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Die
vorliegende Erfindung betrifft die Demodulierung eines Mehrband-DMT-Signals in einem Empfänger, und
speziell, aber nicht ausschließlich, betrifft
sie die Demodulierung eines Mehrband-DMT-Signals im Transceiver
eines Modems.
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In 1 ist
ein Beispiel für
ein Mehrbandsignal dargestellt, das auf der Aufwärtsstrecke (oder dem Uplink)
eines Kommunikationssystems übertragen
wird. In diesem Beispiel wird angenommen, dass das Mehrbandsignal
zwei Bänder
umfasst. Wie in 1 dargestellt, ist ein erstes
Band zwischen den Frequenzen f1 und f2 definiert, und ein zweites
Band ist zwischen den Frequenzen f3 und f4 definiert. Ein Abwärtsstecken-Frequenzband
kann zwischen den Frequenzen f2 und f3 vorgesehen sein, und ein
weiteres Abwärtsstrecken-Frequenzband
kann jenseits der Frequenz F4 vorgesehen sein.
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Verfahren
zum Senden und Empfangen solcher Mehrbandsignale sind bekannt. Beispielsweise wird
in der Modemtechnik ein Mehrträgersignal,
das mehrere Frequenzbänder
aufweist, übertragen.
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Auf
der Empfängerseite
erfordern solche Mehrbandsignale einen großen Verarbeitungsaufwand. Die
Verarbeitungsgeschwindigkeit des Empfängers wird von der höchsten Frequenz
des Mehrbandsignals bestimmt. Das heißt, der Empfänger muss
so schnell arbeiten, dass die empfangenen Signale mit den höchsten Frequenzen
innerhalb der Möglichkeiten
eines Systems verarbeitet werden können.
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EP 0 912 023 beschreibt
einen Mehrbanddetektor, in dem eine Subband-Rekonstruktion und eine Verzerrungskompensation
durch eine Vielzahl von digitalen Filtern durchgeführt werden,
die in einer Einfacheingangs/Mehrfachausgangs-Architektur angeordnet
sind. Jedes digitale Filter ist zwischen jeweils denselben Eingang,
an den ein verzerrtes Multibandsignal angelegt wird, und einen jeweils
anderen Ausgang, an den ein rekonstruiertes Subbandsignal angelegt
wird, geschaltet.
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GB 2 279 213 beschreibt
einen Demodulator zur Demodulierung von Mehrträger-Modulationssignalen, der
eine allgemeine Erfassungseinheit, die ein gemeinsames lokales Frequenzsignal
verwendet, um ein allen Kanälen
gemeinsames Mehrträger-Modulationssignal
zu erfassen, und synchrone Erfassungseinheiten einschließt.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines verbesserten
Transceivers, eines verbesserten Systems, eines verbesserten Verfahrens
und eines verbesserten Empfängers
zur Demodulierung eines Mehrton-Multibandsignals, womit eine verbesserte
Verarbeitung des empfangenen Signals erreicht wird.
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Dieses
und weitere Ziele werden vom Empfänger zur Demodulierung eines
Mehrton-Mehrbandsignals gemäß dem unabhängigen Anspruch
1, vom Transceiver gemäß dem unabhängigen Anspruch
6, vom System gemäß dem unabhängigen Anspruch
10 und vom Verfahren zur Demodulierung eines Mehrbandsignals gemäß dem unabhängigen Anspruch
13 erreicht. Weitere vorteilhafte Eigenschaften sind in den abhängigen Unteransprüchen definiert.
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Entsprechend
einem ersten Aspekt der Erfindung wird ein Empfänger zum Empfangen eines Mehrbandsignals
geschaffen, das mittels einer diskreten inversen Fourier-Transformation
moduliert wird, welcher folgendes einschließt: eine Vielzahl von Demodulatoren,
d.h. jeweils einen Demodulator zur Demodulierung jeweils eines von
der Vielzahl von Bändern
in einem Mehrbandsignal, wobei jeder Demodulator eine diskrete Fourier-Transformation
einschließt.
Somit ist die Verarbeitung des Mehrbandsignals auf mehr als einen
Demodulator verteilt, so dass jede diskrete Fourier-Transformation
(DFT) für ein
spezielles Frequenzband optimiert werden kann.
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Die
Verarbeitungsgeschwindigkeit jedes Demodulators kann dann durch
das jeweilige Frequenzband bestimmt werden. Das heißt, wenn
ein bestimmter Demodulator ein Frequenzband mit einer hohen Frequenz
verarbeitet, dann ist eine entspre chend hohe Abtastgeschwindigkeit
in dem entsprechenden Demodulator erforderlich. Ein niedrigeres Frequenzband
benötigt
eine geringere Abtastgeschwindigkeit in dem entsprechenden Demodulator. Somit
wird die Verarbeitungsgeschwindigkeit der einzelnen Demodulatoren
vorzugsweise durch das jeweilige Frequenzband des darin verarbeiteten
Signals bestimmt.
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Jeder
Demodulator kann ferner einen Equalizer einschließen, der
mit dem Ausgang der diskreten Fourier-Transformation verbunden ist.
Jeder Demodulator kann ferner ein Filter zum Filtern des empfangenen
Signals vor der diskreten Fourier-Transformation einschließen.
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Das
Mehrbandsignal kann durch Nullabgleichung von ausgewählten Tönen in dem
Modulator erzeugt werden. Zusätzlich
oder als Alternative kann das Mehrbandsignal durch Filtern des Ausgangs
des Modulators erzeugt werden.
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Der
Empfänger
kann einen Teil des Transceivers umfassen. In solch einem Transceiver
kann jeder Demodulator ferner einen Echokompensator einschließen, um
ein Echo, das mit dem Signal einhergeht, in einem Sender des Transceivers
aus dem empfangenen Signal zu entfernen. Der Echokompensator kann
angeschlossen werden, um das Echo an den Eingängen der diskreten Fourier-Transformation
zu entfernen. Jeder Echokompensator kann ein adaptives Filter aufweisen.
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In
einem zweiten Aspekt liefert die vorliegende Erfindung ein Verfahren
zur Demodulierung eines Mehrbandsignals, das mittels einer inversen
diskreten Fourier-Transformation
moduliert wird, welches die folgenden Schritte einschließt: Bereitstellen
eines Demodulators für
die einzelnen Bänder
in einem Mehrbandsignal, wobei jeder Demodulator eine diskrete Fourier-Transformation
durchführt.
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Jeder
Demodulator kann ferner eine Entzerrungsstufe einschließen. Jeder
Demodulator kann ferner das empfangene Signal vor der diskreten
Fourier-Transformation filtern.
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Das
Mehrbandsignal kann durch Nullabgleichung von ausgewählten Tönen im Modulator
erzeugt werden. Zusätzlich
oder alternativ dazu kann das Mehrbandsignal durch Filtern des Ausgangs
des Modulators erzeugt werden.
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Der
Demodulierungsschritt kann in einem Transceiver durchgeführt werden.
In einem Transceiver führt
jeder Demodulator ferner einen Echokompensierungsschritt durch,
um ein Echo, das mit einem Signal in einem Sender des Transceivers
einhergeht, aus dem empfangenen Signal zu entfernen.
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Die
Erfindung wird nun im Hinblick auf ein erläuterndes Beispiel unter Bezugnahme
auf die begleitende Zeichnung beschrieben, worin:
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1 die
Frequenzstreuung eines Zweibandsignals in einer Richtung darstellt;
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2 ein
Mehrband-Übertragungssystem gemäß einer
bevorzugten Implementierung der vorliegenden Erfindung darstellt;
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3(a) und 3(b) alternative
Implementierungen des Splitters des Empfängers von 2 darstellen;
und
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4 einen
DMT-Empfänger
gemäß einer bevorzugten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung darstellt.
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In
dem folgenden erläuternden
Beispiel wird die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf eine
spezielle Implementierung beschrieben, in der ein Modem-Transceiver ein DMT
(diskretes Mehrton)-Signal sendet und das DMT-Signal durch einen Transceiver
eines anderen Modems empfangen wird.
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In 2 sind
ein erstes Modem 214 und ein zweites Modem 218 dargestellt.
Für die
Zwecke dieses Beispiels wird angenommen, dass das erste Modem 214 ein
Mehrbandsignal an das zweite Modem 218 sendet. Daher wird
nur der Senderabschnitt eines Transceivers des ersten Modems 214 ausführlich erörtert und
wird nur ein Empfängerabschnitt
des Transceivers des zweiten Modems 218 ausführlich erörtert.
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Gemäß bekannten
Techniken schließt
der Sender des ersten Modems 214 eine inverse diskrete Fourier-Transformation 204,
einen Digital-zu-Analog-Wandler 218 und einen Richtkoppler 212 ein.
Da der hierin beschriebene Sender ein DMT-Sender ist, ist auch Cyclic
Prefix (CP) Insertion-Block 205 vorgesehen. Der invers
diskrete Fourier-Transformations- (IDFT-) Block 204 empfängt auf
einer Vielzahl von Signalleitungen 202 Daten, die für die Versendung
zu kodieren sind. Die so kodierten Daten werden vom IDFT-Block 204 nacheinander
auf der Leitung 207 ausgegeben. Die Funktionsweise des
IDTF-Blocks liegt außerhalb
des Bereichs der Erfindung und deren Implementierung ist dem Fachmann
bekannt. Der CP Insertion-Block fügt ein 32 Abtastwert- bzw.
Sample-Sicherheitsband vor den 512 Abtastwert- bzw. Sample-Symbolen
ein, die von der IDFT erzeugt werden. Wie in der Technik bekannt,
schließt
die CP Insertion die Wiederholung der letzten 32 Samples des 512
Sample-Symbols ein, wodurch ein 544 Sample-Symbol erzeugt wird.
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Modulierte
und kodierte Daten, die vom CP Insertion-Block 205 auf
der Leitung 206 ausgegeben werden, werden vom Digital-zu-Analog-Wandler 208 in
ein analoges Signal auf der Leitung 210 umgewandelt, und
der Richtkoppler 212 sendet das analoge Signal auf einem
Kanal 216.
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Die
Vielzahl der Signale auf Leitung 202 wird von einem Sender
bereitgestellt, der ein diskretes Mehrton (DMT)-Signal mit N/2 Tönen mit
einem Tonabstand ΔF
erzeugt. Infolgedessen erzeugt die IDFT eine Transformation mit
N Punkten. Somit werden die Bänder
des Mehrbandsignals zur Nullabgleichung bestimmter Töne am Eingang
zur IDFT 204 erzeugt. Darüber hinaus kann die Nullabgleichung
durch geeignete Filter am Ausgang der IDFT 204 unterstützt werden.
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Nach
der CP Insertion können
die Symbole optional gefenstert werden. Die Fensterung formt die Symbole
vor dem Versenden, um das Lecken im benachbarten Band zu verringern.
Die Fensterung multipliziert eine bestimmte Zahl von Samples am
Anfang und am Ende eines Symbols durch eine Gewichtungsfunktion.
In der Regel ist die Zahl der gefensterten Symbole kleiner als die
Länge des
Sicherheitsbands. Die Formungen von zwei benachbarten Symbolen könnten sich überschneiden.
Dieses Fensterungsprinzip wird beispielsweise im VDSL-Mehrträgerstandard
verwendet.
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Das
Analogsignal auf einem Kanal 216 wird vom Transceiver des
Modems 218 empfangen. Der Transceiver des Modems 218 schließt einen
Richtkoppler 220 und einen Splitter 221 ein. Gemäß der vorliegenden
Erfindung weist der Empfänger
des Modems 218 zusätzlich
eine Vielzahl von Empfängern auf,
in diesem Beispiel zwei Empfänger 224a und 224b.
In diesem Beispiel wird angenommen, dass das Signal, das vom Sender
des ersten Modems 214 übertragen
wird, dem Signal von 1 entspricht und zwei Frequenzbänder einschließt. Generell schließt das Signal
eine Vielzahl von n Frequenzbändern
ein, und der Empfänger
des Modems 218 ist mit einer Vielzahl von n Empfängern 224 versehen.
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Zusätzlich schließt das Modem 218 eine Senderschaltung 223 ein,
die ein Signal liefert, das auf der Leitung 225 zum Richtkoppler übertragen wird.
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Jeder
der Demodulatoren 224a und 224b ist identisch
aufgebaut, und die verschiedenen Komponenten darin haben identische
Bezugszeichen abgesehen von den Bezeichnungen a oder b. Somit wird nachstehend
der Empfänger 224a beschrieben,
und es sei darauf hingewiesen, dass der Demodulator 224b exakt
auf die gleiche Weise aufgebaut ist.
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Bevor
die Empfänger 224 erörtert werden, wird
auf die 3(a) und 3(b) Bezug
genommen, die in Form eines Blockschaltbilds digitale bzw. analoge Implementierungen
des Splitters 221 darstellen.
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Bei
einer digitalen Implementierung wird das Signal 222 durch
einen Analog-zu-Digital-Wandler 300 in
ein analoges Signal auf der Leitung 316 umgewandelt und
dann den jeweiligen Tief- und Hochpassfiltern 302a und 302b repräsentiert.
Der Ausgang des Tiefpassfilters 302a auf der Leitung 314a wird
vom Block 304 verarbeitet, der wiederum ein Signal an den
ersten Empfänger 224a erzeugt.
Der Block 304 ist ein Dezimierer bzw. Downsampler. Das Prinzip
dieser Vorrichtung ist die Verringerung der Abtastgeschwindigkeit
um einen bestimmten Faktor. Beispielsweise teilt ein Downsampler
um den Faktor 2 die Abtastgeschwindigkeit zwischen seinem Eingang
und seinem Ausgang auf. Die Teilung wird dadurch bewerkstelligt,
dass ein Sample jeweils nach zwei Samples genommen wird. Für die Eingangssequenz
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 ... an den Downsampler ist die Ausgangssequenz
1 3 5 7 9 11 .... Der Ausgang des Hochpassfilters 302b auf
der Leitung 314b bildet das Signal auf der Leitung 223b zum
zweiten Empfänger.
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In
einer analogen Implementierung wird das Signal auf Leitung 222 jeweils
für Tief-
und Hochpassfilter 310a und 310b bereitgestellt.
Die Ausgänge
dieser Filter auf den Leitungen 315a und 316b werden
durch Analog-zu-Digitalwandler 312a und 312b in
digitale Form umgewandelt, wodurch die Signale 223a und 223b an
die Empfänger 224a und 224b erzeugt
werden.
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Am
Ausgang des Splitters werden beide Ströme mit ihrer jeweiligen Nyquist-Frequenz abgetastet,
auch wenn der AD-Wandler mit der Nyquist-Frequenz des höchsten Bands
arbeitet.
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Jeder
Filterstrom in der digitalen Implementierung von 3(a) und
jeder Strom in der analogen Implementierung von 3(b) kann
mit einer DFT von FS,k/ΔF
Punkten verarbeitet werden. Der Grund dafür ist, dass jeder Strom nur
die Punkte für
sein spezielles Band verarbeiten muss. Jeder Strom wird bei einer
Frequenz Fs,k abgetastet, wobei Fs,k mindestens das Doppelte der
maximalen Frequenz des Bandes ist.
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Der
Empfänger 224a schließt einen
Zeitentzerrer 234a, einen Subtrahierer 238a, einen
Cyclic Prefix Removal-Block 239a, eine diskrete Fourier-Transformation
(FFT) 224a, einen Frequenzentzerrer 248a und einen
Echokompensator 242a ein. In dieser bevorzugten Ausführungsform
beinhaltet der Echokompensator 242a ein adaptives Filter.
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Der
Zeitentzerrer 234a ist vorzugsweise ein auf finite Impulse
ansprechendes (Finite Impulse Response, FIR) Filter.
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Die
digitalisierte Version des empfangenen Signals des speziellen Frequenzbands
wird auf der Leitung 223a durch jeweils entweder einen
digitalen oder analogen Splitter der 3(a) und 3(b) bereitgestellt. Entsprechend den herkömmlichen
Techniken beinhaltet der Echokompensator 242a vorzugsweise
ein adaptives Filter und empfängt
auf der Leitung 225 eine Repräsentierung des Signals im Transceiver
an das Modem 218, das gerade vom Richtkoppler 220 gesendet
wird. Der Echokompensator 242a liefert dann eine Schätzung des
Echos, das mit diesem gesendeten Signal auf der Leitung 262a einhergeht.
Der Subtrahierer 238a subtrahiert die Schätzung des
Echos auf der Leitung 262a von dem zeitentzerrten Signal
auf der Leitung 236a, um eine Schätzung des empfangenen Signals
auf der Leitung 240a zu erzeugen. Wie in der Technik bekannt,
wird das Signal auf der Leitung 240a verwendet, um den Echokompensator 242a so
zu steuern, dass er die Schätzung
des Echos auf der Leitung 262a anpasst.
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Der
Cyclic Prefix (CP) Removal-Block 239a arbeitet auf umgekehrte
Weise wie der Cyclic Prefix (CP) Insertion-Block 205, um
die 32 Samples des zyklischen Präfix,
die ein Sicherheitsband bilden, von den 544 Samples des empfangenen
Sym bols zu entfernen. Wenn am Sender eine Fensterung angewendet
wird, ist der zyklische Removal-Prozess identisch.
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Die
Schätzung
des empfangenen Signals auf der Leitung 241a nach dem Cyclic
Prefix Removal-Block wird dann in die diskrete Fourier-Transformation 244a eingegeben.
Die Ausgänge
der diskreten Fourier-Transformation auf der Leitung 246a werden
dem Frequenzentzerrer 248a zur Entzerrung bereitgestellt.
Die so entzerrten Signale, die auf der Leitung 250a bereitgestellt
werden, werden für
eine weitere Verarbeitung im Empfänger des Modems 218 bereitgestellt.
Der CP Removal-Block 239a, die diskrete Fourier-Transformation 244a und
der Entzerrer 248a empfangen jeweils ein Taktsignal auf
der Leitung 264a zur Steuerung der Geschwindigkeit der
darin durchgeführten
Operationen.
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Der
Empfänger 224b ist ähnlich aufgebaut.
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Somit
wird gemäß der Erfindung
die Demodulierung der verschiedenen Bänder des Multibandsignals unabhängig voneinander
verarbeitet, so dass jeder Modulator jeweils für das spezielle Frequenzband
optimiert werden kann. In dem vorliegenden Beispiel ist gezeigt,
dass der Empfänger 224a das niedrigere
Frequenzband der 1 demoduliert und dass der Empfänger 224b das
höhere
Frequenzband der 1 demoduliert. In dem Beispiel,
dass die höchste
Frequenz innerhalb des niedrigsten Frequenzbands eine Frequenz von
200 kHz ist, muss die Abtastgeschwindigkeit des Demodulators 224a dann mindestens
400 kHz sein. Falls beispielsweise die höchste Frequenz innerhalb des
höheren
Frequenzbandes 2 MHz ist, muss dann die Abtastgeschwindigkeit mindestens
4 MHz sein. Somit können
die niedrigeren Frequenzen mit einer niedrigeren Abtastgeschwindigkeit
verarbeitet werden.
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Dies
steht im Gegensatz zu den Anordnungen des Standes der Technik, wo
auch niedrigfrequente Empfangssignale mit einer Abtastgeschwindigkeit
abgetastet werden müssen,
die von der höchstmöglichen
Frequenz des Mehrbandsignals diktiert wird. Daher wird in Anordnungen
des Standes der Technik das 200 kHz-Signal mit einer Abtastgeschwindigkeit
von 4 MHz abgetastet. Dies ist besonders vorteilhaft für die Implementierung
des Echokompensators 242. Für die niederfrequenten Bänder muss
der Echokompensator nur mit der niedrigen Abtastgeschwindigkeit
(d.h. der Nyquist-Geschwindigkeit) verarbeitet werden und muss nicht
immer bei der Geschwindigkeit verarbeitet werden, die von der Nyquist-Geschwindigkeit
des Signals mit der höchsten
Frequenz bestimmt wird.
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Der
Hauptvorteil der Erfindung besteht darin, dass die Verarbeitung
des niedrigeren Bandes oder der niedrigeren Bänder mit geringerer Geschwindigkeit
durchgeführt
werden kann. Dies bedeutet in erster Linie, dass der Zeitentzerrer 234 und
der Echokompensator 242 weniger CPU-Verarbeitungsleistung
verbrauchen.
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Jedes
der Filter 302 oder 310 implementiert die notwendige
Verarbeitung, um das Frequenzband für den jeweiligen Empfänger auszuwählen.
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Das
obige Beispiel stellt die Erfindung mit besonderem Bezug auf den
Empfang eines diskreten Mehrton (DMT)-Signals dar. Die Erfindung
kann beispielsweise mit Vorteil auf Umgebungen wie eine asymmetrische
Benutzergruppenverbindungs- bzw. Asymmetric
Digital Subscriber Line (ADSL-) Technik oder Very-High-Data-Rate Digital Subscriber
Line (VDSL)-Technik angewendet werden.