转S2；
S11、根据公式8，计算干扰消除后信号r′[n]，n＝0,1,…,PNc-1；
Figure BDA0002246668460000041
S12、根据公式9，计算第p个OFDM符号的频域信号R′p[k]，其中p＝1,2,…,P，k＝0,1,…,N-1；
Figure BDA0002246668460000042
S13、根据公式10，得到第p个OFDM符号的解调符号
Figure BDA0002246668460000043
其中p＝1,2,…,P，k＝0,1,…,N-1；
Figure BDA0002246668460000044
S14、根据公式11，计算排除干扰处子载波影响的第p个OFDM符号的时域信号
Figure BDA0002246668460000045
其中被干扰处子载波为
Figure BDA0002246668460000046
l＝1,2,…,L，p＝1,2,…,P，n＝0,1,…,N-1；
Figure BDA0002246668460000047
S15、开始精估计，每个干扰分量分别处理，初始化l＝1；
S16、判断l是否大于L：若是，转S31；否者，转S17；
S17、根据公式12，添加前l-1个干扰分量所对应子载波的时域信号，得到
Figure BDA0002246668460000048
其中
Figure BDA0002246668460000049
且
Figure BDA00022466684600000410
为第p个OFDM符号在第k个子载波处的解调符号，p＝1,2,…,P；
Figure BDA00022466684600000411
S18、遍历被干扰处子载波调制符号组合，初始化q＝0；
S19、判断q是否大于等于M2P：若是，转S20；否者，转S16；
S20、根据公式13，添加第l个干扰分量所对应子载波的时域信号，得到其中
Figure BDA0002246668460000052
且
Figure BDA0002246668460000053
为第q组中第p个OFDM符号在第k个子载波处的调制符号，p＝1,2,…,P；
Figure BDA0002246668460000054
S21、根据公式14，添加循环前缀，其中n＝0,1,…,Nc-1，p＝1,2,…,P；
Figure BDA0002246668460000055
S22、根据公式15，移除其他干扰分量和OFDM信号，得到rl[n]，其中k＝0,1,…,PNc-1；
Figure BDA0002246668460000056
S23、根据公式16，计算谱线R′l,±；
Figure BDA0002246668460000057
S24、根据公式17，计算残余频率估计值
Figure BDA0002246668460000058
S25、根据公式18，得到新的频率估计值
Figure BDA00022466684600000510
Figure BDA00022466684600000511
S26、根据公式19，得到新的复数幅度估计值
Figure BDA00022466684600000512
Figure BDA00022466684600000513
S27、根据公式20，得到代价函数Λq；
Figure BDA0002246668460000061
S28、q＝q+1，转S19；
S29、根据公式21，得到第p个OFDM符号在第l个干扰分量所对应子载波的最佳解调符号
Figure BDA0002246668460000062
和
Figure BDA0002246668460000063
p＝1,2,…,P、频率估计值
Figure BDA0002246668460000064
和复数幅度估计值
Figure BDA0002246668460000065
Figure BDA0002246668460000066
S30、l＝l+1，转S16；
S31、输出
Figure BDA0002246668460000067
和
Figure BDA0002246668460000068
为最终干扰参数，l＝1,2,…,L-1，并根据S11中的公式8，输出干扰消除后的接收信号r′[n]，n＝0,1,…,PNc-1。
本发明的有益效果是：
本发明可实现对OFDM系统中多音干扰的精确参数估计和消除。通过联合多音干扰的参数估计和OFDM系统调制符号的解调，消除了调制符号对多音干扰参数估计的影响，提高了参数估计精度，进而提高了干扰消除的性能。
附图说明
图1是OFDM系统中基于联合检测的多音干扰消除方法流程图；
图2是固定干信比(Interference to Signal Ratio，ISR)时，本发明具体实施方式与其他多音干扰消除方法的残余干信比(Residual Interference to Signal Ratio，RISR)示意图；
图3是固定ISR时，本发明具体实施方式与其他抗多音干扰方法的误码率(BitError Rate，BER)示意图；
图4是固定信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)时，本发明具体实施方式与其他多音干扰消除方法的RISR示意图；
图5是固定SNR时，本发明具体实施方式与其他抗多音干扰方法的BER示意图。
具体实施方式
下面结合附图和仿真示例说明本发明的实用性。
设OFDM符号数P＝3，子载波个数N＝128，循环前缀长度C＝0，采样率fs＝1，多音干扰包含L＝4个分量，其中f1～U[0,fs)，fl＝fl-1+0.05，l＝2,3,4，信道为AWGN信道，即h[n]＝δ[n]且H[k]＝1，调制方式为BPSK，故M＝2，X＝{-1,1}，本实施方式采用的OFDM系统中基于联合检测的多音干扰消除方法的具体步骤为：
S1、开始粗估计，每个干扰分量分别处理，初始化l＝1；
S2、判断l是否大于4：若是，转S11；否者，转S3；
S3、根据公式1移除已估计的干扰，得到rl[n]，其中n＝0,1,…,383；
S4、根据公式2，计算频域信号Rl[k]，k＝0,1,…,383；
S5、根据公式3，得到kl的估计值
Figure BDA0002246668460000071
S6、根据公式4，计算谱线Rl,±；
S7、根据公式5，得到δl的估计值
Figure BDA0002246668460000072
S8、根据公式6，,得到fl的估计值
Figure BDA0002246668460000073
S9、根据公式7，得到Al的估计值
S10、l＝l+1，转S2；
S11、根据公式8，计算干扰消除后信号r′[n]，n＝0,1,…,383；
S12、根据公式9，计算第p个OFDM符号的频域信号R′p[k]，其中p＝1,2,3，k＝0,1,…,127；
S13、根据公式10，得到第p个OFDM符号的解调符号
Figure BDA0002246668460000075
其中p＝1,2,3，k＝0,1,…,127；
S14、根据公式11，计算排除干扰处子载波影响的第p个OFDM符号的时域信号
Figure BDA0002246668460000081
其中被干扰处子载波为
Figure BDA0002246668460000082
l＝1,2,3,4，p＝1,2,3，n＝0,1,…,127；
S15、开始精估计，每个干扰分量分别处理，初始化l＝1；
S16、判断l是否大于4：若是，转S31；否者，转S17；
S17、根据公式12，添加前l-1个干扰分量所对应子载波的时域信号，得到
Figure BDA0002246668460000083
其中
Figure BDA0002246668460000084
且
Figure BDA0002246668460000085
为第p个OFDM符号在第k个子载波处的解调符号，p＝1,2,3；
S18、遍历被干扰处子载波调制符号组合，初始化q＝0；
S19、判断q是否大于等于64：若是，转S20；否者，转S16；
S20、根据公式13，添加第l个干扰分量所对应子载波的时域信号，得到
Figure BDA0002246668460000086
其中
Figure BDA0002246668460000087
且
Figure BDA0002246668460000088
为第q组中第p个OFDM符号在第k个子载波处的调制符号，p＝1,2,3；
S21、根据公式14，添加循环前缀，其中n＝0,1,…,127，p＝1,2,3；
S22、根据公式15，移除其他干扰分量和OFDM信号，得到rl[n]，其中k＝0,1,…,383；
S23、根据公式16，计算谱线R′l,±；
S24、根据公式17，计算残余频率估计值
Figure BDA0002246668460000089
S25、根据公式18，得到新的频率估计值
S26、根据公式19，得到新的复数幅度估计值
Figure BDA00022466684600000811
S27、根据公式20，得到代价函数Λq；
S28、q＝q+1，转S19；
S29、根据公式21，得到第p个OFDM符号在第l个干扰分量所对应子载波的最佳解调符号
Figure BDA0002246668460000091
和
Figure BDA0002246668460000092
频率估计值
Figure BDA0002246668460000093
和复数幅度估计值
Figure BDA0002246668460000094
S30、l＝l+1，转S16；
S31、输出
Figure BDA0002246668460000095
和
Figure BDA0002246668460000096
l＝1,2,3,4。
图2为固定ISR时，本发明具体实施方式与其他抗多音干扰方法的RISR示意图，其中横坐标为SNR，纵坐标为RISR，每个单音分量的ISR都为0dB；仿真结果表明，通过联合检测干扰参数和调制符号，本方法的RISR远小于其他方法的。
图3为固定ISR时，本发明具体实施方式与其他抗多音干扰方法的BER示意图，其中横坐标为SNR，纵坐标为BER，每个单音分量的ISR都为0dB；仿真结果表明，本方法的BER性能优于其他方法，这与图2中的结果一致。
图4为固定SNR时，本发明具体实施方式与其他抗多音干扰方法的RISR示意图，其中横坐标为ISR，纵坐标为RISR，SNR＝20dB；仿真结果表明，本方法的RISR小于其他方法的，且没有随着ISR的增大而增大。
图5为固定SNR时，本发明具体实施方式与其他抗多音干扰方法的BER示意图，其中横坐标为ISR，纵坐标为BER，SNR＝20dB；仿真结果表明，本方法的BER小于其他方法的，且没有随着ISR的增大而增大，这与图4中的结果一致。。

Claims (1)

1.正交频分复用系统中基于联合检测的多音干扰消除方法，正交频分复用系统中，定义正弦调频信号经过信道之后得到接收信号为r＝[r[0],r[1],…,r[PNc-1]]，其中P为OFDM符号数，Nc＝N+C，N为一个OFDM符号的子载波个数，C为循环前缀长度，采样频率为fs，多音干扰包含L个分量，每个分量的频率为fl，复数幅度为Al，其中fl可以分解为
Figure FDA0002246668450000011
第l个干扰分量主要影响的OFDM符号子载波为
Figure FDA0002246668450000012
和
Figure FDA0002246668450000013
调制阶数为M，调制符号集合为X＝{x0,x1,…,xM-1}，频域信道冲击响应为h[n]，第p个OFDM符号第k个子载波的信道系数为Hp[k]；其特征在于，所述多音干扰消除方法包括以下步骤：
S1、开始粗估计，每个干扰分量分别处理，初始化l＝1；
S2、判断l是否大于L：若是，转步骤S11；否者，转步骤S3；
S3、根据公式1移除已估计的干扰分量，得到rl[n]，其中n＝0,1,…,PNc-1，l′为已估计的干扰分量的编号，
Figure FDA0002246668450000014
为第l′个干扰分量的复数幅度的估计值，
Figure FDA0002246668450000015
为第l′个干扰分量的频率估计值；
Figure FDA0002246668450000016
S4、根据公式2，计算频域信号Rl[k]，k＝0,1,…,PNc-1；
Figure FDA0002246668450000017
S5、根据公式3，得到kl的估计值
Figure FDA0002246668450000018
Figure FDA0002246668450000019
S6、根据公式4，计算谱线Rl,±；
Figure FDA0002246668450000021
S7、根据公式5，得到δl的估计值
Figure FDA0002246668450000022
Figure FDA0002246668450000023
S8、根据公式6，得到fl的估计值
Figure FDA0002246668450000024
Figure FDA0002246668450000025
S9、根据公式7，得到Al的估计值
Figure FDA0002246668450000026
Figure FDA0002246668450000027
S10、l＝l+1，转步骤S2；
S11、根据公式8，计算干扰消除后信号r′[n]，n＝0,1,…,PNc-1；
Figure FDA0002246668450000028
S12、根据公式9，计算第p个OFDM符号的频域信号R′p[k]，其中p＝1,2,…,P，k＝0,1,…,N-1；
Figure FDA0002246668450000029
S13、根据公式10，得到第p个OFDM符号的解调符号
Figure FDA00022466684500000210
其中p＝1,2,…,P，k＝0,1,…,N-1；
Figure FDA00022466684500000211
S14、根据公式11，计算排除干扰处子载波影响的第p个OFDM符号的时域信号
Figure FDA0002246668450000031
其中被干扰处子载波为
Figure FDA0002246668450000032
l＝1,2,…,L，p＝1,2,…,P，n＝0,1,…,N-1；
Figure FDA0002246668450000033
S15、开始精估计，每个干扰分量分别处理，初始化l＝1；
S16、判断l是否大于L：若是，转步骤S31；否者，转步骤S17；
S17、根据公式12，添加前l-1个干扰分量所对应子载波的时域信号，得到
Figure FDA0002246668450000034
其中
Figure FDA0002246668450000035
且
Figure FDA0002246668450000036
为第p个OFDM符号在第k个子载波处的解调符号，p＝1,2,…,P；
Figure FDA0002246668450000037
S18、遍历被干扰处子载波调制符号组合，初始化q＝0；
S19、判断q是否大于等于M2P：若是，转步骤S20；否者，转步骤S16；
S20、根据公式13，添加第l个干扰分量所对应子载波的时域信号，得到
Figure FDA0002246668450000038
其中
Figure FDA0002246668450000039
且
Figure FDA00022466684500000310
为第q组中第p个OFDM符号在第k个子载波处的调制符号，p＝1,2,…,P；
Figure FDA00022466684500000311
S21、根据公式14，添加循环前缀，其中n＝0,1,…,Nc-1，p＝1,2,…,P；
Figure FDA00022466684500000312
S22、根据公式15，移除其他干扰分量和OFDM信号，得到rl[n]，其中k＝0,1,…,PNc-1；
S23、根据公式16，计算谱线R′l,±；
Figure FDA0002246668450000042
S24、根据公式17，计算残余频率估计值
Figure FDA0002246668450000043
Figure FDA0002246668450000044
S25、根据公式18，得到新的频率估计值
Figure FDA0002246668450000045
Figure FDA0002246668450000046
S26、根据公式19，得到新的复数幅度估计值
Figure FDA0002246668450000047
Figure FDA0002246668450000048
S27、根据公式20，得到代价函数Λq；
S28、q＝q+1，转步骤S19；
S29、根据公式21，得到第p个OFDM符号在第l个干扰分量所对应子载波的最佳解调符号
Figure FDA00022466684500000410
和
Figure FDA00022466684500000411
p＝1,2,…,P、频率估计值和复数幅度估计值
Figure FDA00022466684500000413
Figure FDA00022466684500000414
S30、l＝l+1，转S16；
S31、输出
Figure FDA0002246668450000051
和
Figure FDA0002246668450000052
为最终干扰参数，l＝1,2,…,L-1，并根据S11中的公式8，输出干扰消除后的接收信号r′[n]，n＝0,1,…,PNc-1。
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