JP2003513585A

JP2003513585A - エコー補償デバイス

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Publication number: JP2003513585A
Application number: JP2001535310A
Authority: JP
Inventors: ペータージンゲール，; ディートマーシュトロイスニッヒ，; ハインリッヒシェンク，
Original assignee: インフィネオンテクノロジーズアクチェンゲゼルシャフト
Priority date: 1999-11-05
Filing date: 2000-11-03
Publication date: 2003-04-08
Also published as: CN1387704A; WO2001033730A1; CN1201502C; DE50009668D1; KR100450606B1; EP1226660A1; EP1226660B1; KR20020059425A; DE19953347A1

Abstract

(57)【要約】デュプレックス伝送システムのためのエコー補償デバイスは、デジタル送信信号（ｙ）に基づいてデジタルエコー補償信号（ｙｅｃ）を生成するためのエコー補償器（１０）を含む。デジタル送信信号（ｙ）は、エコー補償受信信号を得るために、デジタル受信信号（ｘ）と組み合わされる。送信信号（ｙ）は、受信信号（ｘ）とは異なるデータレートまたはサンプリング周波数（ｆｓ）を有する。デジタルフィルタ（１１、１２、１５）は、実現化を容易にするように、エコー補償経路および／または受信信号経路に加えられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 (エコー補償デバイス）本発明は、請求項１の前文によるエコー補償デバイスに関し、詳細には、双伝
送方向（ｂｏｔｈｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｄｉｒｅｃｔｉｏｎｓ）への非
対称データレートを有するデュプレックス伝送システムのエコー補償デバイスに
関する。

【０００２】デュプレックス伝送システムの基本的な配置を図５で示す。図中では、例えば
、２線回路（ｔｗｏ−ｗｉｒｅｃｉｒｃｕｉｔ）データが伝送チャネルの双方
向に同時に送信される。図５で示されるデュプレックス送信システムは、中央通
信ユニット１を含み、このユニットは通信ユニット２と同様に電話サービスプロ
バイダに割り当てられる。この通信ユニット２は加入者に割り当てられる。各通
信ユニットはデジタルデータを送信する送信器４を有し、デジタルデータは、送
信器フィルタ５、および、伝送ライン３に通じるハイブリッド回路と称するスイ
ッチングデバイス６を介して他の通信ユニットに送信される。ここで、デジタル
データは、再び対応するハイブリッド回路６によって受信され、受信器フィルタ
７を介して受信器８に送信される。中央通信ユニット１の加入者通信ユニット２
への伝送方向は、「ダウンストリーム」方向、および、その反対方向の「アップ
ストリーム」方向と称する。

【０００３】双方向オーバーラップで信号スペクトルが送信される場合は、この信号スペク
トルは、周波数二重帯域モードとして公知である。この場合、通信ユニットの送
信器４によって受信信号入力が、特定のハイブリッド回路６を介して同じ通信ユ
ニットの受信器８に送信されるが、その送信信号の漏話によって引き起こされる
騒々しいエコーは、基本的には周波数分離帯域モードではこれが可能であるよう
に、選択フィルタによって抑制されない。しかし、周波数分離帯域モードは、よ
り大きい信号帯域幅を必要とし、それゆえ概して、周波数二重帯域モードほど効
率的でない。

【０００４】したがって、周波数二重帯域モードを使った伝送システムにおいては、エコー
補償器１０を使ってエコー効果の妨害をなくす。この場合、信号は特定方法で生
成され、信号は可能な限りは、不必要な送信信号または漏話信号に整合させる。
エコー補償器１０によって生成されるエコー補償信号は、その後、エコー信号と
もう一方の側の実際に必要とされる信号とで構成される受信信号から、加算器９
を介して減じられる。

【０００５】エコー信号は、伝送チャネル３の入力抵抗に大幅に依存しているので、エコー
補償は、例えば、温度の変動によってチャンネル特性が変更した場合、データ接
続中の接続準備開始時、および、適応させるための再調整開始時に、自動的に行
われる。それゆえ、エコー補償器１０を実行する可能性は、フィルタ係数がエコ
ー補償された受信信号、すなわち、特定加算器９の送信信号に基づいて連続して
調整され、エコー補償器１０の時間内に限定される時間不連続（ｔｉｍｅ−ｄｉ
ｓｃｒｅｔｅ）および値不連続（ｖａｌｕｅ−ｄｉｓｃｒｅｔｅ）パルス反応を
直接表す、非再帰デジタルフィルタ（ｎｏｎ−ｒｅｃｕｒｓｉｖｅｄｉｇｉｔ
ａｌｆｉｌｔｅｒ）の形成の実施形態に関して存在する。従って、フィルタ係
数はエコーパルス反応に対応する。

【０００６】上記のエコー補償器１０の構造は、特に、信号サンプリング値をフィルタ係数
で乗算するための本当の乗算器の実現化は不要であり得るので、デジタル送信信
号に対応するエコー補償器の受信信号が非常に少ない振幅ステージのみを有する
場合、その実現化に関しては有利な構造である。それゆえ、この構造は、例えば
ＩＳＤＮ加入者接続と同じように、特にベースバンド伝送システムで使われる。

【０００７】デジタル送信信号が、例えば、ＡＤＳＬ伝送システム（非対称デジタル加入者
ライン）にはよくあることだが、そのワード長に対応する比較的多数の振幅ステ
ージを有する場合は、他方では、エコー補償器１０を形成する非再帰デジタルフ
ィルタを実現化する本当の乗算器が使われなければならない。エコー補償器の実
現化の容易さは、本質的には補償されるエコーパルス反応の長さ、およびそれゆ
えフィルタ係数の数値によって異なる。ＡＤＳＬ伝送システムに関するフィルタ
係数の数値は３００から６００の範囲にあり得るので、それゆえエコー補償器の
前述の構造は、今日のＡＤＳＬ伝送システムに適していない。

【０００８】米国特許第５，３１１，７５９号から、いわゆるＤｉｓｋｒｅｔｅＭｕｌｔ
ｉｔｏｎＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＤＭＴ）のエコー補償器のさらにもう１つの
構造は公知であり、この構造はまたＡＤＳＬ伝送システムで使用し得る。この場
合、エコー補償器は２つのステージに分けられることが提唱され、第１のステー
ジは周波数範囲で動作し、特定の送信信号の周期的部分によって影響を受けるエ
コー信号の量を補償する。一方、第２のステージは時間スペクトル内で動作し、
エコー信号の過渡部分を補償する。この構造に関して、エコー補償器の全体的な
複雑さは、非再帰フィルタの形成で時間スペクトラム内のみで動作するエコー補
償器と比べると、低減され得る。しかし、この構造はまた、前述のように、周波
数範囲で動作するステージを必要とする。

【０００９】エコー効果の抑制に関する多くの用途において、非対称データレートで双伝送
方向で動作するのであれば、それはまた十分であり、例えば中央通信ユニット１
、すなわちサービスプロバイダからのデータは、高データレートで加入者通信ユ
ニット２に送信されるとともに、低データレートで反対方向に送信される。この
種の非対称伝送システムはＡＤＳＬ基準に規定および詳細が記されている。この
ようなＡＤＳＬ送信システムの２つの送信器４の信号帯域幅が図５で示されてい
る。異なる信号帯域幅にも関わらず、送信器４および受信器８は伝送チャネル３
の両側で同期サイクルにて動作する。すなわち、デジタルに生成されたダウンス
トリーム送信信号のサンプリング周波数はアップストリーム送信信号のサンプリ
ング周波数よりも正確に８倍大きい。

【００１０】本発明は伝送システムのエコー補償デバイスを作成する目的に基づいており、
このデバイスは、双伝送方向において非対称データレートにて動作し、これによ
ってエコー補償デバイスは時間スペクトラム内のみで動作し、エコー効果は当該
分野の状況と比較すると、低コストの実現化にて確実に補償され得る。

【００１１】本目的は、請求項１の機能を有するエコー補償デバイスによって本発明に従っ
て達成される。従属項は、本発明の有利な、および好適な実施形態を規定する。
本発明は、補償信号経路において、すなわちエコー補償器および／かつ１つまた
はいくつかのデジタルフィルタを介して導く信号経路が受信信号経路に付加され
得る場合には、一定の残存エコー減衰を達成するのに必要なエコー補償器のパル
ス反応はかなり低減され得るという発見事項に基づく。

【００１２】送信信号が、例えばサービスプロバイダに割り当てられた通信ユニットにおけ
るＡＤＳＬ伝送システムにはよくあることだが、特定の受信信号と比較してより
高サンプリング周波数、またはより高データレートで発せられる場合は、エコー
補償器のパルス反応の長さは、第１の間引きステージ前および第２の間引きステ
ージ後に、特別で、持続的な、すなわち非適応デジタルフィルタを挿入すること
によってだけでなく、適応し得るエコー補償器の入力及び出力時の適切な間引き
ステージによっても短縮され得る。

【００１３】特定の送信信号と比較して、受信信号が特定の因数（詳細には、因数８）によ
ってより高いサンプリング周波数でサンプリングされる場合、加入者に割り当て
られた通信ユニットにおけるＡＤＳＬ伝送システムの例の場合も同様に、エコー
補償器の出力において、同様に高いサンプリング周波数でエコー補償信号が生成
される必要がある。これは、例えば、非再帰フィルタを用いて行われ得、このフ
ィルタは、特定の因数に対応する多数の異なる係数率を含む。ここで、各転送記
号の各サンプリング値に関して１つの係数率が提供されて、全体的な補間ステー
ジが形成される。適応性エコー補償器がこの様態で実施される前後に適切なデジ
タルフィルタを追加することにより、この場合、エコー補償器の必要パルス応答
もまた減少され得、従って、実施の費用が減少され得る。送信信号と比較して、
受信信号がより高いスキャン周波数またはデータレートを有する場合も同様に、
送信信号のデータレートは、補間によって増加させられ得る。これは、好適には
、エコー補償器の前に配列された１つの補間回路と、エコー補償器の後に配列さ
れた１つの補間回路との補助によって少しずつ行われる。エコー補償器の背後に
追加された補間回路の受信信号と送信信号との間の差分信号（すなわち、補間誤
差に対応する誤差信号）を使用して、通常、適応性であり、且つ、非再帰フィル
タとして構成されるエコー補償器を調整する。

【００１４】（発明の詳細な説明）本発明は、添付の図面を参照して、好適な実施形態として下記により詳細に説
明される。

【００１５】本発明は、エコー補償器の補償経路に特別な部分フィルタシステムを追加する
ことにより、特定の残留エコー減衰に関して必要なフィルタの長さ（すなわち、
非再帰フィルタの形式に構成されたエコー補償器のフィルタ係数の数）が減少さ
れ得るという発見に基づく。追加として、または、代わりに、受信信号パスに部
分フィルタシステムを追加することにより、実施の費用はさらに減少され得る。
この場合、エコー信号は別として、他の側から転送された所望の信号もまた影響
を受けるため、所望の信号を劣化させることなくこれが可能であるかを調べる必
要がある。

【００１６】本発明は、非対称的な伝送システム（すなわち、両方の転送方向に異なるデー
タレートを有する伝送システム）において使用されることを意図するため、伝送
システムの両側のエコー補償器の構造を個別に考察する必要がある。

【００１７】図５に示すＡＤＳＬ伝送システムの場合、上流の受信側（すなわち、通信ユニ
ット１の側）において、狭帯域のデータ信号が受信されて、広帯域のデータ信号
が送信される。時間スペクトルにおいて、この通信ユニットのエコー補償器１０
を実施する際、エコー補償器１０の送信信号は、それに応じてサブサンプリング
される必要があり、次いで、対応する受信信号から加算器９の補助によって差し
引きされ得る。ＡＤＳＬ規格に対応する伝送システムの場合、送信器のサンプリ
ング周波数と受信器のサンプリング周波数との間の比率は、例えば、８：１（２
２０８ｋＨｚ：２７６ｋＨｚ）である。

【００１８】当該分野の技術水準による類似の従来のエコー補償器の構造が図６に示される
。エコー補償器１０は、すでに述べたように、非再帰フィルタの形式で、長さＮ
で、フィルタ係数ｈ₀．．．ｈ_N-1を有するように構成される。このエコー補償器
１０の送信信号は、比率８：１に対応するサブサンプラーまたは間引き（ｄｅｃ
ｉｍａｔｉｏｎ）ステージ１４によってサブサンプリングされる。

【００１９】一次または対数（ｄＢ）スケールの典型的なエコーパルス応答が図７Ａに示さ
れる。図７Ａから、エコーパルス応答は、非常に多くの周期の後でのみ減衰され
ることが明らかである。

【００２０】エコーパルス応答の２乗の値がエコー補償器１０の長さから総計される場合、
量的なステートメントは、エコー補償器１０の長さまたはエコー補償器の係数の
数に基づく残留エコー減衰によって入手され得る。なぜならば、これらだけが残
留エコーに寄与するからである。これに関連して、エコー補償器１０の係数の数
に基づく残留エコー減衰が図７Ｂに示される。図７Ｂから、例えば、−８０ｄＢ
の残留エコー減衰（１４ビットＡ／Ｄ変換器の量子化誤差にほぼ対応する）を達
成するために、５６０フィルタ係数（Ｔａｐｓ）を有する従来のエコー補償器が
必要であることが明らかである。

【００２１】他方で、特定の残留エコー減衰に必要なエコー補償器１０の長さの劇的な減少
は、図１に示すエコー補償デバイスを用いて達成され得る。このエコー補償デバ
イスにおいて、デジタルフィルタ１１および１２がエコー補償パスに追加される
。原則として、任意のフィルタがフィルタ１１および１２に使用され得るが、試
みとして、特定の残留エコー減衰に必要なエコー補償器１０の長さを最低限に常
時保つことが挙げられる。さらに、フィルタ係数が２の累乗に対応するようにフ
ィルタ１１および１２を構成して、２の累乗による乗法が簡単なビットシフト動
作によって実行され得、合成ハードウェア乗算器を必要としないことが有利であ
る。

【００２２】第１のデジタルフィルタ１１は伝送関数Ｈ１（ｚ）を有し、そこに特定の送信
信号ｙ（ｋ）がフィードされ、この第１のデジタルフィルタ１１の後に、サンプ
リング率が例えば４：１である第１のサブサンプラー１３が追加されて、相当低
いサンプリング周波数で入力データを適応性かつ可変性のエコー補償器１０に与
える。最終的には、エコー補償器１０に関して必要係数がより少なくなるという
結果になる。エコー補償器１０の出力において、サンプリング率が例えば２：１
であるさらなるサブサンプラー１４があり、ｗ＝８の場合のエコー補償信号ｙｅ
ｃ（ｗｋ）のサンプリング値のサンプリング周波数は、全体的に、２．２ＭＨｚ
から２７６ｋＨｚに減少され、受信信号ｘ（ｗｋ）のサンプリング周波数に一致
する。適応性エコー補償器が非再帰実行形式であるため、これらのサンプリング
値のみが計算される必要がある。

【００２３】受信信号ｘ（ｗｋ）のサイクル周波数と協動する、デジタルフィルタ１２を適
切な大きさにすることによって、エコー補償器１０に必要な係数の数をさらに減
少させることが可能である。デジタルフィルタ１１および１２の両方のシミュレ
ーションを用いて、以下の伝送関数が計算された。これにより、適応エコー補償
器１０のパルス応答を相当減少することが可能になる。

【００２４】

【数１２】

【００２５】

【数１３】さらにデジタルフィルタ１５を受信信号経路に追加すると、例えば、−８０ｄ
Ｂの残留エコー減衰（ｒｅｓｉｄｕａｌｅｃｈｏａｔｔｅｎｕａｔｉｏｎ）
に必要なエコー補償器１０の係数の数をさらに減少することが達成され得る。受
信信号経路は、デジタルフィルタ１１および１２と同様、ハイ経路特性および二
つの電力によって好適に記載され得るフィルタ係数を有する。

【００２６】デジタルフィルタ１５に関して、例えば、伝送関数

【００２７】

【数１４】を有する非再帰型フィルタを用いることが可能である。同様に、Ｌが整数である
場合に、伝送関数

【００２８】

【数１５】を有する再帰型フィルタを用いることが可能である。ｍ＝ｎが選択された場合、
再帰型フィルタに関して、伝送関数

【００２９】

【数１６】が得られる。

【００３０】複数ステージのデジタルフィルタが選択された場合、もちろん、フィードバッ
ク係数ｃ₀を異なる大きさで決めることも可能である。

【００３１】概して、時間スペクトラムで機能するデジタルフィルタ１５の伝送関数に関す
る以下の式が得られる。

【００３２】

【数１７】以下に、特にデジタルフィルタ１５の４つの伝送関数を示して、エコー補償器
１０の長さを減少させることに関する、このデジタルプレフィルタの有効性を示
す。

【００３３】

【数１８】

【００３４】

【数１９】

【００３５】

【数２０】

【００３６】

【数２１】図１に示す受信信号経路内の２７６ｋＨｚのサンプリング周波数を用いて、上
述の順序におけるこれらのフィルタの減衰過程を、図２Ａの特性線ａ〜ｄによっ
て記録する。特定のデジタルプレフィルタを、受信信号ｘ（ｗｋ）の入力フィル
トレーションに対して選択した場合、受信信号ｘ（ｗｋ）の周波数スペクトラム
が確実に約２６ｋＨｚ〜１３８ｋＨｚの範囲内になければならない。

【００３７】受信信号経路内の上述のデジタルプレフィルタ１５を用いた場合、個々に対応
したエコーパルス応答を対数目盛における特性線ａ〜ｄと共に図２Ｂに示す。デ
ジタルプレフィルタ１５のそれぞれに関して、エコーパルス応答を相当短くする
ことが、特性線と比較して達成され得、特性線ｅは、デジタルプレフィルタ１５
が用いられない場合に対応することが図２Ｂから理解される。

【００３８】図２Ｂに示す場合に関しては、エコー補償器１０の係数またはタップ数に基づ
いた残留エコー減衰の過程をそれぞれ図２Ｃに示す。図２Ｃから、上述のデジタ
ルプレフィルタ１５のそれぞれによって、エコー補償器１０の必要な係数の数が
相当に減少することが達成され得ることが明らかである。これによる一番の利点
は、システムが伝送関数Ｈ３（ｚ）＝（１−ｚ^-1）²（特性線ｄ）を備えること
であり、受信信号フィルトレーション（特性線ｅ）がない場合に比べて、係数の
数を５６０から（図７Ｂとも比較されたい）約２００に減少することが可能であ
る。

【００３９】図１に示すデジタルフィルタ１１および１２の上述の伝送関数Ｈ１（ｚ）およ
びＨ２（ｚ）に関する構成に対して、−８０ｄＢの残留エコー減衰のそれぞれの
場合に必要なエコー補償器１０の長さを、以下の表に示す。これにより、デジタ
ルフィルタが、エコー補償経路または受信信号経路のいずれかに追加された場合
に、エコー補償器の必要な長さを相当減らすことを達成し得ることが明らかであ
る。最良の結果は、エコー補償経路および受信信号経路の両方にデジタルフィル
タを追加することによって達成される。

【００４０】

【表１】図５に示す中央通信ユニットのアップストリーム受信とは対照的に、加入者通信
ユニット２のダウンストリーム受信を用いて、受信信号は、Ｄ／Ａコンバータを
介して発せられる伝送信号よりｗ倍高いサイクル周波数でサンプリングされる。
したがって、この場合、エコー補償器１０は、エコー補償信号用の出力において
、各伝送シンボルに対してｗ個のサンプリング値を生成する必要がある。これに
より、エコー補償信号は、受信信号から差し引かれ得る。対応するエコー補償器１０のブロック回路図を図８に示す。エコー補償器は再度
、非再帰デジタルフィルタとして構成され、この場合には、ｗフィルタ係数率ｈ _i、1 …ｈ_i、wを含む。これにより、係数率が、各伝送シンボルのエコー補償信号
のサンプリング値のそれぞれに提供される。信号係数率の信号出力値間の切り替
えが、受信信号のより高いサンプリング周波数を用いてエコー補償器の出力で生
じる。これによりｗサンプリングシンボルは、各伝送シンボルｙ（ｗｋ）のエコ
ー補償信号ｙｅｃ（ｋ）に対して生成される。

【００４１】さらに、このダウンストリーム受信によって、特定の残留エコー減衰、したが
って、この実施コストを達成するために必要なエコー補償器１０の係数の数が、
エコーパルス応答の期間によって決定される。これとＡＤＳＬ伝送システムのダ
ウンストリーム受信機内のエコーパルス応答との関係を図９Ａに示す。特性線ａ
は、いわゆる「ブリッジタップ（ｂｒｉｄｇｅＴａｐｓ）」のないＣＳＡ６ル
ープ伝送ラインに関し、特性線は、「ブリッジタップ」を有するＡＮＳＩループ
１３の伝送ラインに対応する。特にアメリカの電話線においては、特性線は、頻
繁に加入者に敷設され、加入者に届くちょうど前に分割される。したがって、分
割された電話線の一端にのみ端子が接続される。この電話線の残りの「ブライン
ド」端は、「ブリッジタップ」と指定され、通常、線インピーダンスの悪化が生
じる。

【００４２】これらの同じ伝送線に関して、エコー補償器１０のフィルタ係数の数に基づい
て（すなわち、タップ数に基づいて）、それぞれの場合の残留エコー減衰を、対
応する特性線ａおよびｂと共に図９Ｂに記録する。図９Ｂから、エコー補償器１
０の３３３フィルタ係数が両方の場合に必要であることが明らかである。

【００４３】エコー補償器１０の実施コストを減らすためには、エコー補償器１０の入力お
よび出力において、エコー補償経路内におけるアップストリーム受信機に類似し
た種々のサンプリング周波数があるため、いずれの場合においても、エコー補償
器１０の前および後にデジタル部分フィルタ１１または１２を追加することに利
点がある。ダウンストリーム受信機の対応するエコー補償構成を図３に示す。図
３から、受信信号ｘ（ｋ）およびエコー補償信号ｙｅｃ（ｋ）が、伝送信号ｙ（
ｗｋ）（例えば、２７６ｋＨｚ）より要素ｗだけ高いサンプリング周波数（例え
ば、２．２ＭＨｚ）を有することも明らかである。すでに上述したように、この
場合のエコー補償器１０は、出力において、より高いサンプリング周波数を提供
するように、補間ステージの形態で図８に類似して構成される。

【００４４】コンピュータシュミレーションの援助を伴うデジタルフィルタ１１および１２
に関しては、非再帰フィルタとして構成されるエコー補償器１０の長さを縮小す
る、すなわち、一定の残余のエコー減衰を達成するのに必要なフィルタ係数の数
を低減するためには、以下の伝送関数が特に有用であると確認される。

【００４５】

【数２２】

【００４６】

【数２３】これは、図３では示されていないが、またダウンストリーム受信に関しては、図
１と同様に、別のデジタルフィルタ１５が受信信号経路に付加される場合は、エ
コー補償器１０の実現化の費用におけるさらなる削減が達成され得、それによっ
て、この別のデジタルフィルタ１５が伝送関数Ｈ３（ｚ）＝（１−ｚ^-1）／２を
所有することが想定される。

【００４７】このフィルタ１５の絶対周波数応答は図４Ａの対数目盛で示される。エコー補
償器１０の長さに基づいた、すなわちタップナンバー（Ｔａｐ−ｎｕｍｂｅｒ）
に基づいた残余のエコー減衰の進行が、図４Ｂにおける受信信号経路内の本デジ
タルフィルタ１５を考慮してすでに考察された２つの伝送ラインに関して示され
る。図９Ｂと比較しても両者とも、デジタルフィルタ１５を付加することによっ
て、エコー補償器１０の実現化の費用の大幅な削減が達成され得る。このために
は、ＣＳＡ６−ライン(特性線ａ）と比較して一定の残余のエコー減衰（例えば
、−８０ｄＢ）に達するためには、なんらかのより長いエコー補償器がＡＮＳＩ
ループ１３ライン（特性線ｂ）に必要である。これは明らかに、ＡＮＳＩループ
１３ラインの場合において、ラインの先端に存在する受信器入力のスタブケーブ
ル上にある。

【００４８】エコー補償経路および受信信号経路内のデジタル部分フィルタを考慮して、お
よび考慮せずに考察された２つのラインに対してエコー補償器の必要な長さが、
以下の表２にまとめられる。これによって、デジタル部分フィルタ１５の受信信
号経路において、伝送関数Ｈ３（ｚ）＝（１−ｚ^-1）を有する再帰フィルタが考
察される。この場合、デジタルフィルタがエコー補償経路または受信信号経路の
いずれかに付加された場合、エコー補償器の必要な長さの大幅な縮小が達成され
得ることは明らかである。エコー補償経路および受信信号経路の両方にデジタル
フィルタを付加することによって最良の結果が得られる。

【００４９】

【表２】すでに述べたように、エコー補償器１０は通常、適応非再帰フィルタによって
形成される。ダウンストリーム受信に関しては、すなわち加入者サイド受信器に
おいては、エコー補償器または適応非再帰フィルタは高データレートで動作し、
その結果、この適応フィルタの各時間単位に対して非常に多数のフィルタ係数お
よびこれに対応して非常に多数の乗算が生じる。図１０に関連して、下記で、こ
の問題が解決され得る本発明のさらに別の実施形態が説明される。

【００５０】図１０で示される実施形態に関して、送信信号の低データレートは、漸次加速
して、その結果、低データレートで動作する本実施形態の場合は、エコーまたは
受信信号ｘ（ｋ）とエコー補償信号またはエコー推定値ｙｅｃ（ｋ）との間の平
方差（ｓｑｕａｒｅｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ）の期待値が最小化されるように、
エコー補償器１０の適応非再帰フィルタ（ＦＩＲ−フィルタ）によって、未知の
伝送関数すなわちエコー信号経路を用いて高データレートで動作するシステムを
模倣することが可能である。

【００５１】この目的のために、図１０によると、第１補間器（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｏｒ
）１６がエコー補償器１０の前に、およびエコー補償器１０の後に、第２補間器
が付加される。この２つの補間器１６および１７の援助にて、エコー信号または
受信信号ｘ（ｋ）と比較すると例えば因数ｗ＝８では低い伝送信号ｙ（ｗｋ）の
データレートは、漸次増加または加速される。加算器１９の援助にて、例えば平
方平均におけるＬＭＳアルゴリズム（「最小の平均平方」）によって(例えば、
非常に有効な代数的アルゴリズムを使うことによって）、補間誤差を最小限にす
るために、受信信号ｘ（ｋ）と補間器１７の送信信号間の差が形成される。サブ
サンプラー（ｓｕｂ−ｓａｍｐｌｅｒ）または間引き器（ｄｅｃｉｍａｔｏｒ）
１８の援助にて、この差分信号または誤差信号の、データレートまたはサンプリ
ング周波数は、エコー補償器１０のデータレートに適合される。加算器１９によ
って生成される差分信号または誤差信号は、エコー補償器１０を形成する非再帰
フィルタを適応調整するように働く。サブサンプラー１８のデータレート圧縮後
の、この誤差信号は、最小にすべき出力誤差または補間誤差と同じ統計的特性を
有するので、補間誤差はまた定常状態でも最小でなければならない。

【００５２】前述の実施形態と同じように、２つの持続的な、すなわち非適応デジタルフィ
ルタ１１または１２は、特にＩＩＲ−フィルタはエコー補償経路において設けら
れる。この場合、デジタルフィルタ１２は適応ループに配置されず、前述のエコ
ー補償器１０の適応非再帰フィルタの調整は、このデジタルフィルタを介して行
われない。低周波数範囲の種々のエコー経路のパルス反応は、それらの再帰部分
に関しては同じように動作するので、記載されるようにデジタルフィルタ１１の
援助にて、エコー補償器１０に必要なフィルタ係数の数はさらに低減される。

【００５３】エコー信号または受信信号ｘ（ｋ）は、遅延デバイス２０を経て前述の加算器
９に伝送される。そのために遅延デバイス２０は、特に加算機９と加算器１９の
間に挿入される。

【００５４】エコー補償器１０の適応非再帰フィルタのフィルタレベルＮ−１が想定される
場合は、適応非再帰フィルタＮに関して、それぞれおいて、２つのサンプリング
値Ｍ〜１の間のＭ倍率の拡大を通じて、ゼロポジションが補間器１６および１７
によって挿入されるので、フィルタ係数及びＮ／Ｍ乗算は、たたみこみ合計を計
算するのに必要とされる。エコー補償器１０の適応非再帰フィルタのデータレー
トがどのくらい減速されるかは、一方ではエコーパルス反応の周波数応答、およ
び、他方では周波数スペクトルから生じるエコー量をフィルタリングするデータ
レートの増加後の可能性によって変わる。

【００５５】送信信号ｙ（ｗｋ）が例えば、２７６ｋＨｚのデータレートまたは周波数を有
するＡＤＳＬシステムに関しては、エコー信号または受信信号ｘ（ｋ）は２．２
ＭＨｚ（ｗ＝８）の高データレートを有する一方、データレートは、例えば比率
１：４に従って補間器１６によって、および、比率１：２に従って補間器１７に
よって増加され得る。また、サブサンプラー１８は比率２：１に従ったデータレ
ートに対応して減少する。この実施形態の場合の遅延デバイス２０は、伝送関数
ｚ^-2を有する。ゆえに、この具体的な実施形態に関しては、エコー補償器１０の
適応非再帰フィルタは、受信信号ｘ（ｋ）のデータレートの半分に相当するデー
タレートで動作し得、従ってエコー補償器１０の適応非再帰フィルタに必要なフ
ィルタ係数値も半減される。エコー補償器１０後のデータレートは、２倍に増加
されるので、デジタルフィルタ１２は周波数スペクトルから生じるエコー量を除
去または消去するのに使われる。デジタルフィルタ１２に関しては、以前に考察
されたテスト信号ラインに必要な−８０ｄＢの残余のエコー減衰を得るために、
特に第４レベルの持続的なＩＩＲ−フィルタが使用され得る。デジタルフィルタ
１１は他方では、例えば第１レベルの持続的なＩＩＲ−フィルタであり得る。

【００５６】エコー補償器１０の適応非再帰フィルタによって行われるたたみこみ合計の計
算は、好ましくは速いたたみこみで実行され、これによって、実行される乗算の
数のさらなる大幅な減少が生じる。

【００５７】図１０による前述の実施形態の援助にて、エコー補償器１０の適応非再帰フィ
ルタに必要なフィルタ係数の数は、当該分野の従来の状態と比較して、５６０か
ら１６０に低減され得る。実行される乗算の数は１５４^・１０⁶から２２^・１０⁶ に低減され得、毎回の単位のために行われる乗算の数は７０から２０に低減され
得る。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、本発明の第１の実施形態によるエコー補償デバイスを示す。

【図２Ａ】図２Ａは、図１に示す実施形態によって達成可能な利点を解説するための図を
示す。

【図２Ｂ】図２Ｂは、図１に示す実施形態によって達成可能な利点を解説するための図を
示す。

【図２Ｃ】図２Ｃは、図１に示す実施形態によって達成可能な利点を解説するための図を
示す。

【図３】図３は、本発明の第２の実施形態によるエコー補償デバイスを示す。

【図４Ａ】図４Ａは、図３に示す実施形態の場合のデジタル信号の周波数応答を示し、こ
れは、追加として、または、代わりに、受信信号パスに追加され得る。

【図４Ｂ】図４Ｂは、図３に示す実施形態によって達成可能な利点を解説するための図を
示す。

【図５】図５は、本発明が使用され得る二重転送システムの概略図を示す。

【図６】図６は、当該分野の技術水準によるエコー補償器に関して可能な構造を示す。

【図７Ａ】図７Ａは、図６に示す構造に付随する不利益を解説するための図を示す。

【図７Ｂ】図７Ｂは、図６に示す構造に付随する不利益を解説するための図を示す。

【図８】図８は、本発明によるエコー補償器に関して可能な構造を示す。

【図９Ａ】図９Ａは、さらに公知のエコー補償器の構造に付随する不利益を解説するため
の図を示す。

【図９Ｂ】図９Ｂは、さらに公知のエコー補償器の構造に付随する不利益を解説するため
の図を示す。

【図１０】図１０は、本発明の第３の実施形態によるエコー補償デバイスを示す。

【符号の説明】

９信号組み合わせ手段１０エコー補償器１１デジタルフィルタデバイス１２デジタルフィルタデバイス

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者シェンク，ハインリッヒドイツ国 81476 ミュンヘン，ファティマシュトラーセ３Ｆターム(参考） 5K027 BB03 DD10 5K046 AA01 BB05 HH11 HH53 HH78 5K050 AA05 BB06 EE09 FF07 FF12

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信および受信方向の非対称データレートを有する伝送シス
テムのためのエコー補償デバイスであって、デジタル送信信号（ｙ）に基づいてデジタルエコー補償信号（ｙｅｃ）を生成
するためにエコー補償経路に配置されたエコー補償器（１０）と、エコー補償受信信号を得るために、エコー補償信号（ｙｅｃ）をデジタル受信
信号（ｘ）と組み合わせる信号組み合わせ手段（９）とを備え、該エコー補償器（１０）を介して該信号組み合わせ手段（９）に通じる該エコ
ー補償経路は、該エコー補償器（１０）の前で該送信信号（ｙ）をフィルタリン
グする第１のデジタルフィルタデバイス（１１）と、該エコー補償器（１０）と
該信号組み合わせ手段（９）との間で該エコー補償信号（ｙｅｃ）をフィルタリ
ングする第２のデジタルフィルタデバイス（１２）とを有することを特徴とする
、エコー補償デバイス。
【請求項２】前記第１および第２のデジタルフィルタデバイス（１１、１
２）の伝送関数（（Ｈ１（ｚ）、Ｈ２（ｚ））は、そのフィルタ係数が２の累乗
で記載されるように選択され、前記第１および第２のデジタルフィルタデバイス
（１１、１２）は、それらが、デジタルフィルタ作用のためのビットシフト動作
によって特定のフィルタ係数で乗算を行なうように設計されることを特徴とする
、請求項１に記載のエコー補償デバイス。
【請求項３】前記送信信号（ｙ）は、前記受信信号（ｘ）より特定の因数
（ｗ）だけ大きいデータレートを有し、前記第１のデジタルフィルタデバイス（
１１）の伝送関数Ｈ１（ｚ）は、式【数１】に対応し、前記第２のデジタルフィルタデバイス（１２）の伝送関数Ｈ２（ｚ）
は、式【数２】に対応することを特徴とする、請求項１または２に記載のエコー補償デバイス。
【請求項４】前記エコー補償器（１０）の前に第１の低サンプリングデ
バイス（１３）が、前記送信信号（ｙ）をサブサンプリングするように設けられ
、該エコー補償器（１０）と前記信号組み合わせ手段（９）との間に第２のサブ
サンプリングデバイス（１４）が、該エコー補償信号（ｙｅｃ）をサブサンプリ
ングするように設けられる、請求項１〜３のいずれかに記載のエコー補償デバイ
ス。
【請求項５】前記送信信号（ｙ）は、前記受信信号（ｘ）より因数８だけ
大きいデータレートを有し、前記第１のサブサンプリングデバイス（１３）は、
比４：１にしたがってサブサンプリングを実行し、前記第２のサブサンプリング
デバイス（１４）は、比２：１にしたがってサブサンプリングすることを特徴と
する、請求項４に記載のエコー補償デバイス。
【請求項６】前記第１のサブサンプリングデバイス（１３）は、前記第１
のデジタルフィルタデバイス（１１）と前記エコー補償器（１０）との間に設け
られ、前記第２のサブサンプリングデバイス（１４）は、前記エコー補償器（１
０）と前記第２のデジタルフィルタデバイス（１２）との間に設けられることを
特徴とする、請求項４または５に記載のエコー補償デバイス。
【請求項７】前記受信信号（ｘ）は、前記送信信号（ｙ）より特定の因数
（ｗ）だけ大きいデータレートを有し、前記第１のデジタルフィルタデバイス（
１１）の伝送関数Ｈ１（ｚ）は、式【数３】に対応し、前記第２のデジタルフィルタデバイス（１２）の伝送関数Ｈ２（ｚ）
は、式【数４】に対応することを特徴とする、請求項１または２に記載のエコー補償デバイス。
【請求項８】前記受信信号（ｘ）および前記エコー補償信号（ｙｅｃ）は
前記送信信号（ｙ）より特定の因数（ｗ）だけ大きいデータレートを有し、該特
定の因数の値に対応する数がさまざまなフィルタ係数レートに提供され、それら
の間の出力値が、該より大きいデータレートに対応するサンプリング周波数で切
り換えられることによって、前記エコー補償器（１０）は、該特定の因数（ｗ）
だけ大きいデータレートで該エコー補償信号（ｙｅｃ）を作成するので、サンプ
リング値のためのフィルタ係数レートは、それぞれ、送信記号（ｙ）ごとに提供
されるように、該エコー補償器（１０）は、非再帰フィルタの形態で構成される
ことを特徴とする、請求項１〜２、７のいずれかに記載のエコー補償デバイス。
【請求項９】前記受信信号（ｘ）は、前記送信信号（ｙ）より特定の因数
（ｗ）だけ大きいデータレートを有し、前記エコー補償器（１０）は、該受信信
号（ｙ）のデータレートよりも低いデータレートで動作し、該エコー補償信号（
ｙｅｃ）を該受信信号（ｘ）の該データレートで前記信号組み合わせ手段（９）
に供給するために、該エコー補償器（１０）と該信号組み合わせ手段（９）との
間に該データレートを増加させる手段（１７）が設けられることを特徴とする、
請求項１〜２、７のいずれかに記載のエコー補償デバイス。
【請求項１０】前記エコー補償器（１０）は、適合非再帰フィルタの形態
で構成され、適合調整するために、前記データレートを増加させる手段（１７）
の前記受信信号（ｘ）と前記送信信号との間の差分信号を、サブサンプリングデ
バイス（１８）を介して、該エコー補償器（１０）の適合非再帰フィルタに供給
することを特徴とする、請求項９に記載のエコー補償デバイス。
【請求項１１】前記エコー補償器（１０）は、前記データレートを増加さ
せる手段（１７）と、前記データレートを増加させるさらなる手段（１６）との
間に配置され、それにより、前記送信信号（ｙ）は、該データレートを増加させ
るさらなる手段（１６）に供給されることを特徴とする、請求項９または１０に
記載のエコー補償デバイス。
【請求項１２】前記受信信号（ｘ）は前記送信信号（ｙ）より因数８だけ
大きいデータレートを有し、前記データレートを増加させるさらなる手段（１６
）は、前記エコー補償器（１０）が該データレートを因数４だけ増加させる前に
挿入され、前記データレートを増加させる手段（１７）は、該エコー補償器（１
０）が該データレートを因数２だけ増加させる後に挿入されることを特徴とする
、請求項１１に記載のエコー補償デバイス。
【請求項１３】前記第１のデジタルフィルタデバイス（１１）は、第１の
レベルの再帰デジタルフィルタの形態で構成され、前記第２のデジタルフィルタ
デバイス（１２）は、第４のレベルの再帰デジタルフィルタの形態で構成される
ことを特徴とする、請求項１、２、９〜１２のいずれか１つに記載のエコー補償
デバイス。
【請求項１４】前記信号組み合わせ手段（９）によって前記エコー補償信
号（ｙｅｃ）と組み合わせる前に、前記受信信号（ｘ）をフィルタリングするよ
うにデジタルフィルタデバイス（１５）が設けられることを特徴とする、請求項
１〜１３のいずれか１つに記載のエコー補償デバイス。
【請求項１５】前記受信信号（ｘ）をフィルタリングするように設けられ
た前記デジタルフィルタデバイス（１５）の伝送関数Ｈ３（ｚ）は式【数５】に対応し、Ｌｖは整数であることを特徴とする、請求項１４に記載のエコー補償
デバイス
【請求項１６】前記送信信号（ｙ）は前記受信信号（ｘ）より特定の因数
（ｗ）だけ大きいデータレートを有し、該受信信号（ｘ）をフィルタリングするように設けられたデジタルフィルタデ
バイス（１５）の伝送関数Ｈ３（ｚ）は式【数６】【数７】【数８】または【数９】に対応することを特徴とする、請求項１〜６、１５のいずれか１つに記載のエコ
ー補償デバイス。
【請求項１７】前記受信信号（ｘ）は前記送信信号（ｙ）より特定の因数
（ｗ）だけ大きいデータレートを有し、該受信信号（ｘ）をフィルタリングする
ように設けられたデジタルフィルタデバイス（１５）の伝送関数Ｈ３（ｚ）は式【数１０】または【数１１】に対応することを特徴とする、請求項１〜２、７〜１３、１４、１５のいずれか
１つに記載のエコー補償デバイス。
【請求項１８】第１の通信ユニット（１）および第２の通信ユニット（２
）と、該第１および第２の通信ユニット（１、２）の間にデータを双方向送信す
るための送信チャネル（３）とを有し、それにより、該第１の通信ユニット（１
）のデータは、逆方向より大きいデータレート（ｆｓ）で該第２の通信ユニット
（２）に送信され、該第１の通信ユニット（１）は、請求項１〜６、１４〜１６のいずれか１つに
従ったエコー補償デバイスを有し、該第２の通信ユニット（２）は、請求項１、
２、７〜１５、１７のいずれか１つに従ったエコー補償デバイスを有することを
特徴とする、デュプレックス伝送システム。
【請求項１９】前記デュプレックス伝送システムはＡＤＳＬ伝送システム
であることを特徴とする、請求項１８に記載のデュプレックス伝送システム。