JP3515409B2 - Ｏｆｄｍ用復調回路 - Google Patents
Ｏｆｄｍ用復調回路Info
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- JP3515409B2 JP3515409B2 JP04236099A JP4236099A JP3515409B2 JP 3515409 B2 JP3515409 B2 JP 3515409B2 JP 04236099 A JP04236099 A JP 04236099A JP 4236099 A JP4236099 A JP 4236099A JP 3515409 B2 JP3515409 B2 JP 3515409B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル無線通
信で用いられる直交周波数多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal
Frequency Division Multiplexing）信号を処理するＯ
ＦＤＭ用復調回路に関し、特に同期検波に関する。
信で用いられる直交周波数多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal
Frequency Division Multiplexing）信号を処理するＯ
ＦＤＭ用復調回路に関し、特に同期検波に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭで同期検波する場合、変調方式
が１６ＱＡＭ等ではサブキャリア毎にキャリアの位相・
振幅情報が必要である。これを位相・振幅信号と呼ぶこ
とにする。またパケット利用効率の点からは最小のプリ
アンブルとすることが、回路規模の点からは回路規模を
小さくすることが要求される。
が１６ＱＡＭ等ではサブキャリア毎にキャリアの位相・
振幅情報が必要である。これを位相・振幅信号と呼ぶこ
とにする。またパケット利用効率の点からは最小のプリ
アンブルとすることが、回路規模の点からは回路規模を
小さくすることが要求される。
【０００３】従来のＯＦＤＭ用同期検波回路の中で、図
８に示す同期検波回路が少ないプリアンブルで、正確に
位相・振幅信号を推定することが可能である。従来の同
期検波のパケットフオーマットを図３に示す。パケット
の先頭で同一の既知のプリアンブル２１０が２ＯＦＤＭ
シンボル送信される。最初のプリアンブルに対してはガ
ードインターバル２００が付加される。プリアンブル２
１０の後はガードインターバル２００とデータ２２０か
ら構成されるＯＦＤＭシンボルがｘＯＦＤＭシンボル繰
り返される。図８の太線はＯＦＤＭのサブキャリア数の
パラレル信号を示す。プリアンブル区間においてディジ
タル化された受信信号はまず伝送路推定回路３０に入力
される。伝送路推定回路３０では既知の送信信号を利用
して時間領域でインパルスレスポンスを推定する。例え
ぱ、推定のためにＲＬＳアルゴリズムを使用する。ＲＬ
Ｓアルゴリズムは式（１）〜式（４）で表される。
８に示す同期検波回路が少ないプリアンブルで、正確に
位相・振幅信号を推定することが可能である。従来の同
期検波のパケットフオーマットを図３に示す。パケット
の先頭で同一の既知のプリアンブル２１０が２ＯＦＤＭ
シンボル送信される。最初のプリアンブルに対してはガ
ードインターバル２００が付加される。プリアンブル２
１０の後はガードインターバル２００とデータ２２０か
ら構成されるＯＦＤＭシンボルがｘＯＦＤＭシンボル繰
り返される。図８の太線はＯＦＤＭのサブキャリア数の
パラレル信号を示す。プリアンブル区間においてディジ
タル化された受信信号はまず伝送路推定回路３０に入力
される。伝送路推定回路３０では既知の送信信号を利用
して時間領域でインパルスレスポンスを推定する。例え
ぱ、推定のためにＲＬＳアルゴリズムを使用する。ＲＬ
Ｓアルゴリズムは式（１）〜式（４）で表される。
【数１】
ここでｅ（ｎ）は事前推定誤差ベクトル、ｒ（ｎ）は受
信信号、ｕ（ｎ）は送信信号ベクトル、ｗ（ｎ）は推定
インパルスレスポンスベクトル、ｋ（ｎ）はカルマンゲ
インベクトル、Ｐ（ｎ）は相関行列を示す。送信信号ｕ
（ｎ）は既知のため、カルマンゲインベクトルの更新式
（３），式（４）はあらかじめ計算してＲＯＭで記憶し
ておくことが可能である。そのため実際の更新式は式
（１），式（２）であるため、演算量を省略することが
可能である。またＦＦＴのポイント数がＮ、伝送路のイ
ンパルスレスポンスの最大遅延量がＭで、Ｎ＞Ｍの場
合、インパルスレスポンスを推定するタップ数をＭに設
定し（Ｎ−Ｍ）のタップは０に設定する。この様にタッ
プ数を少なくすることで、回路規模を削減することが可
能である上に、ノイズの影響が小さくなり特性を向上さ
せることが可能である。推定されたインパルスレスポン
スはＦＦＴ回路４０で高速フーリエ変換され、各サブキ
ャリアの位相・振幅信号として、１パケット区間、位相
・振幅信号メモリ回路９０で記憶される。プリアンブル
終了後、受信信号はＦＦＴ回路４０で高速フーリエ変換
され、位相・振幅信号メモリ回路９０から出力されるサ
ブキャリア毎の位相・振幅信号で検波される。検波され
た信号は図に示していないデインターリーブ回路及びビ
タビ復号回路に出力される。（文献１参照） 文献１：松本，宗田，望月，梅比良、”広帯域ワイヤレ
スシステムに適したＯＦＤＭ方式の検討”、信学技報、
ＲＣＳ９８−１６２
信信号、ｕ（ｎ）は送信信号ベクトル、ｗ（ｎ）は推定
インパルスレスポンスベクトル、ｋ（ｎ）はカルマンゲ
インベクトル、Ｐ（ｎ）は相関行列を示す。送信信号ｕ
（ｎ）は既知のため、カルマンゲインベクトルの更新式
（３），式（４）はあらかじめ計算してＲＯＭで記憶し
ておくことが可能である。そのため実際の更新式は式
（１），式（２）であるため、演算量を省略することが
可能である。またＦＦＴのポイント数がＮ、伝送路のイ
ンパルスレスポンスの最大遅延量がＭで、Ｎ＞Ｍの場
合、インパルスレスポンスを推定するタップ数をＭに設
定し（Ｎ−Ｍ）のタップは０に設定する。この様にタッ
プ数を少なくすることで、回路規模を削減することが可
能である上に、ノイズの影響が小さくなり特性を向上さ
せることが可能である。推定されたインパルスレスポン
スはＦＦＴ回路４０で高速フーリエ変換され、各サブキ
ャリアの位相・振幅信号として、１パケット区間、位相
・振幅信号メモリ回路９０で記憶される。プリアンブル
終了後、受信信号はＦＦＴ回路４０で高速フーリエ変換
され、位相・振幅信号メモリ回路９０から出力されるサ
ブキャリア毎の位相・振幅信号で検波される。検波され
た信号は図に示していないデインターリーブ回路及びビ
タビ復号回路に出力される。（文献１参照） 文献１：松本，宗田，望月，梅比良、”広帯域ワイヤレ
スシステムに適したＯＦＤＭ方式の検討”、信学技報、
ＲＣＳ９８−１６２
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来のＯＦＤＭ用同期
検波回路を遅延分散の大きい伝送路に適用した場合、伝
送路推定するタップ数Ｍが大きくなるため、雑音の影響
で劣化が大きくなるという問題があった。一方、伝送路
の最大遅延量がＭより大きくなると、残留ひずみのため
復調特性が著しく劣化する問題もあった。
検波回路を遅延分散の大きい伝送路に適用した場合、伝
送路推定するタップ数Ｍが大きくなるため、雑音の影響
で劣化が大きくなるという問題があった。一方、伝送路
の最大遅延量がＭより大きくなると、残留ひずみのため
復調特性が著しく劣化する問題もあった。
【０００５】本発明の目的は、遅延分散が異なる伝送路
に適用した場合においても、復調特性の優れたＯＦＤＭ
用同期回路を提供することである。
に適用した場合においても、復調特性の優れたＯＦＤＭ
用同期回路を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１はパケットの先
頭に既知のプリアンブル信号が付加される直交周波数多
重信号を入力して前記直交周波数多重信号の位相・振幅
特性を検出するＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Divis
ion Multiplexing）用復調回路において、受信信号を遅
延させる遅延回路と、前記遅延回路に接続され、前記プ
リアンブル区間では前記遅延回路を通らない前記受信信
号を出力し、前記プリアンブル終了後は前記遅延回路出
力の信号を出力する切替回路と、前記切替回路に接続さ
れ、上記プリアンブル区間で上記受信信号から伝送路の
インパルスレスポンスを推定する伝送路推定回路と、上
記切替回路と前記伝送路推定回路に接続され、入力信号
をシリアル−パラレル変換した後、高速フーリエ変換す
る高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路と、前記ＦＦＴ回路
に接続され、上記プリアンブル区間でＦＦＴされた上記
伝送路推定回路を通らない受信信号から既知の送信信号
値を用いて変調成分を除去する変調成分除去回路と、前
記変調成分除去回路に接続され、前記変調成分除去回路
出力信号を上記プリアンブル区間でろ波するろ波回路
と、前記ろ波回路と上記ＦＦＴ回路に接続され、上記プ
リアンブル終了時に上記伝送路推定回路出力のＦＦＴさ
れた信号と前記ろ波回路出力信号のうち実際の伝送路に
近い方を位相・振幅信号として選択する位相・振幅信号
選択回路と、上記ＦＦＴ回路と前記位相・振幅信号選択
回路に接続され、上記プリアンブル終了後にＦＦＴされ
た上記受信信号をサブキャリア毎に上記位相・振幅信号
で検波する検波回路とを備えることを特徴とするＯＦＤ
Ｍ用復調回路である。
頭に既知のプリアンブル信号が付加される直交周波数多
重信号を入力して前記直交周波数多重信号の位相・振幅
特性を検出するＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Divis
ion Multiplexing）用復調回路において、受信信号を遅
延させる遅延回路と、前記遅延回路に接続され、前記プ
リアンブル区間では前記遅延回路を通らない前記受信信
号を出力し、前記プリアンブル終了後は前記遅延回路出
力の信号を出力する切替回路と、前記切替回路に接続さ
れ、上記プリアンブル区間で上記受信信号から伝送路の
インパルスレスポンスを推定する伝送路推定回路と、上
記切替回路と前記伝送路推定回路に接続され、入力信号
をシリアル−パラレル変換した後、高速フーリエ変換す
る高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路と、前記ＦＦＴ回路
に接続され、上記プリアンブル区間でＦＦＴされた上記
伝送路推定回路を通らない受信信号から既知の送信信号
値を用いて変調成分を除去する変調成分除去回路と、前
記変調成分除去回路に接続され、前記変調成分除去回路
出力信号を上記プリアンブル区間でろ波するろ波回路
と、前記ろ波回路と上記ＦＦＴ回路に接続され、上記プ
リアンブル終了時に上記伝送路推定回路出力のＦＦＴさ
れた信号と前記ろ波回路出力信号のうち実際の伝送路に
近い方を位相・振幅信号として選択する位相・振幅信号
選択回路と、上記ＦＦＴ回路と前記位相・振幅信号選択
回路に接続され、上記プリアンブル終了後にＦＦＴされ
た上記受信信号をサブキャリア毎に上記位相・振幅信号
で検波する検波回路とを備えることを特徴とするＯＦＤ
Ｍ用復調回路である。
【０００７】請求項２はパケットの先頭に既知のプリア
ンブル信号が付加される直交周波数多重信号を入力して
前記直交周波数多重信号の位相・振幅特性を検出するＯ
ＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexin
g）用復調回路において、受信信号を遅延させる遅延回
路と、前記遅延回路に接続され、前記プリアンブル区間
では前記遅延回路を通らない前記受信信号を出力し、前
記プリアンブル終了後は前記遅延回路出力の信号を出力
する切替回路と、前記切替回路に接続され、上記プリア
ンブル区間で上記受信信号から伝送路のインパルスレス
ポンスを推定する伝送路推定回路と、上記切替回路に接
続され、上記プリアンブル区間の上記受信信号をろ波す
るろ波回路と、上記切替回路と上記伝送路推定回路と前
記ろ波回路に接続され、入力信号をシリアル−パラレル
変換した後、高速フーリエ変換する高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）回路と、前記ＦＦＴ回路に接続され、上記プ
リアンブル区間で上記ろ波回路出力をＦＦＴした信号か
ら既知の送信信号値を用いて変調成分を除去する変調成
分除去回路と、前記変調成分除去回路と上記ＦＦＴ回路
に接続され、上記プリアンブル終了時に上記伝送路推定
回路出力のＦＦＴされた信号と前記変調成分除去回路出
力信号のうち実際の伝送路に近い方を位相・振幅信号と
して選択する位相・振幅信号選択回路と、上記ＦＦＴ回
路と前記位相・振幅信号選択回路に接続され、上記プリ
アンブル終了後にＦＦＴされた上記受信信号をサブキャ
リア毎に上記位相・振幅信号で検波する検波回路とを備
えることを特徴とするＯＦＤＭ用復調回路である。
ンブル信号が付加される直交周波数多重信号を入力して
前記直交周波数多重信号の位相・振幅特性を検出するＯ
ＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexin
g）用復調回路において、受信信号を遅延させる遅延回
路と、前記遅延回路に接続され、前記プリアンブル区間
では前記遅延回路を通らない前記受信信号を出力し、前
記プリアンブル終了後は前記遅延回路出力の信号を出力
する切替回路と、前記切替回路に接続され、上記プリア
ンブル区間で上記受信信号から伝送路のインパルスレス
ポンスを推定する伝送路推定回路と、上記切替回路に接
続され、上記プリアンブル区間の上記受信信号をろ波す
るろ波回路と、上記切替回路と上記伝送路推定回路と前
記ろ波回路に接続され、入力信号をシリアル−パラレル
変換した後、高速フーリエ変換する高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）回路と、前記ＦＦＴ回路に接続され、上記プ
リアンブル区間で上記ろ波回路出力をＦＦＴした信号か
ら既知の送信信号値を用いて変調成分を除去する変調成
分除去回路と、前記変調成分除去回路と上記ＦＦＴ回路
に接続され、上記プリアンブル終了時に上記伝送路推定
回路出力のＦＦＴされた信号と前記変調成分除去回路出
力信号のうち実際の伝送路に近い方を位相・振幅信号と
して選択する位相・振幅信号選択回路と、上記ＦＦＴ回
路と前記位相・振幅信号選択回路に接続され、上記プリ
アンブル終了後にＦＦＴされた上記受信信号をサブキャ
リア毎に上記位相・振幅信号で検波する検波回路とを備
えることを特徴とするＯＦＤＭ用復調回路である。
【０００８】請求項３はパケットの先頭に既知のプリア
ンブル信号が付加される直交周波数多重信号を入力して
前記直交周波数多重信号の位相・振幅特性を検出するＯ
ＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexin
g）用復調回路において、受信信号を遅延させる遅延回
路と、前記遅延回路に接続され、前記プリアンブル区間
では前記遅延回路を通らない前記受信信号を出力し、前
記プリアンブル終了後は前記遅延回路出力の信号を出力
する切替回路と、前記切替回路に接続され、上記プリア
ンブル区間で上記受信信号から数種類の伝送路のインパ
ルスレスポンスを推定する伝送路推定回路と、上記伝送
路推定回路に接続され、前記数種類の伝送路のインパル
スレスポンスから実際の伝送路に近いものを選択する位
相・振幅信号選択回路と、上記切替回路と前記位相・振
幅信号選択回路に接続され、入力信号をシリアル−パラ
レル変換した後、高速フーリエ変換する高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）回路と、前記ＦＦＴ回路に接続され、上記
プリアンブル終了時にＦＦＴされた上記伝送路のインパ
ルスレスポンスを位相・振幅信号として記憶する位相・
振幅信号メモリ回路と、上記ＦＦＴ回路と前記位相・振
幅信号メモリ回路に接続され、上記プリアンブル終了後
にＦＦＴされた上記受信信号をサブキャリア毎に上記位
相・振幅信号で検波する検波回路とを備えることを特徴
とするＯＦＤＭ用復調回路である。
ンブル信号が付加される直交周波数多重信号を入力して
前記直交周波数多重信号の位相・振幅特性を検出するＯ
ＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexin
g）用復調回路において、受信信号を遅延させる遅延回
路と、前記遅延回路に接続され、前記プリアンブル区間
では前記遅延回路を通らない前記受信信号を出力し、前
記プリアンブル終了後は前記遅延回路出力の信号を出力
する切替回路と、前記切替回路に接続され、上記プリア
ンブル区間で上記受信信号から数種類の伝送路のインパ
ルスレスポンスを推定する伝送路推定回路と、上記伝送
路推定回路に接続され、前記数種類の伝送路のインパル
スレスポンスから実際の伝送路に近いものを選択する位
相・振幅信号選択回路と、上記切替回路と前記位相・振
幅信号選択回路に接続され、入力信号をシリアル−パラ
レル変換した後、高速フーリエ変換する高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）回路と、前記ＦＦＴ回路に接続され、上記
プリアンブル終了時にＦＦＴされた上記伝送路のインパ
ルスレスポンスを位相・振幅信号として記憶する位相・
振幅信号メモリ回路と、上記ＦＦＴ回路と前記位相・振
幅信号メモリ回路に接続され、上記プリアンブル終了後
にＦＦＴされた上記受信信号をサブキャリア毎に上記位
相・振幅信号で検波する検波回路とを備えることを特徴
とするＯＦＤＭ用復調回路である。
【０００９】請求項４は請求項１から請求項３の何れか
に記載のＯＦＤＭ用復調回路において、上記位相・振幅
信号選択回路を、入力信号を遅延させる遅延回路と、サ
ブキャリア毎に前記入力信号間の差分を計算する差分算
出回路と、前記差分算出回路に接続され、前記差分結果
を総和した後に正規化する総和回路と、前記総和回路に
接続され、前記総和結果をしきい値と比較するしきい値
判定回路と、上記遅延回路と前記しきい値判定回路に接
続され、前記しきい値との比較結果をもとに上記遅延回
路から出力される上記入力信号を選択する選択回路とを
備えることを特徴とするＯＦＤＭ用復調回路である。
に記載のＯＦＤＭ用復調回路において、上記位相・振幅
信号選択回路を、入力信号を遅延させる遅延回路と、サ
ブキャリア毎に前記入力信号間の差分を計算する差分算
出回路と、前記差分算出回路に接続され、前記差分結果
を総和した後に正規化する総和回路と、前記総和回路に
接続され、前記総和結果をしきい値と比較するしきい値
判定回路と、上記遅延回路と前記しきい値判定回路に接
続され、前記しきい値との比較結果をもとに上記遅延回
路から出力される上記入力信号を選択する選択回路とを
備えることを特徴とするＯＦＤＭ用復調回路である。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明のＯＦＤＭ用復調回路の第
１実施形態を図１，２に示す。図１はＯＦＤＭ用復調回
路であり、図２は位相・振幅信号選択回路である。これ
らは請求項１，４に対応する。
１実施形態を図１，２に示す。図１はＯＦＤＭ用復調回
路であり、図２は位相・振幅信号選択回路である。これ
らは請求項１，４に対応する。
【００１１】図３に本発明で使用するＯＦＤＭ信号のパ
ケットフオーマットを示す。従来技術と同じであり、パ
ケットの先頭で同一の既知のプリアンブル２１０が２Ｏ
ＦＤＭシンボル送信される。最初のプリアンブル２１０
に対してはガードインターバル２００が付加される。プ
リアンブル２１０の後はガードインターバル２００とデ
ータ２２０から構成されるＯＦＤＭシンボルがｘＯＦＤ
Ｍシンボル繰り返される。本例ではプリアンブル２１０
を２ＯＦＤＭシンボルとしているが、それ以外にするこ
とも可能である。
ケットフオーマットを示す。従来技術と同じであり、パ
ケットの先頭で同一の既知のプリアンブル２１０が２Ｏ
ＦＤＭシンボル送信される。最初のプリアンブル２１０
に対してはガードインターバル２００が付加される。プ
リアンブル２１０の後はガードインターバル２００とデ
ータ２２０から構成されるＯＦＤＭシンボルがｘＯＦＤ
Ｍシンボル繰り返される。本例ではプリアンブル２１０
を２ＯＦＤＭシンボルとしているが、それ以外にするこ
とも可能である。
【００１２】図１に本実施形態のＯＦＤＭ用復調回路を
示す。図中の太線はＯＦＤＭのサブキャリア数のパラレ
ル信号を示す。プリアンブル区間においてディジタル化
された受信信号は遅延回路１０と切替回路２０に入力さ
れる。プリアンブル区間では切替回路２０は遅延回路１
０を通らない信号を選択し、出力する。出力された受信
信号は伝送路推定回路３０とＦＦＴ回路４０に同時に入
力される。図４にＦＦＴ回路４０に入力される信号のタ
イムチャートを示す。最初の２ＯＦＤＭシンボルは切替
回路２０の出力信号が入力され、次の１ＯＦＤＭシンボ
ルは伝送路推定回路３０の出力信号が入力され、残りは
データ信号が入力される。図１のＦＦＴされた切替回路
２０の出力信号３２０は変調成分除去回路５０で各サブ
キャリア毎に周波数領域の既知の送信信号を用いて変調
成分が除去される。例えば逆変調などがある。ろ波回路
６０ではノイズを抑圧するために、変調成分が除去され
た信号をプリアンブル区間でサブキャリア毎にろ波し、
位相・振幅信号を出力する。これを周波数領域位相・振
幅信号３４０と呼ぶ。一方、伝送路推定回路３０では時
間領域の既知の送信信号を利用してインパルスレスポン
ス３１０を推定する。例えば、推定のためにＲＬＳアル
ゴリズムを使用する。ここで伝送路推定するタップ数を
Ｍとする。推定されたインパルスレスポンスはＦＦＴ回
路４０で高速フーリエ変換され、位相・振幅信号３３０
を出力する。これを伝送路推定位相・振幅信号３３０と
呼ぶ。プリアンブル区間終了時に、位相・振幅信号選択
回路７０では周波数領域位相・振幅信号３４０と伝送路
推定位相・振幅信号３３０を比較し、実際の伝送路に近
い方を各サブキャリアの位相・振幅信号３５０として選
択する。位相・振幅信号３５０が推定されるまで受信信
号のデータは遅延回路１０で遅延される。プリアンブル
終了後、切替回路２０は遅延回路１０の出力信号を選択
する。この信号はＦＦＴ回路４０で高速フーリエ変換さ
れる。ＦＦＴされた信号３６０は検波回路８０でサブキ
ャリア毎に位相・振幅信号３５０を用いて検波される。
示す。図中の太線はＯＦＤＭのサブキャリア数のパラレ
ル信号を示す。プリアンブル区間においてディジタル化
された受信信号は遅延回路１０と切替回路２０に入力さ
れる。プリアンブル区間では切替回路２０は遅延回路１
０を通らない信号を選択し、出力する。出力された受信
信号は伝送路推定回路３０とＦＦＴ回路４０に同時に入
力される。図４にＦＦＴ回路４０に入力される信号のタ
イムチャートを示す。最初の２ＯＦＤＭシンボルは切替
回路２０の出力信号が入力され、次の１ＯＦＤＭシンボ
ルは伝送路推定回路３０の出力信号が入力され、残りは
データ信号が入力される。図１のＦＦＴされた切替回路
２０の出力信号３２０は変調成分除去回路５０で各サブ
キャリア毎に周波数領域の既知の送信信号を用いて変調
成分が除去される。例えば逆変調などがある。ろ波回路
６０ではノイズを抑圧するために、変調成分が除去され
た信号をプリアンブル区間でサブキャリア毎にろ波し、
位相・振幅信号を出力する。これを周波数領域位相・振
幅信号３４０と呼ぶ。一方、伝送路推定回路３０では時
間領域の既知の送信信号を利用してインパルスレスポン
ス３１０を推定する。例えば、推定のためにＲＬＳアル
ゴリズムを使用する。ここで伝送路推定するタップ数を
Ｍとする。推定されたインパルスレスポンスはＦＦＴ回
路４０で高速フーリエ変換され、位相・振幅信号３３０
を出力する。これを伝送路推定位相・振幅信号３３０と
呼ぶ。プリアンブル区間終了時に、位相・振幅信号選択
回路７０では周波数領域位相・振幅信号３４０と伝送路
推定位相・振幅信号３３０を比較し、実際の伝送路に近
い方を各サブキャリアの位相・振幅信号３５０として選
択する。位相・振幅信号３５０が推定されるまで受信信
号のデータは遅延回路１０で遅延される。プリアンブル
終了後、切替回路２０は遅延回路１０の出力信号を選択
する。この信号はＦＦＴ回路４０で高速フーリエ変換さ
れる。ＦＦＴされた信号３６０は検波回路８０でサブキ
ャリア毎に位相・振幅信号３５０を用いて検波される。
【００１３】図２に本発明の位相・振幅信号選択回路７
０を示す。入力信号Ａが周波数領域位相・振幅信号３４
０に、入力信号Ｂが伝送路推定位相・振幅信号３３０に
相当する。入力信号Ａと入力信号Ｂは差分算出回路１０
０と遅延回路１３０に入力される。差分算出回路１００
と総和回路１１０では各サブキャリア毎の入力信号Ａと
入力信号Ｂの差の和Ｅｄを計算する。
０を示す。入力信号Ａが周波数領域位相・振幅信号３４
０に、入力信号Ｂが伝送路推定位相・振幅信号３３０に
相当する。入力信号Ａと入力信号Ｂは差分算出回路１０
０と遅延回路１３０に入力される。差分算出回路１００
と総和回路１１０では各サブキャリア毎の入力信号Ａと
入力信号Ｂの差の和Ｅｄを計算する。
【数２】
ここでＮsubはＯＦＤＭのサブキャリア数、ｃA（ｉ）
はｉ番目のサブキャリアの入力信号Ａの位相・振幅信
号、ＣB（ｉ） はｉ番目のサブキャリアの入力信号Ｂの
位相・振幅信号を示す。式（５）では距離の和を求めて
いるが、これを２乗して電力の和とすることも可能であ
る。Ｅｄはしきい値比較回路１２０であらかじめ定めら
れているしきい値と比較される。選択回路１４０ではＥ
ｄがしきい値よりも小さい場合、位相・振幅信号として
入力信号Ｂの位相・振幅信号（伝送路推定位相・振幅信
号３３０）を出力する。逆に大きい場合は入力信号Ａの
位相・振幅信号（周波数領域位相・振幅信号３４０）を
出力する。
はｉ番目のサブキャリアの入力信号Ａの位相・振幅信
号、ＣB（ｉ） はｉ番目のサブキャリアの入力信号Ｂの
位相・振幅信号を示す。式（５）では距離の和を求めて
いるが、これを２乗して電力の和とすることも可能であ
る。Ｅｄはしきい値比較回路１２０であらかじめ定めら
れているしきい値と比較される。選択回路１４０ではＥ
ｄがしきい値よりも小さい場合、位相・振幅信号として
入力信号Ｂの位相・振幅信号（伝送路推定位相・振幅信
号３３０）を出力する。逆に大きい場合は入力信号Ａの
位相・振幅信号（周波数領域位相・振幅信号３４０）を
出力する。
【００１４】本発明のＯＦＤＭ用復調回路の第２実施形
態を図５に示す。これは請求項２に対応する。使用する
ＯＦＤＭ信号のパケットフオーマットは第１実施形態と
同一である。図５に本実施形態のＯＦＤＭ用復調回路を
示す。プリアンブル区間においてディジタル化された受
信信号は遅延回路１０と切替回路２０に入力される。プ
リアンブル区間では切替回路２０は遅延回路１０を通ら
ない信号を選択し、出力する。出力された受信信号は伝
送路推定回路３０とろ波回路６０に同時に入力される。
図６にＦＦＴ回路４０に入力される信号のタイムチャー
トを示す。最初の１ＯＦＤＭシンボルは入力信号がな
く、次の１ＯＦＤＭシンボルはろ波回路６０の出力信号
が入力され、その次の１ＯＦＤＭシンボルは伝送路推定
回路３０の出力信号が入力され、残りはデータ信号が入
力される。図５のろ波回路６０ではノイズを抑圧するた
め、ｉ番目の受信信号とｉ＋Ｎ番目の受信信号を平均す
る。ろ波された信号３７０はＦＦＴ回路４０に入力され
る。ＦＦＴされたろ波回路出力信号３８０は変調成分除
去回路５０で各サブキャリア毎に周波数領域の既知の送
信信号を用いて変調成分除去され、周波数領域位相・振
幅信号３４０を出力する。一方、伝送路推定回路３０で
は時間領域の既知の送信信号を利用してインパルスレス
ポンスを推定する。推定されたインパルスレスポンス３
１０はＦＦＴ回路４０で高速フーリエ変換され、伝送路
推定位相・振幅信号３３０として出力される。プリアン
ブル区間終了時に、位相・振幅信号選択回路７０では周
波数領域位相・振幅信号３４０と伝送路推定位相・振幅
信号３３０を比較し、実際の伝送路に近い方を各サブキ
ャリアの位相・振幅信号３５０として選択する。この位
相・振幅信号選択回路７０の構成は第１実施形態と同一
である。位相・振幅信号３５０が推定されるまで受信信
号のデータは遅延回路１０で遅延される。プリアンブル
終了後、切替回路２０は遅延回路１０の出力信号を選択
する。この信号はＦＦＴ回路４０で高速フーリエ変換さ
れる。ＦＦＴされた信号３６０は検波回路８０でサブキ
ャリア毎に位相・振幅信号３５０を用いて検波される。
態を図５に示す。これは請求項２に対応する。使用する
ＯＦＤＭ信号のパケットフオーマットは第１実施形態と
同一である。図５に本実施形態のＯＦＤＭ用復調回路を
示す。プリアンブル区間においてディジタル化された受
信信号は遅延回路１０と切替回路２０に入力される。プ
リアンブル区間では切替回路２０は遅延回路１０を通ら
ない信号を選択し、出力する。出力された受信信号は伝
送路推定回路３０とろ波回路６０に同時に入力される。
図６にＦＦＴ回路４０に入力される信号のタイムチャー
トを示す。最初の１ＯＦＤＭシンボルは入力信号がな
く、次の１ＯＦＤＭシンボルはろ波回路６０の出力信号
が入力され、その次の１ＯＦＤＭシンボルは伝送路推定
回路３０の出力信号が入力され、残りはデータ信号が入
力される。図５のろ波回路６０ではノイズを抑圧するた
め、ｉ番目の受信信号とｉ＋Ｎ番目の受信信号を平均す
る。ろ波された信号３７０はＦＦＴ回路４０に入力され
る。ＦＦＴされたろ波回路出力信号３８０は変調成分除
去回路５０で各サブキャリア毎に周波数領域の既知の送
信信号を用いて変調成分除去され、周波数領域位相・振
幅信号３４０を出力する。一方、伝送路推定回路３０で
は時間領域の既知の送信信号を利用してインパルスレス
ポンスを推定する。推定されたインパルスレスポンス３
１０はＦＦＴ回路４０で高速フーリエ変換され、伝送路
推定位相・振幅信号３３０として出力される。プリアン
ブル区間終了時に、位相・振幅信号選択回路７０では周
波数領域位相・振幅信号３４０と伝送路推定位相・振幅
信号３３０を比較し、実際の伝送路に近い方を各サブキ
ャリアの位相・振幅信号３５０として選択する。この位
相・振幅信号選択回路７０の構成は第１実施形態と同一
である。位相・振幅信号３５０が推定されるまで受信信
号のデータは遅延回路１０で遅延される。プリアンブル
終了後、切替回路２０は遅延回路１０の出力信号を選択
する。この信号はＦＦＴ回路４０で高速フーリエ変換さ
れる。ＦＦＴされた信号３６０は検波回路８０でサブキ
ャリア毎に位相・振幅信号３５０を用いて検波される。
【００１５】本発明のＯＦＤＭ用復調回路の第３実施形
態を図７に示す。これは請求項３に対応する。使用する
ＯＦＤＭ信号のパケットフオーマットは第１実施形態と
同一である。図７に本実施形態のＯＦＤＭ用復調回路を
示す。プリアンブル区間においてディジタル化された受
信信号は遅延回路１０と切替回路２０に入力される。プ
リアンブル区間では切替回路２０は遅延回路１０を通ら
ない信号を選択し、出力する。出力された受信信号は伝
送路推定回路３０に入力される。伝送路推定回路では時
間領域の既知の送信信号を利用してインパルスレスポン
ス３１１，３１２を推定する。この時推定に使用するタ
ップ数は複数種類とする。例えば２種類のタップ数とす
る場合、一方はＭであり、もう一方はＭ’である（Ｍ＞
Ｍ’とする）。２種類の推定されたインパルスレスポン
ス３１１，３１２は位相・振幅信号選択回路７０に入力
され、実際の伝送路に近い方を推定インパルスレスポン
ス３１０として出力する。推定されたインパルスレスポ
ンス３１０はＦＦＴ回路４０で高速フーリエ変換され、
位相・振幅信号３３０として位相・振幅信号メモリ回路
９０で記憶される。位相・振幅信号３３０が推定される
まで受信信号のデータは遅延回路１０で遅延される。プ
リアンブル終了後、切替回路２０は遅延回路１０の出力
信号を選択する。この信号はＦＦＴ回路４０で高速フー
リエ変換される。ＦＦＴされた信号３６０は検波回路８
０でサブキャリア毎に位相・振幅信号メモリ回路９０か
ら出力される位相・振幅信号３５０を用いて検波され
る。第３実施形態の位相・振幅信号選択回路において、
タップ数Ｍとタップ数Ｍ’で推定されたインパルスレス
ポンス３１１，３１２は差分算出回路１００と遅延回路
１３０に入力される。差分算出回路１００と総和回路１
１０では２種類のインパルスレスポンスの差の前からＭ
ｓタップにおける和Ｅｓを計算する。ＭｓはＭｓ≦Ｍ’
で設定される。
態を図７に示す。これは請求項３に対応する。使用する
ＯＦＤＭ信号のパケットフオーマットは第１実施形態と
同一である。図７に本実施形態のＯＦＤＭ用復調回路を
示す。プリアンブル区間においてディジタル化された受
信信号は遅延回路１０と切替回路２０に入力される。プ
リアンブル区間では切替回路２０は遅延回路１０を通ら
ない信号を選択し、出力する。出力された受信信号は伝
送路推定回路３０に入力される。伝送路推定回路では時
間領域の既知の送信信号を利用してインパルスレスポン
ス３１１，３１２を推定する。この時推定に使用するタ
ップ数は複数種類とする。例えば２種類のタップ数とす
る場合、一方はＭであり、もう一方はＭ’である（Ｍ＞
Ｍ’とする）。２種類の推定されたインパルスレスポン
ス３１１，３１２は位相・振幅信号選択回路７０に入力
され、実際の伝送路に近い方を推定インパルスレスポン
ス３１０として出力する。推定されたインパルスレスポ
ンス３１０はＦＦＴ回路４０で高速フーリエ変換され、
位相・振幅信号３３０として位相・振幅信号メモリ回路
９０で記憶される。位相・振幅信号３３０が推定される
まで受信信号のデータは遅延回路１０で遅延される。プ
リアンブル終了後、切替回路２０は遅延回路１０の出力
信号を選択する。この信号はＦＦＴ回路４０で高速フー
リエ変換される。ＦＦＴされた信号３６０は検波回路８
０でサブキャリア毎に位相・振幅信号メモリ回路９０か
ら出力される位相・振幅信号３５０を用いて検波され
る。第３実施形態の位相・振幅信号選択回路において、
タップ数Ｍとタップ数Ｍ’で推定されたインパルスレス
ポンス３１１，３１２は差分算出回路１００と遅延回路
１３０に入力される。差分算出回路１００と総和回路１
１０では２種類のインパルスレスポンスの差の前からＭ
ｓタップにおける和Ｅｓを計算する。ＭｓはＭｓ≦Ｍ’
で設定される。
【数３】
ここでｈM（ｉ） はタップ数Ｍで推定されたｉ番目のタ
ップのインパルスレスポンス、ｈM'（ｉ）はタップ数
Ｍ’で推定されたｉ番目のタップのインパルスレスポン
スを示す。それぞれ入力信号Ａと入力信号Ｂに相当す
る。式（６）では距離の和を求めているが、これを２乗
して電力の和とすることも可能である。Ｅｓはしきい値
比較回路１２０であらかじめ定められているしきい値と
比較される。選択回路１４０ではＥｓがしきい値よりも
小さい場合、推定インパルスレスポンスとしてタップ数
Ｍ’で推定されたインパルスレスポンス３１１を出力す
る。逆に大きい場合はタップ数Ｍで推定されたインパル
スレスポンス３１２を出力する。
ップのインパルスレスポンス、ｈM'（ｉ）はタップ数
Ｍ’で推定されたｉ番目のタップのインパルスレスポン
スを示す。それぞれ入力信号Ａと入力信号Ｂに相当す
る。式（６）では距離の和を求めているが、これを２乗
して電力の和とすることも可能である。Ｅｓはしきい値
比較回路１２０であらかじめ定められているしきい値と
比較される。選択回路１４０ではＥｓがしきい値よりも
小さい場合、推定インパルスレスポンスとしてタップ数
Ｍ’で推定されたインパルスレスポンス３１１を出力す
る。逆に大きい場合はタップ数Ｍで推定されたインパル
スレスポンス３１２を出力する。
【００１６】以上、この発明の実施形態を図面を参照し
て詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限ら
れるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の
設計の変更等があってもこの発明に含まれる。
て詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限ら
れるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の
設計の変更等があってもこの発明に含まれる。
【００１７】
【発明の効果】本発明ではＯＦＤＭ用同期検波回路を遅
延分散が異なる伝送路に適用した場合でも、理想値から
の固定劣化の少ない優れた復調特性を持つＯＦＤＭ用同
期検波回路を実現することが可能である。
延分散が異なる伝送路に適用した場合でも、理想値から
の固定劣化の少ない優れた復調特性を持つＯＦＤＭ用同
期検波回路を実現することが可能である。
【図１】 本発明の第１実施形態のＯＦＤＭ用復調回路
を示す図である。
を示す図である。
【図２】 本発明の位相・振幅信号選択回路を示す図で
ある。
ある。
【図３】 本発明の実施形態と従来技術のパケットフオ
ーマットを示す図である。
ーマットを示す図である。
【図４】 本発明の第１実施形態のＦＦＴ回路の入力信
号のタイムチャートを示す図である。
号のタイムチャートを示す図である。
【図５】 本発明の第２実施形態のＯＦＤＭ用復調回路
を示す図である。
を示す図である。
【図６】 本発明の第２実施形態のＦＦＴ回路の入力信
号のタイムチャートを示す図である。
号のタイムチャートを示す図である。
【図７】 本発明の第３実施形態のＯＦＤＭ用復調回路
を示す図である。
を示す図である。
【図８】 従来技術のＯＦＤＭ用復調回路を示す図であ
る。
る。
１０……遅延回路
２０……切替回路
３０……伝送路推定回路
４０……ＦＦＴ回路
５０……変調成分除去回路
６０……ろ波回路
７０……位相・振幅信号選択回路
８０……検波回路
９０……位相・振幅信号メモリ回路
１００……差分算出回路
１１０……総和回路
１２０……しきい値比較回路
１３０……遅延回路
１４０……選択回路
２００……ガードインターバル
２１０……プリアンブル
２２０……データ
３１０，３１１，３１２……インパルスレスポンス
３２０……ＦＦＴされた切替回路の出力信号
３３０……伝送路推定位相・振幅信号
３４０……周波数領域位相・振幅信号
３５０……位相・振幅信号
３６０……ＦＦＴされた受信信号
３７０……ろ波された信号
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 梅比良 正弘
東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日
本電信電話株式会社内
(56)参考文献 特開 平８−340315（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−135279（ＪＰ，Ａ)
特開2000−115124（ＪＰ，Ａ)
特開2000−165341（ＪＰ，Ａ)
特開2000−22661（ＪＰ，Ａ)
特表2002−526981（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 11/00
Claims (4)
- 【請求項１】 パケットの先頭に既知のプリアンブル信
号が付加される直交周波数多重信号を入力して前記直交
周波数多重信号の位相・振幅特性を検出するＯＦＤＭ
（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）用復
調回路において、 受信信号を遅延させる遅延回路と、 前記遅延回路に接続され、前記プリアンブル区間では前
記遅延回路を通らない前記受信信号を出力し、前記プリ
アンブル終了後は前記遅延回路出力の信号を出力する切
替回路と、 前記切替回路に接続され、上記プリアンブル区間で上記
受信信号から伝送路のインパルスレスポンスを推定する
伝送路推定回路と、 上記切替回路と前記伝送路推定回路に接続され、入力信
号をシリアル−パラレル変換した後、高速フーリエ変換
する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路と、 前記ＦＦＴ回路に接続され、上記プリアンブル区間でＦ
ＦＴされた上記伝送路推定回路を通らない受信信号から
既知の送信信号値を用いて変調成分を除去する変調成分
除去回路と、 前記変調成分除去回路に接続され、前記変調成分除去回
路出力信号を上記プリアンブル区間でろ波するろ波回路
と、 前記ろ波回路と上記ＦＦＴ回路に接続され、上記プリア
ンブル終了時に上記伝送路推定回路出力のＦＦＴされた
信号と前記ろ波回路出力信号のうち実際の伝送路に近い
方を位相・振幅信号として選択する位相・振幅信号選択
回路と、 上記ＦＦＴ回路と前記位相・振幅信号選択回路に接続さ
れ、上記プリアンブル終了後にＦＦＴされた上記受信信
号をサブキャリア毎に上記位相・振幅信号で検波する検
波回路とを備えることを特徴とするＯＦＤＭ用復調回
路。 - 【請求項２】 パケットの先頭に既知のプリアンブル信
号が付加される直交周波数多重信号を入力して前記直交
周波数多重信号の位相・振幅特性を検出するＯＦＤＭ
（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）用復
調回路において、 受信信号を遅延させる遅延回路と、 前記遅延回路に接続され、前記プリアンブル区間では前
記遅延回路を通らない前記受信信号を出力し、前記プリ
アンブル終了後は前記遅延回路出力の信号を出力する切
替回路と、 前記切替回路に接続され、上記プリアンブル区間で上記
受信信号から伝送路のインパルスレスポンスを推定する
伝送路推定回路と、 上記切替回路に接続され、上記プリアンブル区間の上記
受信信号をろ波するろ波回路と、 上記切替回路と上記伝送路推定回路と前記ろ波回路に接
続され、入力信号をシリアル−パラレル変換した後、高
速フーリエ変換する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路
と、 前記ＦＦＴ回路に接続され、上記プリアンブル区間で上
記ろ波回路出力をＦＦＴした信号から既知の送信信号値
を用いて変調成分を除去する変調成分除去回路と、 前記変調成分除去回路と上記ＦＦＴ回路に接続され、上
記プリアンブル終了時に上記伝送路推定回路出力のＦＦ
Ｔされた信号と前記変調成分除去回路出力信号のうち実
際の伝送路に近い方を位相・振幅信号として選択する位
相・振幅信号選択回路と、 上記ＦＦＴ回路と前記位相・振幅信号選択回路に接続さ
れ、上記プリアンブル終了後にＦＦＴされた上記受信信
号をサブキャリア毎に上記位相・振幅信号で検波する検
波回路とを備えることを特徴とするＯＦＤＭ用復調回
路。 - 【請求項３】 パケットの先頭に既知のプリアンブル信
号が付加される直交周波数多重信号を入力して前記直交
周波数多重信号の位相・振幅特性を検出するＯＦＤＭ
（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）用復
調回路において、 受信信号を遅延させる遅延回路と、 前記遅延回路に接続され、前記プリアンブル区間では前
記遅延回路を通らない前記受信信号を出力し、前記プリ
アンブル終了後は前記遅延回路出力の信号を出力する切
替回路と、 前記切替回路に接続され、上記プリアンブル区間で上記
受信信号から数種類の伝送路のインパルスレスポンスを
推定する伝送路推定回路と、 上記伝送路推定回路に接続され、前記数種類の伝送路の
インパルスレスポンスから実際の伝送路に近いものを選
択する位相・振幅信号選択回路と、 上記切替回路と前記位相・振幅信号選択回路に接続さ
れ、入力信号をシリアル−パラレル変換した後、高速フ
ーリエ変換する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路と、 前記ＦＦＴ回路に接続され、上記プリアンブル終了時に
ＦＦＴされた上記伝送路のインパルスレスポンスを位相
・振幅信号として記憶する位相・振幅信号メモリ回路
と、 上記ＦＦＴ回路と前記位相・振幅信号メモリ回路に接続
され、上記プリアンブル終了後にＦＦＴされた上記受信
信号をサブキャリア毎に上記位相・振幅信号で検波する
検波回路とを備えることを特徴とするＯＦＤＭ用復調回
路。 - 【請求項４】 請求項１から請求項３の何れかに記載の
ＯＦＤＭ用復調回路において、上記位相・振幅信号選択
回路を、 入力信号を遅延させる遅延回路と、 サブキャリア毎に前記入力信号間の差分を計算する差分
算出回路と、 前記差分算出回路に接続され、前記差分結果を総和した
後に正規化する総和回路と、 前記総和回路に接続され、前記総和結果をしきい値と比
較するしきい値判定回路と、 上記遅延回路と前記しきい値判定回路に接続され、前記
しきい値との比較結果をもとに上記遅延回路から出力さ
れる上記入力信号を選択する選択回路とを備えることを
特徴とするＯＦＤＭ用復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04236099A JP3515409B2 (ja) | 1999-02-19 | 1999-02-19 | Ｏｆｄｍ用復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04236099A JP3515409B2 (ja) | 1999-02-19 | 1999-02-19 | Ｏｆｄｍ用復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000244445A JP2000244445A (ja) | 2000-09-08 |
| JP3515409B2 true JP3515409B2 (ja) | 2004-04-05 |
Family
ID=12633880
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04236099A Expired - Fee Related JP3515409B2 (ja) | 1999-02-19 | 1999-02-19 | Ｏｆｄｍ用復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3515409B2 (ja) |
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| CN1561591B (zh) * | 2001-08-28 | 2010-08-25 | 株式会社Ntt都科摩 | 多载波cdma传送系统、在该系统中使用的接收装置和多载波cdma传送方法 |
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| US6987812B1 (en) * | 1998-09-28 | 2006-01-17 | Infineon Technologies Ag | Digital receiver for a signal generated with discrete multi-tone modulation |
| JP2000165341A (ja) * | 1998-11-20 | 2000-06-16 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ｏｆｄｍ用復調回路 |
-
1999
- 1999-02-19 JP JP04236099A patent/JP3515409B2/ja not_active Expired - Fee Related
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