KR20060125363A - 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치 및 그방법 - Google Patents

Abstract

1. 청구범위에 기재된 발명이 속한 기술분야

본 발명은 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치 및 그 방법에 관한 것임.

2. 발명이 해결하려고 하는 기술적 과제

본 발명은 무선 채널환경과 같은 잡음이 심한 환경에서 채널추정시 잡음을 효과적으로 제거함으로써, 보다 정확한 무선채널을 추정하여 수신 품질을 개선하기 위한, 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있음.

3. 발명의 해결방법의 요지

본 발명은, 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치에 있어서, 외부로부터 전달되는 시간영역 프리엠블 신호인 임펄스 신호를 구간별로 평균하기 위한 신호 처리수단; 상기 신호 처리수단으로부터의 전달된 임펄스 신호열에 제로(zero) 삽입을 하여 잡음을 제거하기 위한 잡음 제거수단; 외부로부터 전달되는 데이터 신호인지, 상기 잡음 제거수단을 통해 전달되는 잡음이 제거된 시간영역 프리엠블 신호인지 구별하기 위한 신호 선택수단; 상기 신호 선택수단을 제어하기 위한 제어수단; 상기 신호 선택수단으로부터의 시간영역 임펄스 응답을 주파수 영역으로 변환하여 채널 응답을 추정하기 위한 채널 응답 추정수단; 상기 채널 응답 추정수단을 통해 추정된 채널 응답에 대한 계수를 저장하기 위한 채널계수 저장수단; 및 상기 채널 응답 추정수단의 주파수 영역에서 보상된 채널 계수를 상기 채널계수 저장수단을 통해 수신된 신호와 승산하여 채널이 보상된 수신 데이터를 출력하기 위한 승산 수단을 포함함.

4. 발명의 중요한 용도

본 발명은 무선랜 수신기(WLAN Receiver) 등에 이용됨.

OFDM, WLAN, 채널, 추정, 주파수영역, 시간영역, 푸리에, 제로 삽입, 평균

Description

직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치 및 그 방법{Channel Estimation Apparatus and Method of OFDM based Receiver}

도 1 은 일반적인 직교주파수분할다중 통신시스템의 개략적인 구성도,

도 2a 는 상기 도 1의 직교주파수분할다중 수신기에서 채널 보상부의 개략적인 블록도,

도 2b 는 긴 훈련 신호를 사용하는 IEEE 802.11a 물리 계층의 프레임 구조도,

도 3 은 본 발명에 따른 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치의 일실시예 구성도,

도 4 는 각 구성요서 간의 중간 신호를 나타내는 도면이다.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

31 : RF/AD 변환기 32 : 동기부

33 : 채널 추정 장치 331 : 신호 평균부

332 : 제로('0') 삽입부 333 : 제어부

334 : 신호 선택부 335 : 푸리에 변환부(FFT)

336 : 채널 계수 램(RAM) 337 : 곱셈기

34 : 복조부

본 발명은 직교주파수분할다중(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기반 수신기(Receiver)의 채널 추정 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 무선환경에서 데이터를 전송할 때 무선환경 채널에 의한 데이터의 손실을 방지할 수 있도록 잡음환경에서 효과적으로 잡음을 제거하기 위한, 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치 및 그 방법에 관한 것이다.

여기서, 직교주파수분할다중(OFDM) 방식은 다수의 직교 반송파에 데이터를 분산하여 전송하는 주파수 다중 방식으로 각 반송파들 간에 직교 조건을 부여하여 송신 대역이 일부 중첩되어도 수신기에서 각각의 반송파를 분리할 수 있는 주파수 다중 통신 방식을 말한다.

도 1 은 일반적인 직교주파수분할다중 통신시스템의 개략적인 구성도이다.

도 1에 도시된 바와 같이, 송신기(11)로 입력된 사용자 데이터는 직렬로 입력되어 변조부(111)에서 변조를 거치고, 변조된 직렬신호는 직/병렬 변환부(112)에서 병렬신호로 변환되고, 변환된 병렬신호는 역 푸리에 변환부(IFFT)(113)를 통해 직교 주파수 변환되어 송신된다. 이렇게 송신된 데이터는 무선 채널의 영향을 받아 주파수 및 위상의 왜곡이 발생하게 된다.

이에 따라, 도 1의 수신기(12)에서는 수신된 직교주파수분할다중 신호를 푸리에 변환부(FFT)(121)를 통해 주파수 영역으로 변환하고, 변환된 신호를 병/직렬 변환부(122)에서 직렬 신호로 변환한다. 이렇게 변환된 직렬 신호는 무선채널에서 왜곡된 부분을 보상해주는 채널 보상부(123)로 전달되며, 복조부(124)를 통해 원래의 사용자 신호로 복조된다.

도 2a 는 상기 도 1의 직교주파수분할다중 수신기에서 채널 보상부의 개략적인 블록도이다.

도 2a에 도시된 바와 같이, 일반적인 직교주파수분할다중 수신기는 RF/AD 변환기(21)를 통해 무선채널을 통과한 데이터를 수신한다. 이 때, 수신된 데이터는 무선채널 영향으로 인해 대부분 위상 및 크기가 왜곡되어 있다.

따라서, 수신기의 VCO(Voltage-Controlled Oscillators)의 영향으로 주파수 동기가 필요하게 되며, 이를 보상하기 위해 동기부(22)가 필요하다. 동기부(22)는 데이터 심볼의 시작지점을 찾아주는 역할도 한다.

그리고, 푸리에 변환부(23)는 수신된 데이터를 주파수 영역으로 변환시켜준다. 주파수 영역으로 변환된 신호도 무선채널에 의해 심각하게 왜곡된 상태를 유지하기 때문에 무선채널을 보상해주는 채널 보상부(24)가 필요하게 된다.

따라서, 채널 보상부(24)는 송신된 훈련심볼이 저장되어 있는 훈련심볼 롬(ROM)(241)에서 잡음 및 위상 등에 의한 왜곡이 존재하지 않는 기준신호를 발생한다. 수신신호는 무선신호의 영향을 받은 신호이고, 훈련심볼 롬(ROM)(241)은 기준 신호이기 때문에 주파수 영역에서 무선채널 추정은 수신된 신호를 훈련심볼로 복소 나눗셈기(242)를 통해 복소 나눗셈을 수행하면 구할 수 있다.

일반적으로, 무선랜 모뎀(IEEE802.11a)에서는 긴 훈련신호 64개가 2개로 연속적으로 나오기 때문에 지연기(243)를 두어 2개의 구간에서 평균을 낸다. 이 때, 사용되는 소자는 덧셈기(244) 및 우 쉬프터(245)이다.

한편, 추정된 무선채널은 채널계수 램(RAM)(246)에 저장되고 수신된 신호와 곱셈기(247)를 통해 채널 보상이 수행한다. 이렇게 채널이 보상된 수신 데이터는 복조부(25)를 통해 복조된다.

상기와 같이, 종래 기술의 대부분은 무선랜 모뎀(IEEE802.11a)에서 사용하는 긴 훈련신호(long training sequence)를 이용하는 방법으로 주파수 영역에서 채널 추정을 하는 방법이 주로 사용되었으며, 이에 대해 보다 자세히 설명하면 다음과 같다.

△ IEEE802.11a에서 제시한 긴 프리엠블(Long Preamble)을 이용한 채널 추정 방법

IEEE802.11a와 같은 버스트 데이터를 전송하는 모뎀의 경우에는 데이터 전송의 초기 단계에서 긴 훈련신호를 사용하여 채널을 추정한다. 이 방식에서는 한 OFDM 심볼 전체 길이에 해당하는 긴 훈련심볼을 전송하고 수신단에서는 이를 이용하여 전체 부채널에서의 채널을 추정하여 채널 보상 계수를 구한다. 여기서, 긴 훈련 신호를 사용하는 IEEE802.11a 물리계층의 프레임구조는 도 2b에 도시된 바와 같 다.

긴 훈련신호는 수신단에서 알고 있는 신호 x _n 이다. 채널을 통해 알고 있는 신호를 통과했을 때, 수신된 신호 y _n 은 하기의 [수학식 1]과 같이 표현할 수 있다.

여기서, x _n 은 송신된 신호, h _n 은 채널의 임펄스 응답, w _n 은 AWGN(Additive White Gaussian Noise), *는 콘볼류션을 나타낸다. 상기 [수학식 1]을 주파수 영역에서 나타내면 하기의 [수학식 2]와 같이 주어진다.

즉, 상기의 [수학식 1]에서 추정된 채널 응답은 상기의 [수학식 2]와 같이 추정할 수 있다.

상기의 [수학식 2]에서 추정된

는 채널상에서 존재하는 잡음이 없을 때 추정된 채널 보상 값들이 된다. 이와 같은 방법으로 채널 추정을 하면 잡음에 의해 서 주파수 전 대역에 AWGN이 추가되어 AWGN이 증가할수록 채널 추정값의 오차가 커지게 되는 문제점이 발생한다.

△ DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용한 채널 추정 방법

OFDM 시스템에서 수신단의 성능은 채널 추정의 정확도에 많이 의존하기 때문에 채널 추정은 매우 중요하다. 채널 추정방법은 시간 영역과 주파수 영역의 추정 방법이 연구되어 왔다. 최근에 연구되고 있는 DFT(Discrete Fourier Transform) 기반의 제로(zero) 삽입을 이용한 채널 추정 방법은 AWGN에 의한 영향을 효과적으로 줄일 수 있다. 이 제안된 방법은 임펄스 응답의 최대 지연시간을 이용한 방법이다. 두 가지의 DFT 기반의 채널 추정 방법 중 하나는 MMSE(Minimum Mean-Square) 방법이고, 다른 하나는 LS(Least square) 방법이다. MMSE 방법은 구현이 매우 복잡하며 잡음 및 채널의 정보를 미리 알고 있지 못하면 사용할 수 없다. 반면에, LS 방법은 구현관점에서 낮은 복잡도를 갖고 좋은 성능을 발휘할 수 있다.

그러나, 상기 방법들은 잡음에 영향을 줄일 수 없는 단점이 있다. 따라서, 무선채널과 같은 잡음이 많은 환경에서 보다 효과적으로 채널을 추정하기 위한 방안이 필수적으로 요구된다.

본 발명은 상기의 요구에 부응하기 위하여 제안된 것으로, 무선 채널환경과 같은 잡음이 심한 환경에서 채널추정시 잡음을 효과적으로 제거함으로써, 보다 정 확한 무선채널을 추정하여 수신 품질을 개선하기 위한, 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.

본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치에 있어서, 외부로부터 전달되는 시간영역 프리엠블 신호인 임펄스 신호를 구간별로 평균하기 위한 신호 처리수단; 상기 신호 처리수단으로부터의 전달된 임펄스 신호열에 제로(zero) 삽입을 하여 잡음을 제거하기 위한 잡음 제거수단; 외부로부터 전달되는 데이터 신호인지, 상기 잡음 제거수단을 통해 전달되는 잡음이 제거된 시간영역 프리엠블 신호인지 구별하기 위한 신호 선택수단; 상기 신호 선택수단을 제어하기 위한 제어수단; 상기 신호 선택수단으로부터의 시간영역 임펄스 응답을 주파수 영역으로 변환하여 채널 응답을 추정하기 위한 채널 응답 추정수단; 상기 채널 응답 추정수단을 통해 추정된 채널 응답에 대한 계수를 저장하기 위한 채널계수 저장수단; 및 상기 채널 응답 추정수단의 주파수 영역에서 보상된 채널 계수를 상기 채널계수 저장수단을 통해 수신된 신호와 승산하여 채널이 보상된 수신 데이터를 출력하기 위한 승산 수단을 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명은, 직교주파수분할다중 기반의 채널 추정 방법에 있어서, 각 구간별 임펄스 신호를 더하여 평균을 구하는 단계; 상기 평균한 임펄스 신호열에 제로(zero) 삽입을 하여 보호구간 데이터 이후의 잡음을 제거하는 잡음 제거단계; 및 상기 임펄스 신호열을 푸리에 변환을 통해 주파수 영역으로 변환하여 무선 채널 응답을 추정하는 채널 응답 추정단계를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.

상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실시예를 상세히 설명하기로 한다.

본 발명을 설명하기에 앞서, 직교주파수분할다중 기반 수신기의 구성을 살펴보면 , RF/AD 변환기(31)와, 주파수 동기 및 시간동기를 찾기 위한 동기부(32), 채널 추정 장치(33) 및 복조부(34)로 이루어지며, 채널 추정 장치(33)에 대해 보다 상세하게 살펴보면 후술되는 도 3과 같다.

도 3 은 본 발명에 따른 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치의 일실시예 구성도이다.

도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 직교주파수분할다중 기반 수신기 의 채널 추정 장치(33)는, 동기부(32)로부터 전달되는 시간영역 프리엠블 신호인 임펄스 신호를 구간별로 평균하기 위한 신호 평균부(331)와, 신호 평균부(331)를 통해 전달된 임펄스 신호열에 제로(zero) 삽입을 하여 잡음을 제거하기 위한 제로 삽입부(zero padding)(332)와, 동기부(32)로부터 전달되는 데이터 신호인지, 제로 삽입부(332)를 통해 전달되는 잡음이 제거된 시간영역 프리엠블 신호인지를 구별하는 신호 선택기(334)와, 신호 선택기(334)를 제어하기 위한 제어부(333)와, 상기 신호 선택기(334)로부터의 잡음이 제거된 시간영역의 임펄스 응답을 주파수 영역으로 변환하여 채널 응답을 추정하기 위한 푸리에 변환부(335)와, 푸리에 변환부(335)를 통해 추정된 채널 응답에 대한 계수를 저장하기 위한 채널계수 램(RAM)(336)과, 푸리에 변환부(335)의 주파수 영역에서 보상된 채널 계수를 채널계수 램(336)을 통해 수신된 신호와 승산하여 채널이 보상된 수신 데이터를 복조부(34)로 전달하기 위한 곱셈기(337)를 포함한다.

상기한 바와 같이, 본 발명에서는 도 4와 같이 변조된 신호를 시간영역으로 변경하기 위해 역푸리에 변환부(41)를 통해 주파수 영역의 프리엠블 신호를 시간영역의 임펄스 신호열(42)과 같이 변경한다. 이에 따라, 임펄스 신호열(42)은 무선채널의 최대 지연 시간을 고려해서 설계해야 된다. 왜냐하면, 임펄스 신호열(42)은 무선채널의 다중 경로 채널에 의해서 지연이 발생하기 때문에 첫 번째 임펄스 신호열의 지연성분이 인접 임펄스 신호열에 영향을 미치지 못하게 하기 위함이다.

만약, 1개의 데이터 심볼내에 64 샘플데이터로 구성되고, 무선채널의 최대 지연을 고려해서 한 구간의 임펄스 신호열(42)을 16샘플로 정했다고 가정하면 4개 의 임펄스 신호열 구간으로 나눌 수 있다.

이 신호열은 무선채널환경(43)을 통해 지연, 위상왜곡, 그리고 신호감쇄를 통해 변형된 임펄스 신호열(44)이 된다. 변형된 신호열(44)은 4구간에서 독립적으로 잡음에 의해서 크기가 변경된다. 그리고, 일반적으로 무선채널은 1개의 OFDM 심볼내에서는 변하지 않기 때문에 채널에 의한 영향은 각 구간별로 동일하다.

4개의 구간에서 반복되는 임펄스를 평균 및 제로 삽입부(45)를 통해 평균을 취하면 잡음에 의한 영향이 줄어들게 된다. 이 때, 잡음은 일반적으로 평균이 0인 가우시안 분포를 갖기 때문에 평균을 내면 그 신호는 0에 수렴해 나가게 된다. 그렇기 때문에 구간을 많이 낼수록 잡음에 의한 영향을 줄일 수 있게 된다. 평균이 취해지면 한 구간에서만 임펄스 신호를 갖게 된다.

이후, 데이터 값에 제로(‘0’)를 삽입하여 잡음에 의한 영향을 최대로 줄인다. 이런 과정을 통해 새롭게 변경된 임펄스 열(46)을 푸리에 변환부(47)를 통해 주파수 영역으로 변경하여 무선채널환경의 채널 응답을 추정한다.

상기한 바와 같은 구조를 갖는 본 발명에 따른 수신기의 채널 추정 장치의 구조에 대해 상세하게 설명하면 다음과 같다.

상기 도 4에서 시간영역의 임펄스 신호열(42)과 같이 나오게 하기 위해 역 푸리에변환부(41) 이전의 주파수 영역의 프리엠블 신호는 하기의 [수학식 3]과 같이 나타낼 수 있다.

이 신호를 이용하여 역푸리에 변환을 수행하면 하기의 [수학식 4]와 같이 나타낼 수 있다.

여기서,

는 n=0 일 때 '1'을 갖는 단일 임펄스 함수이다. TS(n)신호는 도 4의 임펄스 신호열(42)과 같이 표현된다. 여기서, 일반적으로 한 개의 OFDM 심볼동안에 채널은 시간적으로 변하지 않는다. 수신신호

은 [수학식 5]와 같이 표현될 수 있다.

여기서

을 AWGN 잡음을 나타내고

은 채널의 임펄스 응답을 나타낸다. *부호는 콘볼류션을 나타낸다. [수학식 5]는 [수학식 6]과 같이 나타낼 수 있다.

카우설(Causal) 시스템을 고려하면

이거나 또는

일 때

이 된다. 따라서 [수학식 6]은 채널 임펄스 응답이 L개의 샘플 간격으로 지연되어 연속으로 4개가 존재하는 것을 나타낸다. [수학식 7]과 같이 4개의 임펄스 응답을 평균을 내면 잡음의 분산을 줄일 수 있다.

여기서

을 나타낸다.

은 서로 독립이며 동일 확률분포를 가진다. 따라서 [수학식 7]에서 잡음 베리언스(noise variance)가 1/4로 줄어듦을 알 수 있다.

OFDM 수신기에서, 4개의 수신된 임펄스 신호는 이상적인 임펄스 채널 응답으로 간주될 수 있다. 그 임펄스들은 한 개의 수신된 임펄스 신호로 평균이 내어지며 하기의 [수학식 7]과 같이 표현되어진다. 여기서, h(n)은 임펄스 신호 열에 의한 채널 응답이고 n(n)은 AWGN이다. 그렇기 때문에, AWGN에 의해 발생되는 채널 추정 에러는 수신된 임펄스 응답 신호의 평균을 냄으로써 줄일 수 있다. N포인트 FFT를 사용하였을 때, 최대 임펄스 응답의 이후의 (N-L) 부분은 AWGN에 의해서 생성된 신호이기 때문에 이 (N-L)부분에 제로(zero)를 삽입함으로써 AWGN에 의한 영향을 줄일 수 있다. 제로(zero)가 삽입된 임펄스 응답신호

은 하기의 [수학식 8]과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 제로(zero)를 삽입한 임펄스 응답

동안에 푸리에 변환을 수행함으로써 채널을 추정할 수 있다. 하기의 [수학식 9]는 주파수 영역에서 추정된 채널을 나타낸 것이다.

정리해보면, 본 발명은 채널 응답을 추정하기 위해 주파수 영역에서 새로운 프리엠블을 사용하여 시간영역에서 16샘플 간격으로 4개의 구간으로 나누고, 각 구간에서 임펄스 응답이 나오도록 한다. 이 때, 임펄스 신호들은 한 OFDM 심볼동안에 전송한다.

한편, 한 개의 OFDM 심볼이 64샘플이며, 최대 지연을 16으로 가정했을 때 평균 구간을 4구간과 같이 평균을 내기 위한 구간을 변경할 수도 있다. 예를 들어, 한 개의 OFDM 심볼이 64이고, 최대 지연이 16일 경우에 평균을 내기 위한 구간을 [4, 3, 2]개로 나눌 수 있다.

즉, 본 발명에 따른 채널 추정 장치는 각 구간별 임펄스 신호를 더하여 평균을 취한 후, 평균된 임펄스 응답에서 보호구간의 데이터 이후는 잡음이기 때문에 제로 삽입(zero padding)을 하여 잡음을 제거하고 푸리에 변환(FFT)을 수행하여 채널 추정 응답을 찾아낼 수 있는 장점이 있다.

이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.

상기와 같은 본 발명은, 무선 채널환경과 같은 잡음이 심한 환경에서 채널추정시 잡음을 효과적으로 제거함으로써, 보다 정확한 무선채널을 추정하여 수신 품질을 개선할 수 있는 효율적인 효과가 있다.

Claims (8)

1. 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치에 있어서,

   외부로부터 전달되는 시간영역 프리엠블 신호인 임펄스 신호를 구간별로 평균하기 위한 신호 처리수단;

   상기 신호 처리수단으로부터의 전달된 임펄스 신호열에 제로(zero) 삽입을 하여 잡음을 제거하기 위한 잡음 제거수단;

   외부로부터 전달되는 데이터 신호인지, 상기 잡음 제거수단을 통해 전달되는 잡음이 제거된 시간영역 프리엠블 신호인지 구별하기 위한 신호 선택수단;

   상기 신호 선택수단을 제어하기 위한 제어수단;

   상기 신호 선택수단으로부터의 시간영역 임펄스 응답을 주파수 영역으로 변환하여 채널 응답을 추정하기 위한 채널 응답 추정수단;

   상기 채널 응답 추정수단을 통해 추정된 채널 응답에 대한 계수를 저장하기 위한 채널계수 저장수단; 및

   상기 채널 응답 추정수단의 주파수 영역에서 보상된 채널 계수를 상기 채널계수 저장수단을 통해 수신된 신호와 승산하여 채널이 보상된 수신 데이터를 출력하기 위한 승산 수단

   을 포함하는 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 신호 처리수단은,

   시간영역에서 4개의 임펄스 응답을 발생하기 위하여, 주파수 영역에서 하기의 [수학식 1]과 같이 훈련신호를 발생하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치.

   [수학식 1]

   

   (여기서, h(n)은 임펄스 신호 열에 의한 채널 응답이고 w(n)은 AWGN임)
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 잡음 제거수단은,

   임펄스 신호열(보호구간 데이터)에서 최대지연 이후부터 제로 삽입을 하여 잡음을 제거하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치.
4. 제 3 항에 있어서,

   상기 채널 응답 추정수단은,

   하기의 [수학식 2]와 같이 제로(zero)를 삽입한 임펄스 응답

   

   동안에 푸리에 변환을 수행하여 채널을 추정하여 하기의 [수학식 3]과 같이 주파수 영역에서 추정된 채널을 나타내는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치.

   [수학식 2]

   

   [수학식 3]

   
5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 채널 응답 추정수단은,

   채널 응답 추정을 위해, 주파수 영역에서 새로운 프리엠블을 사용하여 시간영역에서 16 샘플 간격으로 4개의 구간으로 나누고, 각 구간에서 임펄스 응답이 나오도록 하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치.
6. 직교주파수분할다중 기반의 채널 추정 방법에 있어서,

   각 구간별 임펄스 신호를 더하여 평균을 구하는 단계;

   상기 평균한 임펄스 신호열에 제로(zero) 삽입을 하여 보호구간 데이터 이후의 잡음을 제거하는 잡음 제거단계; 및

   상기 임펄스 신호열을 푸리에 변환을 통해 주파수 영역으로 변환하여 무선 채널 응답을 추정하는 채널 응답 추정단계

   를 포함하는 직교주파수분할다중 기반의 채널 추정 방법.
7. 제 6 항에 있어서,

   상기 채널 응답 추정단계는,

   하기의 [수학식 4]와 같이 제로(zero)를 삽입한 임펄스 응답

   

   동안에 푸리에 변환을 수행하여 채널을 추정하여 하기의 [수학식 5]과 같이 주파수 영역에서 추정된 채널을 나타내는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 기반의 채널 추정 방법.

   [수학식 4]

   

   [수학식 5]

   
8. 제 6 항 또는 제 7 항에 있어서,

   상기 채널 응답 추정단계는,

   채널 응답 추정을 위해, 주파수 영역에서 새로운 프리엠블을 사용하여 시간영역에서 16 샘플 간격으로 4개의 구간으로 나누고, 각 구간에서 임펄스 응답이 나오도록 하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 기반의 채널 추정 방법.

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