WO2006092877A1

WO2006092877A1 - 受信装置

Info

Publication number: WO2006092877A1
Application number: PCT/JP2005/016594
Authority: WO
Inventors: Akihiro Okazaki
Original assignee: Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
Priority date: 2005-03-02
Filing date: 2005-09-09
Publication date: 2006-09-08
Also published as: JP4440303B2; US7961824B2; US20080181341A1; CN101133580A; EP1855404B1; JPWO2006092877A1; EP1855404A1; CN101133580B; EP1855404A4

Abstract

　本発明にかかる受信装置は、マルチキャリア変調方式を採用する無線通信システムに対応し、さらに、遅延波の影響を除去するための特定の信号を除去した後の受信信号に対してＤＦＴを行う受信装置であって、たとえば、ＣＥ部（３）が、伝搬チャネルを推定し、ＰＧ部（４）が、前記推定されたチャネル情報に基づいて受信信号に含まれるパイロット信号を再生し、ＥＭＧ部（６）が、受信信号に含まれるパイロット信号をヌルキャリアと仮定し、前記チャネル情報に基づいて周波数等化行列を生成し、ＰＲ部（５）が、前記ＤＦＴの結果から前記再生パイロット信号を減算し、ＥＭＭ部（７）が、前記周波数等化行列と前記減算後の信号とを乗算する。

Description

明細書

受信装置

技術分野

[0001] 本発明は、マルチキャリア変調方式に対応した受信装置に関するものであり、特に

、ヌルキャリアが存在しない、もしくは、ヌルキャリアが少ない条件下において、遅延波による干渉を抑圧する受信装置に関するものである。

背景技術

[0002] 従来の無線通信方式として、たとえば、 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式， DMT (Discrete Multitone)方式に代表されるマルチキャリア変調方式があり、この方式は、無線 LAN, ADSL等に利用されている。これらのマルチキャリア変調方式は、複数の周波数に直交したキャリアを配置して伝送する方式であり、特徴としては、たとえば、送受信機間の伝搬路等により生じる遅延波の影響を除去する機能として、ガードインターバル（Guard Interval)、または、サイクリックプレフイツタス（Cyclic Prefix)を有する。受信機では、ガードインターバルを除いた OFDM シンボルに対して FFTを行うことによって、ガードインターバル内の遅延波の影響を除去し、正しくデータを復調する。

[0003] 一方で、上記 OFDM方式は、ガードインターバルを超える遅延波が到来する状態においては、符号間干渉が発生し、特性が大幅に劣化する。この問題は、送信機において、想定される遅延時間より長いガードインターバルを付加することによって解決できる力この場合、ガードインターバルのオーバヘッドが増加し、伝送効率が低下すること〖こなる。

[0004] また、上記のような問題を解決する 1つの手段として、たとえば、 Steffen Trautmann 氏らの提案する周波数等化法が有効である (下記特許文献 1、非特許文献 1参照)。これらの方法では、 OFDM信号に含まれるヌルキャリア（電力送信されないサブキヤリア）を利用し、時間軸の遅延時間を抑圧している。

[0005] たとえば、受信機では、「GI Removalモジュール」においてガードインターバルを除去し、「DFTモジュール」にて FFTを行うことによって、時間信号をサブキャリア毎の周波数信号に変換する。ところが、ガードインターバルを超える遅延波が到来する環境においては、サブキャリア毎の周波数信号は完全に直交しておらず、互いに干渉を与えている。

[0006] この干渉を抑え周波数等化を実現するためには、等化行列 Eが下記式（1) , (2)を満たす必要がある。

S ^TES =D — ¹ · ·· (!)

-， red

S EW C (I X iW S ) =0 - -- (2)

0，red err 3 l'red

D =S ^TDS

l'red l'red l'red

C =C C

err cycl

C =iW DW

cycl

なお、上記変数は、それぞれ、 S ：データ信号列選択行列， S ：ヌルキャリア列

1，red 0，red

選択行列， E：周波数等化行列， D：伝搬チャネル周波数行列， W ： DFT行列， C：伝搬チャネル時間行列， Iは 3 X 3の単位行列を表す。また、上記記号は、上付き文

3

字の 1 :逆行列，上付き文字の T:複素共役転置， X：クロネッカー積を表す。

[0007] そこで、従来の受信機では、上記式（1) , (2)に対して ZF基準を適用し、「E-Matrix

Generatorモジュール」が、下記式（3)により周波数等化行列 Eを作成する。 E = S D ^_1S ^T— S D ^_1W W +S ^T - -- (3)

l'red l'red l'red l'red l'red l'red 0，red 0，red

T T

w =s w z

l'red l'red c'red

T T

w =s w z

0,red 0，red c'red

なお、上記変数は、 Z ：誤差チャネル行選択行列を表す。また、上記記号は、上付 c'red

き文字の +： MP—般逆行列を表す。

[0008] 上記周波数等化行列 Eは、 ZF (Zero Forcing)基準に基づ \、て、ヌルキャリアの冗長性を利用し、遅延波による干渉を除去する効果を持ち、上記のように、既知の行列 S , S 、 OFDM信号から推定される伝搬チャネル情報 D 、最大遅延時間情 i,red 0，rea l'red

報により生成される誤差チャネル行選択行列 z によって算出できる。

c'red

[0009] 最後に、「E- Matrix Multiplierモジュール」が、「DFTモジュール」から出力された信号と周波数等化行列 Eとを乗算することによって、遅延波による干渉を抑圧したサブキャリア毎の周波数情報を得る。 [0010] また、従来の受信機は、 MMSE (Minimum Mean Square Error)基準を適用し、次式 (4)で表される等化行列 Eを作成してヽる。

e = σ ¾ *F ^T' (F R F ^τ+ σ ²F F ^T)^_1

…(

e =e Z

F =Z W

，

H =C (I X iW S )

R =H R H ^T

eは等化行列 Eの第 i番目の列成分であり、 h は H の（d— l) N + iの列成分である。また、 R は入力信号の自己相関行列， Z は eの非零要素を抽出する抽，

出行列， Cは時間領域におけるチャネル行列を表す。

[0011] 上記 MMSE基準により等化行列 Eを求めるためには、式 (4)を有効キャリア数回にわたって計算する必要がある。

[0012] 特許文献 1：国際公開第 03Z039088号パンフレット

非特干文献 1 : Steffen Trautmann and Norbert J. Fliege, "Perfect Equalization fo r DMT Systems Without Guard Interval , IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol.20, No.5, June 2002

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0013] し力しながら、上記従来の無線通信方式においては、以下の問題がある。

(1)ヌルキャリア情報を利用しているため、ヌルキャリアが存在しない、もしくは、ヌルキャリアが少な、条件下にお、て、遅延波干渉抑圧効果が得られな！/、。

(2)伝搬チャネル情報、最大遅延時間情報を得るための手法が示されて!/、な、。

(3) (1)を解決する手段の 1つとしてパイロット信号の利用が考えられるが、上記従来の無線通信方式においては、パイロット信号の利用に関する示唆はあるが、具体的な手法が示されていない。

(4)式（1)〜（3)で示した ZF基準に基づく等化行列では雑音強調が生じる。

(5)式 (4)で示した MMSE基準に基づく等化行列は、算出する場合に、サブキヤリァ毎に「有効サブキャリア数 X有効サブキャリア数行列」の逆行列演算が必要であり

、演算量が非常に大きくなる。

(6)従来方式は、硬判定出力にのみ対応しており、軟判定出力が得られない。

[0014] 本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、パイロット信号を利用して、ヌルキャリアが存在しない、もしくは、ヌルキャリアが少ない条件下において、効果的に遅延波による干渉を抑圧することが可能な受信装置を得ることを目的とする。

課題を解決するための手段

[0015] 上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる受信装置は、マルチキャリア変調方式を採用する無線通信システムに対応し、さらに、遅延波の影響を除去するための特定の信号を除去した後の受信信号に対して DFT (Discrete Fouri er Transform)を行う受信装置であって、たとえば、伝搬チャネルを推定するチヤネル推定手段 (後述する実施の形態の CE部 3に相当）と、前記推定された伝搬チヤネルに関する情報 (チャネル情報）に基づ!、て受信信号に含まれるパイロット信号を再生するパイロット再生手段 (PG部 4に相当）と、受信信号に含まれるパイロット信号をヌルキャリアと仮定し、前記チャネル情報に基づ、て周波数等化を実現するための行列 (周波数等化行列）を生成する行列生成手段 (EMG部 6に相当）と、前記 DFT の結果力前記再生パイロット信号を減算する減算手段 (PR部 5に相当）と、前記周波数等化行列と前記減算後の信号とを乗算する行列乗算手段 (EMM部 7に相当）と、を備えることを特徴とする。

[0016] この発明によれば、たとえば、ヌルキャリアが存在せず、パイロット信号が存在する O FDM信号を入力とした場合に、パイロット信号を再生および除去することによって、パイロット信号をヌルキャリアとして利用することができる DFT出力を生成することとした。

発明の効果

[0017] この発明によれば、パイロット信号をヌルキャリアとして利用することができる DFT出力を生成し、ヌルキャリアを利用した周波数等化と同等の効果を得ることとしたので、たとえば、ガードインターバル (サイクリックプレフィックス）を超えた遅延波による干渉を抑圧することができる、という効果を奏する。図面の簡単な説明

[0018] [図 1]図 1は、本発明にかかる OFDM受信装置の構成例（実施の形態 1)を示す図である。

[図 2]図 2は、実施の形態 1で想定される OFDM信号の一例を示す図である。

[図 3]図 3は、伝搬チャネル時間行列 Cを示す図である。

[図 4]図 4は、実施の形態 1で想定される OFDM信号の一例を示す図である。

[図 5]図 5は、実施の形態 1で想定される OFDM信号の一例を示す図である。

[図 6]図 6は、本発明にかかる OFDM受信装置の構成例（実施の形態 2)を示す図である。

[図 7]図 7は、実施の形態 2で想定される OFDM信号の一例を示す図である。

[図 8]図 8は、本発明にかかる OFDM受信装置の構成例（実施の形態 3)を示す図である。

[図 9]図 9は、実施の形態 3で想定される OFDM信号の一例を示す図である。

[図 10]図 10は、本発明にかかる OFDM受信装置の構成例（実施の形態 4)を示す図である。

[図 11]図 11は、本発明に力かる OFDM受信装置の構成例（実施の形態 5)を示す図である。

[図 12]図 12は、本発明にかかる OFDM受信装置の構成例（実施の形態 5)を示す図である。

符号の説明

[0019] 1 GIR(GI Removal)部

2, 9b DFT (Discrete Fourier Transform)咅 |

3, 3a CE (Channel Estimator)部

4 PG (Pilot Generator)部

5 PR (Pilot Removal)部

6, 6c— 1, 6c— 2 EMG (E— Matrix Generator)部

7 EMM (E- Matrix Multiplier)部

8b GIR(GI2 Removal)部 10c EMC (E- Matrix Combiner)部

l id RG (Reliability Generator)部

12d SOD (Soft-Output Detector)部

発明を実施するための最良の形態

[0020] 以下に、本発明にかかる受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態においては、一例として、システムが OFDM方式を採用する場合について記載するが、これに限らず、マルチキャリア変調方式を採用するすべての通信方式 (DMT方式等）に適用可能である。

[0021] 実施の形態 1.

図 1は、本発明に力かる OFDM受信装置の構成例を示す図であり、 GIR (GI Rem oval)咅 |51と、 DFT (Discrete Fourier Transform)咅 |52と、 CE (channel Estimator)咅 |5 3と、 PG (Pilot Generator)部 4と、 PR (Pilot Removal)部 5と、 EMG (E— Matrix Gen erator)部 6と、 EMM (E- Matrix Multiplier)部 7と、を備えている。

[0022] 図 1において、 OFDM受信装置のアンテナで受信された信号は GIR部 1に入力され、 GIR部 1では、ガードインターバル（GI)を除去する。 DFT部 2では、 GI除去後の時間信号に対して DFT等の時間周波数変換を施すことによってサブキャリア毎の周波数信号を生成する。また、 CE部 3では、 DFT出力を用いて伝搬チャネル情報 (後述する Dおよび Cに相当），最大遅延時間情報 (後述する Lに相当）を推定し、さらに、上記伝搬チャネル情報に基づいて伝搬チャネル直交化行列 (D )を算出し、上

l'red

記最大遅延時間情報に基づいて誤差チャネル行選択行列 (Z )を算出する。 PG

c'red

部 4では、 CE部 3により推定された伝搬チャネル情報と既知の Pilot情報に基づ、て再生パイロット信号を作成する。 PR部 5では、 DFT出力から再生パイロット信号を除去する。ここまでの処理で、パイロット信号を除去し、仮想的にパイロット信号をヌルキャリアとして扱える DFT出力を生成することができる。

[0023] つぎに、 EMG部 6では、パイロット信号をヌルキャリアと仮定して、上記伝搬チヤネル情報，最大遅延時間情報に基づいた式 (5)を用いて、周波数等化行列 Eを生成する。

E = S D ^_1S ^T— S D ^_1W W' ⁺S' ^T - -- (5) なお、上記変数において、 S はデータ信号選択行列を表し、 S' はパイロット信

1，red 0，red

号選択行列を表し、 D は伝搬チャネル直交化行列を表す。また、上記記号にぉ、 l'red

て、上付き文字の 1は逆行列を表し、上付き文字の Tは複素共役転置を表し、上付き文字の +は MP—般逆行列を表す。

[0024] ただし、上記 D は、前述したとおり、 CE部 3において、式（6)のように算出される l'red

。また、 W , W' は、式（7) ,式（8)のように定義される。

1，red 0,red

D =S ^TDS - -- (6)

l'red l'red l'red

W =S ^TW Z ^T - -- (7)

l'red l'red c'red

W' =S' ^TW Z ^T - -- (8)

0,red 0，red c'red

なお、 Z は誤差チャネル行選択行列を表し、 Dは伝搬チャネル周波数行列を表し c'red

、これらは CE部 3において算出される。また、 Wは DFT行列を表す。

[0025] 最後に、 EMM部 7では、 PR部 5から出力された信号と周波数等化行列 Eとを乗算することによって、遅延波による干渉を抑圧したサブキャリア毎の周波数情報を生成する。

[0026] つづいて、本実施の形態において想定される OFDM信号を用いて、上記処理を具体的に説明する。図 2は、 OFDM信号の一例を示す図であり、本実施の形態では、ヌルキャリアの存在しない OFDM信号の一例として、サブキャリアをデータ信号（Da ta)とパイロット信号 (Pilot)により構成する。たとえば、 CE部 3において、各サブキヤリァ（キャリア i)における伝搬チャネル周波数応答 dが得られる場合、 dに対して平均化処理等を行うことによって、 GIを超える遅延波の影響を除去する。このとき、伝搬チヤネル周波数行列 Dは次式（9)で表すことができる。

[0027] [数 1]

[0028] なお、 diag (X )は (i, i)要素に xを持つ対角行列を表す。

[0029] 前述の C において、たとえば、 DFTのサイズを Mとする場合、 C は M X M行列 cycl cycl

となる。 C には、 GIを超える遅延波成分の伝搬チャネル応答が折り返されて含まれ cycl

ており、 CE部 3は、この行列から最大遅延時間 Lを算出し、 C の行列成分に展開 c cycl することによって、折り返しの存在しない伝搬チャネル時間行列 Cを得る。図 3は、伝搬チャネル時間行列 Cを示す図である。このとき、 PG部 4における再生パイロット信号 yは、式（10)のように表すことができる。

P

[0030] [数 2] y_p(k)= W_MCG(l₃

[0031] なお、上記変数において、 p (k)は時刻 kにおける送信パイロット信号ベクトルを表し、 Gはガードインターバル行列を表す。

[0032] また、 PR部 5において上記再生パイロット信号 yを DFT出力から除去することによ

P

つて、後段において、パイロット信号をヌルキャリアとして利用可能となる。

[0033] なお、 OFDM信号については、上記図 2に限らず、たとえば、図 4または図 5の構成としてもよい。たとえば、図 4は、上記図 2とは異なる OFDM信号の一例を示す図であり、この OFDM信号は、サブキャリアが、データ信号（Data) ,パイロット信号（Pilo t) ,ヌルキャリア (Null)により構成される。この OFDM信号力ノィロット信号を除去することにより、利用可能なヌルキャリアが増加し、周波数等化の効果が増大する。また、図 5は、上記図 2および図 4とは異なる OFDM信号の一例を示す図であり、この OFDM信号は、サブキャリアが、データ信号 (Data) ,パイロット信号 (Pilot)により構成されている力 OFDMシンボル毎にパイロット信号の位置が変化する。この OFD M信号においては、 OFDMシンボルに対応したパイロット信号ベクトル p (k) ,パイ口ット信号選択行列を用いることによって、図 1の構成において対応可能となる。

0，red

[0034] このように、本実施の形態においては、たとえば、ヌルキャリアが存在せず、パイロット信号が存在する OFDM信号を入力とした場合に、パイロット信号を再生および除去することによって、パイロット信号をヌルキャリアとして利用することができる DFT出力を生成し、ヌルキャリアを利用した周波数等化と同等の効果を得ることとした。これにより、 GIを超えた遅延波による干渉を抑圧することができる。

[0035] また、ヌルキャリアとパイロット信号の存在する OFDM信号に対しては、ノィロット信号を再生および除去することによって、利用可能なヌルキャリアをさらに増加させ、 GI を超えた遅延波による干渉を抑圧する。

[0036] また、時間とともにパイロット信号の位置が変化する OFDM信号に対しては、時変パイロット信号を再生および除去し、時変ヌルキャリアを利用した周波数等化を行うことにより、 GIを超えた遅延波による干渉を抑圧する。

[0037] 実施の形態 2.

図 6は、本発明にかかる OFDM受信装置の構成例を示す図である。本実施の形態においては、前述した実施の形態 1における CE部 3に代えて、たとえば、 DFT出力ではなぐアンテナ出力を用いて、伝搬チャネル情報 (Cおよび D) ,最大遅延時間情報 (L )を推定し、さらに、上記伝搬チャネル情報に基づいて伝搬チャネル直交化行列 (D )を算出し、上記最大遅延時間情報に基づ!、て誤差チャネル行選択行列（ l'red

Z )を算出する CE部 3aを備える。なお、前述した実施の形態 1と同様の構成につ c'red

いては、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、前述した実施の形態 1 と処理の異なる CE部 3aにつ、てのみ説明する。

[0038] 図 7は、実施の形態 2において想定する OFDM信号の一例を示す図である。本実施の形態では、送信系列が既知であるプリアンブルと、実施の形態 1で用いた OFD M信号と、を結合した信号を想定する。

[0039] まず、本実施の形態では、 CE部 3aが、受信信号のプリアンブル部分（Preamble)と既知系列との相互相関を取ることによって、伝搬チャネル時間応答 c ,最大遅延時間 Lを推定する。なお、ここで得られた伝搬チャネル応答は、相関処理において雑音を抑圧することができる。つぎに、伝搬チャネル時間応答 cを最大遅延時間 Lに基づいて行列化することによって、実施の形態 1で示した伝搬チャネル時間行列 C , Cを cycl 生成する。さらに、次式（11)により、伝搬チャネル周波数行列 Dを算出する。

D=W C iW ー（11)

cycl

[0040] このように、本実施の形態にぉ、ては、たとえば、プリアンブルを有する OFDM信号を入力とした場合に、時間領域において受信信号と既知系列との相互相関を取ることとした。これにより、前述した実施の形態 1と同様の効果を得ることができるとともに、さらに、高精度な伝搬チャネル応答を得ることができる。

[0041] 実施の形態 3. 図 8は、本発明にかかる OFDM受信装置の構成例を示す図である。本実施の形態においては、実施の形態 1の構成に加えて、さらに、 GIR部 1にて処理を行う GIとは異なるガードインターバル長の GI2を取り除く GIR(GI2 Removal)部 8bを備え、 DFT 部 9b出力を用いて、伝搬チャネル情報 (Cおよび D) ,最大遅延時間情報 (L )を推定し、さらに、上記伝搬チャネル情報に基づ、て伝搬チャネル直交化行列（D )を

l'red 算出し、上記最大遅延時間情報に基づいて誤差チャネル行選択行列 (Z )を算出

c'red する。なお、前述した実施の形態 1と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、前述した実施の形態 1と処理の異なる GIR部 8bおよび DFT部 9bについてのみ説明する。

[0042] 図 9は、実施の形態 3において想定する OFDM信号の一例を示す図である。本実施の形態では、送信系列が既知であるプリアンブルと、実施の形態 1で用いた OFD M信号と、を結合した信号を想定する。さらに、プリアンブルで用いるガードインターノレとして、通常シンボルより長いガードインターバル (GI2)を用いる。たとえば、無線 LANの規格の 1つである IEEE802.11aでは、ロングプリアンブルとして、ガードインターバル（GI2)と 2つのデータ（Preamble)とを接続したプリアンブルが用いられて！/ヽる。

[0043] 本実施の形態では、 GIR部 8bが、図 9に示す GI2を除去し、 Preambleを抽出する。

この Preambleに対して DFT部 9bが DFTを実行することにより、伝搬チャネル周波数応答が得られる。この処理においては、 GI2が通常より（図 9に示す GIより）長く設定されているため、たとえば、 GIを超える遅延波についても GI2内に収めることができる。すなわち、 DFT部 9bの出力には、 GI2を超えた遅延波による干渉が存在しないので、各サブキャリアは直交することになる。これにより、 DFT部 9bの出力は伝搬チヤネル周波数応答 dに相当する。そして、 CE部 3が、実施の形態 1と同様に、伝搬チヤネル周波数行列 Dを前述した式（9)により求める。

[0044] 以降、実施の形態 1と同一の手法を用いて、 L , Cを推定する。なお、ここで得られた伝搬チャネル応答は、ガードインターバルを超える遅延波の影響を受けな、ため、高精度な伝搬チャネル応答として得られる。また、 Preambleが繰り返して送信されている場合、後半の Preambleに対して同一の操作を行い平均することにより、さらに高精度な応答を得ることが可能である。

[0045] このように、本実施の形態においては、たとえば、遅延波による干渉が存在しなくなる程度の長さのガードインターバルが含まれたプリアンブルを有する OFDM信号を入力とした場合に、このプリアンブルを用いて精度良く遅延波による干渉を除去した状態で、周波数領域において DFTを行うこととした。これにより、前述した実施の形態 1と同様の効果を得ることができるとともに、さらに、高精度な伝搬チャネル応答を得ることができる。

[0046] 実施の形態 4.

図 10は、本発明にかかる OFDM受信装置の構成を示す図である。本実施の形態は、実施の形態 1における EMG部 6に代わり、等化行列を生成する 2つの EMG部 6 c- 1, 6c— 2とその等化行列を合成する EMC (E- Matrix Combiner)部 10cとを備えている。たとえば、 EMG部 6c— 1は、雑音の影響を受けにくい信号等化要素に対して ZF基準を適用し、演算量を削減する。一方、 EMG部 6c— 2は、雑音の影響を受けやすい干渉抑圧要素に対して MMSE基準を適用し、耐干渉性を向上させる。

[0047] ここで、本実施の形態における EMG部 6c— 1, 6c— 2の動作を説明する。まず、等化行列 Eの算出において、前述した式（1) , (2)を満たす Eを求める必要がある。ここでは、 EMG部 6c— 1が、式（12)に示すように、式（1)を ZF基準により解くことにより等化行列 Eを得る。

1

E =S D ^_1S ^τ · '· (12)

1 l'red l'red l'red

[0048] つぎに、 EMG部 6c— 2では、式（13)〖こ示すように、上記式（12)を前述の式（2)に代入し、 MMSE基準により解くことにより等化行列 Eを得る。

0

[0049] [数 3]

(¹³⁾

[0050] なお、 W =W Z ^T, C C ^T= 2Z ^TR Zであり、 σ ²は送信信号電力， σ ²は雑音 c c err err c th c u n 電力， Iは K XKの単位行列を示す。

κ

[0051] そして、 EMC部 10cでは、 EMG部 6c— lの出力である Eと EMG6c— 2の出力である Eを合成し、その合成結果 Eを EMM部 7へ出力する。

0

[0052] 以上により、本実施の形態においては、 ZF基準により等化行列を求める EMG部 6 c 1と、 MMSE基準により等化行列を求める EMG部 6c— 2と、双方の等化行列を合成する EMC部 10cと、を備えることにより、算量の削減および耐干渉性の向上を実現する。これにより、従来方式より優れた特性を従来方式より低演算量で実現することができる。

[0053] 実施の形態 5.

図 11,図 12は、本発明に力かる OFDM受信装置の構成を示す図である。詳細には、図 11は、前述した実施の形態 1の構成に対して本実施の形態の特徴的な処理を適用した場合の一例であり、図 12は、前述した実施の形態 4の構成に対して本実施の形態の特徴的な処理を適用した場合の一例である。

[0054] たとえば、本実施の形態の OFDM受信装置は、前述した実施の形態 1〜4の構成に加えて、さらに、 RG (Reliability Generator)部 l idと SOD (Soft- Output Detector )部 12dを備えている。 RG部 l idは、 EMG部 6または EMC部 10cから出力される等化行列 Eに基づいて各サブキャリアの信頼度を出力する。 SOD部 12dは、 EMM部 7の出力を用いて軟判定値を生成し、さらに、 RG部 l idから出力される信頼度を乗じた軟判定値を出力する。

[0055] ここで、 RG部 1 Idの動作にっ、て説明する。軟判定値における信頼度情報は、通常、受信信号とレプリカとの信号点間距離の差によって求めることができる。しかしながら、実施の形態 1〜4を用いる場合には、受信信号が等化行列 Eにより変換されるため、 SOD部 12dにおいて正しく信頼度情報を得ることができない。そこで、 RG部 1 Idにより信頼度を別途生成する。

[0056] 信頼度情報: Relを生成する場合の一例を次式（14)に示す。

Rel=diag (S ¾S )— ² - -- (14)

l,red l,red

[0057] なお、式（14)では、等化行列 Eの対角要素である信号等化要素の電力の逆数を信頼度情報とし、この信頼度情報は簡易に導出可能である。

[0058] また、信頼度情報: Relを生成する場合の他の一例を次式（15)に示す。

Rel=S ^T{ 1— Ediag (D) }— ¹ - -- (15) [0059] なお、式（15)は、送信信号電力を 1とした場合の等化後の SNRを意味する。この信頼度情報は、等化後 SNRを信頼度とするという意味で、式（14)より正確な信頼度となる。

[0060] また、 SOD部 12dは、サブキャリア毎に判定したビット毎の軟判定値に対して、 RG 部 l idから出力されるサブキャリア毎の信頼度情報を乗算し、ビット毎の軟判定値を出力する。

[0061] このように、本実施の形態においては、 RG部 l idが、等化行列 Eに基づいて各サブキャリアの信頼度を出力し、 SOD部 12dが、遅延波による干渉を抑圧したサブキヤリア毎の周波数情報を用いて軟判定値を生成し、さらに、上記サブキャリア毎の信頼度を乗じた軟判定値を出力することとした。これにより、軟判定値を出力可能な受信装置を得ることができる。

産業上の利用可能性

[0062] 以上のように、本発明にかかる受信装置は、マルチキャリア変調方式を採用する無線通信システムに有用であり、特に、ヌルキャリアが存在しない、もしくは、ヌルキヤリァが少な!/ヽ条件下におヽて、遅延波による干渉を抑圧する受信装置として適して!/、る。

Claims

請求の範囲

[1] マルチキャリア変調方式を採用する無線通信システムに対応し、さらに、遅延波の影響を除去するための特定の信号を除去した後の受信信号に対して DFT(Discrete Fourier Transform)を行う受信装置にお!/、て、

伝搬チャネルを推定するチャネル推定手段と、

前記推定された伝搬チャネルに関する情報 (チャネル情報）に基づ、て受信信号に含まれるパイロット信号を再生するパイロット再生手段と、

受信信号に含まれるパイロット信号をヌルキャリアと仮定し、前記チャネル情報に基づ、て周波数等化を実現するための行列 (周波数等化行列）を生成する行列生成手段と、

前記 DFTの結果から前記再生パイロット信号を減算する減算手段と、

前記周波数等化行列と前記減算後の信号とを乗算する行列乗算手段と、を備えることを特徴とする受信装置。

[2] 前記チャネル推定手段は、前記 DFT処理後の周波数領域の受信信号に基づいて伝搬チャネルを推定することを特徴とする請求項 1に記載の受信装置。

[3] 前記チャネル推定手段は、前記 DFT処理前の時間領域の受信信号に含まれる、送信系列が既知のプリアンブルに基づヽて、伝搬チャネルを推定することを特徴とする請求項 1に記載の受信装置。

[4] さらに、すべての遅延波の影響を除去可能な程度に十分に長い前記特定の信号（第 1の特定信号)とは異なる所定の信号 (第 2の特定信号)が含まれたプリアンブルを有する受信信号を入力とし、前記第 2の特定信号を除去する除去手段と、

前記第 2の特定信号を除去した後のプリアンブルに対して DFTを行う DFT手段と、を備え、

前記チャネル推定手段は、前記 DFT手段にて DFT処理後の、送信系列が既知のプリアンブルに基づ、て伝搬チャネルを推定することを特徴とする請求項 1に記載の受信装置。

[5] マルチキャリア変調方式を採用する無線通信システムに対応し、さらに、遅延波の影響を除去するための特定の信号を除去した後の受信信号に対して DFT(Discrete Fourier Transform)を行う受信装置にお!/、て、

伝搬チャネルを推定するチャネル推定手段と、

前記チャネル情報に基づ!、て周波数等化を実現するための 2つの周波数等化行列を生成する第 1および第 2の行列生成手段と、

前記 2つの周波数等化行列を合成する等化行列合成手段と、

前記合成結果である周波数等化行列と前記減算後の信号とを乗算する行列乗算手段と、

を備えることを特徴とする受信装置。

[6] 前記第 1の行列生成手段が、信号等化要素に対して ZF (Zero Forcing)基準を適用し、前記第 2の行列生成手段が、干渉抑圧要素に対して MMSE (Minimum Mean Square Error)基準を適用することを特徴とする請求項 5に記載の受信装置。

[7] 前記周波数等化行列に基づいてサブキャリア毎の信頼度を生成する信頼度生成手段と、

前記行列乗算手段の出力を用いてサブキャリア毎の軟判定値を生成し、さらに、当該軟判定値に前記信頼度を乗じた結果の軟判定値を出力する軟判定値出力手段とを備えることを特徴とする請求項 1に記載の受信装置。

[8] 前記周波数等化行列に基づいてサブキャリア毎の信頼度を生成する信頼度生成手段と、

前記行列乗算手段の出力を用いてサブキャリア毎の軟判定値を生成し、さらに、当該軟判定値に前記信頼度を乗じた結果の軟判定値を出力する軟判定値出力手段とを備えることを特徴とする請求項 3に記載の受信装置。

[9] 前記周波数等化行列に基づいてサブキャリア毎の信頼度を生成する信頼度生成手段と、前記行列乗算手段の出力を用いてサブキャリア毎の軟判定値を生成し、さらに、当該軟判定値に前記信頼度を乗じた結果の軟判定値を出力する軟判定値出力手段とを備えることを特徴とする請求項 4に記載の受信装置。

前記合成結果である周波数等化行列に基づいてサブキャリア毎の信頼度を生成する信頼度生成手段と、

前記行列乗算手段の出力を用いてサブキャリア毎の軟判定値を生成し、さらに、当該軟判定値に前記信頼度を乗じた結果の軟判定値を出力する軟判定値出力手段とを備えることを特徴とする請求項 5に記載の受信装置,