CN1387704A - 回波补偿装置 - Google Patents

Abstract

一种用于双工传输系统的回波补偿装置,它包括一种回波补偿器(10),用于根据数字发射信号(y)产生一个与数字接收信号(x)进行组合的数字回波补偿信号(yec),以便由此获得被补偿的接收信号。所述的发射信号(y)具有一个不同于接收信号(x)的数据速率或采样频率(fs)。为减少实施费用而在回波补偿路径中和/或在接收信号路径中装设一种数字滤波装置(11,12,15)。

Description

回波补偿装置

本发明涉及一种如权利要求1的前序部分所述的回波补偿装置，尤其是一种在两个传输方向上具有不对称数据速率的双工传输系统所采用的回波补偿装置。

在图5中示出了一种双工传输系统的原理布置，其中同时在传输信道-譬如双导线-的两个方向上传输数据。图5所示的双工传输系统包括一个被分配给电话业务提供商或业务提供商2的中央通信单元1和一个被分配给用户的通信单元2。每个通信单元都具有一个用于发射数字数据的发射机4，所述的数字数据在经过一个发射滤波器5和一个也被称为混合电路的接通装置6之后利用传输线路3被传输给另一通信单元，该数据在那儿又被相应的混合电路6接收，然后通过接收滤波器7被输入到接收机8中。从中央通信单元1到用户通信单元2的传输方向也被称作“下游”方向，而相反的方向被称作“上游”方向。

在两个方向上所发送的信号谱的重叠被称为频率同信道方法。在该情形下，从通信单元的发射机4经相应的混合电路6而被输入到相同通信单元的接收机8上的干扰回波不能通过选择滤波器进行抑制，而从原理上讲这譬如在频率分离信道方法中是可能的，其中，所述的干扰回波是由于发射信号串扰到接收信号上引起的。但频率分离信道方法需要较大的信号带宽，并因此大多比频率同信道方法具有更低的效率。

因此在利用频率同信道方法的传输系统中装设抑制回波补偿器10来抑制干扰的回波效应。在此，以某种方式和方法产生一个尽可能好地与所述干扰发射信号或串扰信号相一致的信号。随后利用加法器9从所述由回波信号和对方原本有用信号所组成的接收信号中减去所述由回波补偿器10产生的回波补偿信号。

由于回波信号极强烈地依赖于传输信道3的输入电阻，所以必须在开始建立连接时自动地调节所述的回波补偿，并在譬如因温度波动而产生信道特性变化的情况下在数据连接期间进行自适应地再调节。因此，一种用于实现回波补偿器10的可能性就在于非递归数字滤波器形式的结构，该滤波器的滤波器系数可以根据被回波补偿的接收信号-也即相应加法器9的输出信号-连续地进行调节，并直接表现为所述回波补偿器10的、时间有限的时间离散和数值离散的脉冲响应。因此所述的滤波器系数对应于回波脉冲响应。

当所述回波补偿器的对应于数字发射信号的输入信号具有非常小的幅度级时，上述回波补偿器10的结构在实现方面是一种较有利的结构，因为在该情形下可以取消为给信号采样值乘以滤波器系数而实现真正的乘法器。因此该结构尤其适用于基带传输系统，譬如用于ISDN用户端。

相反，如果所述的数字发射信号具有与其字长相对应的较大数量的幅度级-正如在ADSL(非对称数字用户线)传输系统中一样-，则必须使用真正的乘法器来实现非递归的数字滤波器，以构成所述的回波补偿器10。于是，该回波补偿器的实施费用基本上取决于需补偿的回波脉冲响应的长度，并因此取决于滤波器系数的数量。由于ADSL传输系统中的滤波器系数的数量可能位于300～600的范围，所以上述回波补偿器的结构并不适用于现代ADSL传输系统。

在US-PS 5,311,759中公开过另一种用于所谓的离散多音调制(DMT)的回波补偿器结构，它也可以适用于ADSL传输系统。它建议把回波补偿器划分为两个级，其中，第一级在频域内工作，并补偿由相应发射信号的周期性部分所引起的回波信号成分，而第二级则在时域内工作，并补偿回波信号的起振成分。与只工作在时域内的非递归滤波器形式的回波补偿器相比，利用这种结构可以减小回波补偿器的整个复杂性。但如其所述，这种结构也需要一个工作在频域内的级。

在许多应用中，如果在两个传输方向上利用非对称的数据速率进行工作，便足以抑制回波效应，这样，譬如从中央通信单元1-也即业务提供商-到用户通信单元2利用较高的数据速率进行传输，而在相反的方向上则利用较低的数据速率进行传输。在ADSL标准中讲述和规定了这类非对称的传输系统。在图5中示出了用于这类ADSL传输系统的两个发射机4的信号带宽。尽管有不同的信号带宽，但发射机4和接收机8在传输信道3的两侧也是时钟同步地进行工作的，也就是说，数字式地产生的下游发射信号的采样频率恰好以因子8高于上游发射信号的采样频率。

本发明所基于的任务在于提供一种用于传输系统的回波补偿装置，所述的传输系统在两个传输方向上利用非对称的数据速率进行工作，其中，所述的回波补偿装置只在时域内工作，并且可以可靠地补偿回波效应，同时又具有比现有技术更低的实施费用。

根据本发明，该任务通过具有权利要求1的特征的回波补偿装置来解决。本发明的有利及优选实施方案由从属权利要求给出。

本发明是基于如下知识，即：如果在补偿路径中、也即在途径所述回波补偿器的信号路径中和/或在接收信号路径中插入一个或多个数字滤波器，则可以大大减小为实现某种剩余回波衰减而需要的回波补偿器的脉冲响应。

如果利用一个比相应接收信号更高的采样频率或数据速率来发送所述的发射信号-譬如在ADSL传输系统中的业务提供商所属的通信单元内便是这种情况-，则可以利用自适应回波补偿器的输入输出端上的合适抽取级、并通过在第一抽取级之前和第二抽取级之后插入特别固定的、也即非自适应的数字滤波器来缩短回波补偿器的脉冲响应长度。

如果利用一个以确定的因子(尤其是因子8)高于相应发射信号的采样频率来采样所述的接收信号-譬如在ADSL传输系统中的用户所属的通信单元内便是这种情况-，则必定在回波补偿器的输出端上会产生具有相应高的采样频率的回波补偿信号。这譬如可以通过采用如下的非递归式滤波器来实现，即该滤波器具有与所述确定的因子相对应数量的不同系数组，其中按每个发射符号为每个采样值设定一个系数组，以便一共构造一个内插级。通过在由此实现的自适应回波补偿器之前和之后插入合适的数字滤波器，在该情形下也可以缩短回波补偿器的所需的脉冲响应，并由此减少了实施费用。

同样，如果所述的接收信号具有一个高于发射信号的采样频率或数据速率，则可以通过内插来提高所述发射信号的数据速率，其中，这是优选逐级地借助设于回波补偿器之前和之后的内插器来实现的。位于接收信号和所述被连接在回波补偿器之后的内插器的输出信号之间的差信号-也即与所述内插误差相对应的误差信号-被有利地用来调节所述被通常构造为自适应非递归式滤波器的回波补偿器。

下面参考附图并借助优选实施例来详细讲述本发明。

图1示出了本发明第一实施例的回波补偿装置，

图2A-2C以图示解释了用图1所示的实施例所实现的优点，

图3示出了本发明第二实施例的回波补偿装置，

图4A示出了在图3所示的实施例中可附加或替换地在接收信号路径内所采用的数字滤波器的频率特性，

图4B以图示解释了用图3所示的实施例所实现的优点，

图5示出了可以应用本发明的双工传输系统的简图，

图6示出了现有技术的回波补偿器的可能结构，

图7A和7B以图示解释了与图6所示的结构有关的缺点，

图8示出了本发明的回波补偿器的可能结构，

图9A和9B以图示解释了与另一已知回波补偿器结构有关的缺点，以及

图10示出了本发明第三实施例的回波补偿装置。

本发明是基于如下知识，即通过在所述回波补偿器的补偿路径中插入特殊的子滤波器系统，可以缩短某种剩余回波衰减所需要的滤波器长度-也即以非递归滤波器形式构造的回波补偿器的滤波器系数数量-。通过在接收信号路径内附加或替换地插入子滤波器系统，可以进一步减小实施费用，其中在该情形下，除了回波信号外还可以影响从对方传输来的有用信号，以便可以在此检验这是否可能不损害所述的有用信号。

由于本发明需要应用于非对称传输系统-也即在两个传输方向上具有不同数据速率的传输系统-，所以必须分开地考虑该传输系统的两侧的回波补偿器结构。

在图5所示的ADSL传输系统中，在上游接收侧-也即在通信单元1的那一侧-接收较窄带的数据信号，而发送较宽带的数据信号。因此，当在时域内实现该通信单元的回波补偿器10时，必须对回波补偿器10的输出信号进行欠采样，以便随后能借助加法器9从相应的接收信号中减去。在一种与ADSL标准相对应的传输系统中，发射机采样频率和接收机采样频率的比譬如为8∶1(2208kHz∶276kHz)。

图6示出了现有技术的相应常规回波补偿器结构。如同上文所述，所述的回波补偿器10被构造为长度为N的非递归滤波器的形式，其滤波器系数为h₀...h_N-1，且利用欠采样器或抽取器14根据比例8∶1对其输出信号进行欠采样。

在图7A中用线性和对数(dB)比例示出了一种典型的回波脉冲响应。从图7A可以看出，只有在许多时钟周期之后才缓和所述的回波脉冲响应。

如果从回波补偿器10的长度起累加所述回波脉冲响应的平方值，则可以根据回波补偿器10的长度或该回波补偿器的系数数量得出关于剩余回波衰减的定量描述，因为只有这些平方值才促成剩余回波。在图7B中就此示出了剩余回波衰减对回波补偿器10的系数数量的依赖性。从图7B可以看出，为实现譬如-80dB(这大致对应于14比特A/D转换器的量化误差)的剩余回波衰减而需要一种具有560个滤波器系数(抽头)的常规回波补偿器。

相反，利用图1所示的回波补偿装置可以实现显著地减小某种剩余回波衰减所需要的回波补偿器10的长度，其中在回波补偿路径中插入了数字滤波器11和12。从原理上讲，可以为滤波器11和12使用任意的滤波器，但总是力图使某个剩余回波衰减所需要的回波补偿器10的长度保持尽可能地小。此外，也可以优选地如此来构造所述的滤波器11和12，使得其滤波器系数为2的幂，这样便可以通过简单的比特位移运算来实现乘以2的幂，并无需昂贵的硬件乘法器。

在传递函数为H1(z)的且输入有相应发射信号y(k)的第一数字滤波器11之后插入一个第一欠采样器13，该欠采样器的采样比例譬如为4∶1，这样，所述的输入数据便利用非常低的采样频率被送到自适应的、且由此可变的回波补偿器10上，这最后便导致了回波补偿器10具有较少数量的必要系数。在回波补偿器10的输出端有一个采样比例譬如为2∶1的另一个欠采样器14，于是回波补偿信号yec(wk)的采样值的采样频率便以w＝8从2.2MHz降到276kHz，并由此与接收信号x(wk)的采样频率相一致。由于所述的自适应回波补偿器是非递归地实现的，所以只须计算所述的采样值。

通过合适地选择所述以接收信号x(wk)的时钟频率进行工作的数字滤波器12的规格，可以进一步减少回波补偿器10所需的系数数量。借助仿真为两个数字滤波器11和12求出如下的传递函数，利用该传递函数可以大大减小所述自适应回波补偿器10的脉冲响应： $H1\left(z\right)={\left(\frac{1}{1-\left(\frac{5}{8}\right)\·z^{-1}}\right)}^6$ $H2\left(z\right)=\left(\frac{1}{1-(1-\frac{1}{16}-\frac{1}{64})\·z^{-1}}\right).$

如果附加地在接收信号路径内再布置另一个数字滤波器15，那么便可以实现进一步减少譬如为剩余回波衰减-80dB而需要的回波补偿器10的系数，其中，所述的滤波器15具有数字滤波器11和12那样的高通特性，并且其滤波器系数优选地用2的幂来表示。

譬如可以为数字滤波器15采用具有如下传递函数的非递归式滤波器： $H3\left(z\right)=H_{\mathrm{NREK}}\left(z\right)={(1-z^{-1})}^n.$ 同样也可以采用具有如下传递函数的递归式滤波器： $H3\left(z\right)=H_{\mathrm{REK}}\left(z\right)=\frac{H_{\mathrm{NREK}}\left(z\right)}{{(1-c_0\·z^{-1})}^m}$ 其中 $c_0=\±(1-2^{-L}),$

其中，L为整数。如果选择m＝n，则可以为递归式滤波器获得如下传递函数： $H3\left(z\right)=H_{\mathrm{REK}}\left(z\right)={\left(\frac{1-z^{-1}}{1-c_0\·z^{-1}}\right)}^n.$

在选择多级数字滤波器的情况下，显然也可以不同地确定所述的反馈系数c₀。一般地，可以为所述工作于时域的数字滤波器15的传递函数获得如下表达式： $H3\left(z\right)=\underset{v=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}\left(\frac{1-z^{-1}}{1-c_v\·z^{-1}}\right)$ 其中 $c_v=\±(1-2^{-L_v}).$

下面尤其来考察数字滤波器15的如下四个传递函数，以便针对减小所述回波补偿器10的长度而显示该数字预滤波器的有效性：H3(z)＝(1-z^-1) $H3\left(z\right)={\left(\frac{1-z^{-1}}{1-\mathrm{0,5}\·z^{-1}}\right)}^2$ $H3\left(z\right)={\left(\frac{1-z^{-1}}{1-\mathrm{0,25}\·z^{-1}}\right)}^2$ $H3\left(z\right)={(1-z^{-1})}^2.$

在图1所示的接收信号路径中为采样频率276kHz的情况下，在图2A中利用a-d特性曲线以上述顺序示出了该滤波器的衰减过程。当选择特殊的数字预滤波器以对接收信号x(wk)进行输入滤波时，需要注意的是，接收信号x(wk)的频谱位于约26kHz～138kHz的范围。

在图2B中以对数比例并利用a-d特性曲线分别示出了当在接收信号路径中采用上述数字预滤波器15时的相应回波脉冲响应，在此，从图2B可以看出，针对每个数字滤波器15可以实现相对于特性曲线e而大大缩短回波脉冲响应，其中特性曲线e对应于没有采用数字预滤波器15的情况。

在图2C中针对图2B所示的情况分别示出了剩余回波衰减对回波补偿器10的系数数量或抽头数量的依赖曲线。从图2C可以看出，利用上述每个数字预滤波器15可以实现大大减少所需的回波补偿器10的滤波器系数数量，其中最有利的是传递函数为H3(z)＝(1-z^-1)²(特性曲线d)的系统，该传递函数相对于没有接收信号滤波的情况(特性曲线e)能实现把系数数量从560(也可以参考图7B)减少到约200。

相对于图1所示的用于数字滤波器11和12的上述传递函数H1(z)和H2(z)的装置，在下面的表格中列出了剩余回波衰减-80dB所需要的回波补偿器10的长度，从中可以看出，当在回波补偿路径或接收信号路径中插入一个数字滤波器时，便已经能够实现大大减小所需的回波补偿器长度。当在回波补偿路径和接收信号路径中均插入数字滤波器时可以获得最佳的结果。

与图5所示的中央通信单元1的上游接收相反，在用户通信单元2的下游接收中用如下的时钟频率对接收信号进行采样，即该时钟频率比经D/A转换器输出的发射信号高出一个因子w。因此在该情形下，回波补偿器10必须在其输出端上按每个发射符号为回波补偿信号产生w个采样值，以便从接收信号中减去所述的回波补偿信号。

在图8中示出了一种相应回波补偿器10的电路框图。该回波补偿器也被实施为非递归式的数字滤波器，但在该情形下包括w个滤波器系数h_i，1...h_i，w，其中按每个发射符号分别为回波补偿信号的采样值设立一个系数组。在回波补偿器的输出端上利用接收信号的较高采样频率在各个系数组的各个输出值之间进行切换，以便按每个发射符号y(wk)为回波补偿信号yec(k)产生w个采样符号。

在下游的接收中，为实现某个剩余回波衰减所需要的回波补偿器10的系数数量以及由此还有实施费用也都是由回波脉冲响应的时间长度确定的。在图9A中就此示出了ADSL传输系统的下游接收机中的回波脉冲响应，其中，特性曲线a涉及没有所谓的“桥式抽头”的CSA6环传输线，而特性曲线b则对应于具有“桥式抽头”的ANSI环13传输线。尤其在美国，经常向用户设立一些在用户之前被较短地分支的电话线，其中只在被分支的电话线的一端连接一个终端。该电话线的其余“隐蔽”端被称为“桥式抽头”，并通常对线路阻抗产生影响。

对于相同的传输线路，在图9B中利用相应的特性曲线a和b示出了分别产生的剩余回波衰减对回波补偿器10的滤波器系数数量的依赖性，也即对抽头数量的依赖性。从图9B可以看出，在两种情形下为实现-80dB的剩余回波衰减均需要回波补偿器10的333个滤波器系数。

因为回波补偿器10的输入和输出端上的采样频率不同，所以为了减小回波补偿器10的实施费用，优选地象上游接收机那样在回波补偿路径内的回波补偿器10的前后分别插入一个数字子滤波器11和12。该下游接收机的相应回波补偿装置如图3所示。从图3也可以看出，接收信号x(k)和回波补偿信号yec(k)是以一个比发射信号y(wk)(譬如276kHz)高出因子w的采样频率(譬如2.2MHz)而出现的。如果上文所述的一样，在该情形下回波补偿器10象图8那样被构造为内插级的形式，以便在输出端上提高更高的采样频率。

优选地，已经借助计算机仿真为数字滤波器11和12求出如下的传递函数，以便减少所述被实施为非递归式滤波器的回波补偿器10的长度，也即减少为实现某种剩余回波衰减所需要的滤波器系数数量： $H1\left(z\right)=\left(\frac{1}{1-\left(\frac{1}{4}\right)\·z^{-1}}\right)\·\left(\frac{1}{1-\left(\frac{5}{8}\right)\·z^{-1}}\right)$ $H2\left(z\right)={\left(\frac{1}{1-\left(\frac{13}{16}\right)\·z^{-1}}\right)}^2\·{\left(\frac{1}{1+\left(\frac{3}{4}\right)\·z^{-1}}\right)}^2.$

尽管这在图3内并没有示出，但如果象图1那样在接收信号路径内插入另一数字滤波器15，则也可以在下游接收中实现进一步减少回波补偿器10的实施费用，其中下面的出发点是所述的另一数字滤波器15具有传递函数 $H3\left(z\right)=\frac{1}{2}\·(1-z^{-1}).$ 在图4A中以对数比例示出了该滤波器15的等效频率特性。

针对上述两种传输线路并通过在接收信号路径中考虑所述的数字滤波器15，在图4B中示出了剩余回波衰减对回波补偿器10的长度的依赖曲线，也即对其抽头数量的依赖曲线。与图9B相比，在该两种情形下通过插入数字滤波器15可以实现大大减小回波补偿器10的实施费用，其中，与CASA6线路(特性曲线a)相比，为实现某种剩余回波衰减(譬如-80dB)而需要为ANSI环13线路(特性曲线b)采取稍微更长的回波补偿器。这显然是因为在ANSI环13线路中在线路一端处设有位于接收机输入端处的分支线。

在下面的表格内列举了在回波补偿路径和接收信号路径中考虑和不考虑数字子滤波器时的所述两种线路所需的回波补偿器长度，其中在数字子滤波器15的接收信号路径中考虑了一种具有传递函数H3(z)＝(1-z^-1)的递归式滤波器。从此可以看出，当在回波补偿路径或在接收信号路径中插入一个数字滤波器时，已经可以实现大大减少所需的回波补偿器长度。当在回波补偿路径和在接收信号路径中均插入数字滤波器时，可以获得最佳的结果。

接收信号路径中的数字滤波器	CSA6环线		ANSI环13线
					在补偿路径中无数字滤波器	在补偿路径中具有两个数字滤波器	在补偿路径中无数字滤波器	在补偿路径中具有两个数字滤波器
	无	333	140	333					172
H3(z)＝(1-z-1)					153	73	205	142

如上所述，所述的回波补偿器10通常由一种自适应非递归式滤波器构成。在下游接收的情况下，也即在用户侧的接收机中，回波补偿器或所述的自适应非递归式滤波器是工作在较高的数据速率上，因此该自适应滤波器会产生大量的滤波器系数数量，以及每个时间单位会产生相应多数量的乘法。下面参考图10来阐述本发明的另一实施例，利用它可以解决该问题。

在图10所示的实施例中，发射信号的低数据速率被逐级地扩大，由此可以利用在该实施例中以较低数据速率工作的、回波补偿器10的自适应非递归式滤波器(FIR滤波器)来如此地模仿一个以较高数据速率工作的且具有未知传递函数的系统-也即所述的回波信号路径-，使得回波信号或接收信号x(k)与回波补偿信号或回波估测值yec(k)之间的平方差的期望值最小化。

为此，按照图10在回波补偿器10之前连接一个第一内插器16，以及在回波补偿器10之后连接一个第二内插器17。借助该两个内插器16和17逐级地提高或扩大所述发射信号y(wk)的譬如以因子w＝8低于回波信号或接收信号x(k)的数据速率。借助加法器19构成接收信号x(k)和内插器17的输出信号之间的差，以便譬如通过LMS(“最小均方”)算法均方地最小化所述的内插误差(譬如通过应用非常有效而又可以实现的正负符号算法)。借助欠采样器或抽取器18使所述差信号或误差读信号的数据速率或采样频率与回波补偿器10的数据速率相匹配。由加法器19产生的差信号或误差信号被用来自适应地调节构成所述回波补偿器10的非递归式滤波器。由于该误差信号在欠采样器18的数据速率压缩之后具有与所述需最小化的输出误差或内插误差相同的统计特性，所以所述的内插误差在静态下也是最小的。

如同在上述的实施例中一样，在回波补偿路径内设立了两个固定的、也即非自适应的数字滤波器11或12，尤其是IIR滤波器。在此，数字滤波器12不是布置在所述的自适应环路中，因此不通过该数字滤波器对回波补偿器10的自适应非递归式滤波器进行上述控制。借助数字滤波器11可以向上文所述的那样进一步减少回波补偿器10所需要的滤波器系数数量，因为不同回波路径的脉冲响应在低频范围内的递归成分具有相同的特性。

回波信号或接收信号x(k)通过延迟元件20被输入到上文已讲述的加法器9中，其中所述的延迟元件20尤其被布置在加法器9和加法器19之间。

如果假定所述回波补偿器10的自适应非递归式滤波器的滤波阶数为N-1，则该自适应非递归式滤波器将需要N个滤波器系数，且计算卷积和需要N/M个乘法，因为通过以因子M扩大可以用内插器16和17分别在两个采样值之间插入M-1个零位。至于所述回波补偿器10的自适应非递归式滤波器的数据速率可以被减少到何种程度，这一方面取决于回波脉冲响应的频率特性，另一方面取决于在扩大数据速率之后从频谱中滤除所产生的反射成分的可能性。

在ADSL系统中，发射信号y(wk)譬如以276kHz的数据速率或频率而存在，而回波信号或接收信号x(k)则以2.2MHz的高数据速率(w＝8)而存在，因此内插器16的数据速率譬如可以按照比例1∶4被提高，内插器17的数据速率譬如按照比例1∶2被提高，而所述的欠采样器18则相应地按照比例2∶1降低数据速率。在该实施例中，延迟元件20具有传递函数z^-2。因此在该具体的实施例中，所述回波补偿器10的自适应非递归式滤波器可以在一个与接收信号x(k)的数据速率一半相对应的数据速率上工作，从而使回波补偿器10的自适应非递归式滤波器所需要的滤波器系数数量被相应地减半。由于数据速率在回波补偿器10之后被提高了因子2，所以采用数字滤波器12来从频谱中滤除或抑制由此所产生的反射成分。尤其可以为数字滤波器12使用固定的四阶IIR滤波器，以便为上述测试信号线路获得所要求的-80dB的剩余回波衰减。相反，数字滤波器11譬如可以是固定的一阶IIR滤波器。

优选地，利用快速卷积来计算回波补偿器10的自适应非递归式滤波器的卷积和，由此可以进一步明显地减少需执行的乘法数量。

与常规的现有技术相比，通过前面用图10所讲述的实施例可以把所述回波补偿器10的自适应非递归式滤波器所需要的滤波器系数数量从560减少到160。需执行的乘法数量可以从154·10⁶减少到22·10⁶，而且每时间单位需执行的乘法数量从70减少到20。

Claims (20)

1.回波补偿装置，

具有一种回波补偿器(10)，用于根据数字发射信号(y)产生数字回波补偿信号(yec)，以及

具有一些信号组合装置(9)，用于把所述的回波补偿信号(yec)与数字接收信号(x)组合起来，以便由此获得被补偿的接收信号，

其中所述的发射信号(y)具有一个不同于接收信号(x)的数据速率(fs)，其特征在于：

在经所述回波补偿器(10)通往所述信号组合装置(9)的回波补偿路径中和/或在把所述接收信号(x)导向所述信号组合装置(9)的接收信号路径中装设一种数字滤波装置(11，12，15)。

2.如权利要求1所述的回波补偿装置，其特征在于：

在所述的回波补偿器(10)之前装设一个第一数字滤波装置(11)以滤波所述的发射信号(y)，以及在所述的回波补偿器(10)和信号组合装置(9)之间装设一个第二数字滤波装置(12)以滤波所述的回波补偿信号(yec)。

3.如权利要求2所述的回波补偿装置，其特征在于：

如此地选择所述第一和第二数字滤波装置(11，12)的传递函数(H1(z)，H2(z))，使得其滤波器系数可以用2的幂来表示，以及

如此地构造所述第一和第二数字滤波装置(11，12)，使得由它们通过比特位移运算来乘以相应的滤波器系数，以进行数字滤波。

4.如权利要求2或3所述的回波补偿装置，其特征在于：

所述的发射信号(y)具有一个以确定的因子(w)高于接收信号(x)的数据速率，以及

所述第一数字滤波装置(11)的传递函数H1(z)具有表达式 $H1\left(z\right)={\left(\frac{1}{1-\left(\frac{5}{8}\right)\·z^{-1}}\right)}^6,$ 以及所述第二数字滤波装置(12)的传递函数H2(z)具有表达式 $H2\left(z\right)=\left(\frac{1}{1-(1-\frac{1}{16}-\frac{1}{64})\·z^{-1}}\right).$

5.如权利要求2～4之一所述的回波补偿装置，其特征在于：

在所述的回波补偿器(10)之前装设一个用于对发射信号(y)进行欠采样的第一欠采样装置(13)，以及在所述的回波补偿器(10)和信号组合装置(9)之间装设一个用于对回波补偿信号(yec)进行欠采样的第二欠采样装置(14)。

6.如权利要求5所述的回波补偿装置，其特征在于：

所述的发射信号(y)具有一个以因子8高于接收信号(x)的数据速率，以及

所述的第一欠采样装置(13)按照比例4∶1执行欠采样，而所述的第二欠采样装置(14)按照比例2∶1执行欠采样。

7.如权利要求5或6所述的回波补偿装置，其特征在于：

所述的第一欠采样装置(13)被装设在所述的第一数字滤波装置(11)和回波补偿器(10)之间，以及

所述的第二欠采样装置(14)被装设在所述的回波补偿器(10)和第二数字滤波装置(12)之间。

8.如权利要求2或3所述的回波补偿装置，其特征在于：

所述的接收信号(x)具有一个以确定的因子(w)高于发射信号(y)的数据速率，以及

所述第一数字滤波装置(11)的传递函数H1(z)具有表达式 $H1\left(z\right)=\left(\frac{1}{1-\left(\frac{1}{4}\right)\·z^{-1}}\right)\·\left(\frac{1}{1-\left(\frac{5}{8}\right)\·z^{-1}}\right),$ 以及所述第二数字滤波装置(12)的传递函数H2(z)具有表达式 $H1\left(z\right)=\left(\frac{1}{1-\left(\frac{1}{4}\right)\·z^{-1}}\right)\·\left(\frac{1}{1-\left(\frac{5}{8}\right)\·z^{-1}}\right).$

9.如权利要求1～3或8之一所述的回波补偿装置，其特征在于：所述的接收信号(x)和回波补偿信号(yec)具有一个以确定的因子(w)高于发射信号(y)的数据速率，以及

所述的回波补偿器(10)被如此地构造为非递归式滤波器的形式，使得其以如下方式产生所述具有以确定的因子(w)被提高的数据速率的回波补偿信号(yec)，即设立与所述确定的因子值相对应数量的不同滤波器系数组，并利用一个与所述高数据速率相对应的采样频率在这些滤波器系数组的输出值之间进行切换，以便按每个发射符号(y)分别给一个采样值设立一个采样系数组。

10.如权利要求1～3或8之一所述的回波补偿装置，其特征在于：

所述的接收信号(x)具有一个以确定的因子(w)高于发射信号(y)的数据速率，

所述的回波补偿器(10)利用一个低于所述接收信号(x)的数据速率的数据速率进行工作，以及

在所述的回波补偿器(10)和信号组合装置(9)之间装设一种用于提高数据速率的装置(17)，以便向该信号组合装置(9)输入所述具有接收信号(x)的数据速率的回波补偿信号(yec)。

11.如权利要求10所述的回波补偿装置，其特征在于：

所述的回波补偿器(10)被构造为自适应非递归式滤波器的形式，以及

通过欠采样装置(18)向所述回波补偿器(10)的自适应非递归式滤波器输入一个位于接收信号(x)和所述用于提高数据速率的装置(17)的输出信号之间的差信号，以进行自适应地调节。

12.如权利要求10或11所述的回波补偿装置，其特征在于：

所述的回波补偿器(10)被布置在所述用于提高数据速率的装置(17)和用于提高数据速率的另一装置(16)之间，其中向所述用于提高数据速率的另一装置(16)输入所述的发射信号(y)。

13.如权利要求12所述的回波补偿装置，其特征在于：

所述的接收信号(x)具有一个以因子8高于发射信号(y)的数据速率，以及

所述连接在回波补偿器(10)之前的用于提高数据速率的另一装置(16)以因子4提高所述的数据速率，而所述连接在回波补偿器(10)之后的用于提高数据速率的装置(17)以因子2提高所述的数据速率。

14.如权利要求10～13之一和权利要求2或3所述的回波补偿装置，其特征在于：

所述的第一数字滤波装置(11)被构造为一阶的递归式数字滤波器的形式，而所述的第二数字滤波装置(12)被构造为四阶的递归式数字滤波器的形式。

15.如上述权利要求之一所述的回波补偿装置，其特征在于：

设立一个数字滤波装置(15)，用于在通过所述信号组合装置(9)将接收信号(x)与所述的回波补偿信号(yec)进行组合之前对该接收信号(x)进行滤波。

16.如权利要求15所述的回波补偿装置，其特征在于：

所述为滤波接收信号(x)而设立的数字滤波装置(15)的传递函数H3(z)具有表达式 $H3\left(z\right)=\underset{v=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}\left(\frac{1-z^{-1}}{1-c_v\·z^{-1}}\right)$ 其中 $c_v=\±(1-2^{-L_v}),$

其中L_v为整数。

17.如权利要求16和权利要求1～7之一所述的回波补偿装置，其特征在于：

所述的发射信号(y)具有一个以确定的因子(w)高于接收信号(x)的数据速率，以及

所述为滤波接收信号(x)而设立的数字滤波装置(15)的传递函数H3(z)具有表达式H3(z)＝(1-z^-1)、 $H3\left(z\right)={\left(\frac{1-z^{-1}}{1-0.5\·z^{-1}}\right)}^2$ 、 $H3\left(z\right)={\left(\frac{1-z^{-1}}{1-0.5\·z^{-1}}\right)}^2$ 、或H3(z)＝(1-z^-1)²。

18.如权利要求15或16和权利要求1～3或8～14之一所述的回波补偿装置，其特征在于：

所述的接收信号(x)具有一个以确定的因子(w)高于发射信号(y)的数据速率，以及

所述为滤波接收信号(x)而设立的数字滤波装置(15)的传递函数H3(z)具有表达式H3(z)＝(1-z^-1)或 $H3\left(z\right)=\frac{1}{2}\·(1-z^{-1}).$

19.双工传输系统，

具有第一通信单元(1)和第二通信单元(2)，以及

具有用于在所述第一和第二通信单元(1，2)之间双向地传输数据的传输信道(3)，其中从所述第一通信单元(1)至所述第二通信单元(2)的数据传输利用一个比相反方向更高的数据速率(fs)来实现，其特征在于：

所述的第一通信单元(1)具有如权利要求1-7或15-17之一所述的回波补偿装置，以及所述的第二通信单元(2)具有如 1-3、8-16或18之一所述的回波补偿装置。

20.如权利要求19所述的双工传输系统，其特征在于：

所述的双工传输系统是一种ADSL传输系统。

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