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Die
vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Übertragung mit Mehrträgermodulation
(DMT) und insbesondere die Übertragung
von codierten Signalen durch orthogonales Multiplexen in der Frequenzdomäne (COFDM:
Coded Orthognal Frequency Division Multiplexing).
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Die Übertragung
von Signalen in Mehrträgermodulation,
wobei die Signale durch orthogonales Frequenzmultiplexen codiert
sind, ist eine relativ neue Technik, die vorteilhaft für zahlreiche
Anwendungen gegenüber
anderen klassisch verwendeten Techniken ist.
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Eine
erste Anwendung betrifft Telefonleitungsnetze. Bei Verwenden einer
DMT/COFDM-Übertragung
auf einer digitalen und asymmetrischen Leitung (ADSL) werden Kanäle mit sehr
hoher Leistung vorgesehen, in denen gleichzeitig Stimmsignale und
digitale Signale, zum Beispiel komprimierte Videosignale, übertragen
werden können.
Zum Beispiel kann die Leistung einer solchen Übertragung in einer Richtung
10 Mbit/s und in der anderen Richtung 640 kbit/s sein. Vergleichsweise
ermöglicht ein
Modem, das nach der Norm V34bis arbeitet, das eine der schnellsten
aktuell verwendeten Modems ist, eine Leistung von 33,6 kbit/s in
beiden Richtungen.
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Ein
zweites Anwendungsbeispiel betrifft die Übertragung von digitalen Audiosignalen über einen Satelliten
oder von einem terrestrischen Sender zu einem mobilen Gegenstand,
zum Beispiel einem Auto. Die DM/COFDM-Übertragung erlaubt hierbei
zum Beispiel eine Übertragung
von Informationen mit einer Leistung im Bereich von 1,7 Mbit/s.
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Ein
drittes Anwendungsbeispiel betrifft die terrestrische Übertragung
von digitalen Fernsehsignalen (DTTB), bei der man zur Zeit 1/9 der
Kapazität der
zur Verfügung
stehenden Frequenzen aufgrund der zwischen unterschiedlichen Sendern
notwendigen Abdeckungszonen verloren gehen. Die Anwendung einer
DMT/COFDM-Übertragung
erlaubt es, dass ein gegebener Kanal auf ein und derselben Frequenz übertragen
kann, zum Beispiel der des Senders.
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Ein
DMT-Signal wird durch die Überlagerung von
n Trägerwellen
gebildet, die unabhängig
voneinander moduliert werden. Die Trägerwellen werden zum Beispiel
durch eine Quadratur-Amplitudenmodulation
(QAM) oder durch eine Frequenzmodulation mit Frequenzumtastung (FSK
oder MPSK) moduliert.
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1 zeigt
in einer sehr schematischen Weise ein klassisches Beispiel für eine Schaltung,
mit der eine Mehrträgermodulation
ausgeführt
wird.
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Ein
Datenfluss DATA kommt in Serie an einem Seriell-Parallel-Wandler (S/P) 1 an,
dessen Ausgänge
einer Schaltung 2 zugeführt
werden, mit der Symbole DMT mit Hilfe einer schnellen inversen Furietransformation
(IFFT) erzeugt werden. In funktioneller Sicht wird die Schaltung 2 durch
einen QAM- oder FSK(MPSK-)Modulator gebildet, der mehrere Trägerwellen
bzw. Trägerfrequenzen
f1, f2, ... fn verwendet und die modulierten Trägerwellen einem Summenglied
(Σ) 4 zuführt, der
die aufeinander folgenden Teilsignale dieser Trägerwellen überlagert, um die DMT-Symbole
zu erzeugen. Ganz generell ist jede Trägerwelle einem Datenpaket zugeordnet,
d.h., dass der Datenfluss DATA dem Modulator (MOD) 3 parallel
zugeschickt wird, indem die Datenbits in Pakete der gleichen Größe gruppiert
werden. Zum Beispiel ist jede Trägerwelle
einer Gruppe von 3 Bits zugeordnet, die in einer 8-QAM-Modulation übertragen werden,
um die acht möglichen
Zustände
der Kombinationen der 3 Datenbits zu reproduzieren. Wenn in diesem
Beispiel 256 Trägerwellen
verwendet werden (n = 256) enthält
ein DMT-Symbol 768 Bits und die Übertragungsleistung
liegt bei 758/T Bits/s, wobei T die Dauer eines DMT-Symboles darstellt.
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2 stellt
ein Beispiel eines DMT-Symboles dar, das der Überlagerung eines Teiles aller
modulierten Trägerwellen
entspricht.
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Ein
Problem, das sich bei der Mehrträgermodulation
stellt, ist, dass die Summierung der Teilsignale der modulierten
Trägerwellen
stochastisch zu erheblichen Amplitudenspitzen oder Peaks p führen kann,
wenn mehrere modulierte Trägerwellen
sich in Phase überlagern.
Diese Spitzen haben entscheidende Konsequenzen auf den analogen
Teil der Schaltung, insbesondere auf die Komplexität und die Durchführbarkeit
der Digital/Analog-Wandler
(auf Seiten des Senders) und der Analog/Digital-Wandler (auf Seiten des Empfängers),
wobei die Spitzen herkömmlich
einige zwanzig Volt der Spitzenamplitude erreichen können.
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Um
dieses Problem zu lösen,
wird üblicherweise
die Amplitudenspitze des digitalen DMT-Signales so abgeschnitten,
dass der Absolutwert der maximalen Amplitude niemals einen vorbestimmten
Wert Aclip überschreitet.
Dieser Wert Aclip wird generell als Funktion einer Schwelle für die Wahrscheinlichkeit
des Auftretens einer Spitze für
eine gegebene Anwendung ausgewählt.
Tatsächlich
führt die
Anwendung einer schnellen inversen Fouriertransformation zu einer
Amplitudenverteilung, die die Form einer Gauss-Kurve hat, wie sie
schematisch in dem rechten Teil der 2 dargestellt
ist. Der Wert Aclip wird daher generell in Abhängigkeit der analogen Sendeschaltung
und des Digital/Analog-Wandlers gewählt, um eine gewisse Fehlermenge
zu berücksichtigen,
d.h., eine gewisse Wahrscheinlich keit für das Abschneiden der Symbole,
um die Signalverluste zu minimieren. Für eine DMT-Übertragung, die bei einer digitalen
asymmetrischen Benutzerleitung angewendet wird, legen die Normen
zum Beispiel eine Wahrscheinlichkeit unterhalb von 10–7 fest.
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Das
Beschneiden der Spitzen des digitalen DMT-Signales liefert ein Beschneidungsrauschen (das üblicherweise
durch die englische Bezeichnung „clipping noise" bezeichnet wird),
das die Wirkungen (Signal-Rausch-Verhältnis) des Kommunikationssystemes
verringert. Insbesondere bedingt das Signal/Rausch-Verhältnis die
mögliche
Leistung, da es den Abstand bedingt, der in dem Phasendiagramm jeder
Trägerwelle
zwischen zwei Empfangspunkten vorgesehen werden muss. Je besser
das Signal/Rausch-Verhältnis
ist, desto höher
kann die Anzahl der Kombinationen von Bits in einem Teilsignal einer
Trägerwelle
sein, indem die Länge
der Bitpakete, die mit jeder Trägerwelle
verbunden sind, vergrößert wird.
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Eine
erste herkömmliche
Lösung,
um das Signal/Rausch-Verhältnis zu
verbessern, ist in 3 dargestellt. Diese Lösung besteht
darin, am Ausgang der IFFT-Schaltung 2 einen Detektor (DETECT) 5 für die Anwesenheit
eines in der Amplitude beschnittenen DMT-Symboles vorzusehen, um
eine Codierungsschaltung (CODE) 6 zur Rückcodierung der betroffenen
Daten vorzusehen, die zwischen der Serien/Parallel-Schaltung 1 und
der Schaltung 2 angeordnet ist. Die Funktion der Schaltung 6 ist
es, die Codierung der Daten nach einer bekannten Regel des Empfängers für die zugeleiteten
Symbole zu modifizieren, um ein DMT-Signal, das bei einem ersten Durchgang
in der Amplitude beschnitten wurde, als einem nicht beschnittenes
Symbol rückzuübertragen. Tatsächlich führt eine
Modifizierung der Codierung zu einer Modifizierung der Phasen der
modulierten Trägerwellen,
und die Wahrscheinlichkeit, dass ein DMT-Symbol Peaks für zwei unterschiedliche
Codierungen zeigt, wird extrem gering.
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Ein
Nachteil einer solchen Lösung
ist es, dass es notwendig ist, stromaufwärts der Serienparallelschaltung 1 die
zu übertragenden
Daten zu speichern, um ihre Rückübertragung
zu erlauben, wenn ein in der Amplitude beschnittenes DMT-Symbol nach
der Codierung detektiert wird. Ein weiterer Nachteil dieser Lösung ist
es, dass die Schaltung zusätzlich
zu einem zweiten DMT-Symbol, wenn das erste in der Spitze beschnitten
wurde, einen Code übertragen
muss, um dem Empfänger
die Anzahl der Durchläufe
ein und desgleichen übertragenen DMT-Symboles
anzugeben. Zudem erfordert diese Lösung eine noch schnellere IFFT-Schaltung,
damit die mögliche
zweite Transformation vor der Modulation des folgenden Symboles
erfolgt, und/oder eine zusätzliche
Speicherung, um die stromaufwärtigen Symbole
der Schaltung zu bewahren.
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Diese
erste Lösung
ist in einem Artikel mit dem Titel „A method to reduce the probability
of clipping in DMT-based transceivers" von D. Mestdagh und P. Spruyt beschrieben,
der in IEEE Transactions on communications, Oktober 1996, Band 14,
Nr. 10, Seiten 1234–1238,
erschienen ist.
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Eine
zweite Lösung
besteht darin, am Eingang der Schaltung 2 die Codierung
für die
Kombinationen der Bits, die wahrscheinlich die höchsten Amplitudenspitzen liefern,
zu modifizieren. Tatsächlich hat
man festgestellt, dass für
alle Kombinationen ein Niveau der Amplitudenspitzen für den Fall
vorliegt, bei dem die Trägerwellen
in Phase sind. Eine solche Lösung
ist zum Beispiel in einem Artikel mit dem Titel „Block coding scheme for reduction
of peak to mean envelope Power ratio of multicarrier transmission schemes" von A.E. Johns,
T.A. Wilkinson und S.K. Barton beschrieben, der in Electronics Letters,
Dezember 1994, Band 30, Nr. 25, Seiten 2098 und 2099, erschienen ist,
und in einem Artikel mit dem Titel „Simple coding sheme to reduce
peak factor in QPSK multicarrier modulation" von S.J. Shepherd et al., erschienen
in Electronic Letters, Juli 1995, Band 31, Nr. 14, Seiten 1131 und
1132.
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Auch
wenn diese zweite Lösung
keine doppelte Übertragung
ein und desselben DMT-Symboles erfordert, ist es immer noch notwendig,
zusätzliche Bits,
die der Codierung zugeordnet sind, zu übertragen. Zudem erfordert
diese Lösung
eine erhöhte Schnelligkeit
der Datenverarbeitung, um die zusätzliche Codierung auszuführen, d.h.
eine Verminderung der Energie pro Bit für die gleiche globale Übertragungsleistung,
was zu einer Verringerung der Leistungseigenschaften des Kommunikationssystemes im
Hinblick auf die Kapazität
zum Erhalten der Informationen führt.
Darüber
hinaus betrifft diese Lösung einzig
die DMT-Signale, bei denen die Trägerwellen in MPSK (FSK) moduliert
sind.
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Die
vorliegende Erfindung hat das Ziel, eine neue Lösung vorzuschlagen, um das
Signal/Rausch-Verhältnis
eines mit einer Mehrträger-Modulation übertragenen
Signales zu verbessern, die die Nachteile der bisherigen Lösungen nicht aufweist.
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Die
vorliegende Erfindung hat ebenso das Ziel, eine neue Lösung vorzuschlagen,
die die nutzbare Übertragungsleistung
nicht schmälert.
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Die
vorliegende Erfindung hat ebenso das Ziel, eine Lösung vorzuschlagen,
die unabhängig
von dem Typ der verwendeten Modulation ist.
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Um
diese Aufgaben zu lösen,
wird mit der Erfindung ein Verfahren zum Formen eines Signales in Mehrträgermodulation
vorgesehen, das darin besteht, das Signal in der Amplitude in Bezug
auf einen Schwellenwert zu beschneiden; und ein neu verteiltes Beschneidungsrauschen
mit Verzögerung
in das zu formende Signal zumindest teilweise außerhalb des Nutzfrequenzbandes
des Signales in Mehrträgermodulation
erneut einzuführen.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird der Beschneidungsschritt auf das
zu formende Signal, gegebenenfalls nach erneutem Einführen eines
Beschneidungsrauschens auf das Signal in Mehrträgermodulation entsprechend
einer frühere
Beschneidung ausgeführt.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung besteht der Beschneidungsschritt darin,
in einer ersten Wiedergabe des zu formenden Signales das mögliche Vorhandensein
einer Spitzenamplitude zu detektieren, deren absolute Amplitude
größer als
der Schwellenwert ist; anschließend den
Schwellenwert von einer zweiten Wiedergabe des zu formenden Signales
zu subtrahieren, um daraus das Beschneidungsrauschen für den Bereich des
Peaks, der den Schwellenwert überschreitet,
herauszuziehen; und Subtrahieren des Beschneidungsrauschens von
dem zu formenden Signal, verzögert um
eine Zeit, die der notwendigen Zeit für das Detektieren der möglichen
Gegenwart eines Peaks entspricht, plus einer Zeit, die notwendig
für das
Extrahieren des Beschneidungsrauschens bei der zweiten Wiedergabe
ist.
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Gemäß einer
weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung besteht der Schritt der Wiedereinführung darin,
das Beschneidungsrauschen mit Hilfe eines linearen Filters neu zu
verteilen; und das neu verteilte Rauschen zu dem zu formenden Signal
in Mehrträgermodulation
hinzuzufügen.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist das zu formende Signal ein digitales
Signal.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist das zu formende Signal ein analoges
Signal.
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Die
vorliegende Erfindung gibt auch eine Vorrichtung zum Formen eines
Signales in Mehrträgermodulation
an, die eine Einrichtung zum Beschneiden der Amplitude des zu formenden
Signales in Bezug auf einen Schwellenwert aufweist; ferner eine
Einrichtung, um das Abschneiderauschen außerhalb des Nutzfrequenzbandes
des Signales in Mehrträgermodulation
neu zu verteilen; und eine Einrichtung, zeitverzögert auf das Signal in Mehrträgermodulation
ein neu verteiltes Rauschen wieder einzuführen.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist die Einrichtung zur Neuverteilung
ein linearer Filter.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung weist die Vorrichtung eine Einrichtung
auf, um das zu formende Signal vor dessen Abschneiden um eine Dauer
zu verzögern,
die der Dauer der Laufzeit einer Wiedergabe dieses Signales in einem
Peak-Detektor und in einer Schaltung zum Extrahieren eines möglichen
Abschneiderauschens entspricht.
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Diese
und weitere Aufgaben, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden in der folgenden Beschreibung von besonderen Ausführungsbeispielen
ohne Beschränkung
in Verbindung mit den beigefügten
Figuren detailliert beschrieben, wobei
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1 bis 3,
die vorher beschrieben wurden, den Stand der Technik und das gestellte
Problem erläutern;
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4 ein
Funktionsschema einer Vorrichtung zum Formen eines Signales in Mehrträgermodulation
gemäß einer
Ausführung
der vorliegenden Erfindung zeigt; und
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5 bis 8 die
Funktionsweise einer Vorrichtung zum Formen eines Signales gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigen.
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In
den unterschiedlichen Figuren werden gleiche Elemente mit den gleichen
Bezugszeichen gekennzeichnet. Aus Gründen der Klarheit sind nur die
Elemente, die für
das Verständnis
der vorliegenden Erfindung notwendig sind, in den Figuren dargestellt
und im Folgenden beschrieben.
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Im
Gegensatz zu allen bekannten Lösungen, bei
denen die DMT-Symbole
modifiziert werden, um das Auftreten von zu beschneidenden Peaks
oder Spitzen zu unterdrücken,
ist es eine wesentliche Eigenschaft der vorliegenden Erfindung,
in der Amplitude beschnittene Symbole zu übertragen.
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Gemäß der Erfindung
wird das Beschneidungsrauschen in einer speziellen Art neu verteilt,
die darin besteht, das gesamte Rauschen oder ein Teil des Rauschens
außerhalb
des Frequenzbandes des Nutzsignales zu verwerfen und das neu verteilte
Rauschen in die zu behandelnden Symbole neu einzuführen. Durch
die Neuverteilung des Rauschens wird das Neueinführen mit Zeitverzögerung in
Bezug zu dem beschnittenen Peak bewirkt. Hierbei wird die Tatsache
ausgenutzt, dass die spektrale Dichte des Beschneidungsrauschens
einer Dichte eines „weißen Gauss-Rauschens" (AWGN) entspricht.
Dies liegt an der Tatsache, dass im Zeitverlauf das Auftreten eines
Beschneidungsrauschens zufällig
und impulsartig ist. Somit entspricht die spektrale Dichte (Fourier-Transformatierte)
des Beschneidungsrauschens einer Konstante.
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4 zeigt
in einem Funktionsschema eine Ausführungsform einer Vorrichtung
zum Formen eines Signales gemäß der vorliegenden
Erfindung. Diese Vorrichtung wird stromabwärts einer Schaltung (2, 1)
angeordnet, die DMT-Signale durch eine inverse schnelle Fouriertransformation
erzeugt.
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Die
digitalen DMT-Symbole, die von der Schaltung zur Mehrträgermodulation
abgegeben werden, kommen an einem ersten Eingang (DMTin) eines Addiergliedes 10 an,
dessen zweiter Eingang ein neu verteiltes Rauschsignal clipf empfängt, das gemäß der vorliegenden
Erfindung erhalten wurde, wie im Folgenden ersichtlich wird. Ein
Ausgang des Summier- oder Addiergliedes 10 liefert ein
Signal s(t), das dem Signal DMTin entspricht, dem ein mögliches Rauschsignal
clipf entsprechend der Beschneidung eines Peakes hinzugefügt wurde,
das vorher in dem Signal DMTin vorhanden war. Das Signal s(t) wird
einem Amplitudendetektor (CD) 11 zugeschickt. Die Aufgabe
des Detektors 11 ist es, zu detektieren, ob ein Beschneiden
der Amplitude des Signales s(t) notwendig ist, wenn dessen absolute
Amplitude einen Schwellenwert Aclip überschreitet. Der Detektor 11 weist
zum Beispiel eine Absolutwertschaltung (ABS) 12 auf, die
eine Wiedergabe des Signales s(t) empfängt und den Absolutwert dieses
Signales liefert. Das Ausgangssignal der Schaltung 12 wird
einem ersten Eingang eines Vergleichers 13 zugeleitet,
dessen zweiter Eingang den Pegel der Beschneidungsschwelle Aclip
empfängt.
Der Ausgang des Vergleichers 13 liefert ein Steuersignal
CTRL an eine Schaltung 14, die das Beschneidungsrauschen
des Signales s(t) herauszieht. Die Schaltung 14 stellt
in ihrer Funktion einen Addierer 15 dar, dessen einer positiver
Eingang eine Wiedergabe des Signales s(t) empfängt und dessen negativer Eingang
das kontinuierliche Signal Aclip empfängt. Der Addierer 15 wird durch
das Zustandssignal CTRL gesteuert. Die Schaltung 14 liefert
das Beschneidungsrauschen, das aus dem Signal s(t) herausgezogen
wurde. Das Signal clip ist ein Impulssignal, das jedes Mal einen Impuls
liefert, wenn das Signal s(t) in seiner absoluten Amplitude größer ist
als die Schwelle Aclip.
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Das
Signal s(t) und das Signal clip werden einer Beschneidungsschaltung
(CLP) 16 zugeführt,
die von dem Signal s(t) das in der Schaltung 14 ermittelte Rauschsignal
clip subtrahiert. Die Schaltung 16 weist für ihre Funktion
ein Verzögerungselement 17 (Z–k) auf,
das dazu bestimmt ist, auf das Signal s(t) eine Verzögerung auszuüben, die
der Laufzeit in der Schaltung 11 zum Detektieren der Schwellenamplitude
und der Schaltung 14 zum Extrahieren des Rauschens entspricht,
und weist ferner einen Addierer 18 auf, der das Ausgangssignal
des Schaltungselements 17 an einem positiven Eingang und
das Signal clip an einem negativen Eingang empfängt. Ein Ausgang des Addierers 18 liefert
das Ausgangssignal DMTout der Vorrichtung zum Formen eines Signales gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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Das
von der Schaltung 14 abgegebene Signal clip wird ebenso
einem Filter 19 zugeführt,
dessen Aufgabe gemäß der Erfindung
ist, das Rauschsignal clip nach Frequenzen außerhalb des Nutzbandes des
Signales DMTin zu verschieben. Der Filter 19 ist ein herkömmlicher
Filter, seine Ausführung
ist wohlbekannt. Es könnte
sich hierbei zum Beispiel um einen digitalen Filter mit Antwort
auf den Abschlussimpuls (FIR) handeln, der aus mehreren Verzögerungselementen
(Z–1) 20 gebildet
ist, die in Serie geschaltet sind, wobei jedes Element 20 das
Ausgangssignal des vorhergehenden Elementes erhält. Ein erstes Element 201 empfängt das Signal clip. Das Ausgangssignal
des Elementes 201 wird ebenso zu einem
ersten Multiplizieren 211 multipliziert
mit einem Faktor 1/2 geleitet. Das Ausgangssignal eines zweiten
Elementes 202 wird ebenso auf einen
zweiten Multiplizierer (212 ) mit
einem Faktor –1/4
geleitet. Das Ausgangssignal eines dritten Elementes 203 wird ebenso über einen dritten Multiplizierer 213 mit einem Faktor +1/8 geleitet. Und
so weiter, bis zu einem m-ten Element 20m ,
dessen Ausgangssignal auf einen m-ten Multiplizierer 21m mit
einen Koeffizienten +1/2m geleitet wird.
Die Ausgangssignale der Multiplizierer 21 werden an die
Eingänge
eines Summierers (Σ) 25 geleitet,
dessen einer Ausgang das Signals clipf liefert, das an einen der
Eingänge
des Addierers 10 geleitet wurde.
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Die Übertragungsfunktion
des Filters 19 wird entsprechend der Funktion der Anwendung
optimiert. Insbesondere muss der Filter soviel wie möglich den Teil
des Beschneidungsrauschens reduzieren, der in dem Frequenzband des
Nutzsignales gelegen ist oder auch noch das gesamte Beschneidungsrauschen
in dem Nutzfrequenzband zu unterdrücken.
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Die
Funktion einer Vorrichtung zum Formen eines Signales entsprechend
der Darstellung in 4 wird im Folgenden in Bezug
zu den 5 bis 8 beschrieben.
Die 5A, 6A, 7A und 8A sind
Beispiele von charakteristischen Signalen der in der 4 dargestellten
Schaltung. Die 5B, 6B, 7B und 8B stellen
die Spektraldichten der in den 5A, 6A, 7A und 8A gezeigten
Signale dar, d.h., die entsprechenden Fourier-Transformierten.
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Es
sei darauf hingewiesen, dass die in der 4 dargestellte
Vorrichtung digitale Teilsignale des Signales DMTin behandelt. Jedoch
sei darauf hingewiesen, dass die Schaltung gemäß der 4 ebenfalls
als eine Schaltung zur Behandlung von analogen Signalen realisiert
werden kann.
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5A stellt
ein Beispiel eines Symboles DMTin dar, das in die Vorrichtung gemäß der Erfindung
eingeführt
wird. Dieses Symbol tritt zum Beispiel zu einem Zeitpunkt t0 auf
und weist zu einem Zeitpunkt tp einen Peak p auf, dessen absolute
Amplitude größer ist
als die Schwelle Aclip. 5B stellt die
Spektraldichte eines DMT-Symboles dar. Man sieht, dass kein neu
verteiltes Schneidungsrauschen in dem Symbol DMT der 5A infolge
der Gegenwart eines Peaks in einem vorhergehenden Symbol vorliegt.
Somit entspricht das Signal s(t) dem Signal DMTin und seine Fourier-Transformierte
TF[s(t)] enthält
kein Rauschen außer
dem Quantifizierungsrauschen. Man sieht, dass die Nutzbandbreite
des Signales zwischen den Frequenzen f1 und f2 liegt.
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Die 6A stellt
das Signal clip am Ausgang der Schaltung 14 dar. Dieses
Signal weist einen Impuls I zu einem Zeitpunkt ti auf, der um die
entsprechenden Laufzeiten τ11
und τ14
in den Schaltungen 11 und 14 in Bezug auf den
Zeitpunkt tp verzögert sind.
Die Spektraldichte des Rauschens (TF(clip), 6B) ist
konstant über
die gesamte Frequenzdomäne
in dem Maße,
in dem die Rauschsignale I, die aus dem Signal s(t) extrahiert wurden,
eine Impulsform von sehr schwacher Reproduzierbarkeit aufweisen.
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Die
von dem Filter 19 auf das Signal clip ausgeübte Bearbeitung
ist in 7A dargestellt, die das Signal
clipf zeigt. Die Filterung dient dazu, den Impuls I in regelmäßigen Intervallen
in Form eines gedämpften
Signales neu zu verteilen, was dazu führt, dass dessen spektrale
Dichte (TF(clipf), 7B) in Richtung auf höhere Frequenzen
verschoben wird, und zwar zum Beispiel ausgehend von einer Frequenz
f3, die höher
als die Frequenz f2 ist.
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Das
Rauschsignal clipf wird somit in das Signal s(t) mit Zeitverzögerung in
Bezug auf den nunmehr beschnittenen Peak p erneut eingeführt und übertragen.
Hieraus resultiert, dass aus einer Frequenzsicht (8B)
die Mehrheit der Rauschsignale sich außerhalb des Frequenzbandes
des Nutzsignales befindet. Somit wird das Signal/Rausch-Verhältnis (S/B)
des Ausgangssignales DMTout erheblich verbessert.
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Es
sei bemerkt, dass dann, wenn das gesamte gemäß der vorliegenden Erfindung
eingeführte
Rauschsignal lokal eine größere Amplitude
als das originäre
beschnittene Rauschsignal hat, dieses nicht nachteilig ist, da das
Signal außerhalb
des Frequenzbandes des Nutzsignales gelegen ist.
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Man
sieht ferner, dass das Rauschsignal neu in Richtung auf höhere Frequenzen
verteilt werden kann und/oder in Richtung auf niedrigere Frequenzen,
die außerhalb
des genutzten Frequenzbandes des Signales liegen, je nach der Funktion
und Ausbildung des Filters 19 und des genutzten Frequenzbandes.
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Ein
Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, dass sie es erlaubt,
das Problem des Beschneidungsrauschens eines DMT-Signales zu lösen, ohne auf die Codierung
oder die Phasen der DMT-Signale einzuwirken, in denen Peaks mit
hoher Amplitude vorhanden sind. Ebenso benötigt die vorliegende Erfindung
keine Übertragung
von Bezugssignalen zu dem Empfänger,
der alle DMT-Symbole in der gleichen Art decodiert. Des Weiteren
benötigt
die Erfindung keine Rückübertragung
eines zu beschneidenden DMT-Symboles.
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Gemäß der Anwendung
und insbesondere dem gewünschten
Signal/Rausch-Verhältnis
kann die Schwelle Aclip verkleinert werden, wobei die gleichen Eigenschaften
im Hinblick auf das Signal/Rausch-Verhältnis beibehalten werden, die
an die erforderliche Fehlerrate gebunden sind. In diesem Falle wird
der analoge Teil des Übertragungssystemes
deutlich vereinfacht.
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Ebenso
kann die gleiche Schwelle Aclip beibehalten werden. In diesem Falle
werden durch die Schaltung zum Formen des Rauschsignales gemäß der vorliegenden
Erfindung die Eigenschaften beim Behandeln des Signales erheblich
verbessert. Die Decodierung der modulierten Trägerwellen ist auf Seiten des
Empfängers
weniger durch Rauschen gestört.
So vermindert die Erfindung in einem Amplituden/Phasen-Diagramm
jeder Trägerwelle
die Abstände
zwischen einem idealen Empfangspunkt und einem tatsächlichen
Empfangspunkt. Man kann somit entweder die Qualität des neu
gebildeten Signales verbessern oder die Anzahl der Empfangspunkte auf
ein und demselben Amplituden/Phasen- Diagramm einer vorgesehenen Trägerwelle
vergrößern, was
insgesamt die Kapazität
(Leistung) des Systemes erhöht.
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Natürlich sind
verschiedene Varianten und Modifikationen möglich, die einem Fachmann auch geläufig sind.
Insbesondere ist eine praktische Realisierung einer Vorrichtung
zum Formen eines Rauschsignales gemäß der Erfindung, wie sie in
Bezug auf die 4 bis 8 dargelegt
wurde, für
einen Fachmann ohne weiteres möglich,
sei es in analoger oder in digitaler Form.