DE602004001266T2

DE602004001266T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Verringerung des Verhältnisses von Spitzenleistung zu Durchschnittsleistung

Info

Publication number: DE602004001266T2
Application number: DE602004001266T
Authority: DE
Inventors: University of Southampton Yosef Southampton Akhtman
Original assignee: University of Southampton
Current assignee: University of Southampton
Priority date: 2003-04-17
Filing date: 2004-04-14
Publication date: 2007-04-26
Anticipated expiration: 2024-04-15
Also published as: US7409009B2; EP1469649A1; US20040218689A1; DE602004001266D1; EP1469649B1; GB0308985D0; GB2401516A; ATE331374T1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Reduzieren des Verhältnisses von Spitzenleistung zu Durchschnittsleistung (Peak-to-Average Power Ratio) in Telekommunikationssystemen.
Mehrfachträger-(Multi-Carrier, MC-)Modulationstechniken [1] und insbesondere orthogonales Frequenzmultiplexen (Orthogonal Frequency Devision Multiplexing, OFDM) [1] bilden effiziente Modulationssysteme, die für kabellose Breitbandkommunikation geeignet sind. In den zurückliegenden Jahren sind einige industrielle Standards, basierend auf OFDM, aufgekommen, wie z.B. die terrestrische digitale Videoübertragung (Terrestrial Digital Video Broadcast, DVB-T), das IEEE 802.11 Wireless Local Area Network-(W-LAN-)System sowie der IEEE 802.16 Breitband Wireless Access-(BWA-)Standard. Die umfangreichere Verwendung dieser Systeme ist durch ihre relativ hohen Implementierungskosten begrenzt, welche eine Konsequenz davon sind, daß hochgradig lineare Verstärker der Klasse A benötigt werden, die eine geringe Leistungseffizienz aufweisen. Diese Anforderung wird durch das hohe Verhältnis von Spitzenleistung zu Durchschnittsleistung (Peak-to-Average Power Ratio, PAPR) des OFDM-Signals gestellt, das potentiell zu nichtlinearen Verzerrungen führt, welche höhere Harmonische des Signals und damit verbundene Außerbandemissionen [2,3] verursachen. Die problematischste nichtlineare Komponente in der Übertragungskette ist der Leistungsverstärker (Power Amplifier, PA).
Das einfachste Verfahren zum Verbessern der Linearität des PA ist es, einen Verstärker "back-off" zu verwenden, vorausgesetzt, daß der PA so konfiguriert ist, daß er bei einer bestimmten Leistung arbeitet, welche einen ausreichend hohen Kopfraum für die hochmodulierten, ohne Clipping (Abschneiden) zu verstärkenden Signalspitzen bereitstellt. Dies ermöglicht es, das gesamte Eingangssignal in dem linearen Bereich des PA zu verstärken. Back-off führt zu einem ineffizienten Betrieb des PA. In einigen Systemen sind die back-off Leistungsanforderungen so hoch wie 12 dB. Ausgedrückt in Systemkosten übersetzt sich dies in die Notwendigkeit eines mehr als zehnmal leistungsfähigeren PAs, der signifikant teurer sein kann. Daher ist die einzige attraktive Lösung für die Verbesserung der Kosteneffizienz von MC-Systemen die Reduzierung des PAPR des Signals.
Die PAPR-Eigenschaften von MC-Signalen werden nun diskutiert. Die nichtlinearen Verzerrungseffekte, die durch den PA eingefügt werden, drücken sich als eine Reduzierung der Spitzen der Signalamplitude gemäß der Amplitude-zu-Amplitude-(AM/AM-)Konversionseigenschaft des PAs aus. Eine typische AM/AM-Übertragungseigenschaft ist in 1 zu sehen. Der Schnittpunkt in der Figur bezeichnet den sogenannten 1 dB-Kompressionspunkt, an dem das Ausgangsleistungsniveau als eine Folge der Kompression von hohen Ausgangssignalspitzen 1 dB unter der erwarteten linearen Übertragungsfunktion liegt.
Die Leistung der von dem PA erzeugten Verzerrungsprodukte ist häufig als die Menge an Signalenergie definiert, die überschüssig zu der dem 1 dB-Kompressionspunkt entsprechenden in den PA eingegeben wird. Diese Größe kann weiter durch die Eigenschaften des Verhältnisses von Spitzenleistung-zu-Durchschnittsleistung (PAPR) charakterisiert werden, d.h. durch Quantifizieren der statistischen Abweichung der Leistungsspitzen des Eingangssignals von der quadratischen Mittelwertleistung (Root Mean Square, RMS). Die PAPR-Eigenschaften des Signals können auch durch die Schwellenwertkreuzungswahrscheinlichkeit (Threshold Crossing Probability, TCP) charakterisiert werden, d.h. durch die Wahrscheinlichkeit, daß die Signalamplitude einen bestimmten Schwellenwert übersteigt. Das TCP-Diagramm, das für verschiedene Ein-Träger-Modulationsschemata und für ein 1024-Unterträger OFDM-Schema aufgenommen wurde, ist in 2 abgebildet.
Im Fall eines OFDM kann das übertragene Basisbandsignal durch:
dargestellt werden, wobei K die Anzahl von Unterträgern ist, während a_k bzw. b_k die Real- und Imaginärteile der komplexen Modulationssymbole der K Unterträger sind. Zum Beispiel können für eine 16-QAM-Modulation a_k bzw. b_k die gleichwahrscheinlichen Werte {–3,–1,1,3} annehmen. Aus dem zentralen Grenzwerttheorem folgt [8], das für große Werte von K (in der Praxis, wenn K 64 überschreitet) sowohl die Real- als auch die Imaginärteile von s(t) normalverteilte Variablen werden, welche einen Mittelwert von Null aufweisen. Daher ist die Amplitude des komplexen Basisband-OFDM-Signals (für K > 64) komplex Gaussch- oder synonym Rayleigh-verteilt. Die Verteilung des momentanen Leistungsniveaus wird daher eine zentrale Chi-Quadrat-Verteilung mit zwei Freiheitsgraden. Konkret physikalisch interpretierend ausgedrückt ist das hohe PAPR eine Konsequenz der konstruktiven Überlagerung hoher Unterträgerwerte von zahlreichen Unterträgern. ist das hohe PAPR eine Konsequenz der konstruktiven Überlagerung hoher Unterträgerwerte von zahlreichen Unterträgern.
Zahlreiche Studien wurden in den letzten Jahren [1] publiziert, die Alternativlösungen für das PAPR-Problem bereitstellen, zum Beispiel [18, 14, 11, 19, 20, 21, 22, 23, 15, 16, 24, 9, 25, 26, 27, 28, 17, 29]. Jedoch haben nur wenige von ihnen ihren Weg in praktische Implementierungen gefunden. Einige Beispiele von zuvor vorgeschlagenen Lösungen, zusammen mit ihren zugehörigen Beschränkungen, sind im Folgenden angegeben:

1. Das Einfügen eines spektralen Schutzbandes bietet die Möglichkeit, das spektrale Überlaufen von nichtlinearen Verzerrungsprodukten höherer Ordnung in benachbarte Bänder zu verhindern, und schwächt daher sowohl den zugehörigen Leistungsabfall als auch Linearitätsanforderungen ab. Jedoch ist dieser Ansatz spektral ineffizient.
2. Die Verwendung von bestimmten Codierschemata, welche das PAPR [4, 5, 6] reduzieren, beeinflußt die Konstruktion des Vorwärtsfehlerkorrektur-(Forward Error Correction, FEC-)Codierschemas und kann daher die Effizienz des FEC-Codes sowie den effektiven Durchsatz reduzieren, da sie durch Setzen des Paritätsbits der zugehörigen Blockcodes Redundanz einfügen, so daß sie das PAPR minimieren. Darüber hinaus ist es keine triviale Aufgabe, passende PAPR-Reduzierungscodes für Systeme zu finden, welche eine große Anzahl von Unterträgern aufweisen.
3. Die Gruppe von verzeichnungsfreien Techniken, die in [12, 13, 14, 15, 16, 17] vorgeschlagen werden, kann für die Verwendung in zukünftigen Systemen wichtiger werden, obwohl sie eine hohe Komplexität aufweisen.
4. Clipping (Abschneiden) und Filtern des modulierten Signals [7, 8], sowie Verwenden einer Spitzenfensterung (Peak-Windowing) [8, 9, 10, 11] kann nützlich sein, aber es kann schwere band-interne Verzerrungen des modulierten Signals erzeugen, wie nun diskutiert wird.

Das in [9] vorgestellte Verfahren sieht vor, das Verhältnis von Spitzenleistung zu Durchschnittsleistung des modulierten Signals, wie z.B. OFDM oder CDMA, durch Löschen der großen Signalspitzen mit der Hilfe des Abziehens einer passend konstruierten Referenzfunktion, zu reduzieren. Da das OFDM-modulierte Signal ein zusammengesetztes Mehrfachträgersignal ist, während das des CDMA ein Multichipsignal ist, wurden sie in [9] als zusammengesetzte Trägersignal bezeichnet. Insbesondere ist die Referenzfunktion zeitverschoben und auf eine Weise skaliert, daß sie nach dem Abziehen von dem ursprünglichen Signal die Spitzenleistung minde stens einer Signalprobe reduziert. In [9] wurde vorgeschlagen, daß die Referenzfunktion so ausgewählt werden sollte, daß ihre Bandbreite ungefähr oder exakt die gleiche ist wie die Bandbreite des übertragenen Signals. Dies stellt sicher, daß das Spitzen-zu-Durchschnitts-Reduzierungsverfahren keine Außerbandinterferenz einführt. Ein Beispiel für eine solche Referenzfunktion, die eine Sinc-Funktion ist, wurde in [9] vorgestellt. Es kann daher gefolgert werden, daß die Leistung des Spitzenauslöschsignals in der Bandbreite des informationstragenden Signals untergebracht ist und daher signifikante band-interne Interferenz verursacht. Darüber hinaus wird in [9] das Spitzenerfassungsverfahren direkt hinter der IFFT-Stufe des Senders ausgeführt, was zu einer schwachen Spitzenerfassungsgenauigkeit führt.
Eine Technik, die in gewisser Weise der aus [9] ähnlich ist, wird in [11] zur Verwendung in CDMA-basierten Systemen vorgeschlagen. In [11] wird das PAPR-Reduzierungsverfahren nach einem Überabtasten des Signals ausgeführt. Darüber hinaus wird ein Fehlersignal zunächst durch Vergleichen des ursprünglichen überabgetasteten Signals mit einem Amplitudenschwellenwert erzeugt. Das resultierende Fehlersignal wird dann durch ein Formungsfilter gefiltert, wobei die zugehörige Außerbandemission reduziert wird. Zuletzt wird das gefilterte Fehlersignal von dem ursprünglichen Signal zum Zweck des Erzeugens eines reduzierten PAPR-Signals abgezogen. Ähnlich zu [9] ist der Hauptnachteil des in [11] beworbenen Verfahrens der, daß es eine signifikante band-interne Verzerrung des resultierenden Signals erzeugt.
Die in [17] beworbene Technik verwendet einen oder mehrere Frequenztöne eines diskreten Mehr-Ton-(Discrete Multi-Tone, DMT-)Signals zum Aufnehmen eines PAPR-Reduzierungssignals, wobei das Modulationssignal so ausgewählt wurde, um das PAPR zu minimieren. In [17] wird vorgeschlagen, den passenden Satz von Frequenztönen für eine PAPR-Reduzierung, basierend auf einer a posteriori-Information über die Transferfunktion der Übertragungsleitung in der Frequenzdomäne auszuwählen. Während diese Auswahl der redundanten Unterträger attraktiv ist, geht die Technik von der expliziten Kenntnis der Transferfunktion des Kanals am Sender aus, welche nicht leicht verfügbar ist, es sei denn, sie wird von dem Empfänger explizit übermittelt. Andere Nachteile des Ansatzes aus [17] werden später in diesem Abschnitt hervorgehoben.
Das in [17] vorgeschlagene Verfahren wurde in [15] weiterentwickelt, wobei die Reduzierung des Verhältnisses von Spitzenleistung zu Durchschnittsleistung auch durch Einfügen eines Spitzenreduzierungssignals erreicht wurde, übermittelt durch einen bestimmten Untersatz von Frequenzen innerhalb der informationstragenden Bandbreite des übertragenen Signals. Ein Implementierungsbeispiel wird angegeben, wobei eine Referenzfunktion, als ein Kernel-Signal bezeichnet, erzeugt wird, welche das Spitzenreduzierungssignal in einem speziellen Untersatz von Frequenzen enthält. Zuerst wird ähnlich zu [9] und [11] eine Spitzenerfassungsprozedur in der Zeitdomäne durchgeführt. Dann wird die Referenzfunktion angepaßt und von dem ursprünglichen Signal abgezogen, so daß zu einer gegebenen Zeit mindestens ein Spitzenabtastwert des übertragenen Signals ausgelöscht wird. Das PAPR-Reduzierungsverfahren aus [15] kann zum Entfernen aller neuen Spitzenabtastwerte, die während dem vorangegangenen PAPR-Reduzierungsbetrieb erzeugt wurden, iterativ ausgeführt werden. Der passende Untersatz von Frequenzen, der zum Aufnehmen des redundanten Signals verwendet wird, kann zufällig gewählt werden, pseudo-zufällig oder basierend auf verschiedenen anderen Kriterien, wie z.B. der Übertragungsfunktion des Kanals. Die in [15] und [17] dargelegten Techniken haben den Nachteil, daß sie eine bestimmte Abnahme der spektralen Effizienz bewirken, da ein Teil der nutzbaren Bandbreite zum Übertragen eines PAPR-Reduzierungssignals verwendet wird. Darüber hinaus erfordern die Verfahren aus [15, 17] die Übertragung zusätzlicher Seiteninformation über die Frequenzposition der Unterträger, welche zum Aufnehmen des redundanten PAPR-Reduzierungssignals verwendet werden. Letztlich sind die Techniken aus [15, 17] nicht verfügbar zur Verwendung in Zusammenhang mit der existierenden Familie von standardisierten Mehrfachträger-Kommunikationssystemen, wie z.B. den 802.11- oder DVB-T-Systemen.
Scheitelfaktorreduzierung wurde auch durch Anwenden eines Korrekturvektors auf den übertragenen Datenvektor in [18] erreicht. Das Verfahren zum Berechnen des entsprechenden Korrekturvektors wird in [18] im Zusammenhang mit OFDM und DMT kurz vorgestellt. Jedoch zeigt das Verfahren aus [18] bedeutende Nachteile. Insbesondere wird als eine Folge des Implementierens des Verfahrens vor einer Überabtastung eine geringe Leistungsfähigkeit erreicht. Darüber hinaus wird eine Abnahme des band-internen Signal-zu-Rausch-Verhältnisses durch den Korrekturvektor eingeführt. Zuletzt zeigt das Verfahren aus [18] als Folge seiner iterativen Natur einen hohen Grad an Implementierungskomplexität.
US 2003/0043895 offenbart das Problem, daß PAPR-Reduzierungsverfahren, bei denen ein korrigierender Impuls von dem Original-Mehrträgersignal abgezogen wird, ein spektrales Nachwachsen verursachen können. Dieses Problem wird der Tatsache zugeschrieben, daß die Breite des Korrekturimpulses nicht an die Breite der entsprechenden, über dem Schwellenwert liegenden Spitze in dem ursprünglichen Mehrträgersignal angepaßt ist. Die Patentanmeldung schlägt vor, ein spektrales Nachwachsen durch Messen der Breite der über dem Schwellenwert liegenden Spitze und Konstruieren des Korrekturimpulses, so daß er zu dieser Breite paßt, zu unterdrücken.
Lampe et al. (Vehicular Technology Conference, 1999 IEEE 49ste Houston) offenbart ein Verfahren zum Reduzieren des PAPR eines OFDM-Signals, wobei eine korrigierende Im pulstechnik (oder "Hilfsfunktion" in der Terminologie der Veröffentlichung) verwendet wird. Die vorgeschlagene Form des Korrekturimpulses ist eine Sinc-Funktion, welche mit einem Chebyshev-Filter gefenstert wird, so daß ein endlicher Korrekturimpuls erzeugt wird.
EP 1 195 962 offenbart die Reduzierung des PAPR eines Mehrträgersignals, wobei eine korrigierende Impulstechnik verwendet wird. Information, welche das Spitzenauslöschungssignal betrifft, wird auch mit jedem Symbol so übertragen, daß es dem ursprünglichen Symbol möglicht ist, auf der Empfängerseite verbessert zu werden, und daß die Abnahme der Bitfehlerrate reduziert wird.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung stellt ein schutzbandunterstütztes Verfahren in der Frequenzdomäne zum Reduzieren des Verhältnisses von Spitzenleistung zu Durchschnittsleistung eines modulierten Basisbandsignals zur Verfügung, wobei das Basisbandsignal durch eine Wellenformfunktion, wie z.B. OFDM oder MC-CDMA, die durch parallel übertragene, informationstragende Symbole moduliert ist, gebildet ist. Das Verfahren wird durch die Erzeugung einer Impulssequenz unterstützt, die durch Erfassen der leistungseinhüllenden Spitzen des ursprünglichen Signals, welche einen Schwellenwert übersteigen, gebildet wird. Die Impulssequenz bezeichnet die Positionen der hohen einhüllenden Spitzen und wird durch ein Impulssequenzformungsfilter gefiltert, was zu einem Spitzenauslöschsignal führt. Das Formungsfilter ist so konstruiert, daß sein Durchlaßband auf die Lücke in der Frequenzdomäne zwischen der Flanke der informationstragenden Frequenzbandbreite des modulierten Basisbandsignals und der Flanke des Frequenzbandes des Kanals, das durch die spektrale Maske definiert ist, welche die maximale tolerierbare Außerbandemission festlegt, beschränkt ist.
Das gefilterte Spitzenauslöschsignal wird vorzugsweise von dem ursprünglichen Signal abgezogen zu dem Zweck des Erzeugens eines gewünschten Signals, welches ein reduziertes PAPR aufweist.
Spitzenerfassung kann ausgeführt werden, nachdem das Signal überabgetastet ist. Dies gewährleistet eine genaue Erfassung der einhüllenden Leistungsspitzen.
Das Verfahren kann sowohl auf digitale Videoausstrahlung als auch auf OFDM für Mobilkommunikation, z.B. VSF/OFCDM, welche 100 Mb/s Luftschnittstellentechnologie verwenden können, angewendet werden.
Die Erfindung stellt auch einen Sender bereit, mit:
einem Basisbandsignalgenerator zum Erzeugen eines digitalen Basisbandsignals (š[n]) aus einem Eingangsdatenstrom,
einem Digital-zu-Analog-Wandler zum Umwandeln des digitalen Basisbandsignals in ein analoges Basisbandsignal (s[t]) vor der Ausgabe durch eine Sendestufe [TX],
einem Überabtastungsfilter, das zwischen dem Basisbandsignalgenerator und dem Digital-zu-Analog-Wandler zum Überabtasten des digitalen Basisbandsignals angeordnet ist und das daher ein überabgetastetes Basisbandsignal (ŝ[m]) erzeugt,
einem Signalteiler zum Aufteilen des überabgetasteten digitalen Basisbandsignals in erste und zweite Teile,
einem Spitzendetektor, der so angeordnet ist, daß er den ersten Teil des überabgetasteten digitalen Basisbandsignals als Eingang empfängt, und der so eingerichtet ist, daß er ein Impulssequenzsignal (p[m]) ausgibt, welches einen Impuls für jede Spitze in dem überabgetasteten digitalen Basisbandsignal, die ein Schwellenwertniveau (C) überschreitet, aufweist,
einem Impulsformungsfilter zum Empfang des Impulssequenzsignals und Umwandeln desselben in ein gefiltertes Impulsbegrenzersignal (c[m]) mit einem Durchlaßband, das auf die Lücke in der Frequenzdomäne zwischen der Flanke der informationstragenden Frequenzbandbreite des modulierten Basisbandsignals und der Flanke des Frequenzbandes des Kanals, das durch die spektrale Maske definiert ist, welche die maximal tolerierbare Außerband-Emission angibt, beschränkt ist, und
einem Signalkombinator zum Abziehen des gefilterten Begrenzersignals von dem zweiten Teil des überabgetasteten digitalen Basisbandsignals, um ein digitales Basisbandsignal (ŝ'[m]) mit reduziertem PAPR zu erzeugen, welches für die Übertragung durch den Sender (TX) auf den Eingang des Digital-zu-Analog-Wandlers geleitet wird.
Es ist offensichtlich, daß der Ausdruck Sender so ausgelegt werden soll, daß er Relay-Stationen und Repeater umfaßt, die dazu dienen, Signale weiterzuleiten als auch die ursprünglichen Sender.
Die Impulse des Impulssequenzsignals haben vorzugsweise eine Magnitude, die dem Betrag entspricht, um welchen die betreffende Spitze den Schwellenwert (C) übersteigt. In einer Ausführungsform der Erfindung ist das Impulsformungsfilter ein FIR-Filter.
Die Erfindung ist frei von den band-internen Interferenzbeschränkungen aus [9], da die Abnahme des SNR, die innerhalb der Bandbreite des informationstragenden Signals eingeführt wird, nicht signifikant und steuerbar ist. Dies folgt aus der Verwendung eines FIR-Filters zum Formen des Spitzenauslöschsignals anstelle einer Verschiebung und Skalierung der Referenz funktion wie in [9]. Darüber hinaus wird in der Erfindung nach dem Überabtasten in dem Sender eine Spitzenauslöschprozedur ausgeführt, so daß eine genaue Spitzenerfassung ermöglicht wird. Dies ist gegenüber [9] bevorzugt, in der eine Spitzenerfassung direkt hinter der IFFT-Stufe des Senders ausgeführt wird, d.h. ohne Überabtastung, was zu einer Spitzenerfassungsgenauigkeit führt, die für einige Typen von Systemen zu gering ist.
Die Erfindung hat die folgenden Vorzüge:

a) Das Spitzenauslöschsignal führt keine signifikante Reduzierung der spektralen Effizienz ein.
b) Das Spitzenauslöschsignal führt einen geringen und steuerbaren Betrag von SNR-Abnahme in die informationstragenden Frequenzbandbreite ein.
c) Das Verfahren ist mit der Familie der existierenden standardisierten OFDM-basierten Kommunikationssysteme, wie z.B. DVB-T- und IEEE 802.11 Wireless Local Area Network-(W-LAN-)Schemata kompatibel.
d) Das Verfahren ist von der bestimmten Struktur des informationstragenden Signals unabhängig und es kann daher in Verbindung mit nahezu jedem Modulationsschema verwendet werden, welches ein hohes Verhältnis von Spitzenleistung zu Durchschnittsleistung aufweist, wie z.B. OFDM, CDMA oder MC-CDMA.
e) Das Verfahren hat eine geringe Berechnungskomplexität, wobei ein Spitzendetektor und ein FIR-Filter verwendet werden, die iterative Optimierung bewirken.
f) Das Verfahren kann durch Aufrüsten des Senders ohne Modifizieren des Empfängers implementiert werden, was ein großer Vorteil für kabellose Telefonanwendungen ist.
g) Das Verfahren vermeidet eine Verwendung von Trägern, die band-intern liegen, wie in einigen Vorschlägen aus dem Stand der Technik vertreten.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Für ein besseres Verständnis der Erfindung und um zu zeigen, wie diese umgesetzt werden kann, wird in Form eines Beispiels auf die beigefügten Zeichnungen bezuggenommen.
1 Typische Ausgangsleistungs-(Output Power, OP-)gegen-Eingangsleistungs-(Input Power, IP-)Antwort des Verstärkers.
2 Signalleistungsschwellenwert-Kreuzungswahrscheinlichkeit (Threshold Crossing Probability, TCP) gegen das Verhältnis von Schwellenwertleistung zu Durchschnittsleistung (Threshold-to-Average Power Ratio, TAPR) für 4, 16 und 24 QAM-Ein-Träger-Modulationsschemata und für 1024-Unterträger-OFDM. Der RMS-Wert aller Signale wurde auf Eins normiert.
3 Detaillierter OFDM-Sender gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, welcher die PAPR-Reduzierungsblöcke zeigt.
4 Schnappschüsse von Amplitude (A) gegen Zeit (t) des ursprünglichen OFDM-Signals ŝ[m], der Impulssequenz p[m], des gefilterten Clipping-Signals c[m] und des resultierenden OFDM-Signals ŝ'[m], erzeugt hinter der PAPR-Reduzierungsstufe aus 3. Das Clipping-Schwellenwertniveau von C = 0,25 ist ebenfalls gezeigt.
5 Stilisierte spektrale Masken, welche die Impulssequenzformungsfilter als Magnitude (M) gegen die normalisierte Frequenz (f) spezifizieren. Die Auswahl der bestimmten Parameter A und B ist für das DVB-T-System repräsentativ. Die Eigenschaften der erwünschten Impulssequenzformungsfiltermaske (die Filtermaske ist mit Dreiecken bezeichnet) sind durch die Außerbandemissionsanforderungen, die durch die FCC (die FCC-Maske ist mit Quadraten bezeichnet) vorgegeben werden, und durch die Funktion der spektralen Leistungsdichte des DVB-T-Signals (das OFDM-Signal ist mit Kreisen bezeichnet) definiert. Die fette Linie stellt die Anforderungen an die Übertragungsfunktion des Formungsfilters dar. Es ist offensichtlich, daß die meiste Leistung des Clipping-Signals in der Lücke in der Frequenzdomäne zwischen der Flanke des Spektrums des OFDM-Signals und der Flanke der spektralen Maske konzentriert ist. Dies ist notwendig um sicherzustellen, daß das Clipping-Signal eine geringe band-interne Verzerrung einfügt, welche durch das Dämpfungsniveau A definiert ist, sowie nahezu keine Außerbandemission, welche durch das Dämpfungsniveau B definiert ist.
6 FIR-Impulssequenzformungsfilter-Impulsantwort, wobei eine Kaiser-Fensterung und α = 8 verwendet wird, ausgedrückt als Amplitude (A) gegen Nummer (n_T) des Abgriffs.
7 FIR-Impulssequenzformungsfilter-Übertragungsfunktion, wobei eine Kaiser-Fensterung und α = 8 verwendet wurde, aufgetragen als Magnitude (M) gegen normalisierte Frequenz (f).
8 Spektrale Leistungsdichte-(Power Spectral Density, PSD-)Funktionen, aufgetragen als Magnitude (M) gegen Frequenz (f) von sowohl dem ursprünglichen DVB-T-Signal im 2K-Modus mit 6 MHz Bandbreite, das übertragen wurde, wobei ein RF-Leistungsverstärker mit 23 dB Verstärkung verwendet wurde, welcher einen 6 dB Leistungs-back-off (mit I/P bezeichnet) aufweist, als auch des gleichen Signals, verarbeitet mit dem vorgeschlagenen PAPR-Reduzierungsalgorithmus (mit O/P bezeichnet). Die durch FCC definierte spektrale Maske, welche die Außerbandemissionsanforderungen für die DVB-T-Übertragung erfüllt, ist ebenfalls gezeigt (mit FCC bezeichnet).
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Der Einfluß der verstärkerinduzierten, nichtlinearen Verzerrungen manifestiert sich selbst als:

1. Band-interne Wellenformverzerrung, welche zu einer Abnahme des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses (SNR) führt und
2. Außerband-Emission von nichtlinearen Verzerrungsprodukten höherer Ordnung, welche zu Interferenz benachbarter Kanäle führt.

Die relative Bedeutung dieser Effekte variiert in dem Zusammenhang verschiedener Anwendungen gemäß bestimmter SNR- und Außerband-Emissionsanforderungen des betrachteten Systems. Jedoch ist in den meisten praktischen Fällen die Außerband-Emission der begrenzende Faktor, der die back-off-Anforderungen des Verstärkers definiert.
Das Nyquist-förmige Quadratwurzel-Sendefilter von Mehrträgersystemen, wie z.B. OFDM, zeigt typischerweise einen niedrigen Nyquist-roll-off-Faktor. In dem Übergangsband des Sendefilters sind typischerweise virtuelle Unterträger angeordnet, welche keine verwendbare Information tragen. Zusätzlich wird häufig ein bestimmtes Schutzband in der Frequenzdomäne zum Eliminieren der potentiellen Nachbarbandinterferenz verwendet, so daß die Sende- und Empfangsfilterung das in der Frequenzdomäne modulierte Signal nicht verzerrt.
Die vorgeschlagene PAPR-Reduzierungstechnik der Erfindung verwendet dieses Schutzband in der Frequenzdomäne zum Aufnehmen des Spektrums eines entsprechend konstruierten Clipping-Signals, welches das Reduzieren des PAPR des OFDM-Signals unterstützt. Dieses Clipping-Signal ist so konstruiert, daß die band-interne Verzerrung, die durch die Clipping-Prozedur eingeführt wird, minimiert wird. Die Idee der Verwendung eines Teils der nutzbaren, datentragenden Unterträger zum Übertragen eines Signals, welches das PAPR reduziert, wurde zuvor in [13] vorgestellt. Die Philosophie der Verwendung dieser redundanten PAPR-Reduzierungsunterträger kann als vergleichbar zur Verwendung des zuvor erwähnten Blockcodierschemas interpretiert werden, welches redundante Bits in der Zeitdomäne verwendet. Jedoch war die in [13] beworbene Lösung rechenaufwendig und sie war ungeeignet zur Verwendung in zahlreichen standardisierten OFDM-Systemen, wie z.B. DVB-T. Unser vorgeschlagenes Verfahren verfolgt, wie nachfolgend dargelegt wird, einen anderen Ansatz.
Es wird ein generisches kanalcodiertes OFDM-System betrachtet, einschließlich dem vorgeschlagenen PAPR-Reduzierungsblock, wie in 3 dargestellt. Der IFFT-Block aus 3 erzeugt das komplexe diskrete Basisbandsignal von
wobei wieder K die Anzahl der Unterträger ist, während a_k und b_k die Real- bzw. Imaginärteile der komplexen modulierenden Symbole sind. Nach dem Anhängen des zyklischen Index wird das Signal dann parallel-zu-seriell (P/S) konvertiert, um einen Faktor I überabgetastet, nämlich durch Einfügen von (I – 1) Null-Abtastwerten hinter jedem Signalabtastwert und gefiltert durch ein Interpolationsfilter, um das diskrete komplexwertige Signal von
zu erzeugen. δ[(m – Ɩ)mod I] (3)wobei m der Abtastwertindex ist, f[Ɩ] der Ɩ-te Abgriff eines Interpolationsfilters (L + 1)-ter Ordnung ist, P die zyklische Präfixdauer ist, ausgedrückt als die Anzahl von Abtastwerten vor der Überabtastung, während δ[] die Kronecker-Delta-Funktion ist. Das Signal ŝ[m] wird dann zum Erzeugen des analogen Basisbandsignals s(t) in den Digital-zu-Analog-Wandler (D/A) aus 3 eingegeben. Die In-Phasen- und Quadraturphasensignale werden zum Übertragen der Real- und Imaginärteile des komplexen Basisbandsignals verwendet. Das analoge Basisbandsignal s(t) wird erst auf die Mittenfrequenz hochkonvertiert, wobei ein reellwertiges analoges Durchlaßbandsignal erzeugt wird. Zuletzt wird das resultierende Signal in den Radiofrequenz-(RF-)Sender (TX) eingegeben, wo es auf die gewünschte RF-Trägerfrequenz hochkonvertiert und verstärkt wird.
Das resultierende reelle Signal x(t) an dem Eingang des PA kann dargestellt werden als: x(t) = R{s(t)exp(j2πƒct)}, (4)wobei R{} den "Realteil von {}" darstellt, ƒ_c die Frequenz des Trägers ist und s(t) die komplexe Einhüllende des modulierten Signals x(t) darstellt.
Der Scheitelfaktor-Reduzierungsalgorithmus wird nun beschrieben. Der vorgeschlagene Algorithmus erfaßt und entfernt hohe, momentane Signalleistungsspitzen bevor das Signal in die RF-Übertragungskette eingegeben wird. Genauer wird versucht, die Leistungsspitzen, welche einen bestimmten Leistungsschwellenwert von C² übersteigen, zu entfernen, durch Abschneiden der modulierten, signaleinhüllenden Spitzen, welche die Bedingung x2(t) > C2 (5)erfüllen.
Da in Gleichung 4 exp(j2πƒ_ct) ≤ 1, kann gefolgert werden, daß für x²(t) > C² |s(t)| > C ist. Daher ist der passende Punkt, um die Anordnung zur Spitzenerfassung und zum Abschneiden im Senderschema aus 3 anzuordnen, an dem Ausgang der Überabtastungs- und Interpolationsfilterstufe, welche das Signal ŝ[m] erzeugt.
Zunächst müssen die hohen Spitzen erfaßt werden. Das Ziel dieser Aufgabe ist es, das OFDM-Basisbandsignal zu analysieren und die Amplitudenspitzen, welche das Spannungsschwellenwertniveau C übersteigen, zu identifizieren. Dies erzeugt eine überabgetastete Signalabtastwertsequenz, welche durch die Signalspitzen, welche C übersteigen, gebildet werden, in der folgenden Form:
wobei i der nicht gleichmäßig beabstandete Abtastwertindex ist, der über den speziellen Satz von Abtastwerten, welche den Schwellenwert C übersteigen, läuft. Diese nicht einheitlich beabstandeten Indexwerte m_i sind durch
definiert, wobei s[m'_i] einen Abtastwert auf der ansteigenden Flanke des Signals darstellt, wo es zuerst den Schwellenwert C übersteigt, während s[m''_i] ein Abtastwert ist, dort, wo die Signalspitze nach einem Ausflug über den Schwellenwert C unter diesen fällt. Die resultierende Impulssequenz p[m] ist in die 4 mit der Hilfe der schwarzen Balken an Positionen von ungefähr 2,2 μs bzw. 5,2 μs abgebildet.
Die Impulssequenz p[m] wird dann durch ein Formungsfilter verarbeitet. Die Konstruktion eines passenden Formungsfilter wird unten diskutiert. Im Fall eines Filters mit endlicher Impulsantwort (FIR)L-ter Ordnung, welches eine Impulsantwort ƒ[Ɩ] aufweist, kann das gefilterte, abgeschnittene bzw. geclippte Signal c[m] als die Faltung von ƒ[Ɩ] und p[m] ausgedrückt werden, wobei erhalten wird:
Zuletzt wird das gefilterte Clipping-Signal c[m] mit dem diskreten ursprünglichen OFDM-Signal ŝ[m] synchronisiert und von diesem abgezogen, um das gewünschte Signal zu erzeugen, welches ein reduziertes PAPR aufweist, wie folgt: ŝ'[m] = ŝ[m – ν] – c[m], (9)wobei ν eine ganzzahlige Verzögerung ist, die zum Sicherstellen der passenden Zeitausrichtung des Signals eingefügt ist. Der erforderliche Wert von ν hängt von der Verzögerung der verwendeten speziellen Formungsfilterkonstruktion und von der Struktur des Spitzenerfassungsschemas ab. Die detaillierte Struktur des resultierenden OFDM-Senders ist in 3 abgebildet. Momentaufnahmen des ursprünglichen modulierten Signals ŝ[m] aus 3, der diktierten Impulssequenz p[m], des in 8 gezeigten gefilterten Clipping-Signals c[m] sowie des resultierenden OFDM-Signals ŝ'[m], welches aus Gleichung 9 folgt, sind in 4 zu sehen.
Die Formungsfilterkonstruktion wird nun beschrieben. Das hervorstechende Merkmal des vorgeschlagenen Verfahrens ist die Auswahl des Impulssequenzformungsfilters. Dieses Filter wird zur Formung der diskreten Impulssequenz verwendet, die durch die Erfassung der Spitzen des OFDM-Basisbandsignals, welche den Amplitudenschwellenwert C übersteigen, gebildet werden. Die Eigenschaften der gewünschten spektralen Maske des Filters sind die Außerband-Emissionsanforderungen, ausgedrückt als die spektrale Maske, welche durch die Federal Commission of Communications (FCC) [30] einer bestimmten spektralen Leistungsdichtefunktion eines OFDM-Signals auferlegt werden, definiert. Die entsprechenden spektralen Masken sind in 5 dargestellt. Man beachte in 5, daß die spektrale Maske des OFDM-Signals so konstruiert wurde, daß sie das gesamte Durchlaßband der spektralen Maske des FCC nicht vollständig belegt, wodurch ein Schutzband der Breite Δƒ zwischen den Masken, die mit den Quadraten und Kreisen bezeichnet sind, freigelassen wird. Die fetten Linien bezeichnen die erwünschten spektralen Eigenschaften des Clipping-Signals, welches wieder eine niedrige spektrale Leistungsdichte (Power Spectral Density, PSD) im verwendbaren Band des Signals aufweisen soll zum Zwecke der Minimierung der band-internen Verzerrung des nutzbaren Spektrums des Signals. Es wird erwartet, daß der Großteil des PSD des Clipping-Signals in das Schutzband fällt. Genauer wird durch das angemessene Konstruieren des Clipping-Signals nur eine geringe band-interne Verzerrung eingeführt, welche unter dem Dämpfungsniveau A liegt, während nahezu keine Außerband-Emission hinzugefügt wird, welche unter dem Dämpfungsniveau B liegen muß. Daher wird erwartet, daß die Übertragungsfunktion (Transmission Function, TF) in der spektralen Domäne eines passenden Filters mit den in Tabelle 1 zusammengefaßten spektralen Anforderungen übereinstimmt. Nachfolgend wird eine passende FIR-Formungsfilterkonstruktion betrachtet.
Tabelle 1: Anforderungen an das Impulssequenzformungsfilter
Die FIR-Impulssequenzformungsfilterkonstruktion wird nun beschrieben. Wir beginnen mit dem Festlegen einer Übertragungsfunktion in der Frequenzdomäne für das Impulsformungsfilter, welche nur bei diskreten Frequenzen wie folgt definiert ist:
wobei k ∈ [0,I(K + P) – 1] ein Frequenzdomänenindex ist, welcher die I(K + P)-Anzahl von diskreten Tönen in der Frequenzdomäne in dem Bereich
darstellt, wobei F_S die Abtastfrequenz ist, die nach dem Einfügen einer Überabtastung für den Zweck einer genaueren Spitzenerfassung verwendet wird. Natürlich stimmt G[k] mit den Anforderungen aus Tabelle 1 überein, wenn eine passende Auswahl der Werte k' und k" verwendet wird. Darüber hinaus hat die Impulsformungsfilterübertragungsfunktion mit diskreter Frequenz G[k] ein Einzelabtastwertdurchlaßband. Die Impulsantwort, die dieser Übertragungsfunktion entspricht, kann durch inverse Fourier-Transformation von G[k] erhalten werden und ist gegeben durch:
wobei wieder K die Anzahl der Unterträger ist, P die Anzahl der Abtastwerte in dem zyklischen Präfix ist und I der zuvor eingeführte Überabtastungs-Faktor.
Die diskrete Frequenzübertragungsfunktion G[k] ist unendlich steil, mit einer unendlich langen Impulsantwort g[Ɩ]. Um die Komplexität der Filterprozedur zu minimieren, wird beabsichtigt, die Ordnung des Filters bei einem Minimum zu halten. Jedoch ist es auch wünschenswert, die Effekte der Gibbs-Oszillation in der Frequenzdomäne, die durch die Verwendung eines FIR-Filters niedriger Ordnung hervorgerufen wird, abzuschwächen. Um eine Abwägung zu treffen, wurde die Impulsantwort des FIR-Filters mit einer Fensterungsfunktion in der Zeitdomäne multipliziert, wobei folgt: ƒ[Ɩ] = g[Ɩ]·w[Ɩ] (12) wobei ƒ[Ɩ] die gewünschte Impulsantwort des FIR-Filters ist und w[Ɩ] die Fensterungsfunktion in der Zeitdomäne ist. In der Frequenzdomäne kann die resultierende FIR-Filterübertragungsfunktion als Faltung von G[k] mit der Frequenzantwort W[k] der Fensterungsfunktion ausgedrückt werden, wodurch erhalten wird:
Nun wird die Aufmerksamkeit auf die Auswahl der Fensterungsfunktion gelenkt. Da gemäß Gleichung 10 G[k] ein Ein-Abtastwert-Durchlaßband aufweist, wird die Bandbreite des resultierenden Durchlaßbandes des FIR-Filters gleich der Bandbreite der Hauptkeule in der spektralen Domäne der Fensterungsfunktion sein. Daher sind die in Tabelle 1 wiedergegebenen Anforderungen auf die Bandbreite der Hauptkeule in der spektralen Domäne der Fensterungsfunktion anwendbar. Darüber hinaus sollte, wie in Tabelle 1 definiert, die Stopbanddämpfung des Filters bei mindestens B dB liegen, was der spektralen Seitenkeulendämpfung der Fensterungsfunktion eine zusätzliche Beschränkung auferlegt. Daher sollte die Frequenzantwort der gewünschten Fensterungsfunktion mit den folgenden Bedingungen übereinstimmen:

1. Sie sollte eine Hauptkeulenbandbreite von weniger als Δƒ aufweisen.
2. Sie sollte eine Seitenkeulendämpfung von mindestens 8 dB zeigen.

Eine spezielle Fensterungsfunktion, welche als die geeignetste für unser System erscheint, ist die Kaiser-Fensterungsfunktion [31], die gegeben ist durch:
wobei I₀ eine modifizierte Bessel-Funktion nullter Ordnung [32] ist und L die Fensterdauer in der Zeitdomäne, ausgedrückt in Abtastwerten, ist. Der Parameter α ist durch die benötigte Seitenkeulendämpfung in der Frequenzdomäne spezifiziert, d.h. durch den Fllterkonstruktionsparameter B aus 5. Da die Fensterungsfunktion und der Parameter α passend gewählt wurden, sind die minimale Fensterdauer L und die zugehörige minimale FIR-Formungsfilterordnung durch die benötigte Bandbreite Δƒ der Hauptkeule der Frequenzantwort der Fensterungsfunktion definiert.
Für das spezielle Beispiel des unten beschriebenen DVB-T-Systems ist die resultierende Kaiser-Fensterungsimpulsantwort des Filters in 6 zu sehen, während die entsprechende Übertragungsfunktion in der Frequenzdomäne in 7 dargestellt ist. Das in diesem bestimmten Fall verwendete Kaiser-Fenster stützt sich auf α = 8.
Anwendungsbeispiel
Nun wird eine praktische Anwendung der vorgeschlagenen PAPR-Reduzierungstechnik im Zusammenhang mit dem als DVB-T [33] bekannten, paneuropäischen terrestrischen Videoausstrahlungssystem betrachtet. Entsprechende Systemparameter sind in Tabelle 2 zusammengefaßt.
Tabelle 2: DVB-T-Systemparameter [33]
Die Außerband-Emissionsanforderungen für diese Anwendung werden durch die von der Federal Communications Commission (FCC) definierte [30] spektrale Maske auferlegt, welche in 5 ersichtlich ist. (Die ursprünglichen Außerband-Emissionsspezifikationen für DVB-T sind durch die ETSI [33] definiert, jedoch verwendeten wir die engverwandte spektrale FCC-Maske [30], welche ein wenig stringenter ist.)
Ein Standard-RF-PA back-off von 12 dB wurde durch die DVB-T-Spezifikationen festgelegt, welcher die Übertragung des DVB-T-OFDM-Signals ohne Verletzung der spektralen FCC-Maske ermöglicht. Auf der anderen Seite führt eine Übertragung mit einem Leistungs-back-off unter 12 dB zu einer Verletzung der FCC-Anforderungen. Zum Beispiel ist das Spektrum des bei 6 dB Leistungs-back-off übertragenen DVB-T-Signals in 8 ersichtlich. Jedoch kann, wenn das vorgeschlagene PAPR-Reduzierungsschema verwendet wird, wie in 8 belegt, ohne eine Verletzung der spektralen FCC-Maske eine Übertragung bei 6 dB back-off ausgeführt werden. Wie erwartet, war die Wellenform des ursprünglichen OFDM-Signals leicht verzerrt, wenn das gefilterte Clipping-Signal (siehe 4) abgezogen wurde, was zu einem moderaten spektralen Nachwachsen führt, welches in 8 beobachtet werden kann. Jedoch war der größte Teil des Spektrums des Clipping-Signals in der spektralen Lücke zwischen der Flanke der informationstragenden Unterträger und der spektralen FCC-Maske aus 5 konzentriert.
Wie zuvor dargelegt, fällt ein bestimmter Teil der Leistung des Clipping-Signals in die Bandbreite des informationstragenden OFDM-Signals. Jedoch wird das zugehörige Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR) durch den Parameter A, der in Gleichung 10 und 5 definiert wird, gesteuert. In diesem besonderen Fall war A auf 30 dB eingestellt, was bedeutet, daß ein minimales SNR von 30 dB erhalten wurde. Daher wurde die clipping-induzierte Abnahme der Bitfehlerraten (Bit Error Rate, BER-) Leistungsfähigkeit als unbedeutend betrachtet. Wenn zum Beispiel eine Quelle zusätzlichen Gauss'schen weißen Rauschens (Additive White Gaussian Noise, AWGN), welche ein SNR-Niveau von 40 dB aufweist, verwendet wurde, wurde ein an dem Empfänger erfaßtes SNR von 32 dB beobachtet.
Zusammenfassend war das in dieser speziellen Anwendung verwendete Impulssequenzformungsfilter gemäß dem oben dargelegten Ansatz konstruiert. Die resultierende Impulsantwort des Filters wurde in 6 gezeigt, während die entsprechende Übertragungsfunktion in der Frequenzdomäne in 7 gezeigt wurde. Es wurde demonstriert, daß das vorgeschlagene Verfahren sowohl in Bezug auf seine PAPR-Reduzierungsleistungsfähigkeit, als auch in Bezug auf seine Einfachheit in der Implementierung attraktiv ist.
QUELLENANGABEN:

[1] L. Hanzo, M. Münster, B. Choi und T. Keller, OFDM and MC-CDMA. John Wiley-IEEE Press, Mai 2003.
[2] A. Chini, Y. Wu, M. El-Tanany und S. Mahmoud, "Hardware nonlinearities in digital TV broadcasting using OFDM modulation", IEEE Transactions on Broadcasting, Band 44, Seiten 12–21, März 1998.
[3] E. Costa, M. Midrio und S. Pupolin, "Impact of amplifier nonlinearities on OFDM transmission system performance", IEEE Communications Letters, Band 3, Seiten 37–39, Februar 1999.
[4] J. Davis und J. Jedwab, "Peak-to-mean power control in OFDM, Golay complementary sequences, and reed-muller codes", IEEE Transactions on Information Theory, Band 45, Seiten 2397–2417, November 1999.
[5] X. Li und J. A. Ritcey, "M-sequences for OFDM peak-to-average power ratio reduction and error correction", Electronic Letters, Band 33, Seiten 554–555, März 1997.
[6] D. Wulich und L. Goldfeld, "Reduction of peak factor in orthogonal multicarrier modulation by amplitude limiting and coding", IEEE Transactions on Communications, Band 47, Nr. 1, Seiten 18–21, 1999.
[7] X. Li und L. Cimini, "Effects of clipping and filtering on the performance of OFDM", in Proceedings of IEEE VTC'97, (Phoenix, AZ, USA), Seiten 1634–1638, IEEE, 4. bis 7. Mai 1997.
[8] R. van Nee und A. de Wild, "Reducing the peak-to-average power ratio of OFDM", in IEEE VTC'98 Spring, (Ottawa, Kanada), Seiten 2072–2076, Mai 1998.
[9] G. Awater, R. van Nee und A. de Wild, "Transmission system and method employing peak cancellation to reduce the peak-to-average power ratio". US-Patent Nr. 6175551, 16. Januar 2001.
[10] R. van Nee und R. Prasad, OFDM for wireless multimedia communications. London, UK: Artech House Publishers, 2000.
[11] H.-K. Yang, "Method and apparatus for reducing the ratio of peak to average power in Gaussian signal including a CDMA signal". US-Patent Nr. 6504862, 7. Januar 2003.
[12] S. H. Müller und J. B. Huber, "OFDM with reduced peak-to-mean power ratio by optimum combination of partial transmit sequences", Electronic Letters, Band 33, Seiten 368–369, Februar 1997.
[13] J. Tellado und J. Cioffi, "Efficient algorithm for reducing PAR in multicarrier systems", in ISIT 1998, (Cambridge, MA, USA), August 1998.
[14] J. Tellado und J. Cioffi, "Peak to average power ratio reduction". US-Patent Nr. 6512797, 28. Januar 2003.
[15] J. Tellado und J. Cioffi, "Peak to average power ratio reduction". US-Patent Nr. 6424681, 23. Juli 2002.
[16] J. Tellado und J. Cioffi, "Peak to average power ratio reduction". US-Patent Nr. 6314146, 6. November 2001.
[17] M. May, T. Johnson und M. Pendleton, "Method and apparatus for reducing peak-to-average requirements in multi-tone communication circuits". US-Patent Nr. 5835536, 10. November 1998.
[18] H. Schenk, "Method for reducing the crest factor of a signal". US-Patent Nr. 6529925, 4. März 2003.
[19] M. Lennart und J. Heng-Yu, "Reducing the peak-to-average power ratio of a communication signal". Patentanmeldungsveröffentlichung, Veröff.-Nr. US2002197970, Veröff.-Datum: 26. Dezember 2002.
[20] T. Zogakis und P. Melsa, "Method and apparatus for peak prediction enabling peak-to-average ratio (par) reduction". Patentanmeldungsveröffentlichung, Veröff.-Nr. US2002191705, Veröff.-Datum: 19. Dezember 2002.
[21] Y. Hong-Kui, "Method and apparatus for reducing the peak power probability of a spread spectrum signal". Europäisches Patent Nr. EP1058400 , 6. Dezember 2002.
[22] R. Attar und C. Wheatley, "Method and apparatus for peak-to-average power reduction." Patentanmeldungsveröffentlichung, Veröff-Nr. US2002176480, Veröff.-Datum: 28. November 2002.
[23] H. Jafarkhani und V. Tarokh, "Method and apparatus to reduce the peak to average ratio in multi-carrier modulation." US-Patent Nr. 6445747, 3. September 2002.
[24] G. Long, "Low complexity peak-to-average reduction using intermediate-result subset sign-inversion for dsl". US-Patent Nr. 6240141, 29. Mai 2001.
[25] L. Humphrey und A. Wallace, "Method and apparatus for reducing the peak-to-average ratio in multi-carrier communication systems". US-Patent Nr. 6130918, 10. Oktober 2000.
[26] A. Shastri und B. Kroeger, "Method and apparatus for reducing peak to average power ratio in digital broadcasting systems". US-Patent Nr. 6128350, 3. Oktober 2000.
[27] R. Bauml, R. Fisher, J. Huber und S. Muller, "Method and device for reducing the crest factor in digital transmission procedures". US-Patent Nr. 6125103, 26. September 2000.
[28] K. Laird und J. Smith, "Method and apparatus for reducing peak-to-average power ratio of a composite carrier signal". US-Patent Nr. 5991262, 23. November 1999.
[29] M. Birchler, S. Jasper und A. Tziortzis, "Low splatter peak-to-average signal reduction with interpolation". US-Patent Nr. 5638403, 10. Juni 1997.
[30] Federal Communications Commission, FCC Regulations. CFR-Titel 47, §§ 21, 908.
[31] J. Kaiser, "Nonrecursive digital filter design using I₀-Sinh window function", in Proceedings IEEE Symposium on Circuits and Systems, Seiten 20–23, April 1974.
[32] W. H. Press, S. A. Teukolsky, W. T. Vetterling und B. P. Flannery, Numerical Recipes in C. Cambridge University Press, 1992.
[33] ETSI, Digital Video Broadcasting (DVB); Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television, August 1997. ETS 300 744.

Claims

Verfahren zur Verringerung des Verhältnisses von Spitzenleistung zu Durchschnittsleistung (peak-to-average ratio –PAPR) eines modulierten Basisbandsignals, dadurch gekennzeichnet, daß das Basisbandsignal durch eine Wellenformfunktion, die durch parallel übertragene informationstragende Symbole moduliert ist, gebildet ist, mit Ausführen einer Spitzenerfassung, um Spitzen in dem modulierten Basisbandsignal zu erfassen, welche einen Schwellenwert (C) übersteigen, und Erzeugen eines Impulssequenzsignals (p[m]) daraus und mit Anwendung einer Impulssequenzformung, so daß das Impulssequenzsignal gefiltert wird, um ein Spitzenauslöschsignal (c[m]) zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulssequenzformung so ausgebildet ist, daß ihr Durchlaßband auf die Lücke in der Frequenzdomäne zwischen der Flanke der informationstragenden Frequenzbandbreite des modulierten Basisbandsignals und der Flanke des Frequenzbandes des Kanals, das durch die spektrale Maske definiert ist, welche die maximale tolerierbare Außerband-Emission festlegt, beschränkt ist.
Verfahren nach Anspruch 1 mit einer Überabtastung (oversampling) des modulierten Basisbandsignals vor der Spitzenerfassung.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Spitzenauslöschsignal von dem modulierten Basisbandsignal abgezogen wird, so daß ein reduziertes PAPR-moduliertes Basisbandsignal (ŝ'[m]) erzeugt wird.
Sender mit: einem Basisbandsignalgenerator zum Erzeugen eines digitalen Basisbandsignals (š[n]) aus einem Eingangsdatenstrom, einem Digital-zu-Analog-Wandler zum Umwandeln des digitalen Basisbandsignals in ein analoges Basisbandsignal (s[t]) vor der Ausgabe durch eine Übertragerstufe [TX], einem Überabtastungsfilter, das zwischen dem Basisbandsignalgenerator und dem Digital-zu-Analog-Wandler zum Überabtasten des digitalen Basisbandsignals angeordnet ist und das daher ein überabgetastetes digitales Basisbandsignal (ŝ[m]) erzeugt, einem Signalteiler zum Aufteilen des überabgetasteten digitalen Basisbandsignals in erste und zweite Teile, einem Spitzendetektor, der so angeordnet ist, daß er den ersten Teil des überabgetasteten digitalen Basisbandsignals als Eingang empfängt, und der so eingerichtet ist, daß er ein Impulssequenzsignal (p[m]) ausgibt, welches einen Impuls für jede Spitze in dem überabgetasteten digitalen Basisbandsignal, die ein Schwellenwertniveau (C) überschreitet, aufweist, einem Impulsformungsfilter zum Empfangen des Impulssequenzsignals und Umwandeln desselben in ein gefiltertes Impulsbegrenzersignal (c[m]) mit einem Durchlaßband, das auf die Lücke in der Frequenzdomäne zwischen der Flanke der informationstragenden Frequenzbandbreite des modulierten Basisbandsignals und der Flanke des Frequenzbandes des Kanals, das durch die spektrale Maske definiert ist, welche die maximal tolerierbare Außerband-Emission angibt, beschränkt ist, und einem Signalkombinator zum Abziehen des gefilterten Begrenzersignals von dem zweiten Teil des überabgetasteten digitalen Basisbandsignals, um ein digitales Basisbandsignal (ŝ'[m]) mit reduziertem PAPR zu erzeugen, welches für die Übertragung durch den Sender (TX) auf den Eingang des Digital-zu-Analog-Wandlers geleitet wird.
Sender nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulse des Impulssequenzsignals eine Größe aufweisen, die dem Betrag entspricht, um welchen die betroffene Spitze das Schwellenwertniveau (C) übersteigt.
Sender nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Impulsformungsfilter ein FIR-Filter ist.