Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Übertra
gen eines analogen Datenstroms von einem Datenstromsender zu
einem Datenstromempfänger mit diskreten Mehrfachtonsymbolen,
und betrifft insbesondere ein Verfahren zum Kompensieren von
Spitzenwerten bei einer Datenübertragung mit diskreten Mehr
fachtonsymbolen und eine Schaltungsanordnung zur Durchführung
des Verfahrens.
Üblicherweise wird für eine asymmetrische Datenstromübertra
gung über gewöhnliche Telefonleitungen ein Mehrfachton-
Verfahren (DMT, Discrete Multitone, diskrete Multitonmodula
tion) eingesetzt, wobei gewöhnliche Telefonleitungen in her
kömmlicher als asymmetrische digitale Teilnehmerleitungen
(ADSL = Asymmetric Digital Subscriber Line) ausgebildet sind.
Ein wesentlicher Vorteil von ADSL-Übertragungstechniken be
steht darin, dass herkömmliche Kabelnetze für eine Übertra
gung verwendet werden können, wobei üblicherweise miteinander
verdrillte Kupfer-Doppeladern eingesetzt werden.
Digitale Hochgeschwindigkeits-Teilnehmerleitungen nach dem
Stand der Technik sind siehe beispielsweise in der Publikati
on "High-speed digital subscriber lines, IEEE Journal Sel.
Ar. In Comm., Vol. 9, No. 6, August 1991" beschrieben.
Unter den Übertragungsverfahren mit einer hohen Datenrate auf
der Basis von digitalen Teilnehmerleitungen (DSL = Digital
Subscriber Line) sind mehrere VDSL- (Very High Data Rate DSL
= hochdatenratige DSL-) -Anordnungen bekannt, wobei hierfür
z. B. Verfahren wie CAP (Carrierless Amplitude/Phase), DWMT
(Discrete Wavelet Multitone), SLC (Single Line Code) und DMT
(Discrete Multitone) einsetzbar sind. Bei dem DMT-Verfahren
wird das Sendesignal aus mehrfachen sinusförmigen bzw. kosi
nusförmigen Signalen bereitgestellt, wobei jedes einzelne
sinusförmige bzw. kosinusförmige Signal sowohl in der Ampli
tude als auch in der Phase modulierbar ist. Die somit erhal
tenen mehrfachen modulierten Signalen werden als quadratur
amplitudenmodulierte Signale (QAM = Quadrature Amplitude
Modulation) bereitgestellt.
In Fig. 4 ist ein herkömmlicher Datenstromsender gezeigt, in
welchen über eine Dateneingabeeinrichtung 201 zu übertragende
Daten 123 eingegeben werden. Die zu übertragenden Daten 123
werden einer Kodierungseinrichtung 202 zugeführt, in welcher
die Daten zunächst kodiert und anschließend zu kodierten
Datenblöcken 125 zusammengefasst werden, wobei je nach Stu
figkeit eine vorgebbare Anzahl von zu übertragenden Bits
einer komplexen Zahl zugeordnet werden. Schließlich werden
die von der Kodierungseinrichtung 202 ausgegebenen, kodierten
Datenblöcke 125 einer Rücktransformationseinrichtung 203
zugeführt.
In herkömmlicher Weise transformiert die Rücktransformations
einrichtung 203 mittels einer inversen schnellen Fourier-
Transformation (IFFT = Inverse Fast Fourier Transformation)
die im Frequenzbereich vorliegenden Daten in den Zeitbereich,
wobei aus N/2 komplexen Zahlen unmittelbar N Abastwerte eines
Sendersignals erzeugt werden, wobei alle N Abtastwerte im
Folgenden als ein diskretes Multitonsymbol (DMT-Symbol; DMT =
Discrete Multitone) bezeichnet wird. Hierbei können die kom
plexen Zahlen als Amplitudenwerte von innerhalb eines Daten
blocks auszusendenden Kosinus- und Sinusschwingungen (Real
teil und Imaginärteil) bereitgestellt werden, wobei die Fre
quenzen gemäß der Beziehung:
äquidistant verteilt sind. Hierbei bezeichnet T eine Zeitdau
er für eine Übertragung eines diskreten Mehrfachtonsymbols
und N eine Anzahl von Abtastwerten für ein diskretes Mehr
fachtonsymbol. Beispielsweise setzen herkömmliche ADSL-DMT-
Verfahren in einem "Downstream"-Modus, d. h. bei einer Daten
übertragung von mindestens einer Vermittlungsstelle zu min
destens einem Teilnehmer, 256 Töne ein, welche jeweils als
Sinustöne in Betrag und Phase modulierbar sind. Die Grundfre
quenz beträgt hierbei 4,3 kHz und der Frequenzabstand zwi
schen aufeinanderfolgenden Tönen beträgt ebenfalls 4,3 kHz.
Somit wird ein Frequenzspektrum von 4,3 kHz (Grundfrequenz)
bis (4,3 kHz + 256 × 4,3 kHz) = 1,1 MHz übertragen. Jedes
DMT-Symbol ist somit durch einen in Betrag und Phase modu
lierbaren Sinuston dargestellt, wobei üblicherweise pro Sym
bol maximal 15 Bit als komplexe Zahl dargestellt werden. Bei
einer Übertragung eines derart ausgebildeten Mehrfachtonsig
nals tritt jedoch das Problem auf, dass durch den Übertra
gungskanal, der beispielsweise als eine verdrillte Kupfer-
Doppeldrahtleitung ausgebildet sein kann, Einschwingvorgänge
herbeigeführt werden, welche nach beispielsweise M Abtastwer
ten abgeklungen sind.
In der Sendereinrichtung werden nach einer inversen schnellen
Fourier-Transformation (IFFT = Inverse Fast Fourier Transfor
mation) die letzten M Abtastwerte eines DMT-Symbols an einen
Blockanfang angehängt, wobei die Beziehung gilt: M < N. Durch
diese zyklische Erweiterung (zyklischer Präfix) kann dem
Datenstromempfänger ein periodisches Signal vorgetäuscht
werden, wenn der durch den Übertragungskanal verursachte
Einschwingvorgang nach M Abtastwerten abgeklungen ist, wobei
eine gegenseitige Störung unterschiedlicher DMT-Symbole, d. h.
eine Intersymbolinterferenz (ISI) vermieden werden kann.
Dadurch lässt sich in herkömmlichen Verfahren ein Entzer
rungsaufwand in einer Entzerrungseinrichtung, welche in dem
Datenstromempfänger angeordnet ist, beträchtlich verringern,
da nach einer Demodulation des empfangenden analogen Datenstroms
101 im Datenstromempfänger nur eine einfache Korrektur
mit dem inversen Frequenzgang des Übertragungskanals in der
Korrektureinrichtung 112 vorgenommen werden muss.
Ein wesentlicher Nachteil einer Datenübertragung nach dem
ADSL-Verfahren über Kupferleitungen, bei dem Mehrfachtonsig
nale übertragen werden, besteht darin, dass lange Einschwing
vorgänge auftreten. In herkömmlicher Weise wird daher der
zyklische Präfix erweitert, um dem Datenstromempfänger ein
periodisches Signal zu liefern. Im Verhältnis zu der DMT-
Symbollänge N muss der zyklische Präfix jedoch klein gehalten
werden, d. h. es muss die Beziehung gelten:
M << N,
da andernfalls in nachteiliger Weise eine Reduzierung der
Übertragungskapazität auftritt.
Bei dem ADSL-Standard wird für eine Datenübertragung von
einem Teilnehmer zu einer Vermittlung beispielsweise eine
DMT-Symbollänge von N = 64 und ein Wert eines zyklischen
Präfix von M = 4 bereitgestellt. Um einen Einschwingvorgang
auf den zyklischen Präfix zu begrenzen, wird bei dem bekann
ten Verfahren in der Vorverarbeitungseinrichtung, die in dem
Datenstromempfänger angeordnet ist, eine spezielle Entzer
rungseinrichtung für den Zeitbereich (TDEQ = Time Domain
Equalizer) in Form eines adaptiven Transversalfilters bereit
gestellt, welches mit einer Abtastrate Fs arbeitet (bei
spielsweise 276 kHz in der Vermittlungsstelle bei ADSL).
Durch die notwendige Beschränkung der Länge des zyklischen
Präfix auf beispielsweise M = 4, wie oben erwähnt, wird bei
herkömmlichen Verfahren zum Übertragen eines analogen Daten
stroms 101 eine Übertragungsgüte in nachteiliger Weise ver
schlechtert, da auch bei einem Einsatz einer Entzerrungsein
richtung in dem Datenstromempfänger eine erhebliche Intersym
bolinterferenz (ISI) vorhanden ist.
In nachteiliger Weise enthält ein üblicher Übertragungskanal
weiterhin Hoch- und Tiefpässe, um den zu übertragenden analo
gen Datenstrom in seiner Bandbreite zu begrenzen, und um ein
Außerbandrauschen bei Analog-Digital- und Digital-Analog-
Umsetzern, welche beispielsweise als Sigma-Delta-Wandler
ausgebildet sein können, zu unterdrücken.
Insbesondere ist es nachteilig, dass bei einer Anregung von
Tiefpässen mit DMT-Signalen Einschwingvorgänge auftreten, die
in einem Frequenzbereich beträchtliche spektrale Anteile
oberhalb des vorgesehenen Übertragungssignalbands aufweisen.
Bei einer Abtastrate Fs von beispielsweise 276 kHz ergeben
sich durch Faltprodukte im Übertragungssignalband spektrale
Anteile, welche von der in dem Datenstromempfänger angeordne
ten Entzerrungseinrichtung nicht eliminiert werden können. In
nachteiliger Weise sind diese Faltprodukte als Störsignale im
Übertragungssignalband enthalten, wodurch eine Übertragungs
güte verschlechtert wird.
Ein im Zeitbereich erzeugtes Mehrfachtonsignal wird gemäß
Fig. 4 anschließend in Form von DMT-Symbolen übertragen. Zur
Bereitstellung eines analogen Sendersignals 211 wird ein
Analog-Digital-Umsetzer für eine Umsetzung von einem digita
len Mehrfachtonsignal 303 in das analoge Sendersignal 211
bereitgestellt.
Ein weiterer bekannter Datenstromsender ist in Fig. 5 darge
stellt, wobei hier zusätzlich zu den in Fig. 4 veranschau
lichten Komponenten eine erste Filterungseinrichtung 131' und
eine zweite Filterungseinrichtung 132' zwischen der Rück
transformationseinrichtung 203 und dem Digital-Analog-
Umsetzer 204 angeordnet sind.
Fig. 5 verdeutlicht, dass ein typischer Übertragungskanal
Hoch- und Tiefpässe für eine Bandbegrenzung von Kanalübertra
gungssignalen enthält. Wie in Fig. 5 gezeigt, wird das diskrete
Mehrfachtonsymbol (DMT-Symbol) 208 in der ersten Filte
rungseinrichtung 131' hochpassgefiltert, um ein gefiltertes
diskretes Mehrfachtonsymbol 209' zu erhalten. Dieses gefil
terte diskrete Mehrfachtonsymbol 209 wird in der zweiten
Filterungseinrichtung 132' tiefpassgefiltert. Die zur Bandbe
grenzung eingesetzten Filterungseinrichtungen 131' und 132'
weisen den Nachteil auf, dass bei einer Anregung mit DMT-
Symbolen Einschwingvorgänge auftreten, die eine Datenübertra
gungsrate begrenzen. Insbesondere dann, wenn Tiefpassfilter
als Filterungseinrichtungen 131' bzw. 132' eingesetzt werden,
treten im Frequenzbereich des Signalbandes wesentliche spekt
rale Anteile auf, die sich insbesondere bei einem kurzen
zyklischen Präfix auswirken. Das von der zweiten Filterungs
einrichtung 132' ausgegebene Zeitsignal wird schließlich,
nach einer Digital-Analog-Umsetzung in einem Digital-Analog-
Umsetzer übertragen, wobei unzweckmäßigerweise Einschwingvor
gänge auftreten.
Ein Hauptnachteil des in den Fig. 4 und 5 blockbildmäßig
dargestellten, herkömmlichen Verfahrens besteht darin, dass
bei der eingesetzten Modulationsform, die eine Erzeugung
eines Mehrfachtonsignals mit sich bringt, ein hoher Crestfak
tor, d. h. ein hohes Verhältnis von Scheitelwert zu Effektier
wert des zu übertragenden Mehrfachtonsymbols vorhanden ist.
Herkömmliche, in der Literatur vorgeschlagene Maßnahmen zur
Verringerung des Crestfaktors beziehen sich lediglich auf
einen Datensender, wohingegen der Einfluss eines analogen
Front-End (AFE) nicht berücksichtigt wird. In nachteiliger
Weise werden die Maßnahmen zur Verringerung des Crestfaktors
in dem Datensender im allgemeinen durch das analoge Front-End
AFE wieder kompensiert, so dass eine Crestfaktorverringerung
beseitigt wird, bzw. kann der Crestfaktor in einem extremen
Fall sogar durch diese Maßnahmen, bedingt durch Einschwing
vorgänge von unterschiedlichen digitalen und analogen Fil
tern, zunehmen.
In nachteiliger Weise erfordern es hohe, durch einen hohen
Crestfaktor bedingte Scheitelwerte, dass eine Übertragungs
bandbreite bereitgestellt werden muss, welche zu einer Ver
besserung eines Signal-zu-Rauschverhältnisses des Mehrfach
tonsignals nicht beiträgt.
Ein weiteres bekanntes Verfahren zur Reduzierung des Crest-
Faktors eines Signals ist in der DE 198 50 642 A1 beschrie
ben. In diesem Verfahren wird eine Reduzierung des Crest-
Faktors eines Signals dadurch erreicht, dass das Signal durch
einen digitalen Signalvektor dargestellt wird, dessen Elemen
te Abtastwerte des Signals sind, wobei ein digitaler Korrek
turvektor aus den Elementen des digitalen Signalvektors be
rechnet wird, der digitale Korrekturvektor und der digitale
Signalvektor addiert werden, und ein korrigierter digitaler
Signalvektor ausgegeben wird.
In nachteiliger Weise werden insbesondere in dem zugehörigen
Datenstromsender keine Einschwingvorgänge durch redundante
Kompensationssignale bereitgestellt, so dass der Crest-Faktor
der modulierten Signale durch redundante Kompensationssignale
in nachteiliger Weise nicht weiter verringert werden kann.
Weiterhin ist es unzweckmäßig, dass eine bereits vorhandene
Filtereinrichtung nicht zur Bereitstellung von Einschwingvor
gängen durch redundante Kompensationssignale herangezogen
werden kann.
Es ist somit eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein
Verfahren und eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfah
rens bereitzustellen, mit welchen eine einfache Crestfaktor
verringerung der zu übertragenden Mehrfachtonsignale bereit
gestellt wird.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch das im Patentan
spruch 1 angegebene Verfahren sowie durch eine Vorrichtung
mit den Merkmalen des Patentanspruchs 12 gelöst.
Weitere Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den
Unteransprüchen.
Ein wesentlicher Gedanke der Erfindung besteht darin, dass
vorgebbare Einschwingvorgänge gezielt eingefügt werden, um
Spitzenwerte von einem in einem Datenstromsender erzeugten
analogen Sendersignal zu kompensieren oder zumindest zu ver
ringern. Hierdurch wird der Crestfaktor des Signals (Verhält
nis von Scheitelwert zu Effektivwert) verringert.
In vorteilhafter Weise kann somit der Crestfaktor (d. h. das
Verhältnis von Scheitelwert zur Effektivwert des Mehrfachton
signals) verringert werden, wodurch eine effektivere Ausnut
zung eines Übertragungs-Dynamikbereiches bereitgestellt wird.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht dar
in, dass vorhandene Komponenten des Datenstromsenders, wie
beispielsweise Filterungseinrichtungen, verwendet werden
können, um Einschwingvorgänge durch redundante Kompensations
signale bereitzustellen. Das erfindungsgemäße Verfahren zur
Reduzierung des Crestfaktors mittels Komponenten in dem Da
tenstromsender lässt es weiterhin in vorteilhafter Weise zu,
dass Speicher von Filterungseinrichtungen in dem Datenstrom
sender mit vorgebbaren Speicherwerten vorgeladen bzw. dass
Speicher von Filterungseinrichtungen in dem Datenstromsender
zurückgesetzt werden.
Das erfindungsgemäße Verfahren zum Übertragen eines analogen
Datenstroms von einem Datenstromsender zu einem Datenstrom
empfänger mittels diskreter Mehrfachtonsymbole weist im We
sentlichen die folgenden Schritte auf:
- a) Eingeben von zu übertragenden Daten in eine Dateneingabe
einrichtung des Datenstromsenders;
- b) Kodieren der zu übertragenden Daten in einer Kodierungs
einrichtung und Zusammenfassen der kodierten, zu übertragen
den Daten in kodierte Datenblöcke;
- c) Transformieren der kodierten Datenblöcke in ein Mehrfach
tonsignal in einer Rücktransformationseinrichtung;
- d) Umsetzen des Mehrfachtonsignals in ein analoges Sendersig
nal in einem Digital-Analog-Umsetzer; und
- e) Senden des analogen Sendersignals über einen Übertragungs
kanal, um einer Vorverarbeitungseinrichtung des Datenstrom
empfängers einen analogen Datenstrom zuzuführen,
wobei in dem Datenstromsender Einschwingvorgänge durch redun
dante Kompensationssignale bereitgestellt werden, so dass der
Crestfaktor von modulierten Signalen des analogen Datenstroms
verringert wird.
In den Unteransprüchen finden sich vorteilhafte Weiterbildun
gen und Verbesserungen des jeweiligen Gegenstandes der Erfin
dung.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung der vorliegenden Erfin
dung werden Einschwingvorgänge in dem Datenstromsender da
durch vorgegeben, dass Speicher von mindestens einer in dem
Datenstromsender bereitgestellten Filterungseinrichtung mit
vorgebbaren Speicherwerten vorgeladen werden.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der vorliegen
den Erfindung klingen Speicherinhalte der mindestens einen in
dem Datenstromsender bereitgestellten Filterungseinrichtung
entsprechend der rekursiven Komponenten der Filterungsein
richtung ab.
Gemäß noch einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der vor
liegenden Erfindung wird ein Vorladen von Speichern der mindestens
einen in dem Datenstromsender bereitgestellten Filte
rungseinrichtung mit vorgebbaren Speicherwerten jeweils nach
einer Übertragung eines diskreten Mehrfachtonsymbols durchge
führt.
Gemäß noch einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der vor
liegenden Erfindung wird ein Vorladen von Speichern der min
destens einen in dem Datenstromsender bereitgestellten Filte
rungseinrichtung mit vorgebbaren Speicherwerten in Abhängig
keit von einem Rahmensynchronisationssignal des analogen
Sendersignals durchgeführt.
Gemäß noch einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der vor
liegenden Erfindung werden die vorgebbaren Speicherwerte, mit
welchen die mindestens eine Filterungseinrichtung vorgeladen
wird, durch eine Optimierung mittels einer linearen Program
mierung bestimmt.
Gemäß noch einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der vor
liegenden Erfindung werden die vorgebbaren Speicherwerte, mit
welchen die mindestens eine Filterungseinrichtung vorgeladen
wird, mittels einer Anpassung durch eine Methode der kleins
ten mittleren Quadrate bestimmt.
Gemäß noch einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der vor
liegenden Erfindung wird die mindestens eine Filterungsein
richtung als ein Hochpassfilter, ein Tiefpassfilter und/oder
ein Allpassfilter bereitgestellt.
Gemäß noch einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der vor
liegenden Erfindung wird eine beliebige Kombination von Fil
terungseinrichtungen zum Filtern des dem Digital-Analog-
Umsetzer zugeführten Mehrfachtonsignals bereitgestellt.
Gemäß noch einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der vor
liegenden Erfindung werden die vorgebbaren Speicherwerte, die
der mindestens einen Filterungseinrichtung zugeführt werden,
in einer Speicherwertbestimmungseinrichtung in Abhängigkeit
von dem Rahmensynchronisationssignal und von Filteranfangs
werten bestimmt.
Gemäß noch einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der vor
liegenden Erfindung werden die Speicher der als Hochpass
und/oder die Speicher der als Tiefpass ausgebildeten ersten
und zweiten Filterungseinrichtungen zurückgesetzt, während
die Speicher der als Allpass ausgebildeten dritten Filte
rungseinrichtung mit vorgebbaren Speicherwerten vorgeladen
werden. Weiterhin ist es gemäß dieser bevorzugten Weiterbil
dung der vorliegenden Erfindung möglich, dass eine beliebige
Anzahl von Filterungseinrichtungen mit einem Rücksetzen ihrer
Speicher beaufschlagt werden, während die verbliebenen Filte
rungseinrichtungen mit vorgebbaren Speicherwerten vorgeladen
werden, um gezielte Einschwingvorgänge zur Kompensation von
Spitzenwerten, d. h. zur Verringerung eines Crestfaktors des
analogen Sendersignals zu verringern.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Erzeugung des analogen
Sendersignals, um einen analogen Datenstrom von einem Daten
stromsender zu einem Datenstromempfänger mittels diskreter
Mehrfachtonsymbole zu übertragen, weist weiterhin auf:
- a) eine in dem Datenstromsender bereitgestellte Dateneingabe
einrichtung zur Eingabe von zu übertragenden Daten;
- b) eine Kodierungseinrichtung zur Kodierung der zu übertra
genden Daten in kodierte Datenblöcke;
- c) eine Rücktransformationseinrichtung zur Transformation der
kodierten Datenblöcke in ein Mehrfachtonsignal; und
- d) einen Digital-Analog-Umsetzer zur Umsetzung des Mehrfach
tonsignals in das analoge Sendersignal,
wobei der Datenstromsender mindestens eine Filterungseinrich
tung aufweist, welche Einschwingvorgänge mittels redundanter
Kompensationssignale zur Verringerung des Crestfaktors von
modulierten Signalen des analogen Datenstroms bereitstellt.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen
dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher er
läutert.
In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1a ein Blockbild einer Datenstromsendeeinrichtung mit
ersten und zweiten Filterungseinrichtungen sowie
einer Speicherwertbestimmungseinrichtung gemäß ei
nem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegen
den Erfindung;
Fig. 1b einen um eine dritte Filterungseinrichtung erwei
terte Datenstromsendereinrichtung gemäß einem wei
teren bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorlie
genden Erfindung;
Fig. 1c ein Blockbild einer Datenstromsendeeinrichtung
gemäß Fig. 1a, welche um eine dritte Filterungs
einrichtung erweitert ist;
Fig. 2a ein Blockbild einer Übertragungsstrecke für Mehr
fachtonsymbole mit Datenstromsender, Übertragungs
kanal und Datenstromempfänger;
Fig. 2b schematisch einen Aufbau eines Mehrfachtonsymbols
mit zyklischem Präfix;
Fig. 3 die in Fig. 2a veranschaulichte Übertragungsstre
cke zum Übertragen eines analogen Datenstroms in
detaillierterer Darstellung;
Fig. 4 ein Blockbild eines Datenstromsenders ohne Filte
rungseinrichtungen nach dem Stand der Technik; und
Fig. 5 ein Blockbild eines herkömmlichen Datenstromsenders
mit einer ersten Filterungseinrichtung und einer
zweiten Filterungseinrichtung.
In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder
funktionsgleiche Komponenten oder Schritte.
Fig. 2a zeigt ein prinzipielles Blockbild einer Anordnung
zum Übertragen eines analogen Datenstroms nach dem DMT- (dis
kretes Multiton- bzw. Mehrfachton-) Verfahren, wobei ein
Datenstromsender 214, der Übertragungskanal 102 und der Da
tenstromempfänger 215 veranschaulicht ist.
Datenstromsender 214 und Datenstromempfänger 215 bestehen aus
getrennt identifizierbaren Blöcken, welche im Folgenden kurz
beschrieben werden. Eine Dateneingabeeinrichtung 201 dient
zur Eingabe von zu übertragenden Daten, wobei die eingegebe
nen Daten an eine Kodierungseinrichtung 202 weitergegeben
werden. In der Kodierungseinrichtung 202 wird der Datenstrom
entsprechend einem herkömmlichen Verfahren dekodiert und
einer Rücktransformation 203 zugeführt. Die Rücktransformati
onseinrichtung 203 stellt eine Transformation von den im
Frequenzbereich vorliegenden Daten in Daten bereit, die im
Zeitbereich vorliegen. Die Rücktransformationseinrichtung 203
kann beispielsweise durch eine Einrichtung bereitgestellt
werden, in welcher eine inverse (schnelle) Fourier-
Transformation (IFFT = Inverse Fast Fourier Transformation)
durchgeführt wird.
Es sei darauf hingewiesen, dass die in der Rücktransformati
onseinrichtung 203 durchgeführte Transformation von dem Fre
quenzbereich in den Zeitbereich eine zu derjenigen Transfor
mation inverse Transformation darstellt, welche eine Trans
formationseinrichtung 110 in einem Datenstromempfänger ausführt,
wie untenstehend unter Bezugnahme auf Fig. 3 be
schrieben werden wird.
Schließlich erfolgt, unter Bezugnahme auf Fig. 2, eine Um
setzung des von der Rücktransformationseinrichtung 203 ausge
gebenen digitalen Datenstroms in einen analogen Datenstrom,
d. h. ein analoges Sendersignal 211, mittels eines Digital-
Analog-Umsetzers 204. Der nunmehr im Zeitbereich vorliegende,
analoge Datenstrom wird einem Übertragungskanal 102 zuge
führt, welcher die oben beschriebene Datenübertragung bereit
stellt, wobei bei einer Übertragung eine Bandpass-, Hochpass-
und/oder Tiefpass-Filterung sowie eine Beaufschlagung des
analogen Datenstroms 101 mit Rauschen vorhanden sein kann.
Der analoge Datenstrom 101 wird weiter den in dem Datenstrom
empfänger 215 angeordneten Analog-Digital-Umsetzer 104 zuge
führt, welcher den empfangenen analogen Datenstrom 101 in
einen digitalen Datenstrom 103 umsetzt, wobei der umgesetzte
digitale Datenstrom 103 der Transformationseinrichtung 110
zugeführt wird.
Nach einer zu der in der Transformationseinrichtung 203 in
versen Transformation von dem Frequenzbereich in den Zeitbe
reich erfolgt nach einem Durchlaufen des transformierten
Datenstroms durch eine Korrektureinrichtung (nicht gezeigt)
und eine Bestimmungseinrichtung (nicht gezeigt) eine Dekodie
rung in der Dekodierungseinrichtung 117. Der dekodierte Da
tenstrom wird schließlich über die Datenausgabeeinrichtung
119 ausgegeben.
In Fig. 2b ist ein Schema eines diskreten Mehrfachtonsymbols
gezeigt, wobei der zu übertragende analoge Datenstrom als
eine Sequenz von Mehrfachtonsymbolen bereitgestellt wird. Vor
einer Weitergabe der in der Rücktransformationseinrichtung
203 transformierten Daten an den Digital-Analog-Umsetzer 204
werden die letzten M Abtastwerte eines Mehrfachtonsymbols an
den Blockanfang nochmals angehängt, wodurch ein zyklischer
Präfix definiert ist und wobei gilt:
M < N
Auf diese Weise kann einem Datenstromempfänger ein periodi
sches Signal vorgetäuscht werden, wenn der durch den Übertra
gungskanal verursachte Einschwingvorgang nach M Abtastwerten
abgeklungen ist, d. h., es tritt keine Intersymbolinterferenz
(ISI) auf.
Wie in Fig. 2b gezeigt, weist das ursprüngliche Mehrfachton
symbol eine Länge von N Abtastwerten, beispielsweise N = 64
auf, während beispielsweise die letzten vier Werte als ein
zyklischer Präfix 212 an den DMT-Symbolanfang 205 gesetzt
werden, wobei gilt:
M = 4.
Die Gesamtlänge eines Mehrfachtonsymbols 208 beträgt nun mit
den an den Symbolanfang 205 angehängten DMT-Symbolendwerten
213 M + N von dem Präfixanfang 207 bis zu dem DMT-Symbolende
206.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Anzahl der zyklisch den
Symbolanfang 205 angehängten DMT-Symbolendwerte 213 möglichst
gering gehalten werden muss, d. h. M << N, um eine möglichst
geringe Reduzierung der Übertragungskapazität und -güte zu
erhalten.
In einem weiteren Beispiel besteht ein Mehrfachtonsymbol 208
aus 256 komplexen Zahlen, was bedeutet, dass 512 Zeitproben
(Real- und Imaginärteil) als ein periodisches Signal übertra
gen werden müssen. In diesem Beispiel berechnet sich, wenn
eine Anzahl von 32 DMT-Symbolendwerten 213 als zyklischer
Präfix 212 an den Symbolanfang kopiert werden, eine Gesamt
länge der zu übertragenden Zeitprobe zu 544, was bei einer
maximalen Tonfrequenz eines DMT-Signals von 2,208 MHz eine
Abtastdauer TA von 544 × 10-6/2,208 Sekunden bzw. 0,25 ms
ergibt, wobei sich die Symbolübertragungsfrequenz aus fDMT =
1/TA ≈ 4 kHz berechnet.
In Fig. 3 ist ein Verfahren zum Übertragen eines analogen
Datenstroms und eine Schaltungsanordnung in detaillierterer
Darstellung gezeigt.
Der der Dateneingabeeinrichtung 201 zugeführte Datenstrom
wird in Blöcke zusammengefasst, wobei je nach Stufigkeit eine
bestimmte Anzahl von zu übertragenden Bits einer komplexen
Zahl zugeordnet wird. In der Kodierungseinrichtung 202 er
folgt schließlich eine Kodierung entsprechend der gewählten
Stufigkeit, wobei der kodierte Datenstrom schließlich der
Rücktransformationseinrichtung 203 zugeführt wird.
Ein von der Rücktransformationseinrichtung 203 bereitgestell
tes Mehrfachtonsignal 303 bildet schließlich einen digitalen
Senderdatenstrom, der vom Frequenzbereich in den Zeitbereich
transformiert worden ist. Das als digitaler Datenstrom ausge
bildete Mehrfachtonsignal 303 wird schließlich in dem Digi
tal-Analog-Umsetzer 204 in einen analogen Datenstrom umge
setzt und einer Leitungstreibereinrichtung 304 zugeführt.
Die Leitungstreibereinrichtung 304 verstärkt bzw. treibt den
zu übertragenden analogen Datenstrom 101 in einen Übertra
gungskanal 102, dessen Kanalübertragungsfunktion prinzipiell
bekannt bzw. messbar ist. Im Übertragungskanal findet weiter
hin eine Überlagerung des analogen Datenstroms mit Rauschen
statt, was in Fig. 3 durch eine Überlagerungseinrichtung 121
dargestellt ist. Der Überlagerungseinrichtung 121 wird der
von dem Übertragungskanal übertragene analoge Datenstrom und
ein Rauschsignal 122 zugeführt, so dass schließlich ein mit
Rauschen überlagerter analoger Datenstrom 101 erhalten wird.
Empfangsseitig wird der analoge Datenstrom 101 einer Vorver
arbeitungseinrichtung 301 zugeführt. Ein von der Vorverarbei
tungseinrichtung 301 ausgegebener vorverarbeiteter digitaler
Datenstrom 302 wird schließlich den Schaltungseinheiten des
Datenstromempfängers zugeführt, die im folgenden kurz erläu
tert werden.
Die Transformationseinrichtung 110 stellt eine Transformation
des dezimierten entzerrten digitalen Datenstroms 109 in
Transformationssignale 111a-111n bereit, wobei n die maximale
Anzahl, in diesem Beispiel 256, der in Betrag und Phase defi
nierten Kosinus- bzw. Sinussignale darstellt. Es sei darauf
hingewiesen, dass die Transformationseinrichtung 110 eine
digitale Transformation von einem Signal, das im Zeitbereich
digital vorliegt, in ein Signal, das im Frequenzbereich digi
tal vorliegt, vornimmt.
Die Transformationssignale 111a-111n entsprechen beispiels
weise komplexen Zahlen für jeden der Mehrfachtöne, wobei eine
Auswertung in Betrag und Phase bzw. in Realteil und Imaginär
teil bereitgestellt wird. Weiterhin können die komplexen
Zahlen als Amplituden von innerhalb eines Blocks auszusenden
den Kosinus-(Realteil) und Sinusschwingungen (Imaginärteil)
bereitgestellt werden, wobei die Frequenzen äquidistant gemäß
der oben angegebenen Gleichung verteilt bereitgestellt sind,
wobei die zu übertragenden Daten in Blöcken zusammengefasst
sind.
Es sei darauf hingewiesen, dass mehr oder weniger als 256
unterschiedliche Töne als in Betrag und Phase definierte und
modulierbare Kosinus- bzw. Sinussignalen übertragbar sind,
wobei sich eine entsprechend unterschiedliche Anzahl von
Transformationssignalen 111a-111n ergibt. Hierbei wird das
erste Transformationssignal als 111a und das letzte Transfor
mationssignal als 111n bezeichnet. Vorzugsweise führt die
Transformationseinrichtung 110 eine schnelle Fourier-
Transformation (FFT = Fast Fourier Transformation) durch, um
eine schnelle Transformation von dem Zeitbereich in den Fre
quenzbereich bereitzustellen.
In einer Korrektureinrichtung 112 werden die Transformations
signale 111a-111n mit einer bekannten Korrekturfunktion ge
wichtet, die der Korrektureinrichtung 112 vorgegeben wird.
Vorzugsweise, aber nicht ausschließlich, ist diese Korrektur
funktion, die der Korrektureinrichtung 112 vorgegeben wird,
eine Inverse der Kanalübertragungsfunktion des Übertragungs
kanals. Auf diese Weise können Einflüsse des Übertragungska
nals hinsichtlich Frequenzgang, Phase etc. kompensiert wer
den, so dass korrigierte Transformationssignale 113a-113n an
dem Ausgang der Korrektureinrichtung 112 erhalten werden. Die
korrigierten Transformationssignale 113a-113n werden an
schließend einer Bestimmungseinrichtung 116 zugeführt, in
welcher mindestens ein Betragssignal 114 und mindestens ein
Phasensignal 115, bzw. ein Realteil und ein Imaginärteil
eines korrigierten Transformationssignal bestimmt wird.
Die in der Bestimmungseinrichtung bestimmten Betragssignale
114 und Phasensignale 115 werden anschließend dekodiert,
indem die Betragssignale 114 und die Phasensignale 115 einer
Dekodierungseinrichtung 117 zugeführt werden.
In der Dekodierungseinrichtung 117 wird eine Dekodierung des
Datenstroms bereitgestellt. Somit gibt die Dekodierungsein
richtung 117 einen dekodierten Datenstrom 118 aus, welcher
schließlich einer Datenausgabeeinrichtung 119 zugeführt wird,
und von dort ausgegeben und weiterverarbeitet werden kann.
Fig. 1a zeigt ein Blockbild eines Datenstromsenders, in
welchem eine erste Filterungseinrichtung 131 und eine zweite
Filterungseinrichtung 132 mit Speicherwerten 130a bzw. 130b
derart vorgeladen werden, dass Einschwingvorgänge bereits
senderseitig vorgegeben werden. Zu übertragende Daten 123
werden in die Dateneingabeeinrichtung 201 eingegeben, in
einer Kodierungseinrichtung 202 kodiert und zu kodierten
Datenblöcken 125 zusammengefasst, wie obenstehend beschrie
ben.
Die kodierten Datenblöcke 125 werden der Rücktransformations
einrichtung 203 zugeführt, welche durch eine inverse Trans
formation von einem Frequenzbereich in einen Zeitbereich
einen digitalen Datenstrom in Form von diskreten Mehrfachton
symbolen (DMT-Symbolen) 208 bereitstellt.
Der DMT-Symboldatenstrom 208 wird über eine Extraktionsein
richtung 127 der ersten Filtereinrichtung 131 zugeführt. In
der Extraktionseinrichtung 127 erfolgt eine Extraktion von
Filteranfangswerten 126, wobei sich die Anzahl der extrahier
ten Filteranfangswerte n nach der Ordnung der ersten Filte
rungseinrichtung 131 und/oder der zweiten Filterungseinrich
tung 132 richtet. Wird beispielsweise, wie untenstehend unter
Bezugnahme auf Fig. 6 beschrieben werden wird, ein Filter
zweiter Ordnung eingesetzt, so werden zwei Filteranfangswerte
126 in der Extraktionseinrichtung 127 extrahiert, wobei, wie
bereits obenstehend ausgeführt, die ersten beiden Datenwerte
eines Mehrfachtonsymbols einschließlich des zyklischen Prä
fix, wie in Fig. 2b veranschaulicht, weitergegeben werden.
Die Filteranfangswerte 126 werden der Speicherwertbestim
mungseinrichtung 128 zugeführt, wobei die Speicherwertbestim
mungseinrichtung weiterhin ein Rahmensynchronisationssignal
129 zur Synchronisation bezüglich einer Übertragung des zu
übertragenden Datenstroms in Form von Mehrfachtonsymbolen
erhält.
Bei einer sequentiellen Übertragung der diskreten Mehrfach
tonsymbole 208 können somit Einschwingvorgänge, welche dem
beschriebenen Übertragungssystem inhärent sind, gezielt zur
Verringerung des Crestfaktors eingesetzt werden, indem die
mindestens eine erste und/oder zweite Filterungsvorrichtung
131 bzw. 132 mit den entsprechenden Speicherwerten 130a bzw.
130b vorgeladen wird. Die entsprechenden Speicherinhalte
klingen dann gemäß den rekursiven Komponenten der jeweiligen
Filterungseinrichtung ab, wodurch redundante Kompensations
signale zur Verringerung des Crestfaktors erzeugbar sind.
Die entsprechenden Einschwingvorgänge werden somit in dem
Datenstromsender 214 vorgegeben, nachdem Speicher mindestens
einer in dem Datenstromsender 214 bereitgestellten Filte
rungseinrichtung 131 bzw. 132 mit den vorgebbaren Speicher
werten 130a bzw. 130b vorgeladen wurden. Die Speicherinhalte
der mindestens einen in dem Datenstromsender 214 bereitge
stellten Filterungseinrichtung 131 bzw. 132 können weiterhin
entsprechend der rekursiven Komponenten der Filterungsein
richtung 131 bzw. 132 abklingen. Ein Vorladen von Speichern
der mindestens einen in dem Datenstromsender 214 bereitge
stellten Filterungseinrichtung 131 bzw. 132 mit vorgebbaren
Speicherwerten 130a bzw. 130b wird beispielsweise jeweils
nach einer Übertragung eines diskreten Mehrfachtonsymbols 208
durchgeführt.
In dem in Fig. 1b gezeigten Blockbild gemäß einem weiteren
bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
bezeichnen gleiche Bezugszeichen wie in Fig. 1a gleiche oder
funktionsgleiche Komponenten, so dass, um eine überlappende
Beschreibung zu vermeiden, diese hier nicht erläutert werden.
In Fig. 1b ist ein Allpass zwischen der Rücktransformations
einrichtung 203 und der ersten Filterungseinrichtung 131 als
eine dritte Filterungseinrichtung 133 eingefügt.
Eine Einfügung der dritten Filterungseinrichtung 133 als ein
Allpass hat erfindungsgemäß den Vorteil, dass eine größere
Flexibilität bezüglich einer Auswahl einer Länge von Ein
schwingvorgängen bereitgestellt wird. Somit ist es mit dem in
Fig. 1b gezeigten Verfahren möglich, Einschwingvorgänge
datenstromsenderseitig durch erste, zweite und dritte Filte
rungseinrichtungen 131, 132 und 133 zu beeinflussen. Die
Bereitstellung von Speicherwerten 130a-130c für die jeweili
gen Filterungseinrichtungen 131, 132 und 133 wird unter Be
zugnahme auf Fig. 1c untenstehend beschrieben werden.
Fig. 1c zeigt ein vollständiges Blockbild gemäß einem bevor
zugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, wobei
die Speicherwertbestimmungseinrichtung 128 die ersten, zwei
ten und dritten Filterungseinrichtungen 131, 132 und 133 mit
Speicherwerten 130a, 130b bzw. 130c beaufschlagt, so dass
eine größtmögliche Variabilität bei einer Vorgabe von Spei
cherwerten und damit bei einer gezielten Einstellung von
Einschwingvorgängen gegeben ist.
In vorteilhafter Weise ist eine Bestimmung der Speicherwerte
durch die Speicherwertbestimmungseinrichtung 128 mit dem
Rahmensynchronisationssignal 129, das durch eine Mehrfachton
signalübertragung bereitgestellt wird, synchronisiert. Wei
terhin werden der Speicherwertbestimmungseinrichtung 128, wie
bereits unter Bezugnahme auf Fig. 1a erläutert, Filteran
fangswerte 126 von der Extraktionseinrichtung 127 zugeführt.
Es sei darauf hingewiesen, dass allgemein weniger als drei
oder mehr als drei Filterungseinrichtungen 131, 132, 133
bereitgestellt werden können. Weiterhin ist es möglich, nur
eine vorgebbare Anzahl der bereitgestellten Filterungsein
richtungen mit Speicherwerten zu beaufschlagen, während die
übrigen Filterungseinrichtungen synchronisiert zu dem Rahmen
synchronisationssignal lediglich zurückgesetzt - d. h. deren
Speicherinhalte auf Null gesetzt - werden.
Während die ersten und zweiten Filterungseinrichtungen 131'
und 132' auch in herkömmlichen Datenstromsendern verwendet
werden, ist in herkömmlicher Weise nicht vorgesehen, diese
Filterungseinrichtungen mit Speicherwerten 130a bzw. 130b
derart vorzuladen, dass Einschwingvorgänge durch redundante
Kompensationssignale bereitgestellt werden, so dass der
Crestfaktor von modulierten Signalen des Sendersignals 211
bzw. des übertragenen analogen Datenstroms 101 verringert
wird. Durch das in einem Übertragungsstandard definierte
Übertragungsband sind im Wesentlichen Eckfrequenzen von Bandbegrenzungsfiltern
festgelegt, und damit besteht auch eine
Festlegung der Länge von Einschwingvorgängen.
Diese Tatsache spielt beispielsweise für den Upstream-Kanal
bei ADSL keine Rolle, denn in diesem Fall sind die Ein
schwingvorgänge der Bandbegrenzungsfilter von sich aus aus
reichend "lang", um ein DMT-Symbol gänzlich abzudecken. Bei
dem Downstream-Kanal bei ADSL hingegen sind Einschwingvorgän
ge zu "kurz", d. h. eine Eckfrequenz ist sehr hoch. Eine zu
sätzliche Flexibilität wird, wie bereits erwähnt, durch eine
vorgebbare Auswahl von Längen von Einschwingvorgängen er
reicht, indem erfindungsgemäß mindestens ein mehr oder weni
ger frei wählbarer Allpass als eine dritte Filterungseinrich
tung 133 in den Sendepfad des Datenstromsenders 214 eingefügt
wird. Ein besonderer Vorteil einer Einfügung eines Allpasses
als eine dritte Filterungseinrichtung 133 besteht darin, dass
eine in einem Übertragungsstandard definierte Sende-PSD-Maske
eingehalten wird.
In vorteilhafter Weise werden geeignete Speicherwerte 130a-
130b aus bekannten zu sendenden, diskreten Mehrfachtonsymbo
len 208 unter Verwendung unterschiedlicher Optimierungen
(beispielsweise Methode der kleinsten Quadrate, lineare Pro
grammierung, etc.) bestimmt.
Die Filterungseinrichtungen 131, 132 und 133 weisen sämtlich
oder zum Teil rekursive Komponenten auf, welche ein Abklingen
von Speicherinhalten der mindestens einen Filterungseinrich
tung 131, 132 bzw. 133 bestimmen. Vorzugsweise ist eine erste
Filterungseinrichtung als ein Hochpassfilter ausgebildet,
mindestens eine weitere, zweite Filterungseinrichtung 132 ist
als ein Tiefpassfilter ausgebildet und eine wahlweise hinzu
fügbare dritte Filterungseinrichtung 133 ist als ein Allpass
filter ausgebildet.
Bezüglich der in den Fig. 4 und 5 dargestellten Blockbil
der herkömmlicher Datenstromsender wird auf die Beschrei
bungseinleitung verwiesen.
Obwohl die vorliegende Erfindung vorstehend anhand bevorzug
ter Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, ist sie darauf
nicht beschränkt, sondern auf vielfältige Weise modifizier
bar.
Auch ist die Erfindung nicht auf die genannten Anwendungsmög
lichkeiten beschränkt.
In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder
funktionsgleiche Komponenten oder Schritte.
Bezugszeichenliste
101
Analoger Datenstrom
102
Übertragungskanal
103
Digitaler Datenstrom
104
Analog-Digital-Umsetzer
105
Entzerrungseinrichtung
106
Entzerrter digitaler Datenstrom
107
Dezimationseinrichtung
108
Abtastrate
109
Dezimierter entzerrter digitaler Datenstrom
110
Transformationseinrichtung
111
a-
111
n Transformationssignale
112
Korrektureinrichtung
113
a-
113
n Korrigierte Transformationssignale
114
Betragssignal
115
Phasensignal
116
Bestimmungseinrichtung
117
Dekodierungseinrichtung
118
Dekodierter Datenstrom
119
Datenausgabeeinrichtung
120
Symbolrate
121
Überlagerungseinrichtung
122
Rauschsignal
123
Zu übertragende Daten
125
Kodierte Datenblöcke
126
Filteranfangswert
127
Extraktionseinrichtung
128
Speicherwertbestimmungseinrichtung
129
Rahmensynchronisationssignal
130
a,
130
b,
130
c Speicherwerte
131
,
131
' Erste Filterungseinrichtung
132
,
132
' Zweite Filterungseinrichtung
133
Dritte Filterungseinrichtung
201
Dateneingabeeinrichtung
202
Kodierungseinrichtung,
203
Rücktransformationseinrichtung
204
Digital-Analog-Umsetzer
205
DMT-Symbolanfang
206
DMT-Symbolende
207
Präfixanfang
208
Diskretes Mehrfachtonsymbol ("discrete multi tone",
DMT-Symbol)
209
,
209
' Gefiltertes diskretes Mehrfachton-Symbol (DMT-Symbol)
210
Einschwingkompensiertes, diskretes Mehrfachton-Symbol
(DMT-Symbol)
211
Analoges Sendersignal
212
Präfix
213
DMT-Symbolendwerte
214
Datenstromsender
215
Datenstromempfänger
301
Vorverarbeitungseinrichtung
302
Vorverarbeiteter digitaler Datenstrom
303
Mehrfachtonsignal
304
Leitungstreibereinrichtung