DE19901465C2 - Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens - Google Patents

Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens

Info

Publication number
DE19901465C2
DE19901465C2 DE19901465A DE19901465A DE19901465C2 DE 19901465 C2 DE19901465 C2 DE 19901465C2 DE 19901465 A DE19901465 A DE 19901465A DE 19901465 A DE19901465 A DE 19901465A DE 19901465 C2 DE19901465 C2 DE 19901465C2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
signal vector
signal
vector
error
discrete
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE19901465A
Other languages
English (en)
Other versions
DE19901465A1 (de
Inventor
Dietmar Straeusnigg
Heinrich Schenk
Stefan Schneider
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Intel Germany Holding GmbH
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Priority to DE19901465A priority Critical patent/DE19901465C2/de
Priority to EP99960912A priority patent/EP1133857A1/de
Priority to JP2000584655A priority patent/JP3739655B2/ja
Priority to PCT/DE1999/003656 priority patent/WO2000031937A1/de
Priority to CN99813695.6A priority patent/CN1118169C/zh
Priority to US09/449,717 priority patent/US6647076B1/en
Publication of DE19901465A1 publication Critical patent/DE19901465A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE19901465C2 publication Critical patent/DE19901465C2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03439—Fixed structures
    • H04L2025/03522—Frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03592—Adaptation methods
    • H04L2025/03598—Algorithms
    • H04L2025/03611—Iterative algorithms

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeug­ ten Signal nach dem Oberbegriff von Patentanspruch 1 und ein Verfahren nach dem Oberbegriff von Patentanspruch 9 und eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach dem Oberbegriff von Patentanspruch 6.
Die diskrete Multiton-Modulation (DMT) - auch Mehrträgermodu­ lation - ist ein Modulationsverfahren, das sich insbesondere zur Übertragung von Daten über linear verzerrende Kanäle eig­ net. Gegenüber sogenannten Einträgerverfahren wie beispiels­ weise die Amplitudenmodulation, die nur eine Trägerfrequenz aufweist, werden bei der diskreten Multiton-Modulation eine Vielzahl von Trägerfrequenzen benutzt. Jede einzelne Träger­ frequenz wird in der Amplitude und Phase nach der Quadratu­ ramplituden-Modulation (QAM) moduliert. Man erhält somit eine Vielzahl von QAM-modulierten Signalen. Pro Trägerfrequenz kann dabei eine bestimmte Anzahl an Bits übertragen werden. Die diskrete Multiton-Modulation wird beispielsweise für den digitalen Rundfunk DAB (Digital Audio Broadcast) unter der Bezeichnung OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) und zur Übertragung von Daten über Telefonleitungen unter der Bezeichnung ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line) einge­ setzt.
Bei ADSL werden mithilfe eines DMT modulierten Signals Daten von einer Vermittlungsstelle an einen analog angeschlossenen Teilnehmer über das Telefonnetz übertragen. Dabei ist durch ETSI- und ANSI-Standards festgelegt, daß jede Trägerfrequenz ungefähr 4 kHz Bandbreite aufweist und höchstens bis zu 15 Bit/s/Hz transportiert. Die tatsächliche Anzahl von Bits/s/Hz kann dabei bei jeder Trägerfrequenz unterschiedlich sein, wo­ durch die Datenrate und das Sendespektrum an den Übertra­ gungskanal anpaßbar ist.
Ein DMT-Übertragungssystem weist einen Kodierer auf, der die Bits eines seriellen digitalen Datensignals, das übertragen werden soll, zu Blöcken zusammenfaßt. Jeweils einer bestimmte Anzahl von Bits in einem Block wird eine komplexe Zahl zuge­ ordnet. Durch eine komplexe Zahl wird eine Trägerfrequenz fi = i/T mit i = 1, 2, . . ., N/2 der diskreten Multiton- Modulation dargestellt, wobei alle Trägerfrequenzen fi äqui­ distant verteilt sind. T ist die Zeitdauer eines Blocks. Durch eine inverse Fouriertransformation werden die durch Si­ gnalvektoren dargestellten Trägerfrequenzen in den Zeitbe­ reich transformiert und stellen dort unmittelbar N Abtastwer­ te eines zu sendenden DMT-Signals dar. Um die schnelle inver­ se Fouriertransformation (IFFT = Inverse Fast Fourier Trans­ formation) anwenden zu können, wird für N eine Zweierpotenz gewählt.
Nach der inversen schnellen Fouriertransformation wird ein Cyclic-Prefix durchgeführt, wobei die letzten M (M < N) der Abtastwerte noch einmal an den Anfang eines Blockes gehängt werden. Dadurch wird einem Empfänger ein periodisches Signal vorgetäuscht, wenn der durch einen Übertragungskanal erzeugte Einschwingvorgang nach M Abtastwerten entsprechend einer Zeit T . M/N abgeklungen ist. Der Entzerrungsaufwand im Empfänger läßt sich durch das Cyclic-Prefix stark reduzieren, da nach der Demodulation im Empfänger nur mit der inversen Übertra­ gungsfunktion des Übertragungskanals multipliziert werden muß, um die linearen Verzerrungen des Übertragungskanals zu beseitigen. Dies benötigt für jede Trägerfrequenz eine kom­ plexe bzw. vier reelle Multiplikationen.
Bei ADSL ist der Übertragungskanal eine Zweidrahtleitung (Kupferdoppelader). Die Zweidrahtleitung benötigt im Verhält­ nis zur Länge eines Blocks eine große Zeit für den Ein­ schwingvorgang. Andererseits soll die durch den Cyclic-Prefix benötigte zusätzliche Übertragungskapazität möglichst gering sein.
Bei einer Blocklänge von N = 512 ist bei ADSL ein Cyclic- Prefix von M = 32 festgelegt. Jedoch ist nach M = 32 Werten der Einschwingvorgang der Zweidrahtleitung noch nicht abge­ klungen. Dadurch treten im Empfänger Störungen auf, die durch einen Frequenzbereichsentzerrer nicht beseitigt werden kön­ nen.
Solche Störungen können im Empfänger mithilfe besonderer Si­ gnalverarbeitungsmaßnahmen reduziert werden.
Dazu wird ein Zeitbereichsentzerrer (TDEQ = Time domain Equa­ lizer) einem Demodulator vorgeschaltet. Der Zeitbereichsent­ zerrer ist als ein digitales Transversalfilter, dessen Koeffizienten einstellbar sind, ausgeführt. Die Aufgabe des Zeitbereichsentzerrers ist eine Verkürzung des Einschwingvor­ gangs des Übertragungskanals. Demnach muß die Anzahl der Im­ pulsantwortwerte des digitalen Transversalfilters möglichst kleiner den M Abtastwerten des Cyclic-Prefix sein. Der Ent­ wurf solcher Zeitbereichsentzerrer ist Al-Dhahir, N., Cioffi, J. M., "Optimum Finite-Length Equalization for Multicarrier Transceivers", IEEE Trans. on Comm., Vol. 44, No. 1, Jan. 1996 zu entnehmen. Nachteilig ist jedoch der hohe zusätzliche Schal­ tungsaufwand für den Zeitbereichsentzerrer bedingt durch die hohe Anzahl an Koeffizienten (zwischen 20 bis 40 Koeffizien­ ten), die das als Zeitbereichsentzerrer eingesetzte digitale Transversalfilter aufweist. Ein weiterer Nachteil solcher Zeitbereichsentzerrer ist der hohe Rechenaufwand, der bei ei­ ner Filterlänge von 20 bis 40 Koeffizienten ungefähr 50 bis 100 Millionen Multiplikationen pro Sekunde beträgt und einen entsprechend hohen Schaltungsaufwand bedingt. Zusätzlich muß zur Adaption des digitalen Transversalfilters jeder Koeffizi­ ent eingestellt werden.
Das der Erfindung zugrundeliegende technische Problem liegt daher darin, ein ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal und eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens anzugeben, die einen geringeren schaltungstechnischen Aufwand als Zeitbereichsentzerrer erfordern und als einfacher und schneller Algorithmus bzw. als einfache Schaltung auszuführen sind.
Dieses Problem wird durch ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeug­ ten Signal mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 oder durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 9 und durch eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfah­ rens mit den Merkmalen von Patentanspruch 6 gelöst. Vorteil­ hafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den jeweiligen Un­ teransprüchen.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeug­ ten Signal. Das mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal weist eine Vielzahl von Trägerfrequenzen auf und jede Trägerfrequenz weist einen Signalvektor auf. Aus einem Refe­ renzsignalvektor, der ein Signalvektor aus der Vielzahl der Signalvektoren ist, wird ein Fehlersignalvektor erzeugt. Der Fehlersignalvektor wird zu jedem der übrigen Signalvektoren der Vielzahl der Signalvektoren zur Kompensation von Störun­ gen addiert. Jedem der Signalvektoren der Vielzahl der Si­ gnalvektoren außer dem Referenzsignalvektor ist ein Satz von einstellbaren Koeffizienten zugeordnet, mit dem der Fehlersi­ gnalvektor vor der Addition multipliziert wird. Vorteilhaf­ terweise wird in einem einfachen Schritt des Verfahrens das Fehlersignal berechnet und in einem weiteren einfachen Schritt zu den übrigen Trägerfrequenzen addiert. Aufgrund der Abhängigkeit von Störungen jeder einzelnen Trägerfrequenz voneinander, genügt die Berechnung des Fehlersignals aus ei­ ner Trägerfrequenz. Das Verfahren ist im Gegensatz zu einer Zeitbereichsentzerrung als Algorithmus sehr einfach ausführ­ bar.
Die einstellbaren Koeffizienten werden besonders bevorzugt entsprechend den Übertragungsbedingungen der Trägerfrequenz, die den den einstellbaren Koeffizienten zugeordneten Signal­ vektor aufweist, angepaßt. Vorteilhafterweise wird durch die­ se Anpassung der Koeffizienten eine bessere Unterdrückung von Störungen, die im Signalvektor enthalten sein können, er­ reicht.
In einer bevorzugten Ausführungsform werden die einstellbaren Koeffizienten mit einem iterativen Algorithmus zur Fehlermi­ nimierung eingestellt.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform werden die einstellbaren Koeffizienten mit dem Mean-Square-Error- Algorithmus eingestellt.
Der Referenzsignalvektor wird bevorzugt in einen wertdiskre­ ten Referenzsignalvektor abgebildet und der wertdiskrete Re­ ferenzsignalvektor wird von dem Referenzsignalvektor zur Er­ zeugung des Fehlersignalvektors subtrahiert.
Weiterhin betrifft die Erfindung eine Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton- Modulation erzeugten Signal, wobei das mit Diskreter Multi­ ton-Modulation erzeugte Signal im Frequenzbereich eine Viel­ zahl von Trägerfrequenzen aufweist und wobei jede Trägerfre­ quenz einen Signalvektor aufweist. Ein Referenzsignalvektor wird einer ersten Entscheiderschaltung zugeführt, die den Re­ ferenzsignalvektor in einen wertdiskreten Referenzsignalvek­ tor abbildet. Eine Subtrahiererschaltung subtrahiert zur Bil­ dung eines Fehlersignalvektors den Referenzsignalvektor und den wertdiskreten Referenzsignalvektor voneinander. Der Feh­ lersignalvektor wird einer Vielzahl von Addierern zugeführt, die den Fehlersignalvektor zu jedem übrigen Signalvektor au­ ßer zu dem Referenzsignalvektor addieren. Jeder der Vielzahl von Addierern sind Multipliziererschaltungen vorgeschaltet, die den ersten Fehlersignalvektor mit einstellbaren Koeffizi­ enten multiplizieren.
Die einstellbaren Koeffizienten sind bevorzugt durch eine Stellgröße einstellbar.
Für die Stellgröße wird besonders bevorzugt eine Zweierpotenz gewählt, wodurch sich die Einstellung der einstellbaren Koeffizienten durch ein einfaches Schieberegister durchführen läßt.
Die Erfindung betrifft auch ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation er­ zeugten Signal, wobei aus dem Fehlersignalvektor Störungen der übrigen Signalvektoren der Vielzahl der Signalvektoren näherungsweise berechnet werden, und die berechneten Störun­ gen von dem jeweiligen Signalvektor der Vielzahl der Signal­ vektoren zur Kompensation von Störungen subtrahiert werden. Vorteilhafterweise ist dabei keine adaptive Einstellung von Koeffizienten notwendig. Damit können auch keine Konvergenz­ probleme während der Adaption auftreten.
Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigt
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel der Schaltungsanord­ nung zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal;
Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung zur Bildung der Gewichtungskoeffizienten des Fehlersi­ gnals; und
Fig. 3 ein Diagramm mit dem Signal-Rausch-Verhältnis am Eingang der Entscheider; und
Fig. 4 ein zweites Ausführungsbeispiel der Schaltungsan­ ordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal;
Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multi­ ton-Modulation erzeugten Signal. Ein Seriell-Parallel-Wandler 1 empfängt digitale Abtastwerte eines mit Diskreter Multiton- Modulation erzeugten Signals IN. Der Seriell-Parallel-Wandler 1 bildet aus den zugeführten digitalen Abtastwerten Blöcke, wobei ein Block eine Vielzahl von N parallelen Signalen auf­ weist, die einem Demodulator 2 zugeführt werden. Dabei sollte N eine Zweierpotenz sein.
Der Demodulator 2 ist ein schneller Fourier-Transformator, der die Vielzahl von N zugeführten parallelen Signalen im Zeitbereich in eine Vielzahl von n Trägerfrequenzen f0-fn im Frequenzbereich umsetzt, wobei jede Trägerfrequenz bei der Diskreten Multiton-Modulation mit der Quadratur-Amplituden- Modulation (QAM) moduliert wird. Jede Trägerfrequenz weist einen Signalvektor 20a, 20b bis 2na, 2nb auf.
Beispielsweise werden bei ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line) von 256 Trägerfrequenzen, die jeweils 4,3125 kHz Fre­ quenzabstand aufweisen, die Trägerfrequenzen 7 bis 250 ent­ sprechend einem Frequenzsprektrum von 30,1875 kHz bis 1078,125 kHz für die Signalübertragung genutzt.
Jeder Signalvektor weist zwei Elemente auf, die einen Realteil und einen Imaginärteil einer komplexen Zahl darstel­ len. Der Betrag und die Phase der komplexen Zahl entsprechen der Trägerfrequenz (Frequenzkanal, Kanal) mit QAM aufmodu­ lierten Signal.
Entsprechend der Vielzahl von Signalvektoren bzw. Trägerfre­ quenzen sind n Frequenzbereichsentzerrer 30, . . ., 3n (FDEQ = Frequency Division Equalizer) zur Entzerrung der Signalvekto­ ren 20a, 20b bis 2na, 2nb vorgesehen. Ein Frequenzbereichs­ entzerrer dient zur Kanalentzerrung eines Signalvektors. Dazu ist jeder Frequenzbereichsentzerrer an die für eine Träger­ frequenz spezifische Übertragungscharakteristik des Übertra­ gungskanals anpaßbar. Am Ausgang jedes Frequenzbereichsent­ zerrers 30, . . ., 3n liegt jeweils ein entzerrter Signalvektor a0, b0 bzw. an, bn an.
Jedem Frequenzbereichsentzerrer 30, . . ., 3n ist jeweils eine Entscheiderschaltung 40 bzw. 4n nachgeschaltet. Eine Ent­ scheiderschaltung entscheidet, welcher Signalzustand im Si­ gnalzustandsraum der mit QAM modulierten Trägerfrequenzen ei­ nem zugeführter Signalvektor zugeordnet wird. Ein Signalzu­ stand entspricht einem wertdiskreten Signalvektor, der eine wertdiskrete Amplitude und eine wertdiskrete Phase aufweist. Entscheidend für eine korrekte Zuordnung eines Signalvektors zu einem wertdiskreten Signalvektor ist ein durch die Über­ tragung möglichst wenig gestörter Signalvektor.
Jeder Entscheiderschaltung 40, . . ., 4n ist jeweils eine Deko­ derschaltung 50 bzw. 5n nachgeschaltet. Eine Dekoderschaltung dekodiert aus einem zugeführten wertdiskreten Signalvektor die im Signalvektor enthaltenen binären Signale OUT0 bis OUTn.
Ein beliebiger Signalvektor a0, b0 wird als Referenzsignal­ vektor benutzt. Der Referenzsignalvektor wird von der ersten Entscheiderschaltung 40 in einen wertdiskreten Referenzsi­ gnalvektor a0', b0' umgesetzt. Der Referenzsignalvektor wird zur Korrektur aller übrigen Signalvektoren verwendet. Dies ist aufgrund der Abhängigkeit der einzelnen Signalvektoren untereinander möglich.
Aus dem Referenzsignalvektor wird ein Fehlersignalvektor er­ zeugt, der zur Korrektur aller anderen Signalvektoren benutzt wird. Der Realteil a0 und der wertdiskrete Realteil a0' des Referenzsignalvektors werden dazu einer ersten Subtrahierer­ schaltung 6 zugeführt und voneinander subtrahiert. Am Ausgang der ersten Subtrahiererschaltung 6 liegt ein Realteil Δa0 einer komplexen Zahl an, die das im Fehlersignalvektor Δa0, Δb0 enthaltene Fehlersignal darstellt. Der Imaginärteil b0 und der wertdiskrete Imaginärteil b0' des Referenzsignalvek­ tors werden entsprechend den Realteilen einer zweiten Subtra­ hierschaltung 7 zugeführt. Am Ausgang der zweiten Subtrahie­ rerschaltung 7 liegt ein Imaginärteil Δb0 der komplexen Zahl an, die das im Fehlersignalvektor Δa0, Δb0 enthaltene Feh­ lersignal darstellt.
Die Formel zur Bildung der Elemente des Fehlersignalvektors aus den Elementen des Referenzsignalvektors lautet:
Δa0 = a0 - a'0 und Δb0 = b0 - b'0
Der Fehlersignalvektor Δa0, Δb0 wird an den zu korrierenden Signalvektor angepaßt und zu dem Signalvektor, der einem zu korrigierenden Kanal entspricht, zur Korrektur addiert.
Dieses Verfahren wird im folgenden am Beispiel eines beliebi­ gen Kanals, der einem Signalvektor an, bn entspricht, be­ schrieben. Verfahrensmäßig wird jeder Kanal außer dem Kanal, der den Referenzsignalvektor aufweist, korrigiert.
Der Realteil Δa0 des Fehlersignalvektors wird einer ersten Multipliziererschaltung 8 und parallel einer zweiten Multi­ pliziererschaltung 11 zugeführt. Die erste Multiplizierer­ schaltung 8 multipliziert den Realteil Δa0 des Fehlersignal­ vektors mit einem ersten Koeffizienten Caa n. Die zweite Multi­ pliziererschaltung 11 multipliziert den Realteil Δa0 des Fehlersignalvektors mit einem zweiten Koeffizienten Cab n.
Der Imaginärteil Δb0 des Fehlersignalvektors wird einer dritten Multipliziererschaltung 9 und parallel einer vierten Multipliziererschaltung 10 zugeführt. Die dritte Multiplizie­ rerschaltung 9 multipliziert den Imaginärteil Δb0 des Feh­ lersignalvektors mit einem dritten Koeffizienten Cba n. Die vierte Multipliziererschaltung 10 multipliziert den Imaginär­ teil Δb0 des Fehlersignalvektors mit einem vierten Koeffizi­ enten Cbb n.
Das Ausgangssignal der ersten Multipliziererschaltung 8 und der dritten Multipliziererschaltung 9 wird einer ersten Ad­ diererschaltung 12 zugeführt. Ein Realteil an des Signalvek­ tors, der am Ausgang eines Frequenzbereichsentzerrers 3n an­ liegt, wird ebenfalls der ersten Addiererschaltung 12 zuge­ führt. Die erste Addiererschaltung addiert die drei zugeführ­ ten Signale zu einem fehlerkorrigierten Realteil an* des Si­ gnalvektores.
Das Ausgangssignal der zweiten Multipliziererschaltung und der vierten Multipliziererschaltung werden einer zweiten Ad­ diererschaltung 13 zugeführt. Der zweiten Addiererschaltung 13 wird weiterhin ein Imaginärteil bn des Signalvektors, der am Ausgang des zweiten Frequenzbereichsentzerrers 3n anliegt, zugeführt. Am Ausgang der zweiten Addiererschaltung 13, die die drei zugeführten Signale addiert, liegt ein fehlerkorri­ gierter Imaginärteil bn* des Signalvektores an.
Das vorher beschriebene Vefahren läßt sich durch die folgen­ den Formeln ausdrücken:
an* = an + C n|aa . Δa0 + C n|ba . Δb0
bn* = bn + C n|ab . Δa0 + C n|bb . Δb0
Der fehlerkorrigierte Realteil an* und der fehlerkorrigierte Imaginärteil bn* des Signalvektors werden einer zweiten Ent­ scheiderschaltung 4n zugeführt, die den fehlerkorrigierten Realteil an* und den fehlerkorrigierten Imaginärteil bn* in einen wertdiskreten Realteil an*' bzw. in einen wertdiskreten Imginärteil bn*' eines wertdiskreten Signalvektors an*', bn*' umsetzt.
Der wertdiskrete Signalvektor an*', bn*' wird einer zweiten Decoderschaltung 5n zugeführt. Die zweite Decoderschaltung 5n dekodiert aus dem zugeführten Signalvektor Signale.
Für jeden Signalvektor außer dem Referenzsignalvektor wird bei diesem Verfahren der Fehlersignalvektor entsprechend dem zu korrigierenden Kanal gewichtet und zu dem den Kanal reprä­ sentierenden Signalvektor addiert.
Die Gewichtungskoeffizienten C n|aa, C n|ba, C n|ab und C n|bb zur Ge­ wichtung des Fehlersignalvektors können mit einem iterativen Algorithmus zur Fehlerminimierung wie beispielsweise dem Me­ an-Square-Error-Algorithmus (MSE-Algorithmus) schrittweise eingestellt werden (k bezeichnet dabei einen diskreten Zeit­ punkt):
C n|aa(k) = C n|aa(k - 1) - g . Δa0(k) . Δan(k)
C n|bb(k) = Cbb n(k - 1) - g . Δb0(k) . Δbn(k)
C n|ab(k) = Cab n(k - 1) - g . Δa0(k) . Δbn(k)
C n|ba(k) = Cba n(k - 1) - g . Δb0(k) . Δan(k) (1)
Zur Berechnung der Gewichtungskoeffizienten C n|aa, C n|ba, C n|ab und C n|bb entsprechend den Formeln (1) wird sowohl der Fehlersi­ gnalvektor Δa0, Δb0 des Referenzsignalvektors als auch ein Fehlersignalvektor Δan, Δbn des zu korrigierenden n-ten Ka­ nals benötigt. Der Fehlersignalvektor Δan, Δbn des zu korri­ gierenden n-ten Kanals wird dabei entsprechend dem Fehlersi­ gnalvektor des Referenzkanals gebildet.
Wenn ein Signalvektor nur im unteren Frequenzbereich entstört werden soll, reicht ein vereinfachter Algorithmus mit symme­ trischen Gewichtungskoeffizienten C n|aa, C n|ba, C n|ab und C n|bb aus. Dies kann beispielsweise bei einem Einsatz eines dem Demodu­ lator 2 und dem Seriell-Parallel-Wandler 1 vorgeschalteten Zeitbereichsentzerrers der Fall sein. Die Anforderungen an den Zeitbereichsentzerrer sind dann geringere als die Anfor­ derungen an einen Zeitbereichsentzerrer ohne Störkompensati­ on. Die Gewichtungskoeffizienten C n|aa, C n|ba, C n|ab und C n|bb be­ rechnen sich in diesem Fall wie folgt:
C n|bb(k) = C n|aa(k - 1)
C n|ba(k) = -C n|ab(k - 1) (2a)
Vorteilhafterweise verringert sich durch die Symmetrie der Gewichtungskoeffizienten der benötigte Speicherplatz zur Speicherung der Gewichtungskoeffizienten.
In diesem Fall lautet der Algorithmus zur Einstellung wie folgt:
C n|aa(k) = C n|aa(k - 1) - g . (Δa0(k) . Δan(k) + Δb0(k) . Δbn(k))
C n|ab(k) = C n|ab(k - 1) - g . (Δa0(k) . Δbn(k) - Δb0(k) . Δan(k)) (2b)
Die in Fig. 2 abgebildeten Schaltungsanordnungen berechnen die Gewichtungskoeffizienten C n|aa, C n|ba, C n|ab und C n|bb nach dem MSE-Algorithmus entsprechend den Formeln (1).
Jede der Schaltungsanordnungen weist einen ersten Multipli­ zierer 100 auf, der den Realteil Δa0 bzw. den Imaginärteil Δb0 des Fehlersignalvektors des Referenzkanals mit dem Realteil Δan bzw. dem Imaginärteil Δbn des aus dem zu korri­ gierenden Kanal gebildeten Fehlersignalvektors multipliziert.
Ein dem ersten Multiplizierer 100 nachgeschalteter zweiter Multiplizierer 101 multpiziert das Ergebnis des ersten Multi­ plizierers 100 mit einer Stellgröße g, die in einem Schal­ tungsblock 102 gebildet wird.
Die Stellgröße g wird zur Vereinfachung der Multiplikation als Zweierpotenz 2-µ gewählt. Dadurch kann für den zweiten Multiplikator 101 ein einfaches Schieberegister verwendet werden.
Eine weitere Vereinfachung kann dadurch erreicht werden, daß für den Realteil Δai und den Imaginärteil Δbi eines Fehlersi­ gnalvektors lediglich das Vorzeichen benutzt wird (dies gilt auch für den vereinfachten Algorithmus nach den Formeln (2b)). Somit reduziert sich die erste Multiplikation 100 auf eine Einbit-Operation.
Das Ausgangssignal des zweiten Multiplikators 101 wird dem negativen Eingang eines Komparators 103 zugeführt, dessen Ausgang auf den positiven Eingang über ein Verzögerungsglied 104 rückgekoppelt ist.
Fig. 3 zeigt das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR = Signal-To- Noise-Ratio) für verschiedene Verfahren zur Kompensation von Störungen am Eingang jeder Entscheiderschaltung 40, . . ., 4n. Ohne Zeitbereichsentzerrer und Störunterdrückung wird ein SNR von -40 bis -20 dB über einen Frequenzbereich bis ca. 1,1 MHz erreicht. Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Kompensati­ on von Störungen (= Störunterdrücker) wird ein SNR von -70 bis ca. -45 dB erreicht, was eine Verbesserung um durch­ schnittlich 25 bis 30 dB entspricht. Mit einem Zeitbereichs­ entzerrer, der 32 Koeffizienten aufweist und vor den Demodu­ lator 2 geschaltet ist, wird ein SNR von -70 bis ca. -50 dB erreicht.
Fig. 4 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Schaltungs­ anordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit Dis­ kreter Multiton-Modulation erzeugten Signal. Dabei sind alle Elemente, die gleich den Elementen des ersten Ausführungsbei­ spiels sind, auch mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
Im folgenden werden nur die Unterschiede zwischen dem ersten und zweiten Ausführungsbeispiel beschrieben.
Der Fehlersignalvektor Δa0, Δb0 des Referenzsignalvektors wird einer Vorrichtung 200 zugeführt, die den Fehlersignal­ vektor an die zu korrigierenden Kanäle anpaßt.
Dazu werden zuerst aus dem Fehlersignalvektor Parameter für den Fehlerfrequenzgang berechnet, die dann zur Korrektur der anderen Kanäle verwendet werden.
Wird die Schaltungsanordnug als ein System 2. Ordnung betrach­ tet, läßt sich der Frequenzgang der Störungen bzw. des Feh­ lers pro Kanal nach den Frequenzgangentzerrern mit der fol­ genden Gleichung berechnen:
n Kanalindex
Fehlern Fehler des n-ten Kanals
zn zn = ejωn.Ta mit Ta als Abtastzeit (z. B. bei ADSL 2,208 MHz)
FEQn Koeffizienten des Frequenzbereichsentzer­ rers des n-ten Kanals
FEQ_modn Koeffizienten eines modifizierten Fre­ quenzbereichsentzerrers des n-ten Kanals, wobei FEQn mittels inverser Fouriertrans­ formation in den Frequenzbereich trans­ formiert wird und dabei der Teil der Im­ pulsantwort, der innerhalb des Cyclic- Prefix liegt, "abgeschnitten" wird
Die Parameter c1 und c2 können aus dem Referenzkanal - z. B. der 0-te Kanal - mit obiger Gleichung berechnet werden:
Da diese Gleichung komplex ist, ergibt sich zwei Gleichungen - eine reele und eine imaginäre Gleichung - zur Berechnung der zwei unbekannten Parameter c1 und c2. Damit kann für je­ den weiteren Kanal der Fehlerfrequenzgang analytisch berech­ net und zur Korrektur des jeweiligen Kanals benutzt werden. Vorteilhafterweise ist bei diesem Verfahren keine Anpassung von Koeffizienten während einer Übertragung notwendig. Ledig­ lich einmal müssen aus dem Referenzkanal die Parameter c1 und c2 und damit die Fehlerfrequenzgänge der weiteren Kanäle be­ rechnet werden. Damit können aufgrund der eingesparten Anpas­ sungszeit auch keine Konvergenzprobleme auftreten.
Nach der Berechnung der Parameter c1 und c2 und des Fehlerfre­ quenzganges jedes Kanals wird der Fehlersignalvektor in der Vorrichtung 200 entweder mit 1/FEQ_mod, wenn vor den Fre­ quenzbereichsentzerrern korrigiert wird, oder mit FEQ/FEQ_mod, wenn nach den Frequenzbereichsentzerrern korri­ giert wird, modifiziert.
Anschließend wird der so angepaßte Fehlersignalvektor zur Störkompensation zu dem n-ten Kanal mit den Addierschaltungen 201 und 202 addiert.

Claims (9)

1. Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal, wobei das mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor (a0, b0 bis an, bn) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß
  • - aus einem Referenzsignalvektor (a0, b0), der ein Signalvek­ tor aus der Vielzahl der Signalvektoren (a0, b0 bis an, bn) ist, ein Fehlersignalvektor (Δa0, Δb0) erzeugt wird,
  • - der Fehlersignalvektor zu jedem der übrigen Signalvektoren der Vielzahl der Signalvektoren (an, bn) zur Kompensation von Störungen addiert (12, 13) wird, und
  • - jedem der Signalvektoren der Vielzahl der Signalvektoren (a1, b1 bis an, bn) außer dem Referenzsignalvektor (a0, b0) ein Satz von einstellbaren Koeffizienten (C n|aa, C n|ba, C n|bb und C n|ab) zu­ geordnet ist, mit dem der Fehlersignalvektor (Δa0, Δb0) vor der Addition (12, 13) multipliziert wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die einstellbaren Koeffizienten (C n|aa, C n|ba, C n|bb und C n|ab) entspre­ chend den Übertragungsbedingungen der Trägerfrequenz, die den den einstellbaren Koeffizienten (C n|aa, C n|ba, C n|bb und C n|ab) zugeord­ neten Signalvektor (an, bn) aufweist, angepaßt werden.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die einstellbaren Koeffizienten (C n|aa, C n|ba, C n|bb und C n|ab) mit ei­ nem iterativen Algorithmus zur Fehlerminimierung eingestellt werden.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die einstellbaren Koeffizienten (C n|aa, C n|ba, C n|bb und C n|ab) mit dem Mean-Square-Error-Algorithmus eingestellt werden.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzsignalvektor (a0, b0) in einen wertdiskreten Re­ ferenzsignalvektor (a0', b0') abgebildet wird und der wert­ diskrete Referenzsignalvektor (a0', b0') von dem Referenzsi­ gnalvektor (a0, b0) zur Erzeugung des Fehlersignalvektors (Δa0, Δb0) subtrahiert (6, 7) wird.
6. Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei ei­ nem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal, wobei das mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal im Fre­ quenzbereich eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor (a0, b0 bis an, bn) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß
  • - ein Referenzsignalvektor (a0, b0) einer ersten Entscheider­ schaltung (40) zugeführt wird, die den Referenzsignalvektor (a0, b0) in einen wertdiskreten Referenzsignalvektor (a0', b0') abbildet,
  • - eine Subtrahiererschaltung (6, 7) zur Bildung eines Fehler­ signalvektors (Δa0, Δb0) den Referenzsignalvektor (a0, b0) und den wertdiskreten Referenzsignalvektor (a0', b0') voneinander subtrahiert,
  • - der Fehlersignalvektor (Δa0, Δb0) einer Vielzahl von Addie­ rern (12, 13) zugeführt wird, die den Fehlersignalvektor (Δa0, Δb0) zu jedem übrigen Signalvektoren (an, bn) außer zu dem Referenzsignalvektor (a0, b0) addieren, und
  • - jeden der Vielzahl von Addierern (12, 13) Multiplizierer­ schaltungen (8, 9, 10, 11) vorgeschaltet sind, die den Feh­ lersignalvektor (Δa0, Δb0) mit einstellbaren Koeffizienten (C n|aa, C n|ba, C n|bb und C n|ab) multiplizieren.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die einstellbaren Koeffizienten (C n|aa, C n|ba, C n|bb und C n|ab) durch eine Stellgröße (102) einstellbar sind.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß für die Stellgröße (102) eine Zweierpotenz gewählt wird.
9. Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal, wobei das mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor (a0, b0 bis an, bn) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß
  • - aus einem Referenzsignalvektor (a0, b0), der ein Signalvek­ tor aus der Vielzahl der Signalvektoren (a0, b0 bis an, bn) ist, ein Fehlersignalvektor (Δa0, Δb0) erzeugt wird,
  • - aus dem Fehlersignalvektor (Δa0, Δb0) Störungen der übrigen Signalvektoren der Vielzahl der Signalvektoren (an, bn) nähe­ rungsweise berechnet werden, und
  • - die berechneten Störungen von dem jeweiligen Signalvektor der Vielzahl der Signalvektoren (an, bn) zur Kompensation von Störungen subtrahiert (12, 13) werden.
DE19901465A 1998-11-24 1999-01-15 Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens Expired - Lifetime DE19901465C2 (de)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19901465A DE19901465C2 (de) 1998-11-24 1999-01-15 Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens
EP99960912A EP1133857A1 (de) 1998-11-24 1999-11-17 Verfahren zur kompensation von störungen bei einem mit diskreter multiton-modulation erzeugten signal und schaltungsanordnung zur durchführung des verfahrens
JP2000584655A JP3739655B2 (ja) 1998-11-24 1999-11-17 離散的多周波変調により生成された信号における妨害の補償方法および該方法を実施するための回路装置
PCT/DE1999/003656 WO2000031937A1 (de) 1998-11-24 1999-11-17 Verfahren zur kompensation von störungen bei einem mit diskreter multiton-modulation erzeugten signal und schaltungsanordnung zur durchführung des verfahrens
CN99813695.6A CN1118169C (zh) 1998-11-24 1999-11-17 对离散多音调制信号中干扰补偿的方法和实施该方法的电路
US09/449,717 US6647076B1 (en) 1998-11-24 1999-11-24 Method of compensating for interference in a signal generated by discrete multitone modulation, and circuit configuration for carrying out the method.

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19854165 1998-11-24
DE19901465A DE19901465C2 (de) 1998-11-24 1999-01-15 Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE19901465A1 DE19901465A1 (de) 2000-05-31
DE19901465C2 true DE19901465C2 (de) 2000-09-07

Family

ID=7888835

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE19901465A Expired - Lifetime DE19901465C2 (de) 1998-11-24 1999-01-15 Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens

Country Status (1)

Country Link
DE (1) DE19901465C2 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10245282B4 (de) * 2002-09-27 2011-07-07 Lantiq Deutschland GmbH, 85579 Schaltungsanordnung und Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE50014475D1 (de) 1999-03-01 2007-08-23 Infineon Technologies Ag Verfahren zur kompensation von störungen bei einem mit diskreter multiton-modulation erzeugten signal und schaltungsanordnung zur durchführung des verfahrens

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
AL-DHAHIR, Naofal, CIOFFI, John M.: Optimum finite-length equalization for Multicarrier Transceivers, in: IEEE Transactions on Communication, Vol. 44, 1996, Nr. 1, S. 56-64 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10245282B4 (de) * 2002-09-27 2011-07-07 Lantiq Deutschland GmbH, 85579 Schaltungsanordnung und Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal

Also Published As

Publication number Publication date
DE19901465A1 (de) 2000-05-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE19850642C2 (de) Verfahren zur Reduzierung des Crest-Faktors eines Signals
DE60028012T2 (de) Kalman-entzerrung in mehrträgerempfängern
DE69906548T2 (de) DSL-Übertragungsystem mit Fernnebensprechkompensation
DE112004002397T5 (de) Restfrequenzfehlerabschätzung in einem OFDM-Empfänger
DE19858106B4 (de) Empfänger und Verfahren zum Verhindern einer Zwischensymbolstörung in einem Hochgeschwindigkeitsübertragungssystem
DE602004010684T2 (de) Verfahren und system zur übertragung von informationsdaten über eine kommunikationsleitung unter verwendung von gefilterter multiton-modulation (fmt)
DE69922176T2 (de) Verbesserungen bei vdsl
DE10325839B4 (de) Verfahren und Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung
DE10209259A1 (de) Reduktion des DMT-Peaks, ohne das Übertragungssignal zu beeinflussen
DE19901465C2 (de) Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens
DE10245282B4 (de) Schaltungsanordnung und Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal
WO2000031937A1 (de) Verfahren zur kompensation von störungen bei einem mit diskreter multiton-modulation erzeugten signal und schaltungsanordnung zur durchführung des verfahrens
DE102004061854B3 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Generierung eines periodischen Trainingssignals
EP1118196B1 (de) Digitaler empfänger für ein mit diskreter multiton-modulation erzeugtes signal
DE10129317B4 (de) Verfahren zum Anpassen von Filtereckfrequenzen beim Übertragen von diskreten Mehrfachtonsymbolen
EP1157511B1 (de) Verfahren zur kompensation von störungen bei einem mit diskreter multiton-modulation erzeugten signal und schaltungsanordnung zur durchführung des verfahrens
DE19960242C1 (de) Verfahren und Anordnung zur Kompensation von Signalechos bei der Duplex-Datenübertragung bei der diskreten Multitonmodulation
DE102004054070B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Verringerung des Crestfaktors eines Signals
DE102004026214B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Übertragung von Daten
DE102004047718B4 (de) Verfahren und Empfängerschaltung zur Reduzierung von RFI-Störungen
DE60117235T2 (de) Mehrträgerempfänger mit einer Gleitfensterfouriertransformation und einer Fouriertransformation
DE10129331B4 (de) Verfahren und Schaltungsanordnung für Datenstromsender bei diskreten Mehrfachtonsystemen
DE102004056478B3 (de) Verfahren und Vorrichtung zum Empfang von modulierten analogen Signalen
DE10201851B4 (de) Verfahren zum Übertragen eines analogen Datenstroms und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens
EP0963085A1 (de) Verfahren zur adaptiven Filtereinstellung in einem QAM/CAP-System

Legal Events

Date Code Title Description
OP8 Request for examination as to paragraph 44 patent law
D2 Grant after examination
8364 No opposition during term of opposition
8327 Change in the person/name/address of the patent owner

Owner name: INFINEON TECHNOLOGIES AG, 85579 NEUBIBERG, DE

8327 Change in the person/name/address of the patent owner

Owner name: LANTIQ DEUTSCHLAND GMBH, 85579 NEUBIBERG, DE

R081 Change of applicant/patentee

Owner name: LANTIQ DEUTSCHLAND GMBH, DE

Free format text: FORMER OWNER: INFINEON TECHNOLOGIES AG, 85579 NEUBIBERG, DE

Effective date: 20110325

Owner name: LANTIQ BETEILIGUNGS-GMBH & CO. KG, DE

Free format text: FORMER OWNER: INFINEON TECHNOLOGIES AG, 85579 NEUBIBERG, DE

Effective date: 20110325

R081 Change of applicant/patentee

Owner name: LANTIQ BETEILIGUNGS-GMBH & CO. KG, DE

Free format text: FORMER OWNER: LANTIQ DEUTSCHLAND GMBH, 85579 NEUBIBERG, DE

R071 Expiry of right