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Ein
System, das die Mehrtonübermittlung verwendet,
benutzt im allgemeinen die Fourier-Transformation und ihre Inversion,
um die Informationen zwischen Zeit- und Frequenzbereichen zu konvertieren.
Zwei Beispiele für
diese Art von Modulationsverfahren sind: (a) das DMT-Verfahren (Discrete
Multi-Tone) (diskretes Mehrtonverfahren), wie es in Systemen wie
z.B. dem ADSL-System (Asymnietric Digital Subscriber Loop) (asymmetrische
digitale Teilnehmerleitung) benutzt wird; und (b) das COFDM-Verfahren
(Carrierless Orthogonal Frequency Division Multiplex) (trägerloses
orthogonales Frequenzmultiplexverfahren), einem Standard, der bei digitalen
terrestrischen Fernsehrundfunkübertragungen
weite Verbreitung findet.
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Bei
diesen System werden die zu übertragenden
Daten auf eine Anzahl von unterschiedlichen Frequenzen (die manchmal
auch als Töne
oder Zwischenträger
bezeichnet werden) aufgeteilt (gemultiplext), die alle ganzzahlige
Vielfache einer festen Grundfrequenz sind. Die einzelnen Töne, die
die Gruppe bilden, sind durch diese Grundfrequenz voneinander beabstandet.
(Im Falle des COFDM-Verfahrens wird die Gruppe von Tönen zur Übertragung
von einer Antenne aus dann nach oben auf einen viel höheren Frequenzbereich
versetzt, aber diese Einzelheit ist für die vorliegende Diskussion
nicht von Bedeutung). Die Anzahl von Tönen, die bei den verschiedenen
Systemen und innerhalb eines einzelnen Systems verwendet werden,
kann ausgehend von 10 oder so variieren; bei einem ADSL-Upstream-Übertragungsweg
mit niedriger Bandbreite beträgt
diese z.B. bis zu mehrere tausend, z.B. bei einer digitalen Fernsehübertragung
im "8 K-Trägerfrequenz"-COFDM-Modus.
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Der
Schlüsselalgorithmus,
der den betrachteten Kommunikationssystemen gemeinsam ist, ist die
Fourier-Transformation, ein mathematisches Verfahren, bei dem ein
zeitvariables Signal nicht als ein Satz von Werten in der Zeit dargestellt
wird, sondern als die Summe eines Satzes von sinusförmigen Wellenformen.
Jede Sinuskurve in dem Satz weist eine unterschiedliche Frequenz
auf, die ein ganzzahliges Vielfaches einer Grundfrequenz ist, die
als Analysefrequenz bezeichnet wird. Die Fourier-Transformations-Theorie
zeigt, dass ein variables Signal auf diese Weise wechselweise dargestellt
werden kann, indem der eindeutige Satz aus Amplituden- und Phasenwerten
für die
einzelnen Sinuskurven definiert wird, die sich addieren, um die
Signalwellenform zu bilden.
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Im
allgemeinen (kontinuierlichen) Fall ist die Größe des Satzes der Sinuskurven
unendlich und der Abstand der einzelnen Frequenzen ist infinitesimal.
Aber die spezielle Art der Fourier-Transformation, die bei den angewandten
Kommunikationssystemen verwendet wird, ist die diskrete Fourier-Transformation
(DFT). Der Begriff "diskret" wird hier verwendet,
da die Daten als ein Satz von voneinander getrennten Abtastwerten
("samples") verarbeitet werden
und kein kontinuierliches Signal verarbeitet wird. Wenn eine endliche
Sequenz von Abtastwerten auf diese Weise transformiert wird, ist
auch die Größe des Satzes
der Sinuskurven endlich, die das Signal in dem Frequenzbereich repräsentieren.
Wenn im folgenden von Fourier-Transformation
die Rede ist, soll der Ausdruck "diskret" dazu gedacht werden.
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Zusammenfassend
bedeutet das, dass die normale ("Vorwärts-") Fourier-Transformation benutzt
wird, um eine Reihe von Abtastwerten, die in dem Zeitbereich genommen
wurde, in eine äquivalente
Darstellung der gleichen Information zu konvertieren, nämlich als
eine Reihe von Werten in dem Frequenzbereich, wobei die Amplitude
und die Phase jeder aus einem Satz von harmonisch zueinander in Beziehung
stehenden sinusförmigen
Wellenformen beschrieben werden. Der umgekehrte Vorgang, die inverse
Fourier-Transformation, führt
die entgegengesetzte Operation durch, indem sie die durch die einzelnen
Amplituden- und Phasenwerte beschriebenen Wellenformen summiert,
um eine zusammengesetzte Wellenform als eine Reihe von Abtastwerten
in dem Zeitbereich wieder zu erschaffen.
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Die
Fourier-Transformation und ihre Inversion sind relativ komplexe
Funktionen, aber sie können ohne
Schwierigkeit unter Verwendung von allgemein bekannten Algorithmen
auf einem digitalen Signalprozessor implementiert werden. Es sind
insbesondere hocheffiziente Versionen von Transformationen bekannt,
allgemein die schnelle Fourier-Transformation (FFT) und die inverse
FFT bzw. IFFT genannt, die auf Abtastwertsequenzen ansprechen, deren
Längen Zweierpotenzen
sind, z.B. 256 Punkte oder 512 Punkte.
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Die
FFT und IFFT zusammen sehen eine effiziente Codierung und Decodierung
von Signalen vor. In einem Sender kann ein Satz von Datenbits durch
die IFFT codiert werden, wobei insbesondere Kombinationen aus Amplitude
und Phase für
jede der einen Teil bildenden Frequenzkomponenten gewählt werden,
um die verschiedenen Datenwerte zu repräsentieren. Nachdem die Daten
alle in die Amplitude und die Phase jedes einen Teil bildenden Tones
codiert worden sind, wird die IFFT durchgeführt, um ein Zeitbereichsignal
zu schaffen, das dann übertragen wird.
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So
ist es zum Beispiel möglich,
2 Bits von Daten, die 4 unterschiedliche mögliche Werte (00, 01, 10, 11)
repräsentieren,
durch eine einfache Quadraturmodulation auf einen Ton zu codieren,
wobei die Amplitude konstant gehalten wird und vier unterschiedliche
Phasenwerte (z.B. +45, +135, +225, +315 Grad, d.h. 90 Grad voneinander
beabstandet) die vier verschiedenen Kombinationen darstellen. Es sind
auch komplexere Abbildungen möglich
(die es erlauben, dass mehr Bits auf einem Ton codiert werden),
bei denen mehr Phasenwerte oder Kombinationen aus unterschiedlichen
Amplituden und unterschiedlichen Phasen benutzt werden. In praktischen Systemen
kann die Modulation eines Tones so variiert werden, dass dieser
im besten Falle nicht weniger als 15 oder 16 Bits repräsentiert
(wobei 32768 oder 65536 unterschiedliche Kombinationen aus Amplitude
und Phase verwendet werden). Deshalb können in Systemen, die Hunderte
von Tönen
verwenden, unter guten Umständen
einige tausend Bits von jedem Symbol getragen werden.
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Die
(Vorwärts-)
FFT wird beim Empfänger zur
Umkehrung des Prozesses verwendet. Wenn die Zeitsynchronisierung
mit der gesendeten Wellenform erreicht ist und die Entzerrung für frequenzabhängige Phasen-
und Amplitudenänderungen
(unvermeidbar bei der Signalübertragung
vom Sender zum Empfänger)
durchgeführt
worden ist, wird die FFT bei dem Satz von Abtastwerten angewandt,
die jedes empfangene Symbol bilden, um die Amplituden- und Phasenwerte
für jeden
der benutzten Töne
zu rekonstruieren. Im allgemeinen stimmen die durch diesen Vorgang
erhaltenen Werte nicht exakt mit denen überein, die ursprünglich codiert
wurden, und zwar aus verschiedenen Gründen, einschließlich vor
allem des Vorhandenseins von Rauschgeräuschen, die entlang dem Übertragungsweg
des Signals eingeströmt
sind. In jedem praktisch angewandten System sind Rauschgeräusche unvermeidbar.
Aber durch das Anwenden verschiedener Techniken zum Ausgleich von durch
Rauschgeräusche
verursachten Fehlern können
die Originaldaten mit einem akzeptablen Niveau an Zuverlässigkeit
unter Berücksichtigung
der Signalübertragungscharakteristiken
des Übertragungsweges
wiedergewonnen werden, vorausgesetzt, das System ist in geeigneter
Weise konfiguriert worden.
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Zur
Erleichterung der Arbeit des Empfängers bei der Entzerrung des
erhaltenen Signals wegen der Auswirkungen der Übertragungsstrecke ist es allgemein üblich, eine
kurze Verzögerung
zwischen aufeinanderfolgenden übertragenen
Symbolen einzufügen.
Beim ADSL wird diese Verzögerungszeit
die "zyklische Präfixzeit" genannt, in der
das, was übertragen
wird, ein Abschnitt des Signals ist, der aus dem Ende des direkt
nachfolgenden Signals extrahiert wurde. Der Name "zyklische Präfix"-Zeit leitet sich
von der Tatsache ab, dass die kurze Sequenz als ein Präfix für das neue
Symbol verwendet wurde und zyklisch damit kongruent ist. Es sei
angemerkt, dass nach der Entzerrung das während der zyklischen Präfixzeit
erhaltene Signal von dem Empfänger
ignoriert wird. Beim COFDM-Verfahren wird die Verzögerungszeitspanne "Schutzzeit" genannt; während dieser
Zeitspanne wird kein Signal übertragen.
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Der
IFFT-FFT-(Codier-Decodier-)Vorgang sorgt für eine große Flexibilität in dem
Kommunikationssystem. Verschiedene Frequenzen in dem Spektrum, das
von dem Satz von Tönen
abgedeckt wird, können
unterschiedliche Charakteristiken hinsichtlich der Rauschgeräuschnatur
und der Dämpfung über die
Kommunikationsverbindung hin aufweisen (z.B. die Telefonleitung
im Falle eines ADSL-Systems). Dies lässt sich durch das Variieren
der Einzelheiten der Codierung Ton um Ton begründen, um so die Anzahl an Bits
zu maximieren, die von dem Symbol insgesamt getragen wird, selbst
wenn ein spezieller einzelner Ton nur eine geringe Anzahl von Bits
tragen kann. In dem US-Patent Nr. 4,679,227, welches Mehrton-Codierverfahren
beschreibt, sind Techniken zur Erreichung dessen dargestellt.
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Eine
Eigenschaft dieser Art von Signalcodierung ist besonders relevant.
Die Wellenform, die sich aus der IFFT ergibt, kann in sich im Prinzip
sehr große
Spitzenwerte aufweisen – relativ
zu der Durchschnittsamplitude des Signals als Ganzem gesehen – und zwar
an Punkten, an denen es sich ergibt, dass sich die speziellen Phasen
der einzelnen Töne
zusammen in die gleiche Richtung summieren. Wenn z.B. alle Töne eine
codierte einfache 2-Bit-Quadratunmadulation verwenden würden und
alle modulierten Datenbits Null wären (oder allgemeiner, wenn
das gleiche Paar von Bitwerten jeden Ton modulieren würde), dann
gäbe es
beim Start des Zeitbereichssymbol, das von der IFFT geschaffen wurde,
eine hohe Amplituden-"Spannungsspitze", da jede Komponenten-Wellenform
einen reellen positiven Wert von 0,707 mal ihre Spitzenamplitude
hätte,
und diese würden
sich alle zusammen in der gleichen Richtung summieren. Im Gegensatz
dazu würde
dann, wenn eine allgemeine zufällige
Verteilung von Einsen und Nullen in den Daten vorhanden ist, der
erwartete Spitzenwert in dem Durchschnittssymbol wesentlich geringer
sein, obwohl trotz alledem von Zeit zu Zeit Spitzen auftreten werden.
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Bei
der Überwachung
der Ausgabe aus einer Folge von IFFT-Operationen, die zur Codierung
einer (generalisierten) Datensequenz zur Übertragung verwendet wurden,
sieht man, dass das Signal eine Abtast-Amplitudenverteilung aufweist,
die einem statistischen Rauschen sehr ähnlich ist, wenn dies auf einer
statistischen Basis betrachtet wird. Die am häufigsten auftretenden Abtastamplituden
sind diejenigen nahe Null (der zentrale Punkt – die Verteilung ist symmetrisch
auf jeder Seite von Null). Höhere
Amplituden sind weniger wahrscheinlich, treten aber immer noch auf,
und es gibt eine graduelle Abnahme der Wahrscheinlichkeit des Auftretens
mit ansteigender Amplitude. Die allerhöchsten Abtastamplituden, die
auftreten können – anders
als beim wahren Rauschen gibt es eine finite Grenze, da wir eine
diskrete IFFT über
eine endliche Anzahl von Tönen
benutzen – sind
noch viele Male höher
als die durchschnittliche Signalamplitude; aber solche Werte treten
nur extrem selten auf.
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Die
gesamten statistischen Eigenschaften der Sequenz sind komplex. Aber
ein einfaches Maß der
Eigenschaften der Signale ist allgemein ihr Crestfaktor. Der Crestfaktor
eines sich wiederholenden Signals wird definiert als das Verhältnis seiner
Spitzenamplitude zu seiner durchschnittlichen (RMS) Amplitude. Unterschiedliche
Arten von Wellenformen können
in Abhängigkeit
von ihrer Form sehr unterschiedliche Crestfaktoren aufweisen. Zum
Beispiel besitzt eine einfache Pulswellenform, bei der das Signal
zwischen nur zwei Pegeln +A und –A springt, einen Crestfaktor
von 1, d.h. der durchschnittliche Pegel und der Spitzenpegel des
Signals sind identisch. Eine einfache kontinuierliche Sinuswelle
besitzt einen Crestfaktor von √2 (1,4142135...). Man kann
sich vorstellen, dass andere Wellenformen sehr unterschiedliche
Crestfaktoren aufweisen.
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Wenn
wir uns mit unregelmäßigen (sich
nicht wiederholenden) Signalen befassen, wie z.B. der Ausgabe aus
einem IFFT-Vorgang, der auf einen beliebigen Datenstrom angewendet
wurde, wird die Definition des Crestfaktors angepasst. Das ist notwendig,
um die statistische Streuung ("spreading") von Amplitudenwerten
zu berücksichtigen.
In solchen Fällen
definieren wir den effektiven Crestfaktor als das Verhältnis eines
Schwellenpegels zu dem durchschnittlichen (RMS) Pegel des gesamten
Signals, wobei der Schwellenpegel derjenige ist, zu dem nur eine
besonders kleiner Bruchteil (z.B. 1/10.000.000ste,
oder 10–7)
der generierten Abtastwerte gleich sein wird bzw. den nur ein besonders kleiner
Bruchteil (z.B. 1/10.000.000ste, oder 10–7)
der generierten Abtastwerte überschreiten
wird.
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Mit
Signalen, die von einem Modulator auf IFFT-Basis erzeugt sind, werden
im allgemeinen Systeme, in denen nur wenige Töne verwendet werden, einen
kleineren effektiven Crestfaktor aufweisen als Systeme mit einer
großen
Anzahl von Tönen.
In einem typischen ADSL-System, das 220 Töne auf dem Downstream-Weg benutzt,
liegt der effektive Crestfaktor bei etwa 5,3 bei der Wahrscheinlichkeitsschwelle
von 10–7.
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In
praktisch angewandten Systemen, die auf der Paarung von IFFT/FFT
beruhen, werden verschiedene Schritte unternommen, um die Auswirkung
ihrer Empfindlichkeit auf regelmäßige Muster von
Eingabedaten zu reduzieren. Diese können leicht in Datensequenzen
auftreten, die an einen Codierer geliefert werden, vor allem im
Falle von ADSL, bei dem ein festes Aufüll-Datenmuster eingefügt werden
muss, wenn keine Benutzerdaten darauf warten, übertragen zu werden. Das Problem
bei solchen regelmäßigen Mustern
in den Originaldaten, die hohe Spitzen in der Ausgabe der IFFT verursachen,
wird normalerweise dadurch gehandhabt, dass vor dem Codieren für den Datenstrom
eine reversible "Verwürfelungs"-Operation ("scrambling operation") durchgeführt wird.
Zwei Beispiele für
derartige Verwürfelungsmechanismen
sind Selbstverwürfler
und Zufallsmaschinen.
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Durch
das Anwenden von Verwürfelungsprozessen
bei den Eingabedaten kann jedes regelmäßige Muster in ihnen aufgebrochen
werden. Die Aufteilung der Datenbitwerte, die in den Codierer weitergeleitet
werden, wird zufälliger,
und somit wird die Wahrscheinlichkeit einer Kohärenz zwischen den Phasen der
verschiedenen Töne
drastisch reduziert. Dadurch wird die Häufigkeit verringert, mit der
Spannungsspitzen in dem Zeitbereichsignal auftauchen, sogar im Falle
eines komplett regelmäßigen Eingangsstroms
(z.B. alle 1 Sek.), relativ zu dem gesehen, der ohne Verwürfelung
angelegt würde.
Aber bei unregelmäßigeren
Eingangsdaten wird keine besondere Änderung in den statistischen
Eigenschaften der IFFT-Ausgabe auftreten.
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Ein
Hauptproblem beim Codieren auf IFFT-Basis, soweit das Design irgendeines
praktischen Systems betroffen ist, liegt darin, dass das geschaffene
Zeitbereichssignal Charakteristiken aufweist, die es schwieriger
und/oder teuer machen, die späteren
Stufen des Übertragungsweges
durchzuführen.
Zum Beispiel kann die Bandbreite des Signals in einigen Fällen so
breit sein, wie diese theoretisch von der diskreten Abtastwertsequenz übertragen
werden kann. Jede nachfolgende Bearbeitung des Signals, Nach-IFFT,
muss deshalb sorgfältig
ausgelegt werden, um die Ver zerrungen des Signals zu minimieren,
die durch frequenzabhängige
Schwankungen (z.B. bei der Verstärkung
oder beim Phasensprung) bewirkt werden, die typischerweise bei den höchsten Frequenzen
am schlimmsten sind.
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Aber
ein Punkt von großer
Besorgnis ist der hohe Crestfaktor eines typischen durch IFFT erzeugten
Signals. Dies führt
zu einer Anzahl von Schwierigkeiten bei der Auslegung der Schaltung
in einem Modulator & Sender
für ein
Modulationsverfahren auf IFFT-Basis. Einige dieser Probleme treten
auch bei der Planung einer entsprechenden Mehrtonempfangsvorrichtung
auf.
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Das
erste Problem liegt darin, dass der dynamische Bereich des Digital/Analog-Konverters
(DAC) groß sein
muss, wofür
eine relativ hohe Anzahl von Auflösungsbits benötigt wird
(normalerweise zwischen 14 und 16 beim ADSL). Dadurch wird es schwierig,
den Digital/Analog-Konverter zu konzipieren, vor allem, weil er
bei hohen Abtastraten läuft
(in der Größenordnung
von 1–2
MHz oder höher
für das ADSL,
und noch höher
beim COFDM). In einem Empfänger
für das übertragene
Signal muss die Eingangsschaltung ebenfalls einen hohen dynamischen Bereich
sowie geringe Rauschgeräusche
und eine geringe Verzerrung aufweisen; in ähnlicher Weise muss ihr Analog/Digital-Konverter
eine hohe Linearität
und Auflösung
besitzen.
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Der
zweite Aspekt, der für
gewöhnlich
als noch ernster erachtet wird, ist derjenige, dass es extrem schwierig
ist, die Verstärkungsstufen
des Senders so auszulegen, dass er sowohl die benötigte hohe
Linearität
hervorbringt, als auch einen guten Wirkungsgrad aufrechterhält. Da der
Verstärker
(im Falle von ADSL auch "Leitungstreiber" genannt) in der
Lage sein muss, Signalspitzen zu handhaben, die mehrere Male höher sind
als der durchschnittliche Signalpegel in der Leitung, wird es notwendig,
seine Energiezufuhr mit einer viel höheren Spannung zu betreiben,
als dies von dem durchschnittlichen Signalpegel benötigt würde, wenn
der Crestfaktor des Signals niedriger wäre. Typische Wirkungsgrade
für Verstärker in
heutigen ADSL-Systemkonstruktionen sind
deshalb beträchtlich
niedriger als in einigen anderen Arten von Übertragungssystemen, z.B. 15–20% gegenüber 40%
oder mehr.
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Folglich
wäre es
wünschenswert,
den Crestfaktor zu reduzieren oder seine Auswirkungen auszugleichen,
oder beides.
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Die
Patentschrift WO99/18662 von Ericsson beschreibt einen Lösungsweg,
die Auswirkungen von Spitzen in der Übertragung von Netzstrom in
einem Mehrträger-Übertragungssystem
der DSL-Art zu minimieren. Bei dieser Anordnung besitzt ein Verstärkerschaltkreis,
der zum Treiben der Leitung ausgehend von einer Analogeingabe vorgesehen
ist, zwei Energiezufuhren mit höherer
und niedrigerer Spannung. Ein Steuergerät bewirkt, dass der Strom von der
Energiezufuhr für
die niedrigere Spannung geliefert wird, wenn die Größe des Eingangssignals
niedriger als eine Schwelle ist, und dass der Netzstrom von der
Energiezufuhr für
die höhere
Spannung geliefert wird, wenn die Größe des Eingangssignals höher als
die Schwelle ist.
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Bedauerlicherweise
sind die Signal- und Abtastfrequenzen, die eine typische Mehrtonübertragung
mit sich bringt, sehr hoch, mit Abtastzeiträumen in der Größenordnung
von 50–500
Nanosekunden. Diese Zeitspanne ist sehr viel geringer als die Zeit, die
ein Dualzufuhrverstärker
benötigen
würde,
um die Energiezufuhrspannung umzuschalten und einen stabilen Betrieb
mit der neuen Spannung wieder aufzunehmen. Deshalb ist es schwierig,
einen Verstärker
dieser Sorte so auszulegen, dass sowohl die Sprungverzerrungen als
auch die Einströmung
von Rauschgeräuschen
zum Zeitpunkt des Umschaltens der Netzspannungen verhindert werden.
Praktische Verstärkerkonstruktionen,
die dafür
gedacht sind, eine Mehrtonübertragung
mit einem höheren
Wirkungsgrad zu unterstützen,
benutzen deshalb solch eine Technik nicht, um genau diese Rauschgeräusche und
Verzerrungseffekte zu vermeiden, die die Mehrtonsignale mit großer Wahrscheinlichkeit schwer
beschädigen.
Ein Beispiel für
einen Verstärker,
der einen Dualzufuhr-Betrieb unterstützt, ohne eine explizite kontrollierte
harte Umschaltung zu benutzen, ist in "THS6032 Low power ADSL central-office
line driver" (Niederleistungs-ADSL-Fernsprechvermittlungsstellen-Leitungstreiber),
(Dokumentenidentifikation SLOS233D, April 1999, überarbeitet Mai 2001, Texas
Instruments Incorporated, Dallas Texas, USA) beschrieben. Dieses
Design nutzt einen "weichen" bzw. kontinuierlichen Übergang
zwischen Netzspannungen (eine sogenannte "G-Verstärkung"), obwohl dies zu einem beträchtlich
niedrigeren Wirkungsgrad führt
als dies mit dem "hart" (sofort) umschaltenden
Verstärker
erzielt werden könnte,
der von einem separaten Steuersignal gesteuert wird, wie dies in
WO99/18662 beschrieben ist.
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Somit
bleibt eine Notwendigkeit bestehen, den Crestfaktor in Mehrtonsystemen
zu reduzieren oder zu kompensieren.
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Die
EP 1104140 offenbart einen
Mehrtonsignalsender mit einer alternativen Lösung für die Reduzierung des Crestfaktors.
Das Modellieren des Verstärkers
wird dazu benutzt, Zeichenschalter in dem Sender zu konfigurieren.
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Die
Erfindung löst
die oben genannten Probleme durch ein Verfahren, wie dies im unabhängigen Anspruch
1 beansprucht wird, eine Vorrichtung, wie sie im unabhängigen Anspruch
5 beansprucht wird, und ein System, wie es im unabhängigen Anspruch
9 beansprucht wird.
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Gemäß der Erfindung
ist ein Modulationsverfahren für
die Mehrtonübermittlung
unter Verwendung eines Systems mit einem analogen Vorderende vorgesehen,
das folgende Schritte aufweist: Zuführen eines Symboldatenstroms
von Mehrtonsymbolen zu einem analogen Vorderende und zu einer Modelliereinrichtung;
Modellieren, in der Modelliereinrichtung, der Spitzenamplitude,
die in dem Symboldatenstrom nach einer Folgebearbeitung durch das
analoge Vorderende vorhanden sein wird; Zuführen eines Steuersignals auf
der Grundlage der modellierten Spitzenamplitude von der Modelliereinrichtung
zu dem analogen Vorderende; und Ausgeben des Symboldatenstroms durch
das analoge Vorderende unter Steuerung durch das Steuersignal.
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Durch
das Modellieren des Spitzenwertes in dem Symboldatenstrom vor seiner
tatsächlichen Übertragung
wird es möglich,
die Energieversorgung des analogen Vorderendes zu steuern. Da die
Modellierung bei Symboldaten durchgeführt wird, die zu diesem Zeitpunkt
noch nicht an das analoge Vorderende weiterbefördert worden sind, ist es möglich, für ein gesamtes
Symbol zu bestimmen, welches der maximale Wert in diesem ist – und somit
welche Netzspannung verwendet werden sollte – bevor die Übertragung
des Symbols überhaupt
gestartet wird. Wenn die Zufuhr für ein Symbol, das bald übertragen werden
soll, umgeschaltet werden muss (entweder zur Erhöhung oder zur Verringerung
der Spannung), kann dafür
Sorge getragen werden, dass die Umschaltung nicht an einem willkürlichen
Punkt in dem Symbol stattfindet, wenn ein Spitzensignalwert auftritt,
sondern während
des zyklischen Präfixes,
bevor die hauptsächliche
Symbolzeitspanne beginnt. Somit würde die kurzzeitige Verstümmelung
des Signals, die durch das Umschalten der Spannung der Energiezufuhr
in dem Verstärker
bewirkt wird, den korrekten Empfang des Symbols an dem Empfangsmodem nicht
wesentlich beeinträchtigen,
da das Signal, das während
der zyklischen Präfixzeitspanne übertragen wird,
von dem Empfänger
mit Absicht ignoriert wird.
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Vorzugsweise
umfasst das analoge Vorderende einen Verstärker, wie z.B. einen Leitungstreiber,
der mit einer Vielzahl von unterschiedlichen Spannungspegeln betrieben
werden kann, und das Steuersignal wählt einen aus der Vielzahl
der unterschiedlichen Spannungspegel in dem Leitungstreiber aus.
Auf diese Weise kann der maximale Wirkungsgrad erzielt werden. Normalerweise
wird eine Energiezufuhr mit einer niedrigeren Spannung verwendet, um
den maximalen Wirkungsgrad vorzusehen. Aber wenn diese Zufuhr für niedrigere
Spannung verwendet wird, ist die maximale Signalamplitude, die linear verstärkt werden
kann, begrenzt, und ein Eingangspegel, der zu hoch ist, bewirkt
ein ungewolltes Verstümmeln
des Signals in dem Verstärker.
Umgekehrt erlaubt die Verwendung der Zufuhr mit einer höheren Spannung,
dass höhere
Signalamplituden korrekt behandelt werden, aber dies führt zu einem
höheren Stromverbrauch
und folglich zu einem niedrigeren Wirkungsgrad.
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Somit
kann der Leitungstreiber oder ein anderer Verstärker umgeschaltet werden, um
eine höhere
Spannungszufuhr zu verwenden, wenn eine größere Signalamplitude erhalten
wird. Verstärker können die
Energiezufuhr nicht sofort umschalten; es kommt zu einer gewissen
Verzögerung,
bevor die Verbindung zu der neuen Zufuhr vollständig hergestellt ist und zur
Verfügung
steht. Somit ist es möglich,
durch die Vorhersage des Netzstroms in dem Symbol im voraus das
Umschalten zu einem passenden Zeitpunkt durchzuführen, wenn die Verzögerung keine
wesentliche Verstümmelung
des übertragenen Signals
bewirken wird.
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Darüber hinaus
kann das System in der Modelliereinrichtung auch jegliche Vorbearbeitung
kompensieren, die in dem analogen Vorderende vorgesehen ist.
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Das
Steuersignal braucht nicht nur für
die Steuerung eines Verstärkers
benutzt zu werden. Das Signal kann auch benutzt werden, um die Vorbearbeitung
des Symboldatenstroms oder sogar die Digital/Analog-Konvertierung
zu beeinflussen.
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Wenn
der Spitzenwert in einem vorgegebenen Symbol zum Beispiel niedriger
als eine bestimmte Schwelle ist, könnten einige der Vorbearbeitungsschritte
in dem analogen Vorderende für
dieses Symbol unter Verwendung von arithmetischen Operationen durchgeführt werden,
in denen alle Werte zeitweilig um 1 Bit (oder sogar 2 Bits) nach
oben vergrößert werden
und danach wieder auf den Originalpegel verkleinert werden, da es
bekannt sein kann, dass eine derartige Größenänderung ("scaling") keinen arithmetischen Überlauf
verursachen wird. Auf diese Weise können die Fehler bei der Berechnung (die
unweigerlich bei der endlichen Präzisionsarithmetik auftauchen)
proportional verringert werden, und folglich werden die Rauschgeräuscheigenschaften
des übertragenen
Symbols besser sein, als sie ohne diese Größenänderung gewesen wären. In ähnlicher
Weise wäre
es zum Zwecke der Kompensierung möglich, den benötigten effektiven
dynamischen Bereich des Digital/Analog-Konverters durch vorherige Größenänderung
seiner Eingaben gemäß dem Spitzenpegel
jedes Symbols – der
vorher bekannt ist – und
Einstellen des Verstärkungsfaktors
einer programmierbaren analogen Treiberstufe, die danach folgt,
zu verringern. Wie bei der Steuerung der Energiezufuhr für den Leitungstreiber,
würde auch diese
Verstärkungsfaktor-Änderung
so eingestellt sein, dass sie während
der zyklischen Präfixzeitspanne
auftritt, um jegliche Störung
der Hauptsymbolzeitspanne zu verhindern.
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Außerdem kann
das Verfahren auch bei einem System verwendet werden, das einen
Eingangsdatenstrom durch eine Vielzahl von Zwischenbearbeitungsstufen
und entsprechenden Stufen von Zwischendaten bearbeitet, um den Symboldatenstrom
zu erzeugen. Wenn die modellierte Spitzenamplitude in einem bestimmten
Symbol in dem Symboldatenstrom eine vorgegebene Schwelle überschreitet,
können
die Zwischendaten derart geändert werden,
dass die Eingabedaten noch durch die Zwischendaten repräsentiert
werden und die nachfolgenden Zwischenbearbeitungsstufen für die Zwischendaten
durchgeführt
werden, um ein Symbol in dem Symboldatenstrom zu regenerieren, und
das bestimmte Symbol durch das regenerierte Symbol zu ersetzen.
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Auf
diese Weise kann der Crestfaktor des Symboldatenstroms verringert
werden. Der Erfinder hat realisiert, dass signifikante Perturbationen
in den Werten der Eingabevektoren für die IFFT, die ausreichend
sind, um zu bewirken, dass das modifizierte Symbol eine Form annimmt,
die von der ursprünglichen
Form wesentlich abweicht, von ziemlich kleinen und einfachen Änderungen
bei den Daten erreicht werden können,
die in dem Codiersystem vor der Eingangsstufe der IFFT bearbeitet
werden. Wenn ein Symbol erfasst wird, dessen endgültige (Zeitbereichs-)
Signalform eine Spitze enthält,
die höher
als der Schwellenpegel ist, wird die gesamte oder ein Teil der Bearbeitung
der Daten, die ausgeführt
wurde, um das Symbol zu schaffen, erneut ausgeführt, wobei dieses Mal eine Änderung
bezüglich
einiger Datenelemente durchgeführt
wird, die zu dem Symbol beitragen. Wenn das sich ergebende regenerierte
Symbol einen niedrigeren Spitzenwert als die Schwelle aufweist,
ist alles in Ordnung und das überarbeitete Symbol
wird gesendet. In Abhängigkeit
von den Umständen
(wie diese z.B. durch die Verfügbarkeit
von benötigten
Ressourcen wie z.B. Bearbeitungszyklen und Pufferspeicher bestimmt
werden) werden dann, wenn der Spitzenwert des neuen Symbols immer noch
nicht niedriger als vorher ist oder immer noch über der Schwelle liegt, weitere
Versuche zur Regenerierung unternommen, wobei andere Änderungen bezüglich der
Daten verwendet werden.
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Durch
die Verwendung der Modelliereinrichtung der Bearbeitung, die auf
diese Weise nachfolgend in dem analogen Vorderende ausgeführt wird, kann
die Symbolregenerierung zur Verringerung des Crestfaktors selbst
im Falle des Vorhandenseins einer Überabtastung ("oversampling") oder anderer Filter
oder Elemente in dem analogen Vorderende durchgeführt werden,
die sich auf die Übertragung von
Symbolen von dem IFFT-Modul zu der Übertragungsleitung auswirken.
Es ist nicht notwendig, eine zusätzliche
Komplexität
einzuführen,
indem neue, relativ teure Spezialoperationen bei den IFFT-Eingabevektoren
definiert werden, um das Ziel zu erreichen. Es ist auch nicht notwendig,
eine separate Anzeige zusammen mit den Hauptdaten in dem Symbol
zu übertragen,
um es dem Empfänger
zu erlauben, den Prozess umzukehren und die Benutzerdaten wiederherzustellen.
Statt dessen ist das Einzige, was passiert, dass eine kleine Modifikation
bei einigen Zwischendatenelementen in dem Satz von Datenelementen
vorgenommen wird, die codiert wurden, um das Symbol hervorzubringen,
gefolgt von einer Wiederholung der normalen Datenverarbeitung zur Übertragung,
wobei exakt die gleichen Schritte verwendet werden, die durchgeführt wurden,
als das Symbol das erste Mal codiert wurde (und die jeder Sendemodulator
durchführen
würde).
Somit kann der Empfänger
vollkommen in Unkenntnis darüber
gehalten werden, dass das Sendemodem dieses Verfahren implementiert;
es hat nichts anderes zu tun. Der gleiche Betrag von Benutzerdaten
kann auf genau die gleiche Weise wie vorher übertragen werden, und es müssen keine
zusätzlichen
Informationen übertragen werden.
Dadurch werden die Schwierigkeiten eines früheren Verfahrens, wie dies
in der
US 5,768,318 dargelegt
ist, verhindert.
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Folglich
wird in den Ausführungsbeispielen das
Modellieren der Folgebearbeitung nicht nur dazu benutzt, die Bearbeitung
in dem analogen Vorderende zu beeinflussen, sondern auch dazu, den
Crestfaktor zu reduzieren. Somit werden die Auswirkungen eines hohen
Crestfaktors sowohl durch die Reduzierung des Crestfaktors selbst,
als auch durch die Reduzierung der Auswirkungen des Crestfaktors
verringert.
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Die
Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens sowie
auch ein Computerprogrammprodukt zur Implementierung des Verfahrens.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung werden nun lediglich beispielhalber unter Bezugnahme
auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben, in denen:
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1 ein
Blockdiagramm eines ersten Ausführungsbeispiels
der Erfindung zeigt;
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2 ein
Blockflussdiagramm eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung
zeigt; und
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3 ein
Blockdiagramm eines Senders zeigt, der das zweite Ausführungsbeispiel
implementiert.
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1 zeigt
ein schematisches Diagramm eines ersten Ausführungsbeispiels einer Vorrichtung gemäß der Erfindung.
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Ein
digitaler Datenstrom 10 wird in einen Modulator 126 eingegeben,
in dem er durch eine Vielzahl von Bearbeitungsstufen 12, 14 wandert.
Die Ausgabe dieser Bearbeitungsstufen ist ein Symboldatenstrom 26,
der Mehrtonsymbole umfasst, und wird im Puffer 158 gespeichert.
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Dieser
Symboldatenstrom wird von dem Puffer 158 an ein analoges
Vorderende 146 geliefert, das einen Digital/Analog-Konverter
(DAC) 156 und einen Leitungstreiber, d.h. einen Verstärker 150 enthält. Der
Leitungstreiber steuert eine Leitung 154 an, die typischerweise
eine Telefonleitung oder eine andere geeignete Verbindungsleitung
oder Netzwerkleitung sein kann.
-
Der
Symboldatenstrom 26 wird in dem Modulator 126 auch
einer Modelliereinrichtung 32 zugeführt. Die Modelliereinrichtung
modelliert die Bearbeitung, die nachfolgend in dem analogen Vorderende 146 ausgeführt werden
soll. Die Model liereinrichtung 32 bestimmt die Spitzenamplitude,
die das Symbol enthalten wird, nachdem es durch das analoge Vorderende 146 gewandert
ist, und gibt ein entsprechende Steuersignal 184 an das
analoge Vorderende 146 aus.
-
Dieses
Steuersignal wird dazu verwendet, das analoge Vorderende 146 gemäß der abgeleiteten
Symbolspitzenamplitude zu steuern.
-
Durch
das Modellieren der Leistung des analogen Vorderendes 146 steht
die nachfolgende Symbolspitzenamplitude früher zur Verfügung, als
dies bei einer einfachen Messung in dem analogen Vorderende der
Fall sein würde.
Folglich steht mehr Zeit zur Verfügung, die Eigenschaften des
analogen Vorderendes an den Symboldatenstrom anzupassen.
-
Es
ist nicht unbedingt notwendig, dass das analoge Vorderende 146 nur
den Digital/Analog-Konverter 156 und den Leitungstreiber 150 umfasst.
Der Fachmann auf diesem Gebiet wird realisieren, dass auch viele
andere Komponenten enthalten sein können. Vor allem die Vorbearbeitung 160 kann
in dem analogen Vorderende 146 vorgesehen sein, zum Beispiel
zum Zwecke der Überabtastung
des hereinkommenden Symboldatenstroms 26, um die Digital/Analog-Konvertierung
zu verbessern.
-
Optionale
Ausführungsbeispiele
der Erfindung umfassen eine Regenerierungssteuerung 28, um
die Informationen entlang dem Signalweg 161 zurückzuführen, um
so ein Symbol zu regenerieren, das in dem Puffer 158 gespeichert
ist, wenn die Modelliereinrichtung 32 eine zu hohe Spitzenamplitude
vorhersagt.
-
Die
Erfindung kann auch erlauben, dass das Steuersignal 184 die
Eigenschaften anderer Stufen steuert, wie z.B. die Vorbearbeitungsstufen
des analogen Vorderendes (AFE) und/oder den Digital/Analog-Konverter.
-
Es
ist nicht erforderlich, dass die Leitung 154 eine Telefonleitung
ist. Viele andere Arten von Leitungen sind zur Verwendung mit der
vorliegenden Erfindung geeignet.
-
Die
vorliegende Erfindung kann bei ADSL-Modems verwendet werden. Alternativ
dazu kann die Erfindung bei alternativen Mehrtonübermittlungssystemen verwendet
werden, wie z.B. dem COFDM (Carrierless Orthogonal Frequency Divisi on Multiplex)
("trägerloses
orthogonales Frequenzmultiplexverfahren"), einem Standard, der bei digitalen terrestrischen
Fernsehrundfunkübertragungen
weite Verbreitung findet.
-
Ein
zweites Ausführungsbeispiel
wird nun speziell unter Bezugnahme auf ein ADSL-System beschrieben,
und dies ist in 2 veranschaulicht. Ein Modulator 126 führt Daten
durch einen Puffer 158 in das analoge Vorderende 146,
das einen Preprozessor 160, einen Digital/Analog-Konverter 156 und
einen Leitungstreiber 150 zum Treiben der Leitung 154 enthält.
-
Der
Modulator 126 umfasst eine Modelliereinrichtung 32 und
einen Steuerausgang 172. Der Zweck der Modelliereinrichtung 32 wird
später
beschrieben.
-
In
bestimmten Ausführungsbeispielen
der Erfindung ist der Leitungstreiber 150, d.h. der Endverstärker, mit
einer Energiezufuhr 178 für Niederspannung und einer
Energiezufuhr 180 für
Hochspannung verbunden. Ein Schalter 182 schaltet die Energiezufuhr
zu dem Leitungstreiber 150 zwischen der Energiezufuhr 178 für Niederspannung
und der Energiezufuhr 180 für Hochspannung um. Das Steuersignal 184 in
der Steuerleitung 174 steuert den Schalter 182 dahingehend,
dass er normalerweise die Energiezufuhr 178 für Niederspannung
benutzt, schaltet aber auf die Energiezufuhr 180 für Hochspannung,
wenn eine Symbolamplitudenspitze in dem Symboldatenstrom zu hoch
ist, als dass sie erfolgreich oder sicher von der Energiezufuhr 178 für Niederspannung
angesteuert werden kann.
-
Auf
diese Weise kann die Energiezufuhr dahingehend beeinflusst werden,
dass der Wirkungsgrad optimiert wird. Normalerweise wird für einen
hohen Wirkungsgrad die Energiezufuhr 178 für Niederspannung
benutzt. Die Energiezufuhr 180 für Hochspannung wird nur dann
benutzt, wenn dies notwendig ist, da der Verstärker mehr Strom verbraucht, wenn
er mit Hochspannung läuft.
-
Durch
die Vorsehung einer vorausgehenden Warnung bezüglich der hohen Symbolamplitude
wird es möglich,
zu einem günstigen
Zeitpunkt auf die Energiezufuhr 180 für Hochspannung zu schalten
(z.B. in der Inter-Symbol-Blocklückenzeit).
-
Es
ist nicht unbedingt notwendig, dass der Schalter auf einer Symbol-um-Symbol-Basis umgeschaltet
wird. Die Modelliereinrichtung 32 kann Software umfas sen,
um zu bestimmen, ob der Schalter nicht lediglich bei der Spitzenamplitude
in einem Symbol, sondern bei der in benachbarten Symbolen umgeschaltet
wird. Das liegt daran, dass es an den Rändern, an denen entweder die
Hochspannungs- oder die Niederspannungs-Energiezufuhr benötigt werden
mag, der Fall sein kann, dass eine Sequenz von Symbolen mit Spitzenamplituden
nahe dem Schwellenpegel die Verwendung der Energiezufuhr für Hochspannung
benötigen
würde,
wohingegen ein isoliertes Symbol an diesem Pegel erfolgreich unter Verwendung
der Energiezufuhr für
Niederspannung übertragen
werden könnte.
Dies wird natürlich
von den Eigenschaften des Leitungstreibers 150 abhängen, die
von dem Fachmann auf diesem Gebiet ohne weiteres bestimmt werden
können.
-
In
den Ausführungsbeispielen
kann der Leitungstreiber 150 als ein Chip implementiert
werden, und ein weiterer Chip 151 trägt den Vorbearbeitungsblock 160 und
den Digital/Analog-Konverter 156.
-
3 zeigt
ein Flussdiagramm der Verwendung des ADSL-Modems von 2 zur Übertragung eines
Eingangsdatenstroms von ATM-Zellen 102. Im einem ersten
Datenweg 100 werden die Zellen gepuffert 104,
und Leerzellen 106 ("idle
cells") werden je
nach Bedarf eingefügt 108.
Dann werden die Nutzdaten ("payload") der Zelle verwürfelt 110,
und eine zyklische Redundanzkontrolle 112 wird durchgeführt. Die
ATM-Zellen werden dann durch Rahmung 114 ("framing") zusammengefasst,
wobei schnelle Bytes 116 hinzugefügt werden, wo dies notwendig
ist. Dann wird das Verwürfeln 118 durchgeführt, wahlweise
gefolgt von der Reed-Solomon-Vorwärts-Fehlerkorrektur 120.
-
Ein
anderer, verschachtelter ("interleaved") Datenweg 124 ist
ebenfalls gezeigt, der die gleichen Schritte aufweist, mit der Ausnahme,
dass Synchronisier-Bytes 117 anstelle von schnellen Bytes 116 benutzt
werden und es zusätzlich
noch einen letzten Schritt der Faltungs-Verschachtelung 125 ("convolutional interleaving") gibt.
-
Die
Zellen der beiden Datenwege 100, 124 können dann
gemischt werden 122. Wie klar erkannt werden wird, ist
es nicht notwendig, dass eine bestimme Anzahl von Datenwegen vorhanden
ist, und der Mischschritt 122 ist nur dann notwendig, wenn
es eine Vielzahl von Wegen gibt.
-
Die
gerahmten, gemischten und verwürfelten ATM-Zellen
werden dann dem Modulator 126 zugeführt, der die Schritte des Tonzuordnens 128,
der optionalen Trellis-Codierung 130, der Konstellationscodierung 132,
der Verstärkungsskalierung 134 und
der inversen Fourier-Transformation 136 durchführt, um einen
Strom von Symbolen zu erzeugen, die jeweils einen Teil des ATM-Zellenstroms
codieren.
-
Bis
zu diesem Punkt sind alle Operationen herkömmlicher Art und den Fachleuten
auf diesem Gebiet allgemein bekannt.
-
Es
werden zyklische Präfixe
eingefügt (Schritt 144).
Die Symbole, die Präfixe
umfassen, werden dann an den Symbolpuffer 158 zum Puffern 142 weitergeleitet
sowie auch zu einem Modellierschritt 162, was unten noch
beschrieben wird. In vielen Anordnungen aus dem Stand der Technik
wird die Einfügung 144 von
zyklischen Präfixen
nach dem Puffern 142 der Symbole durchgeführt, aber
das Miteinschließen
der Einfügung
von zyklischen Präfixen zu
einem früheren
Zeitpunkt verhindert die Notwendigkeit, dass das Einfügen von
zyklischen Präfixen
in dem Modellieren des analogen Vorderendes enthalten sein muss.
-
Die
Ausgabe aus dem Symbolpuffer wird an das analoge Vorderende 146 weitergegeben.
Dieses führt
die Vorbearbeitung 164 aus. In Ausführungsbeispielen umfasst die
Vorbearbeitung das Signalfiltern (optional) und die Überabtastung;
bei der Überabtastung
wird die Abtastrate des hereinkommenden Stroms erhöht, typischerweise
um einen Faktor von 2,4 oder 8 relativ zu der Abtastrate, die aus
dem Puffer 158 herauskommt. Normalerweise umfasst die Überabtastungs-Funktion
ein Tiefpassfilter; diese sowie jegliche andere Signalfilterfunktionen
verursachen unvermeidlich Änderungen
in der relativen Phase und Amplitude der einzelnen Töne des Symbols.
-
Die Überabtastung
erleichtert die nachfolgende Signalbearbeitung, vor allem den nächsten Schritt
der Digital/Analog-Konvertierung 148. Schließlich wird
das analoge Signal zum Treiben der Leitung (Schritt 152)
unter Verwendung des Leitungstreibers 150 benutzt.
-
Die
Vorbearbeitungs-Modelliereinrichtung 32 des analogen Vorderendes
modelliert 162 die Wirkung auf das Symbol der Vorbearbeitung 164 des analogen
Vorderendes, einschließlich
der Überabtastung
und jegliches Filtern. Da die Vorbearbei tung des analogen Vorderendes
im allgemeinen in dem digitalen Bereich durchgeführt wird, wird der Fachmann
auf diesem Gebiet keine Schwierigkeit damit haben, die Vorbearbeitung
zu modellieren.
-
Solange
zum Beispiel genügend
Prozessorleistung in dem Modulator 126 ist, kann die gleiche Bearbeitung,
die später
in dem analogen Vorderende ausgeführt wird, auf einfache Weise
bei dem Symbol durchgeführt
werden. Die Modellierung der Vorbearbeitung wird deshalb hier nicht
genauer beschrieben werden.
-
Der
Spitzenwert des modellierten Symbols kann dann erfasst werden (Schritt 138).
Wenn die Spitze über
einem vorgegebenen Wert liegt, dann wird die Regenerierung des Symbols
unter der Regenerierungssteuerung 140 durchgeführt. Die
Art und Weise, in der dieses erfolgt, wird im folgenden noch genauer
beschrieben werden.
-
Es
sei angemerkt, dass der Spitzenwert nach dem Abschluss jedes Regenerierungsversuch
bzw. nach dem Abschluss jeglicher Regenerierungsversuche ermittelt
werden muss. Die Entscheidung bezüglich der Zuschaltung der Energiezufuhr
beruht demgemäss
auf der modellierten Spitzenamplitude in dem letzten, möglicherweise
regenerierten gepufferten Symbol und nicht auf einer früher erzeugten
Version dieses Symbols. Da die Schwelle für die Umschaltung der Energiezufuhr
normalerweise niedriger als die Schwelle des Regenerierungsversuchs
sein wird, wird die Regenerierung normalerweise zuerst versucht,
und zwar bei jedem Fall, bei dem das Umschalten zu der höheren Energiezufuhr
offensichtlich benötigt
würde.
-
Der
Leitungstreiber 150 (2) ist so
angeordnet, dass er mit zwei Energiezufuhren arbeiten kann, einer
Energiezufuhr 178 für
Niederspannung bei SV und einer Energiezufuhr 180 für Hochspannung
bei 12 V. Ein Schalter 182 liefert normalerweise Niederspannungsstrom
von der Energiezufuhr 178 für Niederspannung, aber er kann
so umgeschaltet werden, dass er statt dessen Hochspannungsstrom von
der Energiezufuhr 180 für
Hochspannung liefert. Wie den Fachleuten auf diesem Gebiet klar
erkennbar sein wird, können
diese Spannungen in Abhängigkeit
von der Anwendung variieren.
-
Ein
Steuereingang 170 ist an dem analogen Vorderende 146 vorgesehen,
der mit dem Steuerausgang 172 an dem Modulator durch eine
Steuerleitung 174 verbun den ist. Der Modulator vergleicht
die Spitzenamplitude in dem Symboldatenstrom mit einer vorgegebenen
Schwelle, und wenn der Netzstrom eine vorgegebene Hochspannungsschwelle überschreitet,
dann gibt der Modulator ein Steuersignal 184 durch den
Steuerausgang 172, die Steuerleitung 174 und den
Steuereingang 170 aus, um den Schalter 182 dahingehend
zu steuern, dass der Leitungstreiber 150 von der Energiezufuhr 180 für Hochspannung
gespeist wird. Die Schwelle ist nicht notwendigerweise die gleiche
Schwelle, die zum Auslösen
der Regenerierung verwendet wird. In der Tat wird die Schwelle normalerweise
niedriger sein.
-
Somit
wird in einem Modulator gemäß diesem
Ausführungsbeispiel
die Wirkung des Crestfaktors auf zwei Arten reduziert. Zuerst wird
der niedrige Wirkungsgrad, der von dem Crestfaktor bewirkt wird, dadurch
verbessert, dass erlaubt wird, dass der Leitungstreiber 150 die
meiste Zeit in einem Modus mit Niederspannung und hohem Wirkungsgrad
arbeitet und nur zu einem Modus mit Hochspannung und niedrigem Wirkungsgrad
Zugriff nimmt, wenn dies notwendig ist. Auch der Crestfaktor selber
wird durch das Regenerieren von Symbolen dann, wenn die Endeingabe
an den Leitungstreiber ansonsten einen Spitzenpegel aufweisen würde, der
größer als
der gewünschte
maximale Pegel wäre,
reduziert.
-
Diese
Methode erlaubt es, dass das Modul des analogen Vorderendes ein
separates Modul sein kann, wie dies zur Zeit allgemein üblich ist.
Das analoge Vorderende muss nicht notwendigerweise entweder die
Bestimmung des Netzstromes oder die Symbolregenerierungsbearbeitung
durchführen. Wenn
anstelle der Verwendung des Lösungsweges des
Ausführungsbeispiels
die Vorbearbeitung im Modulator durchgeführt werden würde, müssten die
einer Überabtastung
unterzogenen Daten von dem Modulator an den Digital/Analog-Konverter 156 in dem
analogen Vorderende übertragen
werden. Ein Ansteigen der Datenübertragungsrate über die
bereits hohe Rate hinaus würde
typischerweise bewirken, dass mehr Energie in der Ausgangstreiberschaltung
des Modulators verbraucht wird, dass die lokalen elektrischen Rauschgeräusche erhöht würden und
dass es allgemein schwieriger werden würde, Konstruktionsziele für die Systeme
zu erreichen.
-
Bei
dem Ausführungsbeispiel
werden die Vorbearbeitungseinheit 160 und die Digital/Analog-Konverter-Einheit 156 des
analogen Vorderendes 146 in einem Chip 151 und
der Modulator 126 und der Puffer 158 in einem
anderen Chip 153 implementiert; der Leitungstreiber 150 ist
eine dritte separate Vorrichtung.
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Der
digitale Modulator 126 ist mit einer kleinen Geometrie
und einem teureren Verfahren gebaut, um seine Größe gering zu halten und die
digitale Verarbeitungsgeschwindigkeit zu maximieren. Die Vorbearbeitungs-
und Digital/Analog-Konverter-Einheiten
des analogen Vorderendes 146 sind mit einer größeren Geometrie,
aber mit einem billigeren und langsameren Siliziumverfahren gebaut,
die die Konzeption von analogen Elementen leichter macht und die
Chipkosten reduziert.
-
Die
Modelliereinheit 162 in dem Modulator ist bei diesem Beispiel
so gewählt,
dass sie eine weitere Instanz der Vorbearbeitungseinheit 160 in
dem analogen Vorderende 146 ist. Aber auf Grund der kleineren
Geometrie nimmt sie weniger Platz ein. Da sie sich auf dem schnelleren
Modulatorchip 126 befindet, kann sie viel schneller getaktet
werden.
-
Außerdem können die
praktischen Implementationen der Erfindung eine Vielzahl von Ausgangskanälen aufweisen.
Auf Grund der Tatsache, dass die digitale Logik (einschließlich der
Vorbearbeitungseinheit 160) in dem analogen Vorderende 146 im
allgemeinen langsamer getaktet ist als der Modulator 126,
sowie auch aus anderen Gründen,
wird dann eher eine physische Kopie der Vorbearbeitungsschaltung 160 in
dem analogen Vorderende für jeden
Ausgangskanal verwendet, der unterstützt wird, als dass die Schaltung
quer über
verschiedene Kanäle
gemultiplext wird. Aber in dem Modulator 126 erlaubt es
die schnellere Taktgeschwindigkeit, dass die Modellierschaltung 162 mit
dem Zeitmultiplexverfahren für
mehrere Kanäle
mehrfach ausgenützt wird,
wodurch Platz gespart wird. Somit wären die Gemeinkosten, die mit
der Doppelung der Vorbearbeitungsschaltung 160 als der
Modelliereinheit 162 verbunden sind, geringer als man zuerst
gedacht hätte.
-
Die
Vorbearbeitungsmodelliereinrichtung 162 kann in alternativen
Ausführungsbeispielen zweckdienlicherweise
als Daten in einem Speicher zum Steuern eines zentralen Prozessor 186 des
Modulators gespeichert werden. Die verwendete Vorbearbeitungsmodelliereinrichtung
kann ohne weiteres an unterschiedliche analoge Vorderenden angepasst werden,
indem die Modelliereinrichtung einfach in der Software geändert wird.
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Es
sei angemerkt, dass jeder Funktionsblock, der in den 2 und 3 innerhalb
der Datenwegmodule, des Modulatormoduls und des Regeneratorsteuermo duls
gezeigt ist, im Prinzip entweder durch die Hardware oder durch die
Software oder durch irgendeine Kombination aus beiden implementiert
werden könnte.
Das Modul des analogen Vorderendes verwendet normalerweise Hardware-Blöcke für seine
Funktionen.
-
Die
Aktionen, die durchgeführt
werden, um Symbole zu regenerieren, die den vorgegebenen Spitzenwert überschreiten,
werden nun genauer beschrieben.
-
Schnelles Byte/Synchronisier-Byte "X" Bits
-
Der
einzige, nützlichste
Punkt, an dem Datenänderungen
ohne weiteres durchgeführt
werden können,
liegt in den "schnellen" Bytes und/oder "Synchronisier"-Bytes, die so definiert
sind, dass sie in ADSL-Datensymbolen auftreten. Die schnellen Bytes und
Synchronisier-Bytes sind Overhead-Bytes und sind selber nicht Teil
des Datenstromes (für
gewöhnlich
ein ATM-Zellenstrom), der über
die Verbindung übertragen
werden soll, aber sie sind mit diesem assoziiert und werden physikalisch
als ein Teil des modulierten Signals übertragen. In Abhängigkeit
von der Konfiguration enthalten diese in vielen (jedoch nicht allen)
ADSL-Datensymbolen Steuerinformationen, die dazu verwendet werden,
die Synchronisierung der Datenströme zu verwalten, die über die ADSL-Verbindung
transportiert werden, die über
einen Kommunikationsweg entstanden sind, dessen Steuertakt asynchron
zu dem eigenen Steuertakt des ADSL-Modems läuft. Aber in vielen praktisch
angewandten Systemen, die ADSL-Modems verwenden, wird diese Fähigkeit
nicht benötigt.
Selbst dort, wo sie benötigt
wird, braucht sie tatsächlich
nur sehr selten verwendet zu werden, so dass das Byte die meiste Zeit
für Anwendungen
der hier beschriebenen Technik zur Verfügung steht.
-
Wenn
ein schnelles Byte oder ein Synchronisier-Byte keine Synchronisierungs-Steuerwerte
trägt, so
ist es derart definiert, dass es Werte eines festgelegten Musters
trägt,
und zwar in der Form XX0011X0 für
das schnelle Byte und XX0011XX für das
Synchronisier-Byte. Die als X dargestellten Bits können je
nach Wunsch frei entweder auf 0 oder auf 1 gesetzt werden. Mit drei
oder vier Bits, deren Wert je nach Wunsch geändert werden kann, gibt es
insgesamt 8 bzw. 16 mögliche
Kombinationen von Einsen und Nullen, die geschaffen werden können; deshalb
sind bis zu 7 bzw. 15 Versuche, ein Symbol zu regenerieren, möglich. Dies
ist im allgemeinen mehr als ausreichend.
-
In
Abhängigkeit
von der Konfiguration treten schnelle Bytes beim Start vieler (z.B.
bei 64 von jeweils 68) Datenrahmen von ADSL auf, wenn "schnelle" Datenströme (mit
niedriger Latenzzeit) verwendet werden. Änderungen in einem X-Bit des
schnellen Byte werden viel größere Skalenänderungen
in dem Symbol bewirken, da der Stromverwürfler bei diesem Byte zuerst
in dem schnellen Datenstrom angewendet wird, so dass die verwürfelte Form
von nahezu allen nachfolgenden Datenbytes in dem schnellen Strom
(aber nicht in dem verschachtelten ("interleaved") Strom, wenn ebenfalls vorhanden) allgemein verändert werden
wird. Die Reed-Solomon-Codierung
(wenn verwendet) folgt ebenfalls auf den Verwürfler, so dass die hinzugefügten R-S
Paritätsbytes im
allgemeinen unterschiedliche Werte annehmen werden. Schließlich wird
der Trellis-Codierer (falls verwendet) auf Grund jeglicher Änderung
in seiner Eingabe über
einen gegebenen Rahmen ebenfalls Änderungen in dem Ausgangsstrom
bewirken. Da außerdem
das schnelle Byte das erste Byte in jedem ganzen Datenrahmen ist
(einschließlich
auch der verschachtelten Daten, falls vorhanden), bedeutet dies,
dass die Trellis-Codierung aller oder fast aller Töne in dem
Symbol der Modifizierung durch eine einzelne Bitänderung in dem schnellen Byte
unterliegt.
-
Synchronisier-Bytes
treten innerhalb der meisten Rahmen auf, wenn verschachtelte Ströme verwendet
werden. Wie beim schnellen Byte werden Änderungen in einem beliebigen
X-Bit des normalen Synchronisier-Byte-Musters alle nachfolgenden Bytes
in dem verschachtelten Abschnitt des Datenrahmens beeinflussen,
und zwar durch die Anwendung des Stromverwürflers bei dem verschachtelten Datenstrom.
Aber wenn der Faltungs-Interleaver angewendet wird, dann werden ältere Daten
aus dem Puffer des Interleavers, die ebenfalls in dem endgültigen codierten
Symbol auftauchen, von der Änderung
nicht beeinträchtigt;
somit sind Änderungen
bei den Synchronisier-Bytes weniger wirkungsvoll. Aber wenn die
Trellis-Codierung benutzt wird, dann werden alle Ausgangsdaten des
Trellis-Codierers ausgehend von dem verschachtelten Teil des Rahmens
immer noch von einer Änderung
in dem Synchronisier-Byte beeinflusst.
-
Sowohl
schnelle Bytes als auch Synchronisier-Bytes treten in vielen Rahmen
in einem "Doppel-Latenzzeit"-System auf, bei
dem sowohl schnelle als auch verschachtelte Ströme aktiv sind. In diesem Fall
können
entweder die schnellen Bytes oder die Synchronisier-Bytes oder beide
geändert
werden (insgesamt bis zu 7 X Bits), um eine wesentliche Änderung
in der endgültigen
Zeitbereichsform des codierten Symbols zu bewirken.
-
Die
prinzipielle Einschränkung
dieses Verfahrens liegt darin, dass in manchen Fällen die schnellen Bytes oder
Synchronisier-Bytes nicht zur Verfügung stehen – 4 Datenrahmen
(Symbole) von den 68 Datenrahmen in jeder ADSL-"Überrahmen"-Struktur sind so definiert, dass sie
diese nicht enthalten (die Byte-Stelle in dem Rahmen wird in diesen
Rahmen für
einen anderen Zweck benutzt), und in Systemen, in denen eine Synchronisierung
durchgeführt
werden muss, können
diese Bytes gelegentlich andere Werte tragen als das Standardmuster
mit seinen drei X Bits. In den meisten Konfigurationen werden die
Stellen der schnellen Bytes und der Synchronisier-Bytes in dem ADSL-Datenrahmen
mit der Verwendung für
andere Zwecke gemeinsam benutzt, obwohl diese im allgemeinen nicht
oft benutzt werden; außerdem
reduziert eine Konfiguration die Anzahl an Rahmen, die schnelle
Bytes und/oder Synchronisier-Bytes tragen, auf 32 (eher als 64)
von jeder Gesamtzahl von 68. Wenn es gewünscht wird, in diesen Fällen ebenfalls
die Daten zu modifizieren und das Symbol zu regenerieren, muss ein
anderes Verfahren gefunden werden; alternative Verfahren werden
unten angegeben.
-
Leerzellen-Nutzdaten-Modifikation
-
Von
allen möglichen
Techniken zum Ändern der
Daten in einem ADSL-Modem,
um die Regenerierung eines Symbols zu bewirken, besitzt das Ändern von
Daten in den Nutzdaten-Bytes einer ATM-Zelle, wie am Eingangsende
der senderseitigen Bearbeitung gesehen, die größtmögliche "Streuungs"-Wirkung ("spreading effect"). Das liegt daran, dass die größte Anzahl
von Schritten, von denen jeder eine Streuung verursacht, nacheinander
bei den Daten angewendet wird: (a) die Nutzdaten-Bytes in den Zellen
werden verwürfelt;
(b) der zusammengesetzte Datenstrom wird dann wieder verwürfelt; (c) der
Reed-Solomon-Fehlerschutz kann optional bei dem Strom verwendet
werden; und (d) die Trellis-Codierung kann optional bei dem Strom
verwendet werden, während
die IFFT-Eingabevektoren geschaffen werden. Selbst wenn keine R-S-Codierung
oder Trellis-Codierung eingesetzt wird, sind die beiden aufeinanderfolgenden
Verwürfelungsprozesse
ausreichend, um eine große
Streuungswirkung bei den Daten zu verursachen. Deshalb werden selbst
dann, wenn gerade ein Bit der Nutzdaten einer Zelle geändert wird,
die regenerierten Daten an späteren
Stufen der ADSL-Bearbeitungssequenz im allgemeinen sehr unterschiedlich sein,
woraus sich eine gleichermaßen
beträchtliche Änderung
in dem geschaffenen Zeitbereichssignal ergibt, und folglich (durch
Wahrscheinlichkeit) eine hohe Voraussicht, dass ein neues Symbol
mit einem niedrigeren Spitzenwert als der ursprüngliche Wert geschaffen wird.
-
Aber
im allgemeinen ist es nicht wünschenswert,
die Benutzerdaten zu ändern – der Zweck
des Modems liegt darin, originalgetreu exakt die Daten über die
Verbindung zu dem anderen Ende des ADSL-Anschlusses zu übertragen,
die diesem zugeführt
wurden. Deshalb wird vorzugsweise großen Wert darauf gelegt, diese
Daten nicht zu modifizieren. Aber Leerzellen können eine Möglichkeit vorsehen, die Wirkung
der Erfindung zu erzielen, ohne die reellen Benutzerdaten zu beschädigen.
-
Leerzellen
sind ATM-Zellen einer speziellen reservierten Art, die verwendet
werden, um einen Datenstrom aufzufüllen. Leerzellen sind von einem
besonderen feststehenden Muster in dem Zellenkopf ("cell header") definiert – auf diese
Weise werden sie als Leerzellen erkannt, wenn sie empfangen werden. Die
Nutzdaten einer Leerzelle werden ebenfalls als ein feststehendes
Muster definiert, und zwar identisch in jedem Byte. Beim ADSL ist
der Sendeabschnitt jedes Modems verpflichtet, Leerzellen immer dann
in den Datenstrom einzufügen,
wenn keine Benutzerdatenzellen zur Verfügung stehen, die transportiert
werden sollen. Dies ist notwendig, weil die physikalische Datenrate
einer standardmäßigen ADSL-Verbindung
bei der Initialisierung festgelegt wird und aufrechterhalten wird,
bis die Leitung abgeschaltet oder neu initialisiert wird. Da es
nicht möglich ist, "keine Daten" zu schicken, wenn
keine Benutzerdaten vorliegen, werden statt dessen Leerzellen geschickt,
um den Fluss aufrechtzuerhalten. Am empfangenden Ende werden die
Leerzellen einfach aussortiert bzw. gelöscht- ihr Inhalt wird nicht
mit den reellen Benutzerdaten in Bezug gebracht, die von der Verbindung übertragen
werden.
-
Diese
Beobachtung sieht ein weiteres Verfahren zum Ändern des Datenstroms vor,
und zwar für
Symbole, bei denen es erwünscht
ist, eine Regenerierung durchzuführen,
da eine Spitze über
der spezifizierten Schwelle in der codierten Zeitbereichsversion
des Symbols vorhanden ist. Was getan werden kann, ist zu überprüfen, ob
irgendein Byte von Daten, das von dem Symbol getragen wird, Teil
der Nutzdaten einer Leerzelle ist, und wenn dies der Fall ist, eine
Modifikation in diesem Byte durchzuführen. Da die Nutzdaten der
Leerzellen von dem Empfänger ignoriert
werden, kann jegliches Bit der 8 Bits in dem Byte modifiziert werden,
wodurch es er laubt wird, bis zu 255 mögliche Modifikationen (relativ
zu dem Originalwert) auszuprobieren – das ist weit mehr als genug!
Im allgemeinen sollte zur Erzielung des maximalen Effekts das am
frühesten
verfügbare
Leerzellen-Nutzdaten-Byte in den Daten für das Symbol auf diese Weise
modifiziert werden, da alle Modifikationen (durch Streuung) nur
die codierte Form von späteren
Bytes in dem Strom beeinflussen (und folglich den Abschnitt des
Stroms, der in dem Rest des Symbols übertragen wird).
-
Die
am häufigsten
installierten ADSL-Verbindungen übertragen
Benutzerdaten nur während
eines kleinen Teils der Zeit, wenn man dies auf einer Langzeitbasis
betrachtet; so werden Leerzellen im allgemeinen sehr üblich sein.
Da eine Leerzelle keine Benutzerdaten enthält, sind ihre Nutzdaten nicht
von Interesse und sind festgelegt. Das Ändern eines Bits in den Nutzdaten
einer Leerzelle wird keine Auswirkung auf die Benutzerdaten haben,
die ebenfalls von einer ADSL-Verbindung übertragen werden.
-
Dieses
Verfahren ist deshalb in den meisten Fällen anwendbar. Nur wenn die
Leitung zu der Zeit gerade mit Benutzerdaten voll beschäftigt ist,
derart, dass kein Byte in den Daten, die in dem bestimmten Symbol,
das regeneriert werden soll, getragen werden, ein Teil von Nutzdaten
einer Leerzelle ist, wird diese Technik nicht funktionieren. Aber
da auf einer statistischen Langzeitbasis gesehen die meisten Bytes
von Daten, die über
ADSL-Leitungen übertragen
werden, Leerzellen-Nutzdaten-Bytes
sein werden, wird dieses Verfahren häufig zur Verfügung stehen.
-
Eine
Voraussetzung für
dieses Verfahrens ist, dass eine Art des Überprüfens der Fehlerrate bei einer
ADSL-Verbindung, welche manchmal zum Zwecke der Verbindungsaufrechterhaltung
und -verwaltung verwendet wird, darin liegt, dass bei dem empfangenden
Modem die Nutzdaten-Bytes der Leerzellen überprüft werden, bevor diese beseitigt werden,
wobei jedes Byte mit dem festen Wert verglichen wird, der definitionsmäßig in jeder
Leerzelle enthalten sein soll. Es wird angenommen, dass Fehler, die
bei dem Vergleich gefunden werden, sich als ein Ergebnis von unberichtigten
Fehlern bei der Übertragung
des Datenstroms über
die ADSL-Verbindung ergeben haben. Einige Modems zählen die
Fehlerrate genau auf dieser Basis (gemessen als ein gleitender Mittelwert
der Anzahl der Bits in den Leerzellen, die als fehlerhaft erkannt
werden, geteilt durch die Gesamtanzahl von Bits in den wahrgenommenen Leerzellen,
und zwar über
einen bestimmten Messzeitraum). In solchen Fällen be dingt die vorsätzliche Einführung von Änderungen
bei Leerzellen-Nutzdaten-Bytes eine falsche Einschätzung der
wahren Fehlerrate durch das Empfangsmodem. Im schlimmsten Fall kann
dies einen Versuch auslösen, die
Verbindung erneut zu konfigurieren oder neu zu initialisieren, damit
die offensichtliche Fehlerrate unterhalb des benötigten maximalen Pegels aufrechterhalten
wird.
-
Es
ist klar, dass es sinnvoll ist, einen Schutz gegenüber einem
solchen Verhalten vorzusehen. Ein mögliches Verfahren liegt darin,
einen begrenzten Satz von Modifikationen für Leerzellen-Nutzdaten-Bytes
zu definieren, der von dem Sendemodem versucht werden kann. Anstatt
des standardmäßigen festgelegten
Nutzdaten-Bytewertes
könnte
eine kleine Anzahl von alternativen Werten (zum Beispiel 3 aus den
verbleibenden 255 Möglichkeiten,
oder sogar nur ein Wert) ebenfalls als "zulässig" in den Leerzellen-Nutzdaten
betrachtet werden. In solch einem Verfahren würde das empfangende Modem so
modifiziert, dass es solche Werte in den Leerzellen-Nutzdaten zum Zwecke
der Berechnung der Fehlerrate nicht als Fehler zählen würde. Diese Modifikation erlaubt
immer noch eine hohe Rate bei der Entdeckung von wahren Fehlern,
da die Wahrscheinlichkeit, dass ein zufällig beschädigtes Leerzell-Nutzdaten-Byte einen
von 4 spezifischen erlaubten Werten aus den 256 möglichen
Werten annimmt, nur bei 1/64 liegt, bzw. bei 1/256, wenn nur ein
alternativer Wert erlaubt ist. Deshalb würde bei einer zufälligen gleichmäßigen Fehlerverteilung
die Rate der wahren Fehler und die gemessene Rate höchstens
um 6,25% unterschiedlich sein, sich also gut in dem Rahmen eines
geeigneten Genauigkeitspegels in diesem Kontext befinden; außerdem ist
es bei Langzeitmessungen möglich,
diesen Unterschied auszugleichen.
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Zellen-Swapping
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Als
eine Alternative zur Änderung
des Inhalts von (unbesetzten) ATM-Zellen wird bei einem anderen
Verfahren zum Zwecke der Bewirkung einer Änderung in dem Datenstrom,
um so eine Regenerierung des Symbols zu erlauben, eine ATM-Zelle physisch durch
eine andere ersetzt. Aus den bereits erläuterten Gründen wird dies im allgemeinen
eine große Änderung
in der codierten Zeitbereichsform des Symbols bewirken. Diese Art
von Technik kann bei jedem Symbol verwendet werden, bei dem die
Daten, die dieses trägt,
den Start (erstes Header-Byte) einer ATM-Zelle umfassen. Verschiedene Möglichkeiten stehen
zur Verfügung:
- (a) Wenn der Start einer Leerzelle in der Originalform
des Symbols codiert war, weil keine Datenzelle für die Übertragung zur Verfügung stand,
als die Bearbeitung für
dieses Symbol begonnen wurde, und wenn bei Beendigung der Bearbeitung herausgefunden
wird, dass das codierte Zeitbereichssymbol regeneriert werden sollte,
sollte eine Überprüfung dahingehend
durchgeführt
werden, ob eine neue Datenzelle verfügbar geworden ist; wenn ja,
dann kann die Leerzelle beseitigt und durch die Datenzelle ersetzt
werden.
- (b) Wenn der gesamte ATM-Zellenstrom, der über die Verbindung übertragen
wird, Zellen mit unterschiedlichen ATM-Adressen in ihren Köpfen enthält (die
auf der Grundlage dieser Adressen logisch unterschiedliche Ströme bilden),
und wenn zu dem Zeitpunkt, an dem die Symbolregenerierung benötigt wird,
eine neue Zelle mit einer anderen Adresse als der einer Zelle, die
in dem ursprünglich
codierten Symbol gestartet ist, ebenfalls für die Übertragung zur Verfügung steht, dann
können
die beiden Zellen gewechselt ("swapped") werden und das
Symbol kann unter Verwendung der zweiten Zelle regeneriert werden.
Dies sollte normalerweise nicht durchgeführt werden, wenn die erste
Zelle dahingehend markiert war, dass sie von höherer Priorität als die
erste ist, oder wenn die erste Zelle über einen viel längeren Zeitraum
als die zweite Zelle darauf gewartet hat, übertragen zu werden.
- (c) Wenn die Leitung im Augenblick gut unterhalb der vollen
Kapazität
arbeitet, (d.h. es besteht eine große Wahrscheinlichkeit, dass
auf der Grundlage des Zustands der ATM-Zelle, die am Eingang der Übertragungsseite
des Modems puffert, in der nahen Zukunft eine Leerzelle eingefügt wird),
und wenn das aktuelle Symbol, das den Start einer Benutzerdatenzelle
enthält,
regeneriert werden soll, dann kann eine Leerzelle durch diese Datenzelle
ausgetauscht werden und die Datenzelle am Kopf der Schlange von
Zellen ersetzt werden, die auf die Übertragung warten. Diese Art
von Änderung
sollte aber nur dann versucht werden, wenn alle anderen Verfahren
nicht angewendet werden können,
weil sie eine Verzögerung
bei der Übertragung
der Zelle verursacht. Außerdem
sollte sie nicht benutzt werden, wenn die Zelle, um die es geht,
mit einer hohen Priorität
gekennzeichnet ist.
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Wie
oben gezeigt ist, gibt es eine Anzahl von entwicklungsfähigen Arten
für die
Implementierung der Erfindung beim ADSL, während der korrekte Betrieb
des Systems insgesamt aufrechterhalten wird, ohne dass es notwendig
ist, dass der Empfänger überhaupt
Kenntnis von dem Prozess haben muss, und dies in einer Art und Weise,
die mit dem Standard vollständig
kompatibel ist. Außerdem
erweitern sehr geringfügige Änderungen
bei der standardmäßig definierten
Bearbeitung (wie z.B. die Zulassung beim Empfänger von einem oder einer kleinen
Anzahl von alternativen zulässigen
Werte für
die Bytes von Leerzellen-Nutzdaten) in zweckdienlicher Weise den
Bereich der möglichen
Optionen für
die Symbolregenerierung.
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Wie
oben erwähnt
ist, ist die Erfindung, obwohl das oben genannte Ausführungsbeispiel
unter Bezugnahme auf ein ADSL-System beschrieben ist, nicht auf
ADSL beschränkt,
und in der Tat können
die Ideen der Erfindung bei jeglichem Mehrtonübermittlungsverfahren verwendet
werden.