CN1322729C - 用于补偿信号中的干扰的电路装置及方法 - Google Patents

用于补偿信号中的干扰的电路装置及方法 Download PDF

Info

Publication number
CN1322729C
CN1322729C CNB031602053A CN03160205A CN1322729C CN 1322729 C CN1322729 C CN 1322729C CN B031602053 A CNB031602053 A CN B031602053A CN 03160205 A CN03160205 A CN 03160205A CN 1322729 C CN1322729 C CN 1322729C
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
signal vector
phasor
error
error correction
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CNB031602053A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1497860A (zh
Inventor
海因里希·申克
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies Wireless Solutions Ltd
Infineon Technologies AG
Intel Germany Holding GmbH
Original Assignee
Infineon Technologies AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of CN1497860A publication Critical patent/CN1497860A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1322729C publication Critical patent/CN1322729C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

本发明提供了一种用于补偿由离散多音频调制所产生的信号中的干扰的方法和电路装置，通过离散多音频调制产生的信号在频域上表现出多个载波频率，这些载波频率用于通过传输信道传输数据，而且每个载波频率均表现出信号矢量(an′，bn′)，所述电路装置包括：多个第一加法器电路(18，19)，将第一误差信号矢量提供给多个第一加法器电路，并与至少一个第一信号矢量(an′，bn′)相加，以便产生误差修正第一信号矢量(an *，bn *)；以及多个第一乘法器电路(14，15，16，17)，位于多个第一加法器电路(18，19)之前，将第一误差信号矢量与可调整的系数(Caa (n)、Cba (n)、Cbb (n)、Cab (n))相乘，第一误差信号矢量是不用于通过传输信道传输数据的载波频率的信号矢量(ar，br)。

Description

用于补偿信号中的干扰的电路装置及方法
技术领域
本发明涉及一种用于补偿由离散多音频(multitone)调制所产生的信号中的干扰的电路装置以及一种用于补偿由离散多音频调制所产生的信号中的干扰的方法。
背景技术
离散多音频调制(DMT)——也称为多载波调制——是一种特别适用于通过线性失真信道传输数据的调制方法。与诸如幅度调制等只有一个载波频率的所谓单载波方法相比，在离散多音频调制中使用了多个载波频率。在这类调制中，信号由多个正弦信号组成，每个独立的信号具有一个载波频率，并通过正交幅度调制(QAM)进行幅度和相位调制。这样提供了多个正交幅度调制的或QAM调制的信号。在这种结构中，每个载波频率可以传输特定的比特数。由于适应数据速率的灵活性或传输信道或干涉环境的传输谱的灵活性，与单载波方法相比可以获得优势。例如，离散多音频调制被用于以规定的OFDM(正交频分复用)进行数字音频广播(DAB)，以及用于通过如ADSL(不对称数字用户线)等中的电话线传输数据。
在ADSL中，借助于DMT调制信号，沿着通过电话网络的连接从交换中心向用户传输数据。在本文中，ETSI和ANSI标准规定每个载波频率具有大约4kHz的带宽，以及最大传送15比特/秒/赫兹。比特/秒/赫兹的实际数目对于每个载波频率可以不同，结果，数据速率和传输谱可以与传输信道相匹配。
DMT传输系统具有将要传输的串行数字数据信号的比特组合成数据块(block)的编码器。根据QAM调制的缩放比例，在每种情况下，将复数分配给块中特定的比特数。复数代表离散多音频调制的载波频率，fi＝i/T，其中，i＝1，2，L，N/2，所有载波频率fi等间距分布。T是一个数据块的周期。通过傅立叶逆变换(IFT)将由信号矢量代表的载波频率转换到时域中，其中载波频率直接表示要传输的DMT信号的N个采样。复信号矢量可以被认作数据块中要传输的余弦振动(实部)和正弦振动(虚部)的复振幅。如果为N选择2的幂，则可以将快速傅立叶逆变换(IFFT)用于向时域的转换中，将极大地降低实现强度。
在快速傅立叶逆变换之后，执行循环前缀(cyclic prefix)，将最后M(M＜N)个采样再次附加到数据块的开始。结果，当由传输信道产生的恢复信号依照时间TgM/N、在M个采样之后衰减时，向接收机模拟周期性信号。通过循环前缀可以极大地降低接收机中所需的均衡量，由于在接收机中进行解调之后，只需要与传输信道的逆传递函数相乘，以便消除传输信道的线性失真。对于每个载波频率都需要一次复数或四次实数乘法。
在ADSL中，传输信道是双线线路(成对的铜线)。与数据块长度相比，双线线路需要大量的时间来恢复，所述恢复需要相对较大的循环前缀。另一方面，循环前缀所需的额外传输容量应当尽可能的低。对于N＝512的数据块长度，ADSL规定了M＝32的循环前缀。但是，双线线路的恢复在M＝32的数值之后并未衰减。结果，在接收机中产生了不能通过频域中的均衡器消除的干扰。
借助于特殊的信号处理措施，可以在接收机中降低这种干扰。为此目的，在解调器的前面与时域均衡器(TDEQ)相连。时域均衡器被构造为具有可调节系数的数字横向滤波器。时域均衡器的功能在于缩短传输信道的恢复，或者分别缩短由发射机、传输信道和时域均衡器组成的整个系统的冲激响应。因此，如果可能的话，数字横向滤波器的冲激响应数值的数目必须小于循环前缀的采样数目M。在1996年1月IEEE Trans.On Comm.、第44卷、第1号的Al-Dhahir，N.，Cioffi，J.M.，“Optimum Finite-Length Equalization for MulticarrierTransceivers”中可以找到这种时域均衡器的设计。但是，这种时域均衡器的缺点是较高的附加电路复杂性，这是由于用作时域均衡器的数字横向滤波器所表现出来的大量系数(在20到40个系数之间)而导致的。这种时域均衡器的另一个缺点是较高的计算强度，利用20到40个系数的滤波器长度，约为每秒5千万到1亿次乘法，并与相应较高的电路复杂度相关联。此外，必须调整每个系数，以便适应数字横向滤波器。
图5示出了一种电路装置，在DE 199 01 465中对其进行了描述，用于在接收机端补偿通过离散多音频调制而产生的信号中的干扰。串行/并行转换器1接收通过离散多音频调制而产生的信号IN的数字采样。串行/并行转换器1由所提供的数字采样形成数据块，一个数据块具有提供给解调器2的多个N路并行信号，其中N应当是2的幂。解调器2是快速傅立叶变化解调器，将时域中提供的多个N路并行信号转换为频域中的多个n载波频率f1～fn，每个载波频率均用于离散多音频调制中的正交幅度调制(QAM)。每个载波频率具有信号矢量a1，b1到an，bn。每个信号矢量都有代表复数的实部和虚部的两个元素。复数的数值和相位与载波频率下QAM调制的信号相关联。各个载波频率也被称为频率信道或信道。例如，在ADSL中，在每种情况下，256个载波频率间隔4.3125kHz，与30.1875kHz到1078.125kHz的频谱相对应的载波频率7到250用于信号传输，而以下直到4kHz的频率范围用于语音传输。
对应于多个信号矢量或载波频率，提供了n个频域均衡器3-1，…，3-n(FDEQ)来均衡信号矢量a1，b1到an，bn。频域均衡器用于信号矢量的信道均衡。频域均衡器将其输入信号与各自的逆复数信道传递函数值相乘。为此目的，可以使每个频域均衡器适应对每个载波特定的传输信道的传递函数。在每个频域均衡器3-1，…，3-n的输出端，在所有情况下均输出均衡信号矢量a1′，b1′到an′，bn′。
在所有情况下，每个频域均衡器3-1，…，3-n的后面分别为判决电路4-1或4-n。判决电路确定将QAM调制载波频率的信号状态空间中的哪个信号状态分配给所提供的信号矢量。信号状态对应于具有离散值幅度和离散值相位的离散值信号矢量a1″，b1″到an″，bn″。将信号矢量正确地分配给离散值信号矢量的决定因素在于通过传输尽可能小地被干扰的信号矢量。
在所有情况下，每个判决电路4-1，…，4-n的后面分别为解码器电路5-1或5-n。解码器电路从所提供的离散值信号矢量a1″，b1″到an″，bn″，解码包含在信号矢量中的二进制信号OUT0到OUTn。
将任意的均衡信号矢量a1′，b1′作为参考信号矢量。从而，分配给参考信号矢量的频道被称为参考频道。第一判决电路4-1将参考频道的参考信号矢量转换为离散值参考信号矢量a1″，b1″。参考信号矢量用于修正所有其他信号矢量。由于独立信号矢量的相互依赖，这是可能的。
从参考信号矢量，产生用于修正所有其他信号矢量的误差信号矢量。为此目的，将参考信号矢量的实部a1′和离散值实部a1″提供给第一减法电路6，并从一个中减去另一个。在第一减法电路6的输出端，输出代表包含在误差信号矢量Δa1，Δb1中的误差信号的复数的实部Δa1。将参考信号矢量的虚部b1′和离散值虚部b1″相应地提供给第二减法电路7。在第二减法电路7的输出端，输出代表包含在误差信号矢量Δa1，Δb1中的误差信号的复数的虚部Δb1。用于从参考信号矢量的元素形成误差信号矢量的元素的公式为：
Δa1＝a1′-a1″和Δb1＝b1′-b1″
但是，借助于系数，使误差信号矢量Δa1，Δb1适应要修正的信号矢量，并针对与要修正的频道相对应的信号矢量的修正，与之相加。
在以下的内容中，以与均衡信号矢量an′，bn′相对应的任意频道为示例，对此方法进行描述。除表示参考信号矢量的频道之外，对每个频道进行修正。将误差信号矢量的实部Δa1提供给第一乘法器电路8，同时并行地提供给第二乘法器电路11。第一乘法器电路8将误差信号矢量的实部Δa1与第一系数Caa n相乘。第二乘法器电路11将误差信号矢量的实部Δa1与第二系数Cab n相乘。将误差信号矢量的虚部Δb1提供给第三乘法器电路9，同时并行地提供给第四乘法器电路10。第三乘法器电路9将误差信号矢量的虚部Δb1与第三系数Cba n相乘。第四乘法器电路10将误差信号矢量的虚部Δb1与第四系数Cbb n相乘。
将第一乘法器电路8和第三乘法器电路9的输出信号提供给第一加法器电路12。将频域均衡器3-n的输出端输出的均衡信号矢量an′，bn′的实部an′也提供给第一加法器电路12。第一加法器电路12将所提供的三个信号相加，得到信号矢量的误差修正实部an *。将第二乘法器电路11和第四乘法器电路10的输出信号提供给第二加法器电路13。将频域均衡器3-n的输出端输出的均衡信号矢量an′，bn′的虚部bn′也提供给第二加法器电路13。在第二加法器电路13的输出端，第二加法器电路13将所提供的三个信号相加，输出信号矢量的误差修正虚部bn *。
上述方法可以通过以下公式表示：
an *＝an′+Caa n·Δa1+Cba n·Δb1
bn *＝bn′+Cab n·Δa1+Cbb n·Δb1
将误差修正信号矢量an *，bn *的误差修正实部an *和误差修正虚部bn *提供给第二判决电路4-n，第二判决电路4-n分别将误差修正实部an *和误差修正虚部bn *转换为离散值信号矢量an″，bn″的离散值实部an″或离散值虚部bn″。将离散值信号矢量an″，bn″提供给解码器电路5-n。解码器电路5-n从所提供的信号矢量解码信号OUTn。
在这种方法中，对于除参考信号矢量之外的每个信号矢量，依照要修正的频道，对误差信号矢量进行加权，并与该频道相关的均衡信号矢量相加。通过如均方误差(MSE)算法等误差最小化的迭代算法，可以逐步调整用于对误差信号矢量进行加权的加权系数Caa n、Cba n、Cab n和Cbb n。
Caa n(k)＝Caa n(k-1)-g·Δa1(k)·Δan(k)
Cbb n(k)＝Cbb n(k-1)-g·Δb1(k)·Δbn(k)    (1)
Cab n(k)＝Cab n(k-1)-g·Δa1(k)·Δbn(k)
Cba n(k)＝Cba n(k-1)-g·Δb1(k)·Δan(k)
k表示离散时间，而g指定了修正变量。为了依照公式(1)计算加权系数Caa n、Cba n、Cab n和Cbb n，需要参考信号矢量的误差信号矢量Δa1，Δb1和要修正的第n个信道的误差信号矢量Δan，Δbn。于是，依照参考频道的误差信号矢量形成要修正的第n个信道的误差信号矢量Δan，Δbn。
如果只是要修正较低频带中的信号矢量，利用对称加权系数Caa n、Cba n、Cab n和Cbb n的简化算法就足够了。例如，这可以是使用前述解调器2和串行/并行转换器1的时域均衡器时的情况。则对时域均衡器的要求少于对没有干扰补偿的时域均衡器的要求。在这种情况下，如下计算加权系数Caa n、Cba n、Cab n和Cbb n：
Cbb n(k)＝Caa n(k-1)    (2a)
Cba n(k)＝-Cab n(k-1)
由于加权系数的对称性，方便地降低了存储加权系数所需的存储空间。在这种情况下，用于调整的算法如下：
Caa n(k)＝Caa n(k-1)-g·(Δa1(k)·Δan(k)+Δb1(k)·Δbn(k))    (2b)
Cab n(k)＝Cab n(k-1)-g·(Δa1(k)·Δbn(k)-Δb1(k)·Δan(k))
为了简化乘法，将修正变量g选为幂2-p。结果，可以将简单的移位寄存器用于通过修正参数的乘法。仅仅通过利用误差信号矢量的实部Δai和虚部Δbi的符号，可以获得进一步的简化(同样应用于按照公式(2b)的简化算法)。从而，将公式(2b)括号中的乘法减少为一比特操作。
这种方法的一个优势在于当必须以FFT解调器的模块时钟速率进行补偿时，降低了实现强度，另一方面，能够以简单的方式调整系数。
但是，对于参照图5的上述补偿方法的精确分析表明，利用参考频道，对传输信道的恢复所引起的误差的完全消除只有在以下条件下才是可能的：
1)在一个FFT解调器模块之后，恢复必须衰减；以及
2)必须能够通过二阶传递函数描述包括传输和接收滤波器的传输信道，或者，分别地，必须能够通过具有常系数的二阶线性差分公式描述恢复。
由于通常能够满足第一个条件，而通常不能满足第二个条件，通过图5的电路装置也不能够完全消除由恢复所引起的误差。仍然存在残余误差。因而，图5所示的电路装置的缺点在于，在具有较差恢复能力的系统中，不能以所需精度补偿恢复，使得上述方法和上述电路结构只能用于这些情况中的有限范围。
图5所示的电路结构的另一缺点在于参考信号矢量的频道，即参考频道完全不能用于数据传输，因为并未对其进行补偿。此外，由参考频道引起的错误判决可以导致在所考虑的FFT模块中的误差的倍增。
图5所示的电路结构的另一缺点在于电路非常复杂。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于补偿由离散多音频调制所产生的信号中的干扰的方法以及一种用于实现此方法的电路装置，所述电路装置简单，而且能够实现有效、无误差的数据传输。
通过一种用于补偿由离散多音频调制所产生的信号中的干扰的电路装置和一种用于补偿由离散多音频调制所产生的信号中的干扰的方法来获得此目的。
本发明涉及一种用于补偿由离散多音频调制(DMT)所产生的信号中的干扰的电路装置，通过离散多音频调制产生的信号在频域上表现出多个载波频率，这些载波频率用于通过传输信道传输数据，而且每个载波频率均表现出信号矢量，所述干扰是由于传输信道的恢复引起的，针对从所述信号矢量中选择的第一信号矢量中的每一个、和与之对应的误差修正第一信号矢量，所述电路装置包括：第一组多个第一加法器电路，将第一误差信号矢量提供给所述多个第一加法器电路，并由所述多个第一加法器电路将所述第一误差信号矢量与第一信号矢量相加，以便产生误差修正第一信号矢量；以及第一组多个第一乘法器电路，位于所述第一组多个第一加法器电路之前，将所述第一误差信号矢量与可调整的系数相乘，所述第一误差信号矢量是不用于通过传输信道传输数据的载波频率的信号矢量。
按照所述电路装置的一个优选改进，所述第一误差信号矢量是与用于通过所述传输信道传输数据的载波频率在频域上相邻的载波频率的信号矢量。
按照所述电路装置的另一优选改进，所述第一误差信号矢量是在频域上直接位于用于通过所述传输信道传输数据的载波频率之前的载波频率的信号矢量。
按照所述电路装置的另一优选改进，针对每一个第一信号矢量、与之对应的误差修正第一信号矢量、和与之对应的改进误差修正第一信号矢量，所述电路装置还包括：至少另一组多个第一加法器电路，在所述第一组多个第一加法器电路之后，将至少一个另一误差信号矢量分别提供给所述至少另一组多个第一加法器电路，并由所示至少另一组多个第一加法器电路分别将相应的另一误差信号矢量与由前一组多个第一加法器电路输出的误差修正第一信号矢量相加，以便产生改进误差修正第一信号矢量，作为针对下一组多个第一加法器电路的误差修正第一信号矢量或最终得到的改进误差修正第一信号矢量；以及至少另一组多个第一乘法器电路，分别位于所述至少另一组多个第一加法器电路之前，将相应的另一误差信号矢量与可调整的系数相乘。
按照所述电路装置的另一优选改进，所述相应的另一误差信号矢量是不用于通过传输信道传输数据的载波频率的信号矢量。
按照所述电路装置的另一优选改进，所述相应的另一误差信号矢量在各种情况下是特定误差信号矢量的先前版本。
按照所述电路装置的另一优选改进，所述电路装置还包括至少一个缓冲器电路，用于存储误差信号矢量的先前版本。
按照所述电路装置的另一优选改进，针对一个特定的第一信号矢量、和与之对应的误差修正第一信号矢量，所述电路装置还包括：判决电路，将相应的误差修正第一信号矢量映射为相应的离散值第一信号矢量；以及减法电路，用于将所述一个特定的第一信号矢量和相应的离散值第一信号矢量从一个中减去另一个，形成第二误差信号矢量，所述第二误差信号矢量用于产生与所述一个特定的第一信号矢量的载波频率直接相邻的载波频率的第二信号矢量的误差修正第二信号矢量。
按照所述电路装置的另一优选改进，针对所述第二信号矢量、和与之对应的误差修正第二信号矢量，所述电路装置还包括：多个第二加法器电路，将所述第二误差信号矢量提供给所述多个第二加法器电路，并由所述多个第二加法器电路将所述第二误差信号矢量与所述第二信号矢量相加，以便产生所述误差修正第二信号矢量；以及多个第二乘法器电路，位于所述多个第二加法器电路之前，并将所述第二误差信号矢量与可调整的系数相乘。
按照所述电路装置的另一优选改进，针对所述第二信号矢量、和与之对应的误差修正第二信号矢量，所述电路装置还包括：另外的判决电路，将相应的误差修正第二信号矢量映射为相应的离散值第二信号矢量；以及另外的减法电路，用于将所述第二信号矢量和相应的离散值第二信号矢量从一个中减去另一个，形成第三误差信号矢量，所述第三误差信号矢量用于产生与所述第二信号矢量的载波频率直接相邻的载波频率的第三信号矢量的误差修正第三信号矢量。
按照所述电路装置的一个优选改进，可以通过修正变量对各个可调整的系数进行调整。
按照所述电路装置的另一优选改进，将2的幂选作所述修正变量。
本发明还涉及一种用于补偿由离散多音频调制(DMT)所产生的信号中的干扰的方法，通过离散多音频调制产生的信号在频域上表现出多个载波频率，这些载波频率用于通过传输信道传输数据，而且每个载波频率均表现出信号矢量，所述干扰是由于传输信道的恢复引起的，针对从所述信号矢量中选择的第一信号矢量中的每一个、和与之对应的误差修正第一信号矢量，所述方法包括以下步骤：将第一误差信号矢量与可调整的系数相乘；以及将与可调整的系数相乘的所述第一误差信号矢量与第一信号矢量相加，以便产生误差修正第一信号矢量，所述第一误差信号矢量是不用于通过传输信道传输数据的载波频率的信号矢量。
按照所述方法的一个优选改进，所述第一误差信号矢量是与用于通过所述传输信道传输数据的载波频率在频域上相邻的载波频率的信号矢量。
按照所述方法的另一优选改进，所述第一误差信号矢量是在频域上直接位于用于通过所述传输信道传输数据的载波频率之前的载波频率的信号矢量。
按照所述方法的另一优选改进，针对每一个第一信号矢量、与之对应的误差修正第一信号矢量、和与之对应的改进误差修正第一信号矢量，所述方法还包括以下步骤：将至少一个另一误差信号矢量中的相应的另一误差信号矢量与可调整的系数相乘；将与可调整的系数相乘的所述至少一个另一误差信号矢量中的相应的另一误差信号矢量逐级与通过前一级、第一误差信号矢量与第一信号矢量的相加而得到的误差修正第一信号矢量相加，以便产生改进误差修正第一信号矢量，作为针对下一级的误差修正第一信号矢量或最终得到的改进误差修正第一信号矢量。
按照所述方法的另一优选改进，所述相应的另一误差信号矢量是不用于通过传输信道传输数据的载波频率的信号矢量。
按照所述方法的另一优选改进，所述相应的另一误差信号矢量在各种情况下是特定误差信号矢量的先前版本。
按照所述方法的另一优选改进，针对一个特定的第一信号矢量、和与之对应的误差修正第一信号矢量，所述方法还包括以下步骤：将相应的误差修正第一信号矢量映射为相应的离散值第一信号矢量；以及将所述一个特定的第一信号矢量和相应的离散值第一信号矢量从一个中减去另一个，以便形成第二误差信号矢量，所述第二误差信号矢量用于产生与所述一个特定的第一信号矢量的载波频率直接相邻的载波频率的第二信号矢量的误差修正第二信号矢量。
按照所述方法的另一优选改进，针对所述第二信号矢量、和与之对应的误差修正第二信号矢量，所述方法还包括以下步骤：将所述第二误差信号矢量与可调整的系数相乘；以及将与可调整的系数相乘的所述第二误差信号矢量与所述第二信号矢量相加，以便产生所述误差修正第二信号矢量。
按照所述方法的另一优选改进，针对所述第二信号矢量、和与之对应的误差修正第二信号矢量，所述方法还包括以下步骤：将相应的误差修正第二信号矢量映射为相应的离散值第二信号矢量；以及将所述第二信号矢量和相应的离散值第二信号矢量从一个中减去另一个，以便形成第三误差信号矢量，所述第三误差信号矢量用于产生与所述第二信号矢量的载波频率直接相邻的载波频率的第三信号矢量的误差修正第三信号矢量。
按照所述方法的一个优选改进，可以通过修正变量对各个可调整的系数进行调整。
按照所述方法的另一优选改进，将2的幂选作所述修正变量。
本发明的一个优点在于，从用于修正和用于适应性调整的每秒的乘法次数考虑，实现上述电路装置和上述方法的强度比目前所使用的方法和电路装置的情况少得多。
本发明的另一优点在于，利用所述电路装置，总可以将由传输链路(传输和接收滤波器和传输信道)的恢复所引起的输出信号的残余误差降低到预定的程度。依赖于传输链路的特性，可以选择电路装置，使其能够获得足够小的残余误差。
本发明的另一优点在于，通过利用具有不用于通过传输信道传输数据的载波频率的误差信号矢量，不需要使用原来必需的判决电路和减法电路，而从具有用于通过传输信道传输数据的载波频率的参考信号矢量产生了误差信号矢量。这极大地简化了电路装置，而且相当可观地降低了生产支出。
附图说明
在下面的内容中，将参照附图，对本发明的优选示例性实施例进行详尽的解释，其中：
图1按照本发明示出了用于补偿由离散多音频调制所产生的信号中的干扰的电路装置的一个示例性实施例；
图2按照本发明示出了电路装置的另一示例性实施例；
图3按照本发明示出了电路装置的另一示例性实施例；
图4按照本发明示出了电路装置的另一示例性实施例；以及
图5示出了用于补偿由离散多音频调制所产生的信号中的干扰的已知电路装置。
具体实施方式
在诸如ADSL等用户线技术中，并非所有用于FFT解调的频道也都实际上用于数据传输。为了能够通过相同的线路与数字数据信号同时传输模拟语音信号，在ADSL中并未使用前五到前六个频道。另一方面，由于基本上任何频道的信号矢量均可以用作用于补偿恢复的参考信号矢量，同样可以使用并未用于数据传输的频道的信号矢量。在这种情况下，也不需要通过判决电路产生误差信号矢量。可以将位于未用于数据传输的参考频道的FFT解调器的输出的信号矢量直接用于补偿由于恢复所引起的误差分量。
图1按照本发明示出了电路装置的第一示例性实施例。该电路装置具有解调器2，由串行/并行转换器(未示出)将由多个N路并行信号组成的数据块提供给解调器2。解调器2最好是快速傅立叶变换解调器，将时域上提供的多个N路并行信号转换为频域上的多个N路载波频率f1～fn，每个载波频率均用于离散多音频调制中的正交幅度调制(QAM)。每个载波频率均表现为信号矢量，在这里只示出了第n个频道的信号矢量an，bn，在这种情况下，第n个频道是用于数据传输的频道或用户频道。每个信号矢量具有两个元素，代表复数的实部和虚部。复数的数量和相位与通过QAM调制到载波频率上的信号相关联。
在解调器2后面，为每个频道安置了频域均衡器。在这种情况下，只示出了第n个频道的频域均衡器3-n，其均衡信号矢量an，bn，并由此产生均衡信号矢量an′，bn′。
在图1所示的电路装置中，并未用于传输数据的频道的信号矢量被用作参考信号矢量ar，br，并用于修正所有剩余的均衡信号矢量。参考信号矢量ar，br借助于系数，适应要修正的信号矢量，并与该信号矢量相加，进行修正。在图1中，以第n个频道作为示例，对此进行描述。修正除了表现出参考信号矢量的频道之外的每个频道。为了修正均衡信号矢量an′，bn′，将参考信号矢量的实部ar提供给第一乘法器电路14，同时，并行地提供给第二乘法器电路15。第一乘法器电路14将参考信号矢量ar，br的实部ar与第一系数Caa (n)相乘。第二乘法器15将参考信号矢量ar，br的实部ar与第二系数Cab (n)相乘。将参考信号矢量的虚部br提供给第三乘法器电路16，同时，并行地提供给第四乘法器电路17。第三乘法器电路16将参考信号矢量ar，br的虚部br与第三系数Cba (n)相乘。第四乘法器电路17将参考信号矢量ar，br的虚部br与第四系数Cbb (n)相乘。
将第一乘法器电路14和第三乘法器电路16的输出信号提供给第一加法器电路18。同样，将在频域均衡器3-n的输出端输出的均衡信号矢量的实部an′提供给第一加法器电路18。第一加法器电路18将所提供的三个信号相加，得到误差修正信号矢量的误差修正实部an *。将第二乘法器电路15和第四乘法器电路17的输出信号提供给第二加法器电路19。同样，将在频域均衡器3-n的输出端输出的均衡信号矢量的虚部bn′提供给第二加法器电路19。在第二加法器电路19的输出端，将所提供的三个信号相加，输出误差修正信号矢量的误差修正虚部bn *。然后，将误差修正信号矢量的误差修正实部an *和误差修正虚部bn *提供给解码器电路(未示出)。
精确的分析表明，对于能够以n阶传递函数精确描述、而且其恢复在一个FFT解调器模块之后完全衰减的传输系统，补偿恢复恰好需要n/2个参考频道。因而，二阶传递函数(n＝2)需要一个参考频道，四阶传递函数(n＝4)需要两个参考频道，而六阶传递函数(n＝6)需要三个参考频道等。增加参考频道的数目，从而使其能够进一步降低由实际传输系统中传输信道的恢复所引起的剩余残余误差。
图2按照本发明示出了电路装置的第二示例性实施例。在所示电路装置中，将m个参考频道，而不是一个参考频道，用于修正任意第n个频道，参考频道均不用于数据传输。由解调器2产生的参考频道的载波频率表现出参考信号矢量a1r，b1r到amr，bmr。与图1所示的示例性实施例中相同，在各种情况下，将相应参考信号矢量a1r，b1r到amr，bmr的m个实部a1r到amr提供给第一乘法器电路14-1到14-m和第二乘法器电路15-1到15-m。每个第一乘法器电路14-1到14-m将相应参考信号矢量的实部a1r到amr与相应关联第一系数Caa (1，n)到Caa (m，n)相乘，而每个第二乘法器电路15-1到15-m将相应参考信号矢量的虚部b1r到bmr与相应关联第二系数Cab (1，n)到Cab (m，n)相乘。在各种情况下，将相应参考信号矢量a1r，b1r到amr，bmr的m个虚部b1r到bmr提供给第三乘法器电路16-1到16-m和第四乘法器电路17-1到17-m。每个第三乘法器电路16-1到16-m将相应参考信号矢量的虚部b1r到bmr与相应关联第三系数Cba (1，n)到Cba (m，n)相乘，而每个第四乘法器电路17-1到17-m将相应参考信号矢量的虚部b1r到bmr与相应关联第四系数Cbb (1，n)到Cbb (m，n)相乘。
将相应第一乘法器电路14-1到14-m和相应第三乘法器电路16-1到16-m的输出信号提供给相应第一加法器电路18-1到18-m。基于在频域均衡器3-n的输出端输出、并提供给第一加法器电路18-1到18-m中的加法器电路18-1的第n个用户频道的均衡信号矢量的实部an′，在第一加法器电路18-1到18-m的每个输出端提供信号矢量的改进误差修正实部an *-1到an *-m。
将相应第二乘法器电路15-1到15-m和相应第四乘法器电路17-1到17-m的输出信号提供给相应第二加法器电路19-1到19-m。基于在频域均衡器3-n的输出端输出、并提供给第二加法器电路19-1到19-m中的加法器电路19-1的第n个用户信道的均衡信号矢量的虚部bn′，在第二加法器电路19-1到19-m的每个输出端提供信号矢量的改进误差修正虚部bn *-1至bn *-m。
作为图2所示的示例性实施例的替代，可以使用同时用于数据传输的参考频道。在这种情况下，必须通过判决电路产生相应的误差信号。
正如上面所提及的那样，剩余残余误差除了依赖于恢复之外，也依赖于参考频道的选择。进一步更为精确的分析表明，如果将其频率间隔相对于任意频道尽可能地小的参考频道用于补偿，在该任意频道恢复的补偿期间减少了残余误差。按照这种认识，如果总是将相邻的频道用作用于补偿用户频道的恢复分类的参考频道，将是十分有利的。
图3按照本发明示出了电路装置的另一示例性实施例。在解调器2的后面，安排了均衡用户频道的信号矢量a1，b1、a2，b2、a3，b3…的频域均衡器3-1、3-2、3-3…。作为示例，只示出了三个信号矢量和频域均衡器，但可以处理任意数目的信号矢量和用户频道。正如从图3中可以看到的那样，并未用于数据传输的在先频道用于补偿或修正具有信号矢量a1，b1的第一用户频道。用作参考频道的这个频道表现出信号矢量ar，br，并且可以在解调器2的输出直接获得信号矢量ar，br的误差值。将参考信号矢量ar，br的实部ar提供给乘法器电路14，同时并行地提供给乘法器电路15。乘法器电路14将参考信号矢量ar，br的实部ar与系数Caa (1)相乘。乘法器电路15将参考信号矢量ar，br的实部ar与系数Cab (1)相乘。将参考信号矢量ar，br的虚部br提供给乘法器电路16，同时并行地提供给乘法器电路17。乘法器电路16将参考信号矢量ar，br的虚部br与系数Cba (1)相乘，而乘法器电路17将参考信号矢量ar，br的虚部br与系数Cbb (1)相乘。
将乘法器电路14和乘法器电路16的输出信号提供给加法器电路18。同样，将在频域均衡器3-1的输出端输出的均衡信号矢量的实部a1′提供给加法器电路18。加法器电路18将所提供的三个信号相加，得到误差修正信号矢量的误差修正实部a1 *。将乘法器电路15和乘法器电路17的输出信号提供给加法器电路19。同样，将在频域均衡器3-1的输出端输出的均衡信号矢量的虚部b1′提供给加法器电路19。加法器电路19将所提供的三个信号相加，得到误差修正信号矢量的误差修正虚部b1 *。然后，由第一判决电路4-1将误差修正信号矢量a1 *，b1 *转换为离散值信号矢量a1″，b1″。
然后，将具有离散值信号矢量a1″，b1″的第一用户频道用作修正第二相邻用户频道的参考频道。第二用户频道表现出信号矢量a2，b2。从离散值信号矢量a1″，b1″和均衡信号矢量a1′，b1′，产生用于修正第二用户频道的均衡信号矢量a2′，b2′的误差信号矢量。为此目的，将均衡信号矢量a1′，b1′的实部a1′和信号矢量的离散值实部a1″提供给第一减法器电路6-1，从一个中减去另一个。在第一减法器电路6-1的输出端，输出代表包含在误差信号矢量Δa1，Δb1中的误差信号的复数的实部Δa1。将均衡信号矢量a1′，b1′的虚部b1′和信号矢量的离散值虚部b1″相应地提供给第二减法器电路7-1。在第二减法器电路7-1的输出端，输出代表包含在误差信号矢量Δa1，Δb1中的误差信号的复数的虚部Δb1。将误差信号矢量的实部Δa1提供给乘法器电路8-1，同时并行地提供给乘法器电路11-1。乘法器电路8-1将误差信号矢量的实部Δa1与系数Caa (2)相乘。乘法器电路11-1将误差信号矢量的实部Δa1与系数Cab (2)相乘。将误差信号矢量的虚部Δb1提供给乘法器电路9-1，同时并行地提供给乘法器电路10-1。乘法器电路9-1将误差信号矢量的虚部Δb1与系数Cba (2)相乘。乘法器电路10-1将误差信号矢量的虚部Δb1与系数Cbb (2)相乘。
将乘法器电路8-1和乘法器电路9-1的输出信号提供给加法器电路12-1。同样，将在频域均衡器3-2的输出端输出的第二用户频道的均衡信号矢量的实部a2′提供给加法器电路12-1。加法器电路12-1将所提供的三个信号相加，得到误差修正信号矢量的误差修正实部a2 *。将乘法器电路11-1和乘法器电路10-1的输出信号提供给加法器电路13-1。同样，将在频域均衡器3-2的输出端输出的第二用户频道的均衡信号矢量的虚部b2′提供给加法器电路13-1。在加法器电路13-1的输出端，将所提供的三个信号相加，输出误差修正信号矢量的误差修正虚部b2 *。然后，由判决电路4-2将误差修正信号矢量a2 *，b2 *转换为离散值信号矢量a2″，b2″。
然后，将具有离散值信号矢量a2″，b2″的第二用户频道用作修正相邻第三用户频道的参考频道。第三用户频道表现出信号矢量a3，b3。从第二用户频道的离散值信号矢量a2″，b2″和均衡信号矢量a2′，b2′，产生用于修正第三用户频道的信号矢量的误差信号矢量。
为此目的，将均衡信号矢量a2′，b2′的实部a2′和信号矢量的离散值实部a2″提供给减法器电路6-2，从一个中减去另一个。在减法器电路6-2的输出端，输出代表包含在误差信号矢量Δa2，Δb2中的误差信号的复数的实部Δa2。将均衡信号矢量a2′，b2′的虚部b2′和信号矢量的离散值虚部b2″相应地提供给第二减法器电路7-2。在第二减法器电路7-2的输出端，输出代表包含在误差信号矢量Δa2，Δb2中的误差信号的复数的虚部Δb2。将误差信号矢量的实部Δa2提供给乘法器电路8-2，同时并行地提供给乘法器电路11-2。乘法器电路8-2将误差信号矢量的实部Δa2与系数Caa (3)相乘。乘法器电路11-2将误差信号矢量的实部Δa2与系数Cab (3)相乘。将误差信号矢量的虚部Δb2提供给乘法器电路11-2，同时并行地提供给乘法器电路10-2。乘法器电路11-2将误差信号矢量的虚部Δb2与系数Cba (3)相乘。乘法器电路10-2将误差信号矢量的虚部Δb2与系数Cbb (3)相乘。
将乘法器电路8-2和乘法器电路9-2的输出信号提供给加法器电路12-2。同样，将在频域均衡器3-3的输出端输出的第三用户频道的均衡信号矢量的实部a3′提供给加法器电路12-2。加法器电路12-2将所提供的三个信号相加，得到误差修正信号矢量的误差修正实部a3 *。将乘法器电路11-2和乘法器电路10-2的输出信号提供给加法器电路13-2。同样，将在频域均衡器3-3的输出端输出的第三用户频道的均衡信号矢量的虚部b3′提供给加法器电路13-2。在加法器电路13-2的输出端，将所提供的三个信号相加，输出误差修正信号矢量的误差修正虚部b3 *。
加法器电路12-2和13-2后面是另一判决电路4-3，用于从误差修正信号矢量a3 *，b3 *产生离散值信号矢量a3″，b3″。针对利用第三用户频道作为参考频道，对第四用户频道进行修正，可以提供从均衡第三信号矢量和离散值信号矢量a3″，b3″产生误差信号矢量Δa3，Δb3的减法电路6-3和7-3。对于任意数目的用户频道都可以继续。总是信道n-1被用作信道n的参考频道。
按照图1、图2和图3的电路装置代表了由其可以得到其他结构的基本结构。这样，例如，均衡器结构可以规定为最后两个未用于数据传输的频道用作前8个用户频道的参考频道，而第八个用户频道用作剩余用户频道的参考频道。这样，可以指定关于最小可能残余误差最优化的电路装置。
正如所解释的那样，这里所描述的电路装置只能用于在FFT解调器提供的一个数据块(FFT数据块)中就已经衰减了的恢复的均衡。通常情况是这样。对于具有在一个FFT数据块中未衰减的恢复的传输系统，例如，由于发射机和/或接收机中的滤波器具有非常陡的滤波器斜率，可以扩展图1、图2和图3中所描述的电路装置，同样用于均衡这种系统。为了补偿恢复误差，除了当前FFT数据块的参考频道误差之外，还必须使用先前FFT数据块的参考频道误差。
图4按照本发明示出了电路装置的另一示例性实施例，其中将当前FFT数据块的误差和先前FFT数据块的误差都用于误差补偿。相对于所使用的参考频道，按照图4的电路装置与按照图1的电路装置相对应。以相同的方式扩展按照图2和图3的电路装置，不仅将当前FFT数据块的误差，而且将先前FFT数据块的误差用于补偿。但在本说明书中，省略了对这种电路装置的单独表示。
针对第n个用户信道，示出了示例性实施例。为了存储未用于数据传输的参考频道的先前信号矢量ar-1，br-1、ar-2，br-2、ar-3，br-3、…，提供了缓冲器电路或定时部分20-1、20-2、…。将参考频道当前的信号矢量ar-1，br-1和先前信号矢量ar-2，br-2、ar-3，br-3、…的实部和虚部与系数Caa (n，1)、Cba (n，1)、Cbb (n，1)、Cab (n，1)、Caa (n，2)、Cba (n，2)、Cbb (n，2)和Cab (n，2)等一起提供给乘法器电路14到17，然后提供给加法器电路18-1、18-2和19-1、19-2，以便从第n个用户频道的均衡信号矢量an′，bn′产生连续的改进误差修正信号矢量an *-1，bn *-1、an *-2，bn *-2、…。
对于补偿所需的系数的调整，可以采用相对于图5所描述的过程，也可以参照DE 199 01 465。通过在连接建立期间的迭代调整算法，可以依照简单的方式对所有系数进行调整，也可以在数据传输期间重新进行调整，对传输信道中的任何变化的实时适应是可能的。在本说明书中，对于简单实现方面，其中只使用了补偿前的参考频道的误差的符号和相应用户频道的误差的符号的所谓符号-符号算法尤为有利。
与目前使用最多的通过时域均衡器的均衡方法相比，在剩余残余误差方面，这里所描述的电路装置和方法提供了更好的特性。可以用简单的迭代调整方法代替用于调整时域均衡器的系数的特别复杂的方法。由于这里所描述的补偿方法以FFT解调器的模块时钟速率在频域进行操作，每秒乘法所需的次数较少。
利用这里所描述的电路装置，总可以将由传输链路(传输和接收滤波器和传输信道)的恢复所引起的输出信号的残余误差降低到预定的程度。依赖于传输链路的特性，可以选择电路装置，使其能够获得足够小的残余误差。
利用具有不用于通过传输信道传输数据的载波频率的误差信号矢量，使其可以不需要使用原来必需的判决电路和减法电路，而从具有用于通过传输信道传输数据的载波频率的参考信号矢量产生了误差信号矢量。这极大地简化了电路装置，而且相当可观地降低了生产支出。
参考符号列表
2    解调器
3    频域均衡器
4    判决电路
5    解码器电路
6    减法电路
7    减法电路
8    乘法器电路
9    乘法器电路
10   乘法器电路
11   乘法器电路
12   加法器电路
13   加法器电路
14   乘法器电路
15   乘法器电路
16   乘法器电路
17   乘法器电路
18   加法器电路
19   加法器电路
20   缓冲器电路

Claims (49)

1、一种用于补偿由离散多音频调制所产生的信号中的干扰的电路装置，通过离散多音频调制产生的信号在频域上表现出多个载波频率，这些载波频率用于通过传输信道传输数据，而且每个载波频率均表现出信号矢量，所述干扰是由于传输信道的恢复引起的，针对从所述信号矢量中选择的第一信号矢量中的每一个、和与之对应的误差修正第一信号矢量，所述电路装置包括：
第一组多个第一加法器电路(18，19；18-1，19-1)，将第一误差信号矢量提供给所述第一组多个第一加法器电路(18，19；18-1，19-1)，并由所述第一组多个第一加法器电路(18，19；18-1，19-1)将所述第一误差信号矢量与第一信号矢量相加，以便产生误差修正第一信号矢量；以及
第一组多个第一乘法器电路(14，15，16，17；14-1，15-1，16-1，17-1)，分别位于所述第一组多个第一加法器电路(18，19；18-1，19-1)之前，将所述第一误差信号矢量与可调整的系数相乘，其中，所述第一误差信号矢量是不用于通过传输信道传输数据的载波频率的信号矢量。
2、按照权利要求1所述的电路装置，其特征在于所述第一误差信号矢量是与用于通过所述传输信道传输数据的载波频率在频域上相邻的载波频率的信号矢量。
3、按照权利要求1所述的电路装置，其特征在于所述第一误差信号矢量是在频域上直接位于用于通过所述传输信道传输数据的载波频率之前的载波频率的信号矢量。
4、按照权利要求2所述的电路装置，其特征在于所述第一误差信号矢量是在频域上直接位于用于通过所述传输信道传输数据的载波频率之前的载波频率的信号矢量。
5、按照权利要求1所述的电路装置，其特征在于针对每一个第一信号矢量、与之对应的误差修正第一信号矢量、和与之对应的改进误差修正第一信号矢量，所述电路装置还表现出以下特征：
至少另一组多个第一加法器电路(18-2，19-2到18-m，19-m)，在所述第一组多个第一加法器电路(18，19；18-1，19-1)之后，将至少一个另一误差信号矢量分别提供给所述至少另一组多个第一加法器电路(18-2，19-2到18-m，19-m)，并由所述至少另一组多个第一加法器电路(18-2，19-2到18-m，19-m)分别将相应的另一误差信号矢量与由前一组多个第一加法器电路输出的误差修正第一信号矢量相加，以便产生改进误差修正第一信号矢量，作为针对下一组多个第一加法器电路的误差修正第一信号矢量或最终得到的改进误差修正第一信号矢量；以及
至少另一组多个第一乘法器电路(14-2，15-2，16-2，17-2到14-m，15-m，16-m，17-m)，分别位于所述至少另一组多个第一加法器电路(18-2，19-2到18-m，19-m)之前，将相应的另一误差信号矢量与可调整的系数相乘。
6、按照权利要求2所述的电路装置，其特征在于针对每一个第一信号矢量、与之对应的误差修正第一信号矢量、和与之对应的改进误差修正第一信号矢量，所述电路装置还表现出以下特征：
至少另一组多个第一加法器电路(18-2，19-2到18-m，19-m)，在所述第一组多个第一加法器电路(18，19；18-1，19-1)之后，将至少一个另一误差信号矢量分别提供给所述至少另一组多个第一加法器电路(18-2，19-2到18-m，19-m)，并由所述至少另一组多个第一加法器电路(18-2，19-2到18-m，19-m)分别将相应的另一误差信号矢量与由前一组多个第一加法器电路输出的误差修正第一信号矢量相加，以便产生改进误差修正第一信号矢量，作为针对下一组多个第一加法器电路的误差修正第一信号矢量或最终得到的改进误差修正第一信号矢量；以及
至少另一组多个第一乘法器电路(14-2，15-2，16-2，17-2到14-m，15-m，16-m，17-m)，分别位于所述至少另一组多个第一加法器电路(18-2，19-2到18-m，19-m)之前，将相应的另一误差信号矢量与可调整的系数相乘。
7、按照权利要求5所述的电路装置，其特征在于所述相应的另一误差信号矢量是不用于通过传输信道传输数据的载波频率的信号矢量。
8、按照权利要求6所述的电路装置，其特征在于所述相应的另一误差信号矢量是不用于通过传输信道传输数据的载波频率的信号矢量。
9、按照权利要求5到8之一所述的电路装置，其特征在于所述相应的另一误差信号矢量是前一组多个第一加法器电路相应的误差信号矢量的先前版本。
10、按照权利要求9所述的电路装置，其特征在于所述电路装置至少包括一个缓冲器电路(20-1，20-2)，其用于存储误差信号矢量的先前版本。
11、按照权利要求1到4之一所述的电路装置，其特征在于针对一个特定的第一信号矢量、和与之对应的误差修正第一信号矢量，所述电路装置还表现出以下特征：
判决电路(4-1)，将相应的误差修正第一信号矢量映射为相应的离散值第一信号矢量；以及
减法电路(6-1，7-1)，用于将所述一个特定的第一信号矢量和相应的离散值第一信号矢量从一个中减去另一个，形成第二误差信号矢量，
所述第二误差信号矢量用于产生与所述一个特定的第一信号矢量的载波频率直接相邻的载波频率的第二信号矢量的误差修正第二信号矢量。
12、按照权利要求11所述的电路装置，其特征在于针对所述第二信号矢量、和与之对应的误差修正第二信号矢量，所述电路装置还表现出以下特征：
多个第二加法器电路(12-1，13-1)，将所述第二误差信号矢量提供给所述多个第二加法器电路(12-1，13-1)，并由所述多个第二加法器电路(12-1，13-1)将所述第二误差信号矢量与所述第二信号矢量相加，以便产生所述误差修正第二信号矢量；以及
多个第二乘法器电路(8-1，9-1，10-1，11-1)，分别位于所述多个第二加法器电路(12-1，13-1)之前，并将所述第二误差信号矢量与可调整的系数相乘。
13、按照权利要求12所述的电路装置，其特征在于针对所述第二信号矢量、和与之对应的误差修正第二信号矢量，所述电路装置还表现出以下特征：
另外的判决电路(4-2)，将相应的误差修正第二信号矢量映射为相应的离散值第二信号矢量；以及
另外的减法电路(6-2，7-2)，用于将所述第二信号矢量和相应的离散值第二信号矢量从一个中减去另一个，形成第三误差信号矢量，
所述第三误差信号矢量用于产生与所述第二信号矢量的载波频率直接相邻的载波频率的第三信号矢量的误差修正第三信号矢量。
14、按照权利要求1到8之一所述的电路装置，其特征在于通过修正变量对各个可调整的系数进行调整。
15、按照权利要求14所述的电路装置，其特征在于将2的幂选作所述修正变量。
16、按照权利要求9所述的电路装置，其特征在于通过修正变量对各个可调整的系数进行调整。
17、按照权利要求16所述的电路装置，其特征在于将2的幂选作所述修正变量。
18、按照权利要求10所述的电路装置，其特征在于通过修正变量对各个可调整的系数进行调整。
19、按照权利要求18所述的电路装置，其特征在于将2的幂选作所述修正变量。
20、按照权利要求11所述的电路装置，其特征在于通过修正变量对各个可调整的系数进行调整。
21、按照权利要求20所述的电路装置，其特征在于将2的幂选作所述修正变量。
22、按照权利要求12所述的电路装置，其特征在于通过修正变量对各个可调整的系数进行调整。
23、按照权利要求22所述的电路装置，其特征在于将2的幂选作所述修正变量。
24、按照权利要求13所述的电路装置，其特征在于通过修正变量对各个可调整的系数进行调整。
25、按照权利要求24所述的电路装置，其特征在于将2的幂选作所述修正变量。
26、一种用于补偿由离散多音频调制所产生的信号中的干扰的方法，通过离散多音频调制产生的信号在频域上表现出多个载波频率，这些载波频率用于通过传输信道传输数据，而且每个载波频率均表现出信号矢量，所述干扰是由于传输信道的恢复引起的，针对从所述信号矢量中选择的第一信号矢量中的每一个、和与之对应的误差修正第一信号矢量，所述方法包括以下步骤：
将第一误差信号矢量与可调整的系数相乘；以及
将与可调整的系数相乘的所述第一误差信号矢量与第一信号矢量相加，以便产生误差修正第一信号矢量，其中，所述第一误差信号矢量是不用于通过传输信道传输数据的载波频率的信号矢量。
27、按照权利要求26所述的方法，其特征在于所述第一误差信号矢量是与用于通过所述传输信道传输数据的载波频率在频域上相邻的载波频率的信号矢量。
28、按照权利要求26所述的方法，其特征在于所述第一误差信号矢量是在频域上直接位于用于通过所述传输信道传输数据的载波频率之前的载波频率的信号矢量。
29、按照权利要求27所述的方法，其特征在于所述第一误差信号矢量是在频域上直接位于用于通过所述传输信道传输数据的载波频率之前的载波频率的信号矢量。
30、按照权利要求26所述的方法，其特征在于针对每一个第一信号矢量、与之对应的误差修正第一信号矢量、和与之对应的改进误差修正第一信号矢量，所述方法还表现出以下步骤：
将至少一个另一误差信号矢量中的相应的另一误差信号矢量与可调整的系数相乘；以及
将与可调整的系数相乘的所述至少一个另一误差信号矢量中的相应的另一误差信号矢量逐级与通过前一级、第一误差信号矢量与第一信号矢量的相加而得到的误差修正第一信号矢量相加，以便产生改进误差修正第一信号矢量，作为针对下一级的误差修正第一信号矢量或最终得到的改进误差修正第一信号矢量。
31、按照权利要求30所述的方法，其特征在于所述相应的另一误差信号矢量是不用于通过传输信道传输数据的载波频率的信号矢量。
32、按照权利要求30所述的方法，其特征在于所述相应的另一误差信号矢量对应于所述第一误差信号矢量的缓冲版本。
33、按照权利要求31所述的方法，其特征在于所述相应的另一误差信号矢量对应于所述第一误差信号矢量的缓冲版本。
34、按照权利要求27所述的方法，其特征在于针对每一个第一信号矢量、与之对应的误差修正第一信号矢量、和与之对应的改进误差修正第一信号矢量，所述方法还表现出以下步骤：
将至少一个另一误差信号矢量中的相应的另一误差信号矢量与可调整的系数相乘；以及
将与可调整的系数相乘的所述至少一个另一误差信号矢量中的相应的另一误差信号矢量逐级与通过前一级、第一误差信号矢量与第一信号矢量的相加而得到的误差修正第一信号矢量相加，以便产生改进误差修正第一信号矢量，作为针对下一级的误差修正第一信号矢量或最终得到的改进误差修正第一信号矢量。
35、按照权利要求34所述的方法，其特征在于所述相应的另一误差信号矢量是不用于通过传输信道传输数据的载波频率的信号矢量。
36、按照权利要求34所述的方法，其特征在于所述相应的另一误差信号矢量对应于所述第一误差信号矢量的缓冲版本。
37、按照权利要求35所述的方法，其特征在于所述相应的另一误差信号矢量对应于所述第一误差信号矢量的缓冲版本。
38、按照权利要求26所述的方法，其特征在于针对一个特定的第一信号矢量、和与之对应的误差修正第一信号矢量，所述方法还表现出以下步骤：
将相应的误差修正第一信号矢量映射为相应的离散值第一信号矢量；以及
将所述一个特定的第一信号矢量和相应的离散值第一信号矢量从一个中减去另一个，以便形成第二误差信号矢量，所述第二误差信号矢量用于产生与所述一个特定的第一信号矢量的载波频率直接相邻的载波频率的第二信号矢量的误差修正第二信号矢量。
39、按照权利要求27所述的方法，其特征在于针对一个特定的第一信号矢量、和与之对应的误差修正第一信号矢量，所述方法还表现出以下步骤：
将相应的误差修正第一信号矢量映射为相应的离散值第一信号矢量；以及
将所述一个特定的第一信号矢量和相应的离散值第一信号矢量从一个中减去另一个，以便形成第二误差信号矢量，所述第二误差信号矢量用于产生与所述一个特定的第一信号矢量的载波频率直接相邻的载波频率的第二信号矢量的误差修正第二信号矢量。
40、按照权利要求28所述的方法，其特征在于针对一个特定的第一信号矢量、和与之对应的误差修正第一信号矢量，所述方法还表现出以下步骤：
将相应的误差修正第一信号矢量映射为相应的离散值第一信号矢量；以及
将所述一个特定的第一信号矢量和相应的离散值第一信号矢量从一个中减去另一个，以便形成第二误差信号矢量，所述第二误差信号矢量用于产生与所述一个特定的第一信号矢量的载波频率直接相邻的载波频率的第二信号矢量的误差修正第二信号矢量。
41、按照权利要求29所述的方法，其特征在于针对一个特定的第一信号矢量、和与之对应的误差修正第一信号矢量，所述方法还表现出以下步骤：
将相应的误差修正第一信号矢量映射为相应的离散值第一信号矢量；以及
将所述一个特定的第一信号矢量和相应的离散值第一信号矢量从一个中减去另一个，以便形成第二误差信号矢量，所述第二误差信号矢量用于产生与所述一个特定的第一信号矢量的载波频率直接相邻的载波频率的第二信号矢量的误差修正第二信号矢量。
42、按照权利要求38到41之一所述的方法，其特征在于针对所述第二信号矢量、和与之对应的误差修正第二信号矢量，所述方法还表现出以下步骤：
将所述第二误差信号矢量与可调整的系数相乘；以及
将与可调整的系数相乘的所述第二误差信号矢量与所述第二信号矢量相加，以便产生所述误差修正第二信号矢量。
43、按照权利要求42所述的方法，其特征在于针对所述第二信号矢量、和与之对应的误差修正第二信号矢量，所述方法还表现出以下步骤：
将相应的误差修正第二信号矢量映射为相应的离散值第二信号矢量；以及
将所述第二信号矢量和相应的离散值第二信号矢量从一个中减去另一个，以便形成第三误差信号矢量，所述第三误差信号矢量用于产生与所述第二信号矢量的载波频率直接相邻的载波频率的第三信号矢量的误差修正第三信号矢量。
44、按照权利要求26到41之一所述的方法，其特征在于通过修正变量对各个可调整的系数进行调整。
45、按照权利要求44所述的方法，其特征在于将2的幂选作所述修正变量。
46、按照权利要求42所述的方法，其特征在于通过修正变量对各个可调整的系数进行调整。
47、按照权利要求46所述的方法，其特征在于将2的幂选作所述修正变量。
48、按照权利要求43所述的方法，其特征在于通过修正变量对各个可调整的系数进行调整。
49、按照权利要求48所述的方法，其特征在于将2的幂选作所述修正变量。
CNB031602053A 2002-09-27 2003-09-27 用于补偿信号中的干扰的电路装置及方法 Expired - Fee Related CN1322729C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10245282.2 2002-09-27
DE10245282A DE10245282B4 (de) 2002-09-27 2002-09-27 Schaltungsanordnung und Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1497860A CN1497860A (zh) 2004-05-19
CN1322729C true CN1322729C (zh) 2007-06-20

Family

ID=29225225

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB031602053A Expired - Fee Related CN1322729C (zh) 2002-09-27 2003-09-27 用于补偿信号中的干扰的电路装置及方法

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7342975B2 (zh)
JP (1) JP3803340B2 (zh)
CN (1) CN1322729C (zh)
DE (1) DE10245282B4 (zh)
FR (1) FR2845228B1 (zh)
GB (1) GB2393619B (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7003025B2 (en) * 2000-08-31 2006-02-21 Nokia Mobile Phones Ltd. Envelope stabilization method and apparatus
DE102004047718B4 (de) * 2004-09-30 2009-01-02 Infineon Technologies Ag Verfahren und Empfängerschaltung zur Reduzierung von RFI-Störungen
US8307248B2 (en) * 2006-06-30 2012-11-06 Signal Processing Devices Sweden Ab Method and a system for estimating errors introduced in a time-interleaved analog-to-digital converter system
KR20150120227A (ko) * 2014-04-17 2015-10-27 삼성전자주식회사 방송수신장치 및 그 제어 방법

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1222276A (zh) * 1996-04-19 1999-07-07 阿马提通信有限公司 减轻多载波传输系统中的射频干扰
WO2001045292A1 (de) * 1999-12-14 2001-06-21 Infineon Technologies Ag Verfahren und anordnung zur kompensation von signalechos bei der duplex-datenübertragung bei der diskreten multitonmodulation
CN1328739A (zh) * 1998-11-24 2001-12-26 印芬龙科技股份有限公司 离散多音调制信号中干扰补偿的方法和实施该方法的电路
CN1353891A (zh) * 1999-03-29 2002-06-12 艾利森电话股份有限公司 用于减小串扰的方法和设备

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0967763B1 (en) 1998-06-29 2004-12-01 Alcatel Multicarrier receiver with per-carrier RLS frequency domain equalisation
DE19901465C2 (de) * 1998-11-24 2000-09-07 Siemens Ag Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens
US6961372B2 (en) * 2001-08-13 2005-11-01 Broadcom Corporation Non-iterative time-domain equalizer
DE102004047718B4 (de) * 2004-09-30 2009-01-02 Infineon Technologies Ag Verfahren und Empfängerschaltung zur Reduzierung von RFI-Störungen

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1222276A (zh) * 1996-04-19 1999-07-07 阿马提通信有限公司 减轻多载波传输系统中的射频干扰
CN1328739A (zh) * 1998-11-24 2001-12-26 印芬龙科技股份有限公司 离散多音调制信号中干扰补偿的方法和实施该方法的电路
CN1353891A (zh) * 1999-03-29 2002-06-12 艾利森电话股份有限公司 用于减小串扰的方法和设备
WO2001045292A1 (de) * 1999-12-14 2001-06-21 Infineon Technologies Ag Verfahren und anordnung zur kompensation von signalechos bei der duplex-datenübertragung bei der diskreten multitonmodulation

Also Published As

Publication number Publication date
GB0321651D0 (en) 2003-10-15
FR2845228B1 (fr) 2006-02-03
GB2393619B (en) 2005-03-23
JP3803340B2 (ja) 2006-08-02
US7342975B2 (en) 2008-03-11
DE10245282A1 (de) 2004-04-08
JP2004120766A (ja) 2004-04-15
DE10245282B4 (de) 2011-07-07
GB2393619A (en) 2004-03-31
US20040083254A1 (en) 2004-04-29
CN1497860A (zh) 2004-05-19
FR2845228A1 (fr) 2004-04-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6353629B1 (en) Poly-path time domain equalization
CN100539568C (zh) 多载波数据接收方法、多载波调制装置及多载波调制系统
US7936851B2 (en) Channel equalization
US5285474A (en) Method for equalizing a multicarrier signal in a multicarrier communication system
JP4229530B2 (ja) マルチキャリア受信機
US5636244A (en) Method and apparatus for initializing equalizer coefficents using peridioc training sequences
US7031379B2 (en) Time domain equalizer for DMT modulation
US6563841B1 (en) Per-bin adaptive equalization in windowed DMT-type modem receiver
AU8791998A (en) A multiband detector
EP1420557B1 (en) Combined equalization for a DMT receiver
WO2005125132A1 (en) Training sequence for channel estimation in a data transmission system
US20060126747A1 (en) Block linear equalization in a multicarrier communication system
Milosevic et al. DMT bit rate maximization with optimal time domain equalizer filter bank architecture
CN1322729C (zh) 用于补偿信号中的干扰的电路装置及方法
CN101510860B (zh) 多载波系统中的均衡方法
KR100348903B1 (ko) 초고속 디지털 가입자망의 등화 시스템 및 그 방법
Vaidyanathan et al. On power allocation for generalized cyclic-prefix based channel-equalizers
US6987812B1 (en) Digital receiver for a signal generated with discrete multi-tone modulation
US6647076B1 (en) Method of compensating for interference in a signal generated by discrete multitone modulation, and circuit configuration for carrying out the method.
EP0969637A1 (en) Equalisation in multicarrier receivers
EP1296492A1 (en) Multicarrier receiver with a sliding window Fourier transform and a Fourier transform
GB2236036A (en) Fine-tuning of a transversal equalizer
Sureshkumar et al. Reduction of Roughness in FIR-SR Filter to DESIGN the Higher Order QAM Communication System
Tucker Minimum mean squared error equalization for discrete multi-tone modulation
JPH02296409A (ja) 自動等化器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: LANTIQ DEUTSCHLAND GMBH

Free format text: FORMER OWNER: INFINEON TECHNOLOGIES WIRELESS SOLUTIONS AB

Effective date: 20110414

Owner name: INFINEON TECHNOLOGIES WIRELESS SOLUTIONS AB

Free format text: FORMER OWNER: INFINEON TECHNOLOGIES AG

Effective date: 20110414

C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
C56 Change in the name or address of the patentee

Owner name: INFINEON TECHNOLOGIES AG

Free format text: FORMER NAME: INFINRONG SCIENCE AND TECHNOLOGY CO., LTD.

CP03 Change of name, title or address

Address after: German Neubiberg

Patentee after: Infineon Technologies AG

Address before: Munich, Federal Republic of Germany

Patentee before: INFINEON TECHNOLOGIES AG

TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20110414

Address after: German Neubiberg

Patentee after: Lantiq Deutschland GmbH

Address before: German Neubiberg

Patentee before: Infineon Technologies Wireless Solutions Ltd.

Effective date of registration: 20110414

Address after: German Neubiberg

Patentee after: Infineon Technologies Wireless Solutions Ltd.

Address before: German Neubiberg

Patentee before: Infineon Technologies AG

C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20070620

Termination date: 20120927