DE102004056478B3

DE102004056478B3 - Verfahren und Vorrichtung zum Empfang von modulierten analogen Signalen

Info

Publication number: DE102004056478B3
Application number: DE200410056478
Authority: DE
Inventors: Heinrich Schenk
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Germany Holding GmbH
Priority date: 2004-11-23
Filing date: 2004-11-23
Publication date: 2006-04-06
Anticipated expiration: 2024-11-24

Abstract

Verfahren zum Empfang von modulierten analogen Signalen (Z(t)), wobei ein mit einer ersten Abtastfrequenz (f¶1¶) digital gewandeltes moduliertes analoges Empfangssignal (Z(t¶k¶)) in ein erstes und zweites Zweigsignal (Z¶1¶(t¶k¶), Z¶2¶(t¶k¶)), deren jeweilige Abtastphasen miteinander verschoben sind, aufgespaltet wird, die Zweigsignale (Z¶2¶(t¶k¶)) jeweils mit einer zweiten Abtastfrequenz (f¶2¶) Fourier transportiert werden, die jeweiligen Fourier-Koeffizienten der Fourier transformierten Zweigsignale (Z¶1¶(f¶mu¶), Z¶2¶(f¶mu¶)) mit Entzerrungskoeffizienten (E¶1¶(f¶mu¶), E¶2¶(f¶mu¶)) gewichtet werden, die Fourier transformierten und gewichteten Zweigsignale (D¶1¶(f¶mu¶), D¶2¶(f¶mu¶)) zu einem entzerrten Empfangssignal (D(f¶mu¶)) zusammengeführt werden, und wobei die Entzerrungskoeffizienten (E¶1¶(f¶mu¶), E¶2¶(f¶mu¶)) derart angepasst werden, dass das entzerrte Empfangssignal (D(f¶mu¶)) ein maximales Signal-Rauschverhältnis aufweist. Die Erfindung betrifft ferner eine Vorrichtung (1) zur Durchführung des Verfahrens.

Description

In der modernen Telekommunikation spielt die hochbitratige Datenübertragung auf einer Teilnehmerleitung eine zunehmend größere Rolle, insbesondere deshalb, da man sich von ihr eine größere nutzbare Bandbreite der zu übertragenden Daten kombiniert mit einer bidirektionalen Datenkommunikation verspricht.
Um über einen Übertragungskanal digitale Daten zu übertragen sind eine Reihe von Modulationstechniken zum Kodieren und Modulieren von analogen Signalen, welche über den Übertragungskanal an eine Empfangsvorrichtung gelangen, bekannt.
Eine Technik, die in jüngster Zeit immer mehr an Bedeutung gewinnt, ist die sogenannte Mehrträger-Datenübertragung, die auch als "Multi-Carrier"-Übertragung, als „Discrete Multi-Tone"-Übertragung (DMT) oder als „Orthogonal Frequency Division Multiplexing"-Übertragung (OFDM) bekannt ist. Die DMT-Übertragung eignet sich insbesondere für die Datenübertragung über linear verzerrende Übertragungskanäle. Gegenüber der Einträgerdatenübertragung ergeben sich auch Vorteile hinsichtlich der Flexibilität bei der Anpassung der Datenrate oder des Sendespektrums an den Übertragungskanal oder an die Störumgebung. Die DMT-Übertragung wird beispielsweise bei leitergebundenen Systemen, aber auch im Funkbereich, für Broadcast-Systeme und für den Zugang zu Datennetzen verwendet. Anwendungen der DMT-Übertragung sind zum Beispiel der digitale Rundfunk (DAB = Digital Audio Broadcast) und das digitale Fernsehen (DVB = Digital Video Broadcast) aber auch Mobilfunkanwendungen.
Ein Vertreter der DMT-Übertragung ist beispielsweise die ADSL-Technik, wobei ADSL für „Asymmetric Digital Subscriber Line" steht, also den digitalen asymmetrischen Teilnehmeranschluss über eine normale Telefonleitung. Mit ADSL ist eine Technik bezeichnet, die die Übertragung eines hochbitratigen Bitstromes von einer Zentrale zu einem Teilnehmer und eines niederbitratigen, vom Teilnehmer zu einer Zentrale führenden Bitstromes erlaubt. Bei dieser Technik wird die Telekommunikationsleitung für herkömmliche Telefondienste (also Sprachübertragung) und gleichzeitig für die Datenübertragung verwendet. Neben der ADSL-Technik existieren noch weitere Vertreter der sogenannten xDSL-Technik, so zum Beispiel der breitbandige Teilnehmeranschluss (VDSL = Very High speed digital Subscriber Line), bei dem sich der Frequenzbereich für Datenübertragungen bis zu 17 MHz erstreckt. Es sind zudem VDSL2-Anwendungen geplant, die noch höhere Frequenzbereiche nutzen.
DMT-Übertragungssysteme verwenden eine Vielzahl von Trägerfrequenzen, wobei der zu sendende Datenstrom in viele parallele Teilströme zerlegt wird, welche im Frequenzmultiplex übertragen werden. Diese Teilströme werden auch als Einzelträger bezeichnet. Für die Modulation setzt sich das Sendesignal aus vielen sinusförmigen Signalen zusammen, wobei jedes einzelne Sinussignal sowohl in der Amplitude als auch in der Phase moduliert wird. Man erhält so eine Vielzahl von quadraturamplitudenmodulierten (QAM) Signalen. Für die DMT-Übertragung verwendet man im Sender eine inverse Fourier-Transformation (IFFT) und im Empfänger eine Fourier-Transformation (FFT). Sowohl für die IFFT wie auch für die FFT existieren effiziente und schnelle Signalverarbeitungsalgorithmen.
Ein vor allem mit der sehr breitbandigen DMT-Übertragung einher gehendes Problem ergibt sich dadurch, dass sich der nutzbare Frequenzbereich bei VDSL bis zu 17 MHz erstreckt und bei geplanten VDSL2-Anwendungen bis zu 30 MHz. Allerdings befinden sich in diesem weiten Frequenzbereich auch Frequenzbänder andere Dienste, wie zum Beispiel die Frequenzbänder für den Mittelwellen- und Kurzwellen-Rundfunk oder die Frequenzbereiche für den Amateurfunk. Je nach räumlicher Lage können die Teilnehmerendgeräte der DMT-Übertragung durch diese Dienste, die den gleichen Frequenzbereich der DMT-Übertragung nutzen, gestört werden. Man spricht hier von sogenannten RFI-Störungen, wobei RFI für "Radio Frequency Interference" steht. Diese RFI-Störungen stellen bezogen auf den für die DMT-Übertragung genutzten, sehr breitbandigen Frequenzbereich Schmalbandstörungen, sogenannte Narrow-Band Interferences, dar, da diese störenden RFI-Frequenzbereiche typischerweise nur einige wenige Kilohertz breit sind.
Wird ein solches schmalbandiges Störsignal dem DMT-Empfangssignal überlagert, wird dadurch das demodulierte DMT-Empfangssignal negativ beeinflusst. Dabei werden nicht nur die Werte (Trägerfrequenzen) in der unmittelbaren Nähe der Schwerpunktsfrequenz dieser Störung gestört. Auch viel weiter von dieser Störfrequenz entfernt liegende Trägerfrequenzen (bzw. Nutzkanäle) des DMT-Empfangssignals werden gestört.
Neben bandbreitenbegrenzten Störsignalen wird das gesendete modulierte Signal zudem gedämpft, linear verzerrt und kann von anderen Fremdsignalen überlagert werden. Insbesondere Nebensprechstörungen können auftreten, wenn über ein benachbartes Leitungspaar bzw. einem räumlich benachbarten Übertragungskanal ebenfalls DMT-Signale übertragen werden. In einem solchen Fall wirkt sich die Störung durch Übersprechen in der gesamten Bandbreite für das DMT-Signals aus. Da beispielsweise beim xDSL viele Leitungspaare gebündelt nebeneinander geführt werden, treten in der Regel mehrere Übersprechstörer gleichzeitig auf, die ein zu übertragendes moduliertes analoges Signal nachteilig beeinflussen. In einer solchen FEXT-Umgebung (Far End Cross Talk = Übersprechen am anderen Ende der Leitung) sind Maßnahmen zur Verbesserung der Signalqualität der entsprechenden Empfangssignale erwünscht.
Neben den verhältnismäßig gut beschreibbaren Nebensprechstörern und RFI-Störern ist das Empfangssignal darüber hinaus meist mit einem stochastischen Rauschen beaufschlagt.
Die 1 zeigt ein DMT-Übertragungssystem nach dem Stand der Technik.
Zu übertragende digitale Daten DS werden zunächst über einen Parallel-Seriell-Wandler PSW, einem Codierer CD zugeführt. In Abhängigkeit von der Qualität bzw. einem gemessen Signalrauschverhältnis für die Einzelträger der Mehrträgerdatenübertragung ist für jeden Einzelträger eine Konstellation für ein QAM-Symbol gewählt. Durch die Konstellation ist die Anzahl der Bits festgelegt, welche durch ein QAM-Symbol übertragen werden können. Somit ist pro Einzelträger eine bestimmte Anzahl von Bits mittels einem QAM-Kanal, der jeweils durch einen komplexen Frequenzwert darstellbar ist, übertragbar.
Der Codierer CD ordnet den eine bestimmte Bitanzahl aufweisenden, zu übertragenden Datenblock den Einzelträgern als QAM-Symbole zu. Die entsprechenden Frequenzwerte dieses zu übertragenden Datenblocks, oder auch als DMT-Symbol bzw. DMT-Rahmen bezeichnet, können zu einem komplexen Frequenzvektor D(f_μ) zusammengefasst werden.
Dabei entsprechen die Frequenzen f_μ der jeweiligen Einzelträgerfrequenz. Bei einem typischen VDSL-Übertragungsverfahren werden beispielsweise N = 4.096 Träger mit einem jeweiligen Abstand von 4,3125 KHz untereinander verwendet, wodurch ein Frequenzbereich bzw. eine Übertragungsbandbreite von 0-17664 MHz ausgeschöpft wird. Dieser Frequenzvektor D(μ), wobei μ u im Folgenden die Frequenzen f_μ der Einzelträger indiziert, wird invers Fourier-transformiert, was durch den Funktionsblock IFFT in der 1 dargestellt ist. Die inverse Fourier-Transformation liefert einen reellen Signalvektor im Zeitbereich mit M = 2·(N+1) Komponenten.
Im Funktionsblock GIA wird der reelle Signalvektor, welcher das digitale Sendesignal im Zeitbereich darstellt, um ein sogenanntes Guard-Intervall GI erweitert. Das Guard-Intervall GI schafft eine zyklische Erweiterung des DMT-Rahmens. Die zyklische Erweiterung erfolgt allerdings nur teilweise, wobei das Guard-Intervall typischerweise länger als die entsprechende Impulsantwort des Übertragungskanals gewählt ist. Das Guard-Intervall füllt die zeitlichen Abstände aus, mit denen DMT-Rahmen nacheinander versendet werden. Das Guard-Intervall wird auch zyklischer Präfix genannt.
Das aus den digitalen Daten codierte und invers Fouriertransformierte Signal weist ein mit der entsprechenden inversen Abtastfrequenz T = 1/f_A periodisches Spektrum auf. Entsprechende Signalspektren sind in der 2 gezeigt.
In der 2 sind beispielhafte Frequenzspektren von DMT-Signale gezeigt.
2(a) illustriert die Anordnung von Haupt- und Spiegelspektren HS, SS im Frequenzraum. Um ein Signal im Frequenzraum korrekt darstellen zu können, muss die entsprechende Abtastfrequenz f_A nach dem Abtasttheorem mindestens doppelt so groß sein wie die höchste Frequenz des darzustellenden Signals. Im Beispiel der eingangs erwähnten VDSL-Übertragung ergibt sich bei einem Abstand der Frequenzlinien Δf = 4.3125 KHz und 4.096 Einzelträgern eine Abtastfrequenz von f_A= 35,328 MHz. Das digitale Sendesignalspektrum in 2(a) setzt sich aus den positiven und negativen Frequenzen HS+, HS- des Hauptsignals sowie den entsprechenden Spiegelfrequenzen SS+, SS- zusammen. In dem hier dargestellten Beispiel soll auf niedrigeren Frequenzen kein Signal gesendet werden. Dies wird beispielsweise durch Zu-Null-Setzen der entsprechenden Komponenten im komplexen Frequenzvektor D(μ) erreicht.
Das dargestellte Spiegelspektrum SS+, SS- ist gegenüber dem Hauptspektrum HS+, HS- um die Abtastfrequenz f_A verschoben. Die durch das Abtasten erzeugten Spiegelspektrumsanteile SS+, SS- sind in der Regel unerwünscht, weil sie in Frequenzbereiche reichen, die beispielsweise nach einem VDSL-Standard nicht mehr zugelassen sind und ferner eine erhöhte Sendeleistung bedingen. Die Dateninformationen sind zudem vollständig im Hauptspektrum HS+, HS- enthalten. Deshalb werden sendeseitig die Sendesignale durch Filter begrenzt.
Um die Anteile des Spiegelspektrums SS+, SS- vollständig zu unterdrücken, sind theoretisch unendlich steile Tiefpassfilter erforderlich, deren Realisierung praktisch unmöglich ist. Um den Realisierungsaufwand für derartige Sendetiefpässe, wie sie beispielsweise in der 1 als digitale und analoge Filter DF1, AF1 dargestellt sind in Grenzen zu halten, wird ein flacherer Filterfrequenzgang FFG, wie er in der 2(b) durch die gestrichelte Linie angedeutet ist, gewählt. Das bedeutet, dass immer ein gewisser Anteil des Spiegelspektrums SS- mit dem Hauptspektrum HS+, HS- mit übertragen wird. Dieser zusätzliche Anteil oberhalb der halben Abtastfrequenz f_A/2 wird auch Excess-Bandbreite EBB genannt.
Zurückkommend auf 1 wird das digital gefilterte zu übertragende Datensignal mittels eines Digital-Analog-Wandler DAW analog gewandelt und durch ein analoges Filter AF1 bandbreitenbegrenzt.
Ein mögliches Signalspektrum des analogen Sendesignals zeigt die 2(c). Dieses analoge bandbreitenbegrenzte Sendesignal A(t) wird einem Leitungstreiber LT zur Verstärkung zugeführt und dann auf einen entsprechenden Übertragungskanal CH gegeben. Im Falle von xDSL ist dies beispielsweise eine Zweidraht-Telefonleitung. Störeinflüsse, die das modulierte analoge Signal nachteilig verändern können, sind in der 1 als ein zusätzlich eingekoppeltes Rauschsignal R(t) modell haft dargestellt. Dieses Störsignal R(t) ist additiv eingekoppelt.
Empfängerseitig wird das modulierte und gestörte analoge Empfangssignal Z(t) zunächst analog gefiltert AF2 und anschließend mit der Abtastfrequenz f_A durch einen Analog-Digital-Wandler ADW in ein zeitdiskretes digitales Empfangssignal Z(t_k) gewandelt. Dieses digitale zeitdiskrete Empfangssignal Z(t_k) wird in einem digitalen Filter DF2 digital gefiltert, anschließend durch den mit GIS bezeichneten funktionalen Block von dem Guard-Intervall GI befreit und mittels einer Einrichtung zur Fourier-Transformation FT in einen Empfangssignalvektor E(f_μ) gewandelt.
Ohne nachteilige Einflüsse durch die Signalverarbeitung und insbesondere durch den Kanalfrequenzgang liefert der Empfangssignalvektor E(f_μ) genau dieselben komplexen Frequenzwerte, wie sie durch die inverse Fourier-Transformation IFFT auf der Sendeseite erzeugt wurden. Dies ist jedoch bei einem praxisgerechten System nie der Fall. Um die Einflüsse des Frequenzgangs des Übertragungskanals CH zu eliminieren, ist ein Frequenzbereichsentzerrer EF vorgesehen, der die komplexen Einträge des Empfangssignalvektors E(f_μ) mit Entzerrungskoeffizienten gewichtet. Diese Entzerrungs- bzw. Filterkoeffizienten eliminieren genau die Effekte, welche durch den Übertragungskanal CH hervorgerufen werden und der durch seine Übertragungsfunktion C(f) charakterisiert ist. Das Entzerrungsfilter EF weist somit eine Filterfunktion auf, die dem inversen der Kanalübertragungsfunktion C(f) entspricht. Durch das Entzerrungsfilter EF ist somit zumindest eine teilweise Signalverbesserung durch die Kompensation der messbaren Kanaleffekte gegeben.
Das entzerrte Empfangssignal wird in einer Entscheidereinheit E bearbeitet, die den entsprechenden empfangenen und entzerrten Frequenzwerten, die mit größter Wahrscheinlichkeit gesendeten Frequenzwerte zuordnet und eine Dekodierung der einzel nen QAM-Signale vornimmt. Um die Sendedaten DS zurückzugewinnen, wird anschließend eine Seriell-Parallel-Wandlung SPW vorgenommen und als Empfangsdaten DE ausgegeben.
Ein Empfangsverfahren gemäß dem Stand der Technik hat trotz der vorgenommenen Entzerrung durch ein Entzerrungsfilter EF den Nachteil, dass eine Reihe von Störfaktoren nicht eliminiert werden können. Da das Entzerrungsfilter EF lediglich den Frequenzgang des Übertragungskanals invers nachbildet, können RFI-Störer oder Übersprechstörungen nicht effizient ausgeschaltet werden.
In der D1 (= DE 195 20 353 A1 ) ist ein Verfahren zum Empfangen von OFDM-Signalen offenbart, in dem durch Verdopplung der Anzahl der Fouriertransformations-Koeffizienten eine Träger- und Kanaltrennung verbessert wird. In dem Verfahren gemäß der D1 195 20 353 A1 können bestimmte berechnete Fourier-Koeffizienten verworfen werden, wodurch der Rechenaufwand geringer ausfällt, als bei einer 2N-Fouriertransformation.

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zum Empfang von modulierten analogen Signalen zu schaffen, das auf einfache Weise, insbesondere ohne zusätzlichen Aufwand auf der Sendeseite, Störungen des zu übertragenden digitalen Signals ausschaltet oder zumindest vermindert.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren zum Empfang von modulierten analogen Signalen gemäß dem Patentanspruch 1 gelöst. Ferner löst eine Vorrichtung zum Empfang von modulierten analogen Signalen mit den Merkmalen des Patentanspruchs 16 diese Aufgabe.

Demgemäß schafft die Erfindung ein Verfahren zum Empfang von modulierten analogen Signalen, wobei ein mit einer ersten Abtastfrequenz digital gewandeltes moduliertes analoges Empfangssignal in ein erstes und zweites Zweigsignal, deren jeweilige Abtastphasen miteinander verschoben sind, aufgespal tet wird. Die Zweigsignale werden jeweils mit einer zweiten Abtastfrequenz Fourier-transformiert, wobei die jeweiligen Fourier-Koeffizienten der Fourier-transformierten Zweigsignale mit Entzerrungskoeffizienten gewichtet werden. Die Fourier-transformierten und gewichteten Zweigsignale werden dann zu einem entzerrten Empfangssignal zusammengeführt. Dabei werden die Entzerrungskoeffizienten derart angepasst, dass das entzerrte Empfangssignal ein maximales Signalrauschverhältnis aufweist.

Die der Erfindung zugrundeliegende Idee besteht im Wesentlichen darin, durch das Bilden von Zweisignalen, deren Abtastung miteinander phasenverschoben ist, auch Teile der mitgesendeten bzw. empfangenen Spiegelfrequenzen zur Verbesserung der Signalqualität zu berücksichtigen. Dies geschieht erfindungsgemäß durch die verschiedenen ersten und zweiten Abtastfrequenzen, mit denen das Empfangssignal digital gewandelt bzw. in den beiden Signalzweigen Fourier-transformiert wird. Erfindungsgemäß werden die jeweiligen Fourier-Koeffizienten so gewichtet, dass die Summe der beiden Zweigsignale praktisch vollständig von Störeinflüssen durch beispielsweise Übersprechen oder RFI-Störer befreit ist.

Vorteilhafterweise werden die folgenden Verfahrensschritte ausgeführt:

a) Wandeln mindestens eines analogen quadraturamplitudenmodulierten Empfangssignals in mindestens ein digitales Empfangssignal zum Erzeugen von zeitdiskreten digitalen Empfangssignalwerten mit der ersten Abtastfrequenz;
b1) Durchführen einer ersten diskreten Fourier-Transformation mit einer von der ersten Abtastfrequenz unterschiedlichen zweiten Abtastfrequenz f2 an einer ersten Hälfte aus den digitalen Empfangssignalwerten zum Erzeugen von ersten Fourier-Koeffizienten und
b2) Gewichten der ersten Fourier-Koeffizienten mit ersten frequenzabhängigen Entzerrungskoeffizienten;
c1) Durchführen einer zweiten diskreten Fourier-Transformation mit der zweiten Abtastfrequenz an der zweiten Hälfte aus den digitalen Empfangssignalwerten zum Erzeugen von zweiten Fourier-Koeffizienten und
c2) Gewichten der zweiten Fourier-Koeffizienten mit zweiten frequenzabhängigen Entzerrungskoeffizienten;
d) Addieren der gewichteten Fourier-Koeffizienten zum Erzeugen von digitalen Werten des entzerrten Empfangssignals.

Das erfindungsgemäße Verfahren eignet sich besonders für den Empfang von QAM-Signalen, die beispielsweise Teil eines DMT-Rahmens sind. Dadurch, dass die zwei diskreten digitalen Empfangssignalwerte mit einer von der zweiten Abtastfrequenz für die Fourier-Transformationen unterschiedlichen ersten Abtastfrequenz digitalisiert werden, ergibt sich eine Phasenverschiebung, da jeweils die Hälfte der erzeugten digitalen Empfangswerte dem ersten oder zweiten Zweig zugeführt werden.

Ein bevorzugter Einsatz des erfindungsgemäßen Verfahrens ergibt sich, wenn die analogen Empfangssignale mittels diskreter Multitonmodulation gebildet werden und dabei die komplexen Werte der Fourier-Koeffizienten jeweils einem QAM-Symbol des der jeweiligen Fourier-Frequenz zugeordneten DMT-Kanals entsprechen.

Die ersten und zweiten Fourier-Koeffizienten weisen bevorzugt komplexe Werte auf.

Vorteilhafterweise ist die erste Abtastfrequenz ein ganzes Vielfaches der zweiten Abtastfrequenz, insbesondere kann die erste Abtastfrequenz doppelt so hoch wie die zweite Abtastfrequenz sein. Dabei werden bevorzugt die digitalen Empfangswerte jeweils abwechselnd der ersten und zweiten Fourier-Transformation zugeführt. Wenn die erste Abtastfrequenz doppelt so hoch ist wie die zweite Abtastfrequenz, ist es besonders einfach möglich, den durch die Analog-Digital-Wandlung erzeugten Datenstrom in zwei Datenströme zu teilen, deren Datenrate jeweils gleich groß ist, nämlich der zweiten Abtast frequenz entsprechend. Dann ergibt sich automatisch, dass jeweils eine Hälfte der digitalen Empfangssignalwerte die Zweigsignale bilden.

In einer besonders bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird das Eingangssignal über einen Übertragungskanal empfangen, und die Zweigsignale durchlaufen jeweils einen Signalpfad, der durch eine Zweigübertragungsfunktion gekennzeichnet ist. Dann weisen die Entzerrungskoeffizienten jeweils einen Anteil zur Kompensierung der jeweiligen Zweigübertragungsfunktion auf. Dieser jeweilige Anteil wird mit einem frequenzabhängigen Korrekturkoeffizienten multipliziert. Dabei ist die Summe eines einer jeweiligen Fourier-Frequenz zugeordneten Korrekturkoeffizienten für das erste Zweigsignal mit dem jeweiligen Korrekturkoeffizienten der Fourier-Frequenz für das zweite Zweigsignal Eins.

Eine derartige Wahl der Entzerrungs- und Korrekturkoeffizienten ermöglicht die besonders einfach Berechnung und Anpassung, um ein praktisch ideales Signalrauschverhältnis zu erreichen.

Bei einer Ausführungsform werden die Korrekturkoeffizienten zum Kompensieren einer Nebensprechstörung durch ein Nebensprechsignal mit einer Nebensprechübertragungsfunktion wie folgt gewählt:

Durch diese bevorzugte Wahl der Korrekturkoeffizienten wird eine Nebensprechstörung durch einen einfachen FEXT-Störer vollständig ausgeschaltet bzw. kompensiert.

Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform werden die Korrekturkoeffizienten zum Kompensieren einer Störung durch einen bandbreitenbegrenzten Störer wie folgt gewählt:

Werden die Korrekturkoeffizienten derart gewählt, kann eine Störung durch einen RFI-Störer, der bandbreitenbegrenzt ist, ebenfalls weitestgehend ausgeschaltet werden.

Bei noch einer bevorzugten Ausführungsform werden die Entzerrungskoeffizienten durch Senden und Empfangen wenigstens eines Testsignals bestimmt. In diesem Fall kann bevorzugt mittels des Testsignals jeweils die Impulsantwort der Zweigsignalpfade bestimmt werden. Diese Vorgehensweise eignet sich besonders, wenn die Störungen nicht präzise beschrieben werden können, aber dennoch erfindungsgemäß prinzipiell abgeschwächt werden können.

Bei noch einer weiteren bevorzugten Ausführungsform werden zum Bestimmen der Entzerrungskoeffizienten eine Anzahl M von DMT-Datenblöcken mit einer vorgegebenen Testdatenfolge gesendet und empfangen. Dabei wird für jeden Testdatenblock eine Gleichung für die Entzerrungskoeffizienten erzeugt. Vorteilhafterweise lassen sich dann die Gleichungen für die Entzerrungskoeffizienten so näherungsweise lösen, dass eine Summe der quadratischen Abweichungen minimal wird.

Vorteilhafterweise kann das Verschieben der Abtastphasen durch Filtern von mindestens einem der Zweigsignale erfolgen.

Das Eingangssignal ist bevorzugt ein xDSL-Signal. Wie einleitend erläutert wurde, bestehen xDSL-Signale aus DMT-Einzelträgern, die jeweils quadraturamplitudenmoduliert sind. Um ein möglichst hohes Signalrauschverhältnis zu erreichen und damit auch eine erhöhte Datenrate bzw. größere Konstellationen für die QAM-Symbole zu erreichen, bietet sich das erfindungsgemäße Verfahren besonders an.

Die Erfindung schafft ferner eine Vorrichtung zum Empfang von modulierten analogen Signalen, die insbesondere geeignet ist, das erfindungsgemäße Verfahren durchzuführen.

Die Vorrichtung weist auf einen Analog-Digital-Wandler mit einer ersten Abtastfrequenz zum Wandeln mindestens eines analogen Empfangssignals in ein digitales Empfangssignal. Es ist ein Mittel zum Erzeugen eines ersten Zweigsignals und eines zweiten Zweigsignals aus dem digitalen Empfangssignal vorgesehen, wobei deren jeweilige Abtastphasen miteinander verschoben sind. Die erfindungsgemäße Vorrichtung weist ferner eine erste Einrichtung zur Fourier-Transformation des ersten Zweigsignals mit einer zweiten Abtastfrequenz, zum Erzeugen von ersten Fourier-Koeffizienten auf, sowie eine zweite Einrichtung zur Fourier-Transformation des zweiten Zweigsignals mit der zweiten Abtastfrequenz zum Erzeugen von zweiten Fourier-Koeffizienten. Es sind erste und zweite Filtermittel zum Gewichen der ersten und zweiten Fourier-Koeffizienten mit Entzerrungskoeffizienten vorgesehen. Die Vorrichtung hat eine Addiereinrichtung zum Addieren der gewichteten Fourier-Koeffizienten zum Erzeugen eines entzerrten Empfangssignals.

Bevorzugt weist das Mittel zum Erzeugen der Zweigsignale einen Schalter zum abwechselnden Schalten von digitalen Empfangssignalwerten in einen ersten und einen zweiten Zweig zum Bilden der Zweigsignale auf. Dabei ist der Schalter mit der ersten Schaltfrequenz betrieben. Dies ist eine besonders ein fache Realisierung, um aus den digitalen Empfangssignalwerten, die mit der ersten Abtastfrequenz vorliegen, zwei digitale Datenströme zu erzeugen, deren Datenrate halb so groß ist wie die erste Abtastfrequenz.

In einer alternativen Ausführungsform ist mindestens einer der beiden Vorrichtungen zur Fourier-Transformation ein weiteres Filtermittel vorgeschaltet. Ein digitales Filter schafft in der Regel auch eine Verzögerung, so dass auch durch Filtern eines oder beide Zweigsignale eine Phasenverschiebung in der Abtastung in den beiden Signalen erfolgen kann. Mindestens eines der Filtermittel ist dann bevorzugt einstellbar, um die Filter- oder Entzerrungskoeffizienten anzupassen. Bevorzugter Weise ist ferner eine Steuereinheit vorgesehen zum Anpassen oder Programmieren der Entzerrungskoeffizienten.

In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Vorrichtung Teil eines DMT-Empfängers.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen sowie der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Figuren zu entnehmen. Nachfolgend wird die Erfindung anhand der in den schematischen Figuren angegebenen Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Es zeigt dabei:
1 ein DMT-Übertragungssystem nach dem Stand der Technik;
2 Frequenzspektren typischer DMT-Signale;
3 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Empfang von modulierten Signalen;
4 ein Funktionsdiagramm der erfindungsgemäßen Vorrichtung;
5 eine alternative Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung bzw. des Verfahrens;
6 Sendefilter und Kanalfrequenzgänge;
7 Leistungsdichten und Signalrauschabstände beim erfindungsgemäßen Empfangsverfahren;
8 weitere Leistungsdichten und Signalrauschabstände; und
9 die erfindungsgemäße Kompensation von schmalbandigen Störungen.
Die 3 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Empfang von modulierten analogen Signalen. In diesem Ausführungsbeispiel ist der Einsatz des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. der Vorrichtung in einem DMT-Übertragungssystem, wie es einleitend in Bezug auf die 1 beschrieben wurde, dargestellt.
Ein analoges moduliertes Empfangssignal Z(t) ist einem Analog-Digital-Wandler 2 zugeführt, wobei das modulierte Signal durch eine inverse Fourier-Transformation IFFT mit der Abtastfrequenz f_A erzeugt wurde. Dies kann beispielsweise wie in 1 erläutert geschehen. Im Folgenden wird davon ausgegangen, dass das Empfangssignal Z(t) einen DMT-Rahmen bzw. ein DMT-Symbol darstellt. Der Analog-Digital-Wandler 2 wandelt das analoge Empfangssignal Z(t) mit der doppelten Abtastfrequenz 2·f_A in ein digitales Empfangssignal Z(t_k), das zeitdiskrete digitale Empfangssignalwerte aufweist.
Dieser Datenstrom aus den digitalen Empfangssignalwerten Z(t_k) mit einer Datenrate, die dem doppelten der Abtastfrequenz f_A entspricht, ist einem Schalter 3 zugeführt. Der Schalter 3 ist ebenfalls mit der doppelten Abtastfrequenz f_A betrieben und schaltet abwechselnd jeweils einen digitalen Empfangswert in einen ersten Signalzweig 4 und einen zweiten Signalzweig 5.
Die beiden Zweigsignale Z ' / 1(t_k), Z ' / 2(t_k) werden jeweils einer Einheit 6, 7 zur Entfernung des Guard-Intervalls GI zugeführt. Diese beiden Einheiten 6, 7 liefern jeweils zeitdiskrete digitale Zweigsignale Z₁(t_k), Z₂(t_k). Die Zweigsignale Z₁(t_k), Z₂(t_k) lassen sich als Vektoren mit N Einträgen auffassen, wobei der Index k von 0 bis N verläuft und so die diskreten Zeiten t_k indiziert.
Beide zeitdiskreten Zeitsignale Z₁(t_k), Z₂(t_k) werden jeweils in einer ersten und zweiten Einrichtung zur Fourier-Transformation 8, 9 gewandelt bzw. Fourier-transformiert. Das Ergebnis dieser Fourier-Transformationen sind jeweils komplexe Fourier-Koeffizienten Z₁(f_μ), Z₂(f_μ), die die entsprechenden Zweigsignale im Frequenzraum bilden. In der 3 ist dies jeweils durch die doppelten Linien von den jeweiligen Einrichtungen zur Fourier-Transformation 8, 9 an erste und zweite Filtermittel 10, 11 dargestellt.
Die Filtermittel 10, 11 fungieren als Entzerrungsfilter und gewichten die jeweiligen Fourier-Koeffizienten Z₁(f_μ), Z₂(f_μ) mit Entzerrungskoeffizienten E₁(f_μ), E₂(f_μ). Dabei sind die Filtermittel 10, 11 über Steuerleitungen 12, 13 mit einer Steuereinheit 14 verbunden, die die Entzerrungskoeffizienten E₁(f_μ), E₂(f_μ) gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren, wie es auch im Folgenden erläutert ist, anpasst. Die Filtermittel 10, 11 geben so jeweils Fourier-transformierte und gewichtete Zweigsignale D₁(f_μ), D₂(f_μ) aus. Wiederum können die gewichteten Zweigsignale D₁(f_μ), D₂(f_μ) als Vektoren der Länge N mit jeweils komplexen Einträgen verstanden werden. Die Einträge entsprechen nun genau den gewichteten Fourier-Koeffizienten.
Die gewichteten Zweigsignale D₁(f_μ), D₂(f_μ) werden jeweils einer Addiereinrichtung 15-1, ... 15-N zugeführt, welche ein entzerrtes Empfangssignal D(f_μ) erzeugt.
Die digitalen Werte des entzerrten Empfangssignals D(f_μ) sind schließlich einem Entscheider und Dekodierer 16 zugeführt, der aus den komplexen Frequenzwerten bzw. den digitalen Werten ihre entsprechenden QAM-Symbole zuordnet bzw. den jeweiligen DMT-Rahmen übertragenen Daten zurückgeneriert.
Durch das abwechselnde Umschalten der zeitdiskreten digital gewandelten Daten Z(t_k) mittels des Schalters 3 sind die den Zweigen 4, 5 zugeführten Zweigsignale Z₁(t_k), Z₂(t_k) gegeneinander um eine halbe Abtastperiode phasenverschoben. Durch die Filter 10 bzw. 11 soll jeweils eine Frequenzbereichsentzerrung erfolgen, wie es beispielsweise nach dem Stand der Technik in der 1 der EF dargestellt ist. Durch die erfindungsgemäße Anordnung mit den zwei Teilzweigen 4, 5 und den jeweils getrennten Filtermitteln 10, 11 kann eine weitgehende Kompensation von Störungen erfolgen, mit denen das analoge modulierte Empfangssignal Z(t) beaufschlagt ist. Durch ein Anpassen der hier programmiert ausgeführten Filtermittel 10, 11 durch die Steuereinheit 14 erhält man für bestimmte Störeinflüsse ein praktisch ungestörtes entzerrtes Empfangssignal D(f_μ) im Frequenzraum, welches praktisch dem auf Sendeseite konstruierten DMT- oder QAM-Code entspricht.
Die 4 zeigt ein vereinfachtes Funktionsdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. der erfindungsgemäßen Empfangsvorrichtung nach 3.
Ein quadraturamplitudenmoduliertes Empfangssignal Z(t) ist an einen Analog-Digital-Wandler 2 geführt, der mit einer ersten Abtastfrequenz f₁ wandelt, welche der doppelten Abtastfrequenz 2f_A entspricht, die auf der Sendeseite standardmäßig verwendet wird. Mittels eines Schalters 3 werden abwechselnd die erzeugten zeitdiskreten digitalen Empfangssignalwerte Z(t_k) durch Einrichtungen zur Fourier-Transformation 8, 9 Fourier-transformiert. Dabei sind die digitalen zeitdiskreten Empfangssignalwerte Z(t_k) jeweils in Zweigsignalwerte _Z1(t_k), Z₂(t_k) aufgespalten. Die jeweiligen Fourier-Transformationen 8, 9 geschehen mit einer zweiten Abtastfrequenz f₂, die der einfachen Abtastfrequenz der Sendeseite entspricht. Mittels der Fourier-Transformation 8, 9 werden jeweils erste und zweite komplexe Fourier-Koeffizienten Z₁(f_μ), Z₂(f_μ) erzeugt. Diese werden jeweils in Filtermitteln bzw. Entzerrungsfiltern 10, 11 mit frequenzabhängigen Entzerrungskoeffizienten E₁(f_μ), E₂(f_μ) gewichtet. Eine Addiereinrichtung 15 addiert die gewichteten Fourier-Koeffizienten D₁(f_μ), D₂(f_μ) zu dem entzerrten Empfangssignal D(f_μ).
Im Folgenden soll die erfindungsgemäße Bestimmung der Entzerrungskoeffizienten E₁(f_μ), E₂(f_μ) erläutert werden. Dazu soll zunächst der Fall betrachtet werden, in dem der Frequenzgang des Übertragungskanals, auf dem das Empfangssignal Z(t) übermittelt wird bekannt ist und weitere Störungen, wie Übersprechen oder RFI-Einkopplungen nicht vorliegen. In diesem Fall werden die Frequenzbereichsentzerrer bzw. Filter 10, 11 mit Filterkoeffizienten betrieben, die das Inverse des jeweiligen Kanalfrequenzgangs für die Zweige 4, 5 abbilden. Den Frequenzgang des Kanals erhält man durch Messen der Kanalimpuls antwort. Dies kann beispielsweise zu Beginn einer DMT-Übertragung zur Initialisierung erfolgen. Aus der Kanalimpulsantwort berechnet sich der jeweilige Kanalfrequenzgang durch Fourier-Transformation. Wenn die abgetasteten Zweigkanalimpulsantworten h₁(k) und h₂(k) lauten, ergibt sich für die jeweiligen Zweigkanalfrequenzgänge: H1(μ) = FFT{h1(k)} (Gl 1). und H2(μ) = FFT{h2(k)} (Gl. 2)
Dabei wird im Folgenden zur Vereinfachung der Zeitindex k und der Frequenzindex μ synonym für die diskreten Zeiten t_k bzw. Frequenzen f_μ verwendet. Die standardisierte Abtastfrequenz für das jeweilige Übertragungsverfahren, beispielsweise DMT bei VDSL ist mit f_A bezeichnet. Daraus ergibt sich das Abtastintervall T = 1/f_A. Man erhält für den Frequenzabstand Δf = f_A/2·N, wobei N die Anzahl der Einzelträger bzw. Frequenzen bezeichnet. Somit bezeichnen t_k = k·T, und für die Koeffizienten der Frequenzbereichsentzerrer erhält man somit
Die jeweiligen Zweigkanalfrequenzgänge bei der hier betrachteten einfachen Abtastfrequenz f_A lassen sich auch aus der Kanalimpulsantwort bei der doppelten Abtastfrequenz 2f_A ermitteln. Die mit der doppelten Abtastfrequenz abgetastete Kanalimpulsantwort ist dann mit h(k/2) bezeichnet, was für den Kanalfrequenzgang zu
führt. Die Frequenzvariable μ' verläuft dann von 0 bis 2·N. Die Zweigfrequenzgänge bestimmen sich aus dem Kanalfrequenzgang wie folgt: H1(μ) = H(μ) + H(2·N – μ)* (Gl. 6)
Der * bezeichnet dabei den konjugiert komplexen Wert, und der Index μ läuft von 0 bis N.
Für die Zweigkanalübertragungsfunktionen ergeben sich so erste Anteile, die im Hauptspektrum (siehe 2, HS+, HS-) des übertragenen Signals liegen und die durch die jeweiligen ersten Terme der rechten Seite von Gleichung (6) und (7) beschrieben sind.
Die zweiten Terme der rechten Seiten von Gleichungen (6) und (7) betreffen Frequenzen, die oberhalb der halben Abtastfrequenz f_A/2 liegen. Diese Terme betreffen somit Frequenzen in der Excess-Bandbreite bzw. Anteile der Spiegelspektren (siehe 2, SS-, SS+). Bei einem störungsfreien Übertragungssystem liefern die Entzerrer bzw. Filter 10, 11 bei der Wahl der Entzerrungskoeffizienten nach Gleichung (3) und (6) bzw. (4) und (7) genau die Sendefrequenzwerte D₁(μ), D₂(μ) wie sie auf der Sendeseite erzeugt wurden. Um die Sendefrequenzwerte D(μ) zu erhalten, kann prinzipiell jedes der beiden Zweigsignale D₁(μ), D₂(μ) zur Demodulation herangezogen werden.
Erfindungsgemäß wird eine Linearkombination der von den Entzerrern 10, 11 ausgegebenen gewichteten Fourier-Koeffizienten D₁(μ), D₂(μ) zum Erzeugen von digitalen Werten des entzerrten Empfangssignals D(μ) verwendet. Dabei ist erfindungsgemäß vorgesehen, dass die Werte bzw. die Fourier-Koeffizienten Z₁(μ) im ersten Zweig 4 mit komplexen frequenzabhängigen Korrekturkoeffizienten X(μ) und dem Anteil E0₁(μ) zur Kompensierung der Zweigübertragungsfunktion H₁(μ) gewichtet werden, und die zweiten Fourier-Koeffizienten Z₂(μ) im zweiten Zweig 5 mit 1-X(μ) und dem Anteil E0₂(μ) zur Kompensierung der zweiten Zweigübertragungsfunktion H₂(μ) gewichtet werden. Somit ergibt die Summe eines einer jeweiligen Fourier-Frequenz zugeordneten Korrekturkoeffizienten X(μ) für den ersten Zweig 4 mit dem jeweiligen Korrekturkoeffizienten 1-X(μ) der Fourier-Frequenz für den zweiten Zweig 5 jeweils Eins. Unter Berücksichtigung der Anteile zur Kompensierung der jeweiligen Zweigübertragungsfunktion und der frequenzabhängigen Korrekturkoeffizienten ergeben sich die Entzerrungskoeffizienten wie folgt: E1(μ) = X(μ)·E01(μ) (Gl. 8) E2(μ) = (1 – X(μ))·E02(μ) (Gl. 9)bzw. in Abhängigkeit der jeweiligen Zweigübertragungsfunktionen als:
Erfindungsgemäß sind die Korrekturkoeffizienten derart einzustellen, dass die Auswirkungen von Störungen im Übertragungssystem möglichst minimiert werden.
Dabei ist zu beachten, dass Anteile der Excess-Bandbreite wegen der Gleichungen 6 und 7 vorteilhaft genutzt werden können. Wie bereits eingangs erläutert wurde, wirken derartige Anteile der Spiegelfrequenzen normalerweise störend. In der Erfindung werden diese jedoch wie im Folgenden beschrieben ist, vorteilhaft verwendet.
In einer einfachen Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens kann beispielsweise die Steuereinheit 14, wie sie in 3 dargestellt ist, zunächst die Zweigübertragungsfunktionen H₁(μ), H₂(μ) bestimmen und die jeweiligen gegebenen Filterkoeffizienten für die Filter bzw. Entzerrer 10, 11 zunächst beliebig einstellen und verändern, bis eine aufgetretene Störung zumindest teilweise unterdrückt wird und das sich ergebende Empfangssignal D(μ) ein maximales Signalrauschverhältnis aufweist.
Kompensieren von Nebensprechstörungen
Falls dem analogen Empfangssignal Z(t) ein Störsignal mit bekannten Eigenschaften überlagert ist, können die komplexen Werte X(μ) zum Teil exakt bestimmt werden. Ist das Störsignal ebenfalls ein DMT-Signal, beispielsweise auf einer dem Übertragungskanal benachbarten Leitung, ist X(μ) genau bestimmbar. In diesem Fall erhält man durch dieses Nebensprechen nach den Fourier-Transformationen 8, 9 in den beiden Zweigen die Rauschfrequenzvektoren R1(μ) = DNS(μ)·(HNS(μ) + HNS(2·N – μ)*) (Gl. 12) für den ersten Zweig und
für den zweiten Zweig. Hier ist die Nebensprechübertragungsfunktion mit H_NS(μ) und die auf dem benachbarten Leitungspaar gesendeten Frequenzwerte mit D_NS(μ) bezeichnet.
In diesem Fall können die Korrekturkoeffizienten X(μ) genau bestimmt werden. Das Nebensprechen wird vollständig eliminiert, wenn für X(μ) die folgende Gleichung erfüllt ist: R1(μ)·E01(μ)·X(μ) + R2(μ)·E02·(1 – X(μ)) = 0. (Gl. 14)
Für die Korrekturkoeffizienten erhält man daraus die folgende Beziehung:
Gleichung (15) detaillierter dargestellt lautet:
Anhand der Form von Gleichung (16) wird deutlich, dass zur Unterdrückung der Nebensprechstörung das Vorliegen einer Excess-Bandbreite notwendig ist. Die Excess-Bandbreite bzw. Anteile der Spiegelspektren treten in Gleichung 16 in den (2·N- μ)-abhängigen Ausdrücken auf. Falls das Übertragungssystem keine Excess-Bandbreite aufweist, verschwinden jeweils die zweiten Anteile der Kanalfrequenzgänge H₁(μ) und H₂(μ) wie auch die der Nebensprechübertragungsfunktion. Dann kann X(μ) nicht berechnet werden, da der Nenner in Gleichung 16 verschwindet.
Bei Vorliegen einer Excess-Bandbreite, was in der Regel in jedem Übertragungssystem der Fall ist, kann erfindungsgemäß eine DMT-Störung, beispielsweise das Neben- oder Übersprechen eines gleichartigen Signals, durch Anpassen der Entzerrungskoeffizienten gemäß der Gleichung (16) vollständig unterdrückt werden.
Bandbreitenbegrenzte Störungen
Schmalbandige Störungen, wie beispielsweise RFI durch Rundfunk- oder Amateurfunksender können ebenfalls durch die erfindungsgemäße Aufspaltung in die Signalzweige und entsprechende Gewichtung der Fourier-Koeffizienten unterdrückt werden.
Ist eine Störung bandbreitenbegrenzt, berechnen sich die frequenzabhängigen Korrekturkoeffizienten X(μ) zu:
Auch bei solchen schmalbandigen Störungen können die Korrekturkoeffizienten nur dann berechnet werden, wenn das Übertragungssystem eine Excess-Bandbreite aufweist.
Kompensieren von mehreren verschiedenen Störgrößen
In der Regel wird ein Übertragungssystem nicht eine einzige Störgröße wie beispielsweise Nebensprechen oder eine RFI-Störung aufweisen, sondern viele auch unbekannte Störer haben. Auch in diesem Fall kann erfindungsgemäß zumindest eine teilweise Unterdrückung dieser Störer im Empfänger erfolgen.
Erfindungsgemäß können die Korrekturkoeffizienten und Anteile zur Kompensierung der Zweigfrequenzgänge bzw. Zweigübertragungsfunktionen direkt aus einem empfangenen Signal bestimmt werden. Dazu wird beispielsweise ein Testsignal mit bekannten Frequenzen empfangen, welches beispielsweise bei der Initialisierung bzw. beim Aufbau einer Datenverbindung über DMT standardisiert gesendet werden.
Zur Berechnung der Entzerrungskoeffizienten E₁(μ), E₂(μ) wird eine Anzahl M von DMT-Datenblöcken gesendet und in einer erfindungsgemäßen Empfangsvorrichtung ausgewertet. Dazu sind für jede Trägerfrequenz zwei komplexe Entzerrungskoeffizienten bzw. vier reelle Werte zu bestimmen. Die Auswertung eines DMT-Rahmens bzw. DMT-Symbols mit DMT-Einzelträgern liefert zwei Gleichungen zur Bestimmung dieser Koeffizienten, wie im Folgenden beschrieben wird. Mit D⁽¹⁾(μ) sei ein erster DMT-Testrahmen bezeichnet, Y₁(μ) die in dem ersten Zweig dem Entzerrer eingangsseitig vorliegenden Fourier-Koeffizienten, Y₂(μ) entsprechend die Fourier-Koeffizienten im zweiten Zweig und E₁(μ), E₂(μ) die zu bestimmenden Entzerrungskoeffizienten. Es ergeben sich die folgenden Gleichungen: Re{Y1 (1)(μ)}·Re{E1(μ)}–Im{Y1 (1)(μ)}·Im{E1(μ)}+Re{Y2 (1)(μ)}·Re{E2(μ)}–Im{Y2 (1)(μ)}·Im{E2(μ)} = Re{D(1)(μ)} (Gl.18) Im{Y1 (1)(μ)}·Re{E1(μ)}+Re{Y1 (1)(μ)}·Im{E1(μ)}+Im{Y2 (1)(μ)}·Re{E2 (1)(μ)}·Im{E2(μ)} = Im{D(1)(μ)} (Gl. 19)
Durch Senden weiterer DMT-Testrahmen D^(m)(μ) mit Frequenzwerten können weitere Gleichungen erzeugt werden. Für die Auswertung bzw. Bestimmung der Entzerrungskoeffizienten E₁(μ), E₂(μ) sind nach Empfang von M Testdatenblöcken bzw. DMT-Rahmen 2M Gleichungen vorhanden. In kompakter Matrixschreibweise liest sich das Gleichungssystem zu Y·e = d, (Gl. 20)wobei
Das so erhaltene Gleichungssystem gemäß Gleichung (20) ist unterbestimmt, enthält also mehr Gleichungen als zu bestimmende Unbekannte. Eine eindeutige, exakte Lösung ist daher nicht möglich. Die Entzerrungskoeffizienten E₂(μ), E₂(μ) sind jedoch näherungsweise bestimmbar, so dass die Summe der quadratischen Abweichungen minimal wird. Dies führt zur näherungsweisen Lösung: e = (YT·Y)–1·YT·d (Gl. 24)
In einer erfindungsgemäßen Empfangsvorrichtung kann diese Berechnung beispielsweise durch die Steuereinheit 14 durchgeführt werden. Eine Bestimmung der Korrekturkoeffizienten nach Gleichung (24) ermöglicht auch eine zumindest teilweise Unterdrückung von mehreren Nebensprechstörern oder allgemein Störungen unbekannter Natur.
5 zeigt eine alternative Ausführungsform der erfindungsgemäßen Einrichtung zum Empfang von analogen modulierten Signalen.
Wie bereits erläutert wurde, gelangen durch die Phasenverschiebung der Abtastung in den beiden Zweigen Anteile der Excess-Bandbreite in die Bewertung der jeweiligen Signale. In 5 ist zur Aufspaltung des digital gewandelten Eingangssignals Z(t_k) in die Zweigsignale Z₁(t_k), Z₂(t_k) in beiden Signalwegen jeweils ein Filter 16, 17 vorgesehen, sowie jeweils ein Schalter 18, 19 der mit der einfachen Abtastfrequenz betrieben ist. Die Übertragungsfunktionen A₁(f), A₂(f) der jeweiligen vorgeschalteten Filter 16, 17 weisen dabei unterschiedliche Phasenfrequenzgänge auf. Vorzugsweise können diese Vorfilter 16, 17 Allpässe mit konstanten Amplituden aber unterschiedlichen Phasenverläufen sein.
Prinzipiell genügt eine einzige Filterung vor der jeweiligen Abtastung in nur einem der Zweige. Wenn beispielsweise keine Filterung im ersten Zweig vorgenommen wird und der Filter 17 im zweiten Zweig so ausgelegt ist, dass eine Verzögerung um eine halbe Abtastperiode erfolgt, ist die Funktionsweise sowie der alternativen Ausführungsform identisch mit der in 4 dargestellten Ausführung. Die Funktion des Analog-Digital-Wandlers 2, der Einrichtung zur Fourier-Transformation 8, 9, der Entzerrungsfilter 10, 11 und der Addiereinrichtung 15 entsprechen den jeweiligen Elementen wie in der 4 dargestellt und erläutert ist.
Abschließend wird das erfindungsgemäße Verfahren zum Empfang von analogen Signalen anhand eines VDSL-Systems für die Datenübertragung in Form von Simulationen betrachtet. Der Übertragungskanal besteht in dem hier betrachteten Modell im Wesentlichen aus einer Teilnehmeranschlussleitung, welche 300 m Leitungslänge und einen Durchmesser von 0,4 mm aufweist. Es wird außerdem eine Übertragung im gesamten Bandbreitenbereich zwischen 0 und 17,619 MHz angenommen. Wie im einleitenden Beispiel ergibt sich ein Frequenzabstand für die einzelnen DMT-Träger von 4,3125 KHz bei N = 4096 Einzelträgerfrequenzen. Die Abtastfrequenz f_A beträgt 35,328 MHz. Ein mit der doppelten Abtastfrequenz arbeitender Analog-/Digitalwandler auf der Empfangsseite tastet also mit einer doppelten Abtastfrequenz von 2f_A=70,656 MHz ab.
Die 6 zeigt zwei Frequenzgänge von verschiedenen Sendefiltern, die jeweils eine Excess-Bandbreite des übertragenen analogen Signals hervorrufen. Ein unendlich steiler Sendefilter würde das Sendesignal an der Nyquist-Frequenz, also der halben Abtastfrequenz abschneiden.
Die 6(a) zeigt hingegen einen realistischen Frequenzgang eines ersten Sendefilters SF₁ und einen zugehörigen Kanalfrequenzgang KF₁ in der unteren Kurve. Die 6(b) zeigt den Frequenzgang eines zweiten Sendefilters SF₂ in der oberen Kurve und einen zugehörigen Kanalfrequenzgang KF₂ in der unteren Kurve. Um im Weiteren den Einfluss der Excess- Bandbreite auf die Wirksamkeit des erfindungsgemäßen Verfahrens darzustellen, ist der Frequenzgang des zweiten Sendefilters SF₂ steiler abschneidend gewählt als der relativ flache Frequenzgang des ersten Filters SF₁. Durch die Excess-Bandbreiten wird bei der ersten Sendefiltersituation eine um 0,3 Dezibel höhere Sendeleistung verglichen mit einem System ohne Excess-Bandbreite benötigt. Die Excess-Bandbreite EBB eines Systems mit dem zweiten Sendefrequenzgang erfordert hingegen eine um etwa 1 Dezibel höhere Sendeleistung.
Die 7 stellt typische Leistungsdichten und Signalstörabstände der beiden in 6 dargestellten Sendefilterfrequenzgänge für ein Störszenario dar, bei dem vier Übersprechstörer mit einem weißen Störgeräusch mit konstanter Leistungsdichte von -140 dBm/Hz vorhanden sind. Die jeweiligen Einzelstörer sind mittels individueller Nebensprechübertragungsfunktionen modelliert, welche aus einem FEXT-Modell gewonnen sind.
Die 7(a1) zeigt Kurven für die Sendeleistungsdichte SLD₁, Empfangsleistungsdichte ELD₁ und die Störerleistungsdichte DLD₁ für ein beispielhaftes Übertragungssystem nach 6(a). In 7(b1) sind entsprechende Kurven der Sendeleistungsdichte SLD₂, Empfangsleistungsdichte ELD₂ und Störerleistungsdichte DLD₂ für das Übertragungssystem mit Sendefiltern nach 6(b) dargestellt. Dabei sind die Empfangsleitungsdichten ELD₁, ELD₂ jeweils vor der Analog-Digital-Wandlung gemessen.
Die 7(a2) und 7(b2) zeigen die entsprechenden Signalrauschverhältnisse für den Empfang nach dem Stand der Technik, sowie mittels des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. Empfangsvorrichtung. Die Leistungsdichten sind jeweils abhängig von der Kanalnummer bzw. der Einzelträgernummer μ = 0-4096 dargestellt. Der größte Signalrauschabstand der Kurven E₁ und E₂ wird jeweils mittels des erfindungsgemäßen Verfahrens erzielt. Dabei ist zu erkennen, dass insbesondere im Bereich der Kanäle μ = 1.000-2.000 ein besseres Signalrauschverhältnis erreicht wird, wenn die Excess-Bandbreite gemäß 6(a) größer ist.
Die Kurven OZ₁, OZ₂ entsprechen einer Empfangsanordnung, die nur einen ersten Zweig 4, wie er beispielsweise in der 3 dargestellt ist, aufweist. Die Kurven UZ₁, UZ₂ entsprechen einer Empfangsanordnung mit nur dem zweiten Zweig 5, wie beispielsweise in 3. Die Kurven DZ₁, DZ₂ entsprechen einer Empfangsanordnung mit nur einem Zweig, wobei mit der doppelten Abtastfrequenz abgetastet wird und eine Fourier-Transformation doppelter Länge betrachtet wird. In diesem Fall erhält man nach der Demodulation, also der Fourier-Transformation, die doppelte Anzahl von Frequenzwerten bzw. Fourier-Koeffizienten. Für die Kurven DZ₁, DZ₂ werden dann nur die ersten 4096 Frequenzwerte betrachtet.
Die Signalstärken zur Bestimmung des Signalrauschverhältnisses entsprechen jeweils den am Entscheider 16 der 3 vorliegenden Signale D(f_μ).
Die 8 zeigt entsprechende Leistungsdichten und Signalrauschabstände für ein Störszenario, in dem 32 Einzelnebensprechstörer angenommen sind. Die Bezeichnung der Kurven entspricht denen der 7. Insbesondere in den 8(a2) und 8(b2) zeigt sich, dass der Signalrauschabstand durch das erfindungsgemäße Empfangsverfahren jeweils der höchste ist. Durch das erfindungsgemäße Verfahren lässt sich also die Signalqualität erheblich verbessern.
Die 9 zeigt den Einfluss einer schmalbandigen Störung. Die Störung kann beispielsweise durch einen Kurzwellen- oder Amateurfunksender entstehen, wobei die Bandbreite üblicher weise nur einige KHz beträgt. Die 9 bezieht sich auf eine Störung mit einer Mittenfrequenz von 14,081 MHz, d.h. ein Amateurfunksignal im 20-Meter-Band. Das entsprechende Störsignal ist durch ein reines Sinussignal mit konstanter Amplitude modelliert, dessen Frequenz zufällig im Bereich von ±3·Δf um die Mittenfrequenz schwankt. Seine Phase variiert ebenfalls zufällig innerhalb ±90 Grad. Zusätzlich ist diesem schmalbandigen Störsignal ein breitbandiges weißes Rauschsignal mit einer spektralen Leistungsdichte von -140 dBm/Hz überlagert.
Es ist in 9(a) der Signalrauschabstand E₁ für einen Sendefilterfrequenzgang nach 6(a) gezeigt, und in 9(b) stellt die Kurve E₂ das Signalrauschverhältnis für einen Sendefilterfrequenzgang nach 6(b) dar. Zum Vergleich ist das jeweilige Signalrauschverhältnis DZ₁, DZ₂ angegeben, welches sich bei einem Empfang mit doppelter Abtastfrequenz und doppelter FFT-Länge ergibt. Bei diesem Empfang nach dem Stand der Technik ist die schmalbandige Störung im Empfangssignal vollständig sichtbar, d.h. im Bereich der Störmittenfrequenz hat das Störsignal dieselbe Leistung wie das Nutzsignal.
Durch das erfindungsgemäße Empfangsverfahren lässt sich der Einfluss des Störsignals praktisch vollständig unterdrücken. Dabei ist der Signalrauschabstand in 9(a) bei dem flacheren Sendefilter (siehe 6(a)) und 0,3 Dezibel Excess-Leistung etwas niedriger als bei einer Excessleistung von 1 Dezibel gemäß 6(b). Auch bei bandbreitenbegrenzten Störungen eignet sich das erfindungsgemäße Verfahren demnach hervorragend zur Verbesserung der Empfangssignalqualität.
Das erfindungsgemäße Verfahren bzw. die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Empfang von modulierten analogen Signalen verbessert gegenüber dem Stand der Technik erheblich die Signal qualität. Dabei wird vorteilhaft die stets vorhandene Excess-Bandbreite genutzt, um Störeinflüsse auf das Empfangssignal zu kompensieren. Obwohl die Ausführungsbeispiele anhand von DMT-Übertragungssignalen erläutert wurde, ist das Verfahren auch auf andere Modulationsverfahren anwendbar. Ferner können durch das Verfahren auch Anteile von Spiegelspektren höherer Ordnung in einer Excess-Bandbreite vorteilhaft eingesetzt werden. Das Verfahren ist nicht auf die hier beschriebenen Beispiele mit nur einem geringen Teil der Excess-Bandbreite im Spiegelspektrum erster Ordnung beschränkt. Durch die Empfangssignalverbesserung durch das erfindungsgemäße Verfahren bzw. einer Empfangsvorrichtung sind prinzipiell deutlich höhere Datenraten als bei herkömmlichen Verfahren möglich.

DS: Sendedaten
PSW: Parallel-/Seriellwandler
CD: Codierer
IFT: Inverse Fourier-Transformation
GIA: Einrichtung zum Addieren des Guard-Intervalls
GI: Guard-Intervall
DF1: Digitales Filter
DAW: Digital-/Analogwandler
AF1: Analoges Filter
LT: Leitungstreiber
CH: Kanal
AD: Addierer
AF2: Analoges Filter
ADW: Analog-/Digitalwandler
DF2: Digitales Filter
GIS: Einrichtung zum Subtrahieren des Guardintervalls
FT: Fourier-Transformation
EF: Entzerrungsfilter
E: Entscheider
SPW: Seriell-/Parallelwandler
DE: Empfangsdaten
HS-, HS+: Hauptspektren

SS-, SS+: Spiegelspektren
EBB: Excess-Bandbreite
f_A: Abtastfrequenz
FFG: Filterfrequenzgang
1: Vorrichtung zum Empfang von analogen Signalen
2: Analog-/Digitalwandler
3: Schalteinrichtung
4, 5: Zweige
6, 7: Einrichtung zum Addieren des Guard-Intervalls
8, 9: Einrichtung zur Fourier-Transformation
10, 11: Filtermittel
12, 13: Steuersignale
14: Steuereinheit
15: Addiereinrichtung
16: Entscheider
18: Schalter
SF₁, SF₂: Sendefrequenzgang
KF₁, KF₂: Kanalfrequenzgang
SLD₁, SLD₂: Sendeleistungsdichte
ELD₁, ELD₂: Empfangsleistungsdichte
DLD₁, DLD₂: Störerleistungsdichte
E₁, E₂, UZ₁,
UZ₂, DZ₁, DZ₂,
OZ₁, OZ₂: Signalrauschverhältnisse
R(t): Rauschsignal
Z(t): analoges Empfangssignal
A(t): analoges Sendesignal
Z(t_k): digitales Empfangssignal
Z₁(t_k)
Z₂(t_k): Zweigsignal
Z₁(f_μ),
Z₂(f_μ): Fourier-transformiertes Zweigsignal
D₁(f_μ),
D₂(f_μ): Gewichtetes Zweigsignal
D(f_μ): entzerrtes Empfangssignal

Claims

Verfahren zum Empfang von quadraturamplitudenmodulierten analogen DMT-Signalen (Z(t)), wobei: – ein mit einer ersten Abtastfrequenz (f₁) digital gewandeltes quadraturamplitudenmoduliertes Empfangssignal (Z(t_k)) in ein erstes und zweites Zweigsignal (Z₁(t_k), Z₂(t_k)), deren jeweilige Abtastphasen zueinander verschoben sind, aufgespaltet wird; – die quadraturamplitudenmodulierten Signale (Z(t)) eine Excess-Bandbreite aufweisen; – die beiden Zweigsignale (Z₁(t_k), Z₂(t_k)) jeweils mit einer zweiten Abtastfrequenz (f₂) Fourier transformiert werden; – die jeweiligen Fourier-Koeffizienten der Fourier transformierten Zweigsignale (Z₁(f_μ), Z₂(f_μ)) mit Entzerrungskoeffizienten (E₁(f_μ), E₂(f_μ)) gewichtet werden; und – die beiden Fourier transformierten und gewichteten Zweigsignale (D₁(f_μ), D₂(f_μ)) zu eimem entzerrten Empfangssignal (D(f_μ)) zusammengeführt werden; wobei die Entzerrungskoeffizienten (E₁(f_μ), E₂(f_μ)) zunächst beliebig eingestellt und verändert werden, bis eine aufgetretene Signalstörung zumindest teilweise unterdrückt wird und das sich ergebende entzerrte Empfangssignal (D(f_μ)) ein maximales Signal-Rauschverhältnis aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die folgenden Verfahrensschritte ausgeführt werden: a) Wandeln mindestens eines analogen quadraturamplitudenmodulierten Empfangssignals (Z(t)) in mindestens ein digitales Empfangssignal (Z(t_k)) zum Erzeugen von zeitdiskreten digitalen Empfangssignalwerten mit der ersten Abtastfrequenz (f₁); b1) Durchführen einer ersten diskreten Fourier-Transformation mit einer von der ersten Abtastfrequenz (f₁) unterschiedlichen zweiten Abtastfrequenz (f₂) an einer ersten Hälfte aus
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die quadraturamplitudenmodulierten analogen Empfangssignale (Z(t)) mittels diskreter Multitonmodulation (DMT) gebildet werden, wobei die komplexen Werte der Fourier-Koeffizienten jeweils einem Quadraturamplitudenmodulations-Symbol des der jeweiligen Fourier-Frequenz entsprechenden DMT-Kanals entsprechen.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten und zweiten Fourier-Koeffizienten komplexe Werte aufweisen.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, den digitalen Empfangssignalwerten (Z₁(t_k)) zum Erzeugen von ersten Fourier-Koeffizienten und b2) Gewichten der ersten Fourier-Koeffizienten mit ersten frequenzabhängigen Entzerrungskoeffizienten (E₁(f_μ)); c1) Durchführen einer zweiten diskreten Fourier-Transformation mit der zweiten Abtastfrequenz (f₂) an der zweiten Hälfte aus den digitalen Empfangssignalwerten (Z₂(t_k)) zum Erzeugen von zweiten Fourier-Koeffizienten und c2) Gewichten der zweiten, Fourier-Koeffizienten mit zweiten frequenzabhängigen Entzerrungskoeffizienten (E₁(f_μ)); d) Addieren der gewichteten Fourier-Koeffizienten zum Erzeugen von digitalen Werten des entzerrten Empfangssignals (D(f_μ)); dass die erste Abtastfrequenz (f₁) ein ganzes Vielfaches der zweiten Abtastfrequenz (f₂) ist.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Abtastfrequenz (f₁) doppelt so hoch wie die zweite Abtastfrequenz (f₂) ist und die digitalen Empfangswerte jeweils abwechselnd der ersten und zweiten Fourier-Transformation zugeführt werden.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal (Z(t)) über einen Übertragungskanal (CH) empfangen wird und die Zweigsignale (Z₁, Z₂) jeweils einen Signalpfad, der durch eine Zweigübertragungsfunktion (H₁(f_μ), H₂(f_μ)) gekennzeichnet ist, durchlaufen, und wobei die Entzerrungskoeffizienten (E₁(f_μ), E₂(f_μ)) jeweils einen Anteil (E0₁(f_μ), E0₂(f_μ)) zur Kompensierung der jeweiligen Zweigübertragungsfunktion (H₁(f_μ), H₂(f_μ)) aufweisen und der jeweilige Anteil (E0₁(f_μ), E0₂(f_μ)) mit einem frequenzabhängigen Korrekturkoeffizienten (X(μ)) multipliziert wird, wobei die Summe eines einer jeweiligen Fourier-Frequenz zugeordneten Korrekturkoeffizienten (X(μ)) für das erste Zweigsignal (Z₁(μ)) mit dem jeweiligen Korrekturkoeffizienten (1–X(μ)) der Fourier-Frequenz für das zweite Zweigsignal (Z₂(f_μ)) Eins ergibt.
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass zum Kompensieren einer Nebensprechstörung durch ein Nebensprechsignal (D_NS(μ)) = D_NS(f_μ)) mit einer Nebensprechübertragungsfunktion (H_NS(μ) = H_NS(f_μ)) die Korrekturkoeffizienten (X(μ)) gewählt werden gemäß:
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass zum Kompensieren einer Störung durch einen bandbreitenbegrenzten Störer die Korrekturkoeffizienten (X(μ)) gewählt werden gemäß:
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Entzerrungskoeffizienten (E₁(f_μ), E₂(f_μ)) durch Senden und Empfangen wenigstens eines Testsignals bestimmt werden.
Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass mittels des Testsignals die Impulsantworten der Zweigsignalpfade bestimmt werden.
Verfahren nach wenigstens einem der. vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zum Bestimmen der Entzerrungskoeffizienten (E₁(f_μ), E₂(f_μ)) eine Anzahl m von DMT-Testdatenblöcken mit vorgegebenen Testdatenfolgen gesendet und empfangen werden, wobei für jeden Testdatenblock eine Gleichung für die Entzerrungskoeffizienten (E₁(f_μ), E₂(f_μ)) erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichungen für die Entzerrungskoeffizienten (E₁(f_μ), E₂(f_μ)) so näherungsweise gelöst werden, dass eine Summe der quadratischen Abweichungen minimal wird.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Verschieben der Abtastphasen durch Filtern (A₁(f_μ), A₂(f_μ)) mindestens eines der Zweigsignale (Z₁(t_k), Z₂(t_k)) erfolgt.
Verfahren nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal (Z(t)) ein xDSL-Signal ist.
Vorrichtung (1) zum Empfang von quadraturamplitudenmodulierten analogen DMT-Signalen (Z(t)), insbesondere zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit: a) einem Analog-Digital-Wandler (2) mit einer ersten Abtastfrequenz (f₁) zum Wandeln mindestens eines analogen Empfangssignals (Z(t)) in ein digitales Empfangssignal (Z(t_k)); b) einem Mittel (3) zum Erzeugen eines ersten Zweigsignals (Z₁(t_k)) und eines zweiten Zweigsignals (Z₂(t_k)) aus dem digitalen Empfangssignal (Z(t_k)), wobei deren jeweilige Abtastphasen miteinander verschoben sind; c) einer ersten Einrichtung (8) zur Fourier-Transformation des ersten Zweigsignals (Z₁(t_k)) mit einer zweiten Abtastfrequenz (f₂) zum Erzeugen von ersten Fourier-Koeffizienten; d) einer zweiten Einrichtung (9) zur Fourier-Transformation des zweiten Zweigsignals (Z₁(t_k)) mit der zweiten Abtastfrequenz (f₂) zum Erzeugen von zweiten Fourier-Koeffizienten; e) einem ersten und zweiten Filtermittel (10, 11) zum Gewichten der ersten und zweiten Fourier-Koeffizienten mit Entzerrungskoeffizienten (E₁(f_μ), E₂(f_μ)); f) einer Addiereinrichtung (15) zum Addieren der gewichteten Fourier-Koeffizienten zum Erzeugen eines entzerrten Empfangssignals (D(f_μ)).
Vorrichtung (1) nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Mittel (3) einen Schalter zum abwechselnden Schalten von digitalen Empfangssignalwerten in einen ersten und zweiten Zweig (4, 5) zum Bilden der Zweigsignale (Z₁(t_k), Z₂(t_k)) aufweist, wobei der Schalter mit der ersten Schaltfrequenz (f₁) betrieben ist.
Vorrichtung (1) nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens einer der beiden Vorrichtungen (8, 9) zur Fourier-Transformation ein weiteres Filtermittel (16, 17) vorgeschaltet ist.
Vorrichtung (1) nach wenigstens einem der Ansprüche 16-18, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens eines der Filtermittel (16, 17) einstellbar ist zum Anpassen der Filter- oder Entzerrungskoeffizienten (E₁(f_μ), E₂(f_μ)).
Vorrichtung (1) nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuereinheit (14) zum Anpassen oder Programmieren der Entzerrungskoeffizienten (E₁(f_μ), E₂(f_μ)) vorgesehen ist.
Vorrichtung (1) nach wenigstens einem der Ansprüche 16-20, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung (1) Teil eines DMT-Empfängers ist.