KR100882529B1 - 광대역 무선통신시스템에서 피크 전력 대 평균 전력비를감소하기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

광대역 무선통신시스템에서 피크 전력 대 평균 전력비를감소하기 위한 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 광대역 무선통신시스템에서 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 감소하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 장치는, 기저대역 샘플데이터의 각 샘플에 대한 중간스케일인자를 계산하여 출력하는 계산부와, 상기 계산부로부터의 중간스케일인자들을 연속되는 피크 샘플들의 간격에 따라 조정하여 출력하는 연속피크검출부와, 소정 값에서 상기 연속피크검출부로부터의 각 샘플의 중간스케일인자를 감산하여 출력하는 제1연산부와, 상기 제1연산부로부터의 값들과 소정 윈도우 함수를 컨볼루션 연산하여 각 샘플의 윈도우 연산값을 출력하는 윈도우 컨볼루션부를 포함한다. 이와 같은 본 발명은, 임계치 이상의 피크들이 윈도우 길이보다 작게 연속적으로 존재할 경우 스케일 인자를 통해 진폭 레벨을 임계치보다 약간 크게 완화시켜 줌으로써 평균 비트 오율을 크게 개선시키는 이점이 있다.
PAPR, 다중반송파 변조, 피크 윈도우, 전력스펙트럼, BER

Description

광대역 무선통신시스템에서 피크 전력 대 평균 전력비를 감소하기 위한 장치 및 방법 {APPARATUS AND METHOD FOR REDUCING PEAK TO AVERAGE POWER RATIO IN BROADBAND WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 종래기술에 따른 피크 윈도잉 기법과 클리핑 기법을 비교하는 도면.
도 2는 종래기술에 따른 피크 윈도잉 기법을 설명하기 위한 도면.
도 3은 종래기술에 따른 피크 윈도잉 기법에서 윈도우 길이보다 작은 간격으로 피크들이 발생할때의 문제점을 설명하기 위한 도면.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 다중 반송파를 사용하는 통신시스템에서 송신기의 구성을 도시하는 도면.
도 5는 도 4에서 설명된 개선된 피크 윈도잉부(419)의 상세 구성을 보여주는 도면.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 개선된 피크 윈도잉 기법의 동작 플로우를 도시하는 도면.
도 7은 본 발명의 개선된 피크 윈도잉 방식과 종래의 피크 윈도잉 방식을 스케일링된 신호 관점에서 비교하는 도면.
도 8은 본 발명의 개선된 피크 윈도잉 방식과 종래의 피크 윈도잉 방식을 기 저대역 전력 스펙트럼 관점에서 비교하는 도면.
도 9는 본 발명의 개선된 피크 윈도잉 방식과 종래의 피크 윈도잉 방식을 기저대역 평균 비트 오율(BER) 관점에서 비교하는 도면.
도 10은 본 발명의 개선된 피크 윈도잉 방식을 적용한 신호와 종래의 피크 윈도잉 방식을 적용한 신호를 동일한 특성을 가진 증폭기를 통과시킬 경우의 전력 스펙트럼 밀도를 비교하는 도면.
본 발명은 다중반송파(multi-carrier)변조 방식을 사용하는 통신시스템에 관한 것으로, 특히 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 이하 'OFDM' 이라 칭하기로 함) 시스템에서 피크 전력 대 평균 전력비(Peak-to-Average Power Ratio; 이하 'PAPR' 이라 칭하기로 함)를 감소하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
상기 OFDM 방식은 직렬로 입력되는 심벌(Symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(sub-carrier)들로 변조하여 전송하는 다중반송파 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.
이와 같은 다중반송파 변조 방식이 사용되는 시스템은 1950년대 후반 군용 HF 래디오(radio)에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 부반송파들을 중첩시키는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나 반송파들간의 직교 변조의 구현이 어려워 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 그러나 1971년 Weinstein 등이, 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전하였다. 또한 보호구간(guard interval)의 사용과 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix) 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다.
그래서, 이런 OFDM 방식은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: DAB)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(WLAN; Wireless Local Area Network) 그리고 무선 비동기 전송 모드(WATM; Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다.
상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM; Frequency Division Multiplexing) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 부반송파들간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있으며, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용 효율이 좋고, 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있다.
그러나, 상기와 같은 OFDM 시스템은 앞서 설명한 장점에도 불구하고 다중반송파 변조로 인해 높은 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)이 유발되는 문제점이 있다. 즉, 다중 반송파들을 이용하여 데이터를 전송하므로, 최종 OFDM 신호의 진폭 크기는 각 반송파의 진폭 크기의 합이 되어 진폭의 변화 폭이 심하고, 더욱이 반송 파들의 위상이 일치한다면 매우 큰 값을 가지게 된다. 따라서 상기 RF처리기내에 구성되는 고출력 선형 증폭기(High Power Amplifier)의 선형 동작 범위를 벗어나게 되고 상기 고출력 선형증폭기를 통과한 신호는 왜곡이 발생하게 된다. 따라서, 상기 PAPR을 감소시키기 위한 다양한 기법들이 연구되고 있다.
기존에 연구된 PAPR 저감 기법들은 크게 2가지로 분류할수 있다. 하나는 송신부에서 PAPR을 저감한후 수신부에서 어떠한 정보 없이도 송신단에서 전송한 신호를 복원할수 있는 명확한 방식(Transparent Method)이고, 다른 하나는 수신신호내에 존재하는 부가적인 정보(Side Information)를 이용하여 송신단에서 전송한 신호를 복원하는 부가정보 방식(Side Information Method)이다. 전자의 경우는, 통신시스템의 특별한 규격 변경 없이도 사용할수 있는 방식으로, 클리핑후 여파(Clipping and Filtering)기법, 피크 윈도잉(Peak Windowing)기법 등이 있다. 후자의 경우는, 시스템이 설계되기 전에 미리 규격으로 명확히 규정되어야 방식으로, 코딩(Coding)기법, 선택적 매핑(Selective Mapping : 이하 SLM이라 칭함)기법 그리고 부분전송 시퀀스(Partial Transmit Sequence : 이하 PTS라 칭함) 등이 있다. 각각의 기법에 대해 간략히 살펴보면 다음과 같다.
클리핑후 여파(Clipping and Filtering) 기법 : 기저대역(Baseband) 신호에 대하여 크기(Magnitude)가 일정 임계치(Threshold) 이하의 신호에 대해서는 그대로 전송하고, 임계치 이상의 신호에 대해서는 미리 설정된 값으로 매핑(Mapping 또는 Clipping)한다. 이후, 여파기(Filter)를 이용해서 신호를 부드럽게 한후 증폭기의 입력으로 제공하는 기법이다. 이 기법은 시스템을 구현하는 측면에서는 매우 간단 하지만 여파기를 사용하더라도 급격한 클리핑(Hard Clipping)으로 인한 주파수 스펙트럼(Spectrum) 왜곡이 인접 주파수 대역을 침해하는 문제점이 있다. 또한, 클리핑된 신호가 여파기를 통과하면서 다시 PAPR이 높아지는 단점이 있다.
피크 윈도잉(Peak Windowing) 기법 : 기저대역 신호에 대하여 크기가 일정 임계치 이하의 신호에 대해서는 그 신호에 '1'을 곱하여 원래의 신호 그대로 전송한다. 그리고, 임계치 이상의 신호에 대해서는 소정 임펄스(Impulse)를 발생하여 윈도우(window)와 컨볼루션(convolution)하고, '1'에서 상기 컨볼루션 결과 신호를 감산한 신호와 원래 신호를 곱해 피크(peak)를 정해놓은 임계치 이하로 제한하는 기법이다. 이 기법은 특별한 부가정보(Side Information)가 필요하지 않고, 윈도우 크기가 증가되면 주파수 스펙트럼도 매우 좋은 장점을 가진다. 하지만, 임계치를 초과하는 피크들이 윈도우 크기 W보다 작은 간격으로 연속적으로 존재할 경우, 원래 신호의 진폭이 과도하게 제한되어 그 구간에서 평균 비트 오율(BER : Bit Error Rate)이 열화되는 단점이 있다.
선택적 매핑(SLM) 기법 : N개의 OFDM심볼 길이를 갖는 데이터에 통계적으로 독립적인 M 쌍의 시퀀스열(길이 N)을 곱한 다음 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)하여 PAPR을 계산하고, 그 중에서 가장 낮은 PAPR을 갖는 시퀀스를 이용해 데이터를 전송하고 상기 시퀀스에 대한 정보(부가적인 정보)를 전송하는 기법이다. 이는 M개의 역 푸리에 변환 과정이 필요하므로 송신기의 복잡도가 거의 M배로 증가하고 부가적인 정보를 전송해야 하는 부담이 있다.
부분전송 시퀀스(PTS) 기법 : SLM과 유사한 방식으로 역 푸리에 변환(IFFT) 의 선형성을 이용한 기법이다. 주파수 축의 입력 신호를 M개의 하부블럭들로 분할하여 N포인트 IFFT를 수행한 다음 각각의 하부블럭에 PAPR을 최소화하도록 하는 위상인자를 곱한후 합산하여 전송하는 기법이다. 그러나, 하부 블럭의 개수(M)만큼의 IFFT가 필요하고, 하부블럭의 수가 증가함에 따라 위상인자를 계산하기 위한 계산량이 막대해져 고속 정보전송을 방해하는 문제점이 있다. 또한, SLM과 마찬가지로 부가적인 정보를 전송해야 하는 부담이 있다.
상기한 기법들중 피크 윈도잉 기법에 대해 보다 자세히 살펴보면 다음과 같다.
일반적인 피크 윈도잉 기법은 기존의 클리핑 기법에 의해 발생하는 스펙트럼 왜곡을 개선하기 위해 고안된 방법 중에 하나이다. 고출력 증폭기로 입력되는 신호의 진폭을 제한하기 위한 클리핑 기법은 클리핑된 진폭 영역이 급격하게 잘려지므로 스펙트럼 영역에서의 대역 외 방사 특성을 악화시킨다. 이를 보완하기 위해 고안된 피크 윈도잉 기법은 도 1에 도시된 바와 같이, 클리핑 기법과는 달리 급격하게 잘려진 영역에 윈도우를 씌워 줌으로서 시간 영역에서의 신호를 부드럽게 형성시켜 대역 외 방사특성을 개선하고 있다. 종래기술에 따른 피크 윈도잉 기법을 수식의 참조와 함께 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
먼저, 클리핑된 신호의 진폭은 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005020402535-pat00001
여기서, n은 이산신호의 샘플 인덱스를 나타내고, x(n)는 IFFT후의 기저대역 신호를 나타내며, xs(n)는 클리핑된 신호를 나타내며, A는 클리핑의 기준이 되는 임계치(Threshold)를 나타내고, c(n)는 PAPR을 저감시키기 위한 스케일 인자를 나타낸다.
한편, 종래의 피크 윈도잉 기법에서 PAPR을 저감시키기 위한 스케일 인자는 하기 수학식 2의 s(n)로 나타낼 수 있다.
Figure 112005020402535-pat00002
여기서, w(n)는 해밍(hamming), 해닝(Hanning) 그리고 카이저(Kaiser) 윈도우 등과 같은 윈도우 함수를 나타내고, a(k)는 가중치 계수(Weighting Coefficient)를 나타낸다. 한편, 상기 스케일 인자 s(n)는 하기 수학식 3과 같이 간략화 할수 있다.
Figure 112005020402535-pat00003
도 2는 종래기술에 따른 피크 윈도잉 기법을 설명하기 위한 도면이다. 상위에 도시된 파형은 기저대역 신호의 파형을 도시한 것이고, 하위에 도시된 파형은 임계치(=A) 이상인 피크(
Figure 112007027734644-pat00004
)를 제거하기 위한 스케일 계수 s(n)를 도시한 것이다.
도시된 바와 같이, 기저대역 신호의 진폭 x(n)와 곱해지는 스케일 계수 s(n)는 입력 신호의 진폭 레벨이 임계치 A보다 작은 경우에는 '1'로 설정한다. 그리고, 임계치 A보다 큰 경우에는 피크 지점에서 입력신호의 진폭과 임계치의 비율에 따른 임펄스(impulse)를 발생하여 소정 윈도우(window)와 컨볼루션(convolution)하고, '1'에서 상기 컨볼루션 결과 신호를 감산한 신호를 s(n)로 결정한다. 상기 컨볼루션 연산은 유한 임펄스 응답(FIR : Finite Impulse Response) 특성을 갖는 여파기(Filter)를 이용해 구현할수 있다.
결론적으로, 피크 윈도잉 기법은 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005020402535-pat00005
종래기술에 따른 피크 윈도잉 기법은 임계치를 초과하는 피크들이 윈도우 길이 W보다 작은 간격으로 나타날 경우, 도 3의 (a)와 같이, 스케일 인자가 서로 중첩되어 원래의 신호가 원하는 양보다 더 많이 제한되는 경우가 발생하고, 심지어는 스케일 인자가 음수가 되어 시스템에 치명적인 오류를 일으키는 문제가 발생하고 있다. 이러한 문제를 방지하기 위해 종래에는 음수 방지부(BNV : Blocking Negative Value)를 삽입하고 FIR 필터 구조의 윈도우에 궤환을 부가하여 문제점을 어느 정도 해결하고 있다.
그러나, 궤환을 이용하는 피크 윈도잉 기법 또한 윈도우 길이 이하로 연속적인 피크가 발생할 경우, 스케일 인자의 중첩으로 인해 원래 신호의 진폭이 과도하게 제한되는 문제점이 여전히 존재한다. 이 경우, 수신부에서의 평균 비트 오율(BER : bit error rate)을 증가시키는 문제점이 발생한다.
구체적으로, 도 7에서 종래기술에 따른 파형(AFTER PEAK WINDOWING)을 살펴보면, 기저대역 신호(ORIGINAL DATA)에서 임계치 이상의 피크들이 윈도우 길이보다 작은 경우에는 피크가 정확히 임계치를 넘지 않도록 설정되지만, 임계치 이상의 피크들이 연속적으로 존재하는 경우에는 피크들의 진폭이 과도하게 제한되는 사실을 알 수 있다. 이 경우, 앞서 언급한 바와 같이, 수신부에서의 평균 비트 오율을 증가시키는 문제점이 발생한다.
따라서 본 발명의 목적은 다중 반송파를 사용하는 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 다중 반송파를 사용하는 통신시스템에서 개선된 피크 윈도잉 기법을 이용해서 피크전력대 평균전력 비를 감소하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 피크 윈도잉 기법을 이용해 PAPR을 저감하는 다중 반송파 통신시스템에서 임계치 이상의 피크들이 윈도우 길이보다 작은 간격으로 나타날 경우 원래 신호의 진폭이 과도하게 저감되는 문제를 해결하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 다중 반송파 통신시스템에서 스펙트럼 특성을 유지하면서 평균 비트 오율을 줄일수 있는 개선된 피크 윈도잉 기법을 이용해서 피크전력 대 평균전력 비를 감소하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 일 견지에 따르면, 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 감소하기 위한 장치에 있어서, 기저대역 샘플데이터의 각 샘플에 대한 중간스케일인자를 계산하여 출력하는 계산부와, 상기 계산부로부터의 중간스케일인자들을 연속되는 피크 샘플들의 간격에 따라 조정하여 출력하는 연속피크검출부와, 소정 값에서 상기 연속피크검출부로부터의 각 샘플의 중간스케일인자를 감산하여 출력하는 제1연산부와, 상기 제1연산부로부터의 값들과 소정 윈도우 함수를 컨볼루션 연산하여 각 샘플의 윈도우 연산값을 출력하는 윈도우 컨볼루션부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 견지에 따르면, 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 감소하기 위한 방법에 있어서, 기저대역 샘플데이터의 각 샘플에 대한 중간스케일인자를 계산하는 과정과, 연속된 피크 샘플들의 간격에 따라 상기 각 샘플의 중간스케일인자를 조정하는 과정과, 소정 값에서 상기 조정된 각 샘플의 중간스케일인자를 감산하는 과정과, 상기 감산된 값들을 입력으로 소정 윈도우 컨볼루션 연산을 수행하여 각 샘플의 윈도우 연산값을 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 다중 반송파를 사용하는 통신시스템에서 개선된 피크 윈도잉(Improved Peak Windowing) 기법을 이용해서 피크전력 대 평균전력 비를 감소하기 위한 방안에 대해 살펴보기로 한다. 본 발명에 따른 개선된 피크 윈도잉 기법은 피크들이 윈도우 길이보다 작은 간격으로 나타날 경우 원래 신호의 진폭이 과도하게 저감(손실)되는 문제점을 해결하기 위한 것이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 다중 반송파를 사용하는 통신시스템에서 송신기의 구성을 도시하고 있다.
도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 송신기는, 부호 및 변조기(401), 다중반송파 변조기(403), 위상검출기(405), 진폭 검출기(407), 곱셈기(409), 결합기(411), RF처리기(413), 전력증폭기(415), 안테나(417) 및 개선된 피크 윈도잉부(419)를 포함하여 구성된다. 본 발명의 특징에 따라, 상기 개선된 피크 윈도잉부(419)는 중간스케일인자(ISF : Intermediate Scale Factor)계산부(420), 연속피크검출부(SPD : Successive Peak Detector)(422), 제1가산기(424), 제2가산기(426), 음수방지부(BNV : Blocking Negative Value)(428), 피드백부(430), 윈도우 컨볼루션부(Window Convolution)(432) 및 제3가산기(434)를 포함하여 구성된다.
도 4를 참조하면, 먼저 부호 및 변조기(401)는 입력되는 정보비트열을 소정 부호방식에 의해 부호화하고, 부호심볼들을 소정 변조방식에 의해 변조하여 복소심볼들을 발생한다. 상기 부호 및 변조기(401)는 부호기(Encoder) 및 변조기(Modulator) 등을 포함하여 구성될 수 있다. 예를들어, 상기 부호기는 길쌈부호기(convolutional coder), 터보부호기(Turbo coder), LDPC(Low Density Parity Check) 부호기 등으로 구성될 수 있고, 변조기는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 8QAM(8ary Quadrature Amplitude Modulation), 16QAM 변조기 등으로 구성될 수 있다.
다중반송파 변조기(403)는 입력되는 심볼들을 다중반송파 변조하여 시간 샘 플 데이터를 출력한다. 예를들어, 상기 다중반송파 변조기(403)는 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier transform) 연산기가 될 수 있으며, 이 경우 상기 다중반송파 변조기(403)는 입력되는 심볼들을 역 고속 푸리에 변환하여 OFDM심볼 데이터를 발생한다.
위상검출기(405)는 상기 다중반송파 변조기(403)로부터의 샘플 데이터에서 각 샘플의 위상을 검출하여 저장하고, 소정 시점에서 출력한다. 진폭 검출기(403)는 상기 다중반송파 변조기(403)로부터의 샘플 데이터에서 각 샘플의 진폭(magnitude)을 검출하여 저장하고, 소정 시점에서 출력한다.
곱셈기(409)는 상기 진폭 검출기(403)에서 출력되는 진폭 값들과 개선된 피크 윈도잉부(419)로부터의 스케일 인자들을 곱해 출력한다. 결합기(411)는 상기 위상검출기(405)로부터의 위상(phase) 값들과 상기 곱셈기(409)로부터의 진폭 값들을 결합하여 최종적인 기저대역 복소신호(샘플데이터)를 발생한다.
RF처리기(413)는 상기 결합기(411)로부터의 샘플데이터를 아날로그 신호로 변환하고, 상기 아날로그 신호를 RF(Radio Frequency)처리하여 출력한다. 전력증폭기(415)는 상기 RF처리기(413)로부터의 신호를 전력 증폭하여 안테나(417)를 통해 송신한다.
이하 상기 개선된 피크 윈도잉부(419)에 대해서 자세히 살펴보기로 한다.
먼저, 중간스케일인자(ISF)계산부(420)는 상기 IFFT연산기(403)로부터의 기저대역 신호에 대하여 하기 <수학식 5>와 같이 중간 스케일 값 c(n)를 산출한다.
Figure 112005020402535-pat00006
여기서, n은 이산신호의 샘플 인덱스를 나타내고, x(n)는 IFFT후의 기저대역 신호를 나타내며, A는 스케일링의 기준이 되는 임계치(Threshold)를 나타낸다.
연속피크검출부(SPD)(422)는 상기 ISF계산부(420)로부터의 중간 스케일 값 c(n)를 검사하여 임계치(A) 이상의 피크들을 검출하고, 연속된 피크들의 샘플간 간격이 윈도우 길이(window size) W를 초과하는지 판단한다. 만일, 연속된 2개의 피크들의 간격이 상기 윈도우 길이 W보다 크면 스케일 인자가 중첩되지 않기 때문에 상기 ISF계산부(420)로부터의 c(n) 값을 그대로 통과시킨다. 만일, 연속된 2개의 피크들의 간격이 상기 윈도우 길이 W보다 작거나 같으면, 연속되는 윈도잉에 의해 원래 신호(original signal)의 진폭이 과도하게 손실되는 것을 방지하기 위해 상기 ISF계산부(420)로부터의 c(n) 값에 미리 결정된 가중치(α)를 곱해 출력한다. 즉, 상기 연속피크검출부(422)는 n번째 샘플이 피크가 아니면 c(n)값을 그대로 출력하고, n번째 샘플이 피크(i+1번째 피크)이면 하기 <수학식 6>와 같이 c(n)값을 조정하여 출력한다.
Figure 112005020402535-pat00007
여기서, Pi는 i번째 피크(이전 피크)의 샘플 인덱스를 나타내고, W는 윈도우 길이(단위는 샘플)를 나타낸다. 또한, 가중치 α는 '1'보다 큰 값으로, '1'에 가까울수록 종래의 피크 윈도잉 기법과 같은 결과를 나타내고, '1'보다 클수록 진폭 제한된 피크값이 임계치 이상이 되는 횟수가 많아진다. 상기 가중치 α는 최종 증폭기의 선형성 정도에 따라 선택할수 있으며, 증폭기의 스펙트럼 특성에 영향을 미치지 않도록 설정하는 것이 바람직하다. 가령, 증폭기의 선형성이 클수록 상기 가중치 α 값을 크게 설정할수 있다. 이와 같이, 가중치 α를 적용하면, 피크 윈도잉 후의 신호에서 임계치보다 약간 큰 피크들이 나타날 수 있으나, 그로 인해 평균 비트 오율을 감소시킬 수 있는 이점이 있다. 즉, 목표하는 PAPR을 달성함과 동시에 평균 비트 오율을 감소시킬 수 있다.
제1가산기(424)는 상기 연속피크검출기(422)의 출력값의 부호를 반전한후 '1'과 가산하여 출력한다. 즉, 상기 제1가산기(424)는 '1'에서 상기 연속피크검출기(422)로부터의 출력값을 감산하여 출력한다.
제2가산기(426)는 피드백부(430)의 출력값의 부호를 반전한후 상기 제1가산기(424)로부터의 출력값과 가산하여 출력한다. 다시말해, 상기 제1가산기(426)로부터의 출력값에서 상기 제1가산기(424)의 출력값을 감산하여 출력한다.
음수방지부(428)는 상기 제2가산기(426)에서 출력되는 값과 '0'을 비교하여 큰 값을 출력한다. 즉, 연속적인 피크들이 많이 존재할 경우 최악의 경우 제2가산기(426)에서 출력되는 값이 음수가 될 수 있는데, 상기 음수방지부(428)는 음의 값이 윈도우 컨볼루션부(430)로 제공되는 것을 방지한다.
상기 피드백부(430)는 상기 윈도우 컨볼루션부(432)에 구성되는 복수의 쉬프 트 레지스터들중 일부 레지스터들에서 출력되는 값들의 각각에 소정 값들을 곱하여 가산한후 상기 제2가산기(426)로 출력한다. 즉, 상기 피드백부(430)는 상기 윈도우 컨볼루션부(432)에서 수행되는 컨볼루션의 일부분에 해당하는 값을 궤환시켜 줌으로써 원래의 신호가 과도하게 스케일링되지 않도록 보정하는 역할을 수행한다.
상기 윈도우 컨볼루션부(432)는 상기 음수방지부(428)로부터 제공되는 값과 소정 윈도우 함수 w(n)를 컨볼루션 연산하여 출력한다. 제3가산기(434)는 상기 윈도우 컨볼루션부(432)의 출력값의 부호를 반전한후 '1'과 가산하여 출력한다. 즉, 상기 제3가산기(434)는 '1'에서 상기 윈도우 컨볼루션부(430)의 출력값을 감산하여 출력한다. 상기 제3가산기(434)의 출력신호 s(n)는 하기 <수학식 7>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005020402535-pat00008
여기서, [1-b(k)]는 윈도우 컨볼루션부(432)로 입력되는 임펄스 값을 나타내고, W(n)는 윈도우 함수를 나타내며, W는 윈도우 사이즈를 나타낸다.
앞서 설명한 바와 같이, 상기 곱셈기(409)는 하기 수학식 8과 같이 원래 신호의 진폭값
Figure 112005020402535-pat00009
와 상기 제3가산기(434)로부터의 스케일 인자 s(n)를 곱하여 최종적인 샘플값을 획득한다.
Figure 112005020402535-pat00010
여기서, s(n)는 본 발명에서 제안하는 개선된 피크 윈도잉 방식에 의해 계산된 스케일 인자를 나타내고,
Figure 112005020402535-pat00011
은 원래 신호의 진폭을 나타내며,
Figure 112005020402535-pat00012
는 개선된 피크 윈도잉 방식에 의해 스케일링된 신호의 진폭을 나타낸다.
도 5는 도 4에서 설명된 개선된 피크 윈도잉부(419)의 상세 구성을 보여준다.
도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 개선된 피크 윈도잉부(419)는 피크 간격에 따라 ISF계산부(420)의 출력값에 가중치(α)를 적용하는 것을 특징으로 한다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 개선된 피크 윈도잉 기법의 동작 플로우를 도시하고 있다.
도 6을 참조하면, 먼저 개선된 피크 윈도잉부(419)는 601단계에서 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)후의 샘플들을 순차로 입력한다. 샘플들이 입력되기 시작하면, 상기 피크 윈도잉부(419)는 603단계에서 각 샘플의 중간 스케일 인자 c(n)를 계산한다. n번째 샘플의 진폭이 스케일링의 기준이 되는 임계치(A)보다 작거나 같으면, 중간 스케일 인자 c(n)를 '1'로 설정하고, 임계치보다 크면 '
Figure 112005020402535-pat00013
'로 설정한다.
상기 중간 스케일 인자 c(n)가 산출되기 시작하면, 상기 피크 윈도잉부(419)는 605단계에서 c(n) 값을 검사하여 n번째 샘플이 피크인지 검사한다. 즉, c(n)값이 '1'이외의 값을 갖는지 검사한다. 만약. n번째 샘플이 피크가 아니면, 상기 피크 윈도잉부(419)는 611단계로 진행하여 b(n) 값을 c(n) 값으로 설정한후 613단계로 진행한다. 만약, n번째 샘플이 피크이면, 607단계로 진행하여 이전 피크와의 간격이 윈도우 길이 W 이하인지를 검사한다. 상기 윈도우 길이 W보다 크면 상기 피크 윈도잉부(419)는 상기 611단계에서 b(n) 값을 c(n) 값으로 설정한후 상기 613단계로 진행하고, 상기 윈도우 길이 W보다 작거나 같으면 609단계에서 b(n) 값을 '
Figure 112007027734644-pat00014
' 값으로 설정한후 상기 613단계로 진행한다.
상기 b(n) 값이 산출되기 시작하면, 상기 피크 윈도잉부(419)는 613단계로 진행하여 '1'에서 상기 b(n) 값을 감산하여 d(n) 값을 산출한다. 상기 d(n)값이 산출되기 시작하면, 상기 피크 윈도잉부(419)는 615단계에서 윈도우 컨볼루션의 결과로 생성되는 피드백값을 상기 d(n)에 적용하여 e(n) 값을 산출한다. 그리고, 상기 e(n) 값이 산출되기 시작하면, 상기 피크 윈도잉부(419)는 617단계에서 상기 e(n) 값이 음의 값을 갖는지 검사한다. 만약, 상기 e(n) 값이 음의 값을 가지면, 상기 피크 윈도잉부(419)는 621단계에서 윈도우 컨볼루션의 입력이 되는 y(n) 값을 '0'으로 설정한다. 만약, 상기 e(n) 값이 양의 값을 가지면, 상기 피크 윈도잉부(419)는 619단계에서 윈도우 컨볼루션의 입력이 되는 y(n) 값을 e(n) 값으로 그대로 설정한다.
상기 y(n) 값이 산출되기 시작하면, 상기 피크 윈도잉부(419)는 623단계에서 y(n) 값과 소정 윈도우를 컨볼루션하여 W개의 임펄스 값들을 생성하고, 샘플들의 각각에 대한 W개의 임펄스 값들을 샘플 기준으로 누적하여 각 샘플의 윈도우 연산값을 생성한다. 그리고, 상기 피크 윈도잉부(419)는 625단계에서 '1'에서 상기 생성된 각 샘플의 윈도우 연산값을 감산하여 최종 스케일 인자 s(n)를 계산한다.
본 발명에 따른 개선된 피크 윈도잉 방식과 기존의 피크 윈도잉 방식의 스펙트럼 특성 및 비트 오율(BER : Bit Error Rate)을 비교해 보면 다음과 같다.
도 7은 본 발명의 개선된 피크 윈도잉 방식과 종래의 피크 윈도잉 방식을 스케일링된 신호 관점에서 비교하는 도면이다.
도시된 바와 같이, 종래의 피크 윈도잉 방식은, 임계치를 초과하는 피크들의 간격이 윈도우 길이 W보다 클 경우 피크가 임계치에 근접하게 제한되지만, 피크들이 윈도우 길이 W보다 작을 경우 컨볼루션된 값들의 중첩으로 인해 과도한 진폭 제한이 발생함을 알 수 있다. 이와 같이 과도하게 진폭이 제한되면, 수신단에서의 평균 비트 오율을 증가시키는 문제점이 발생한다. 하지만, 본 발명에 따른 개선된 피크 윈도잉 방식은, 제한된 피크들의 진폭이 임계치보다 약간 크게 나타남을 알수 있다. 즉, 본 발명은 컨볼루션된 값들의 중첩으로 인한 과도한 신호 손실을 방지함으로써 평균 비트 오율을 개선시킬 수 있다.
이와 같이, 피크들의 진폭이 임계치보다 약간 크게 제한되더라도 스펙트럼 특성은 기존과 동일하게 유지되기 때문에 방사특성을 악화시키는 문제점은 발생하지 않는다.
도 8은 본 발명의 개선된 피크 윈도잉 방식과 종래의 피크 윈도잉 방식을 기저대역 전력 스펙트럼 관점에서 비교하는 도면이다. 도시된 바와 같이, 종래의 피크 윈도잉 방식을 적용한 신호와 본 발명의 개선된 피크 윈도잉 방식을 적용한 신호의 전력 스펙트럼 밀도(PSD : Power Spectral Density) 사이에 차이가 없음을 확인할수 있다.
도 9는 본 발명의 개선된 피크 윈도잉 방식과 종래의 피크 윈도잉 방식을 기저대역 평균 비트 오율(BER) 관점에서 비교하는 도면이다.
< 모의 실험 환경 >
전체 부반송파 개수(NFFT)=128
평균 BER계산 단위(Nfrm)=10 프레임
변조방식=16QAM
윈도우 사이즈(Nwin)=31
목표PAR=4dB
가중치(α)=1.3
도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 개선된 피크 윈도잉 방식이 종래의 피크 윈도잉 방식보다 평균 비트 오율(BER) 관점에서 보다 우수한 성능을 나타냄을 알수 있다.
도 10은 본 발명의 개선된 피크 윈도잉 방식을 적용한 신호와 종래의 피크 윈도잉 방식을 적용한 신호를 동일한 진폭특성(AM-AM)과 위상특성(AM-PM)을 가진 증폭기를 통과시킬 경우, 전력 스펙트럼 밀도를 비교한 도면이다. 이 실험은 실제 증폭기를 통과했을 경우 개선된 피크 윈도잉 방식이 종래의 피크 윈도잉 방식에 비하여 스펙트럼 효율이 악화되지 않는다는 사실을 보여주기 위한 것이다. 종래의 피크 윈도잉 방식 및 개선된 피크 윈도잉 방식에 의해 진폭 제한된 기저대역 신호의 평균 전력을 동일하게 설정한 다음 이들을 각각 동일한 증폭기를 통과시킨 다음 스펙트럼 특성을 모의 실험한 것이다.
증폭기 모델은 일반적으로 많이 사용되고 있는 비메모리 특성을 나타내는 Saleh의 TWTA(Traveling Wave Tube Amplifier)모델을 사용하였다. Saleh 모델에서 입력 신호 x(t)의 크기(
Figure 112005020402535-pat00015
)와 출력 신호 y(t)의 크기(
Figure 112005020402535-pat00016
) 관계를 나타내는 진폭특성(AM-AM)은 하기 수학식 9와 같다.
Figure 112005020402535-pat00017
또한, 입력신호
Figure 112005020402535-pat00018
에 대한 위상 차이(
Figure 112005020402535-pat00019
)를 나타내는 위상특성(AM-PM)은 하기 수학식 10과 같다.
Figure 112005020402535-pat00020
따라서, 고출력 증폭기를 통과한 최종 신호는 하기 수학식 11과 같이 진폭 및 위상 특성이 변형되어 나타난다.
Figure 112005020402535-pat00021
여기서,
Figure 112005020402535-pat00022
는 AM-AM 특성의 진폭 및 위상특성을 결정하는 상수이며,
Figure 112005020402535-pat00023
는 AM-PM 특성의 진폭 및 위상특성을 결정하는 상수이다.
도 10은 상기 수학식 11을 이용해서 종래의 피크 윈도잉 방식에 따른 전력 스펙트럼 밀도와 본 발명의 개선된 피크 윈도잉 방식에 따른 전력 스펙트럼 밀도를 비교한 그래프이다. 도시된 바와 같이, 종래의 피크 윈도잉 방식을 적용한 신호와 본 발명의 개선된 피크 윈도잉 방식을 적용한 신호의 전력 스펙트럼 밀도(PSD : Power Spectral Density) 사이에 차이가 없음을 확인할수 있다.
이상 살펴본 바와 같이, 본 발명에 따른 개선된 피크 윈도잉 방식은 종래의 피크 윈도잉 방식에 대비하여 스펙트럼 특성은 동일하면서, 윈도우를 이용해 신호의 진폭을 강제적으로 제한할 때 발생하는 신호의 왜곡을 최소화시켜 피크전력 대 평균전력비(PAPR : Peak-to-Average Power Ratio)를 개선할 뿐만 아니라 기존 방식에 비해 비트 오율(BER : Bit Error Rate)을 크게 개선하는 장점을 가진다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이 다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정 해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 개선된 피크 윈도잉(Improved Peak Windowing) 기법을 제안함으로써, 직교주파수분할다중(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing)방식과 같은 다중반송파 변조방식을 사용하는 통신시스템에서 부가적인 정보(Side information) 없이도 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)를 효과적으로 저감할수 있다. 특히, 임계치 이상의 피크들이 윈도우 길이보다 작게 연속적으로 존재할 경우 스케일 인자를 통해 진폭 레벨을 임계치보다 약간 크게 완화시켜 줌으로써 평균 비트 오율을 크게 개선시키는 이점이 있다.

Claims (27)

  1. 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 감소하기 위한 장치에 있어서,
    기저대역 샘플데이터의 각 샘플에 대한 중간스케일인자를 계산하여 출력하는 계산부와,
    상기 계산부로부터의 중간스케일인자를 검사하여 해당 샘플이 피크(peak)인지를 판단하며, 상기 샘플이 피크가 아닐 경우 상기 샘플의 중간스케일인자를 그대로 출력하고, 상기 샘플이 피크일 경우 이전 피크 샘플과의 간격을 윈도우 사이즈와 비교하여 작거나 같으면 상기 샘플의 중간스케일인자에 가중치를 곱하여 출력하고, 상기 이전 피크 샘플과의 간격이 상기 윈도우 사이즈보다 크면 상기 샘플의 중간스케일인자를 그대로 출력하는 연속피크검출부와,
    특정 값에서 상기 연속피크검출부로부터의 각 샘플의 중간스케일인자를 감산하여 출력하는 제1연산부와,
    상기 제1연산부로부터의 값들과 윈도우 함수를 컨볼루션 연산하여 각 샘플의 윈도우 연산값을 출력하는 윈도우 컨볼루션부를 포함하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR을 감소하기 위한 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 계산부는,
    크기(magnitude)가 임계치(Threshold)보다 큰 샘플들을 검출하고, 상기 임계치보다 큰 샘플들의 중간스케일인자를 해당 샘플의 크기와 상기 임계치를 이용해서 계산하고, 나머지 샘플들의 중간스케일인자를 '1'로 설정하여 출력하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR을 감소하기 위한 장치.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서,
    상기 윈도우 컨볼루션부에 구성되는 복수의 쉬프트 레지스터들중 일부 레지스터들에서 출력되는 값들의 각각에 특정 값들을 곱한후 가산하여 출력하는 피드백부와,
    상기 제1연산부의 출력값에서 상기 피드백부의 출력값을 감산하여 상기 윈도우 컨볼루션부로 출력하는 제2연산부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR을 감소하기 위한 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 윈도우 컨볼루션부로 입력되는 값들과 '0'을 비교하여 큰 값을 상기 윈도우 컨볼루션부의 입력으로 제공하는 음수방지부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR을 감소하기 위한 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 계산부는 하기 수식과 같이 중간스케일인자를 산출하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR을 감소하기 위한 장치.
    Figure 112008041223318-pat00042
    여기서, n은 샘플인덱스를 나타내고, A는 임계치(Threshold)를 나타내며,
    Figure 112008041223318-pat00043
    는 n번째 샘플의 크기(magnitude)를 나타냄.
  7. 제1항에 있어서,
    n번째 샘플이 i+1번째 피크이면, 상기 연속피크검출부는 하기 수식과 같이 중간스케일인자를 조정하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR을 감소하기 위한 장치.
    Figure 112008041223318-pat00044
    여기서, c(n)는 중간스케일인자를 나타내고, Pi는 i번째 피크의 샘플 인덱스를 나타내며, W는 윈도우 사이즈(단위는 샘플)를 나타내고, α(>1)는 가중치를 나타냄.
  8. 제1항에 있어서,
    특정 값에서 상기 윈도우 컨볼루션부로부터의 각 샘플의 윈도우 연산값을 감산하여 최종 스케일인자들을 산출하는 제3연산기와,
    각 샘플의 크기에 상기 제3연산기로부터의 최종 스케일인자를 곱하여 피크들을 스케일링하는 곱셈기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR을 감소하기 위한 장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 윈도우 함수는 해밍(Hamming), 해닝(hanning) 및 카이저(Kaiser) 윈도우 함수 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR을 감소하기 위한 장치.
  10. 광대역 무선통신시스템의 송신 장치에 있어서,
    송신 데이터를 다중반송파(multi carrier) 변조하여 샘플데이터를 출력하는 다중반송파 변조기와,
    상기 샘플데이터 중 크기(magnitude)가 임계치보다 큰 샘플들을 검출하고, 상기 임계치보다 큰 샘플들의 중간스케일인자를 해당 샘플의 크기와 상기 임계치를 이용해서 계산하고, 나머지 샘플들의 중간스케일인자를 '1로 설정하여 연속피크검출부로 출력하는 계산부와,
    상기 임계치를 초과하는 피크 샘플들의 간격이 윈도우 사이즈보다 작은지 검사하고, 상기 윈도우 사이즈보다 작으면 해당 샘플의 중간스케일인자를 조정하여 출력하는 상기 연속피크검출부와,
    특정 값에서 상기 연속피크검출부로부터의 각 샘플의 중간스케일인자를 감산하여 출력하는 제1연산부와,
    상기 제1연산부로부터의 값들과 윈도우 함수를 컨볼루션 연산하여 출력하는 컨볼루션부와,
    특정 값에서 상기 컨볼루션부의 출력값들을 감산하여 상기 각 샘플의 스케일인자를 생성하는 제2연산기와,
    상기 다중반송파 변조기로부터의 샘플데이터에서 위상 및 진폭을 분리하여 출력하는 분리기와,
    상기 분리기로부터의 각 샘플의 진폭에 상기 제2연산기로부터의 스케일인자를 곱하여 피크들을 스케일링하는 곱셈기와,
    상기 곱셈기에서 출력되는 진폭과 상기 분리기에서 출력되는 위상을 결합하여 복소신호를 생성하는 결합기를 포함하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템의 송신 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 결합기로부터의 복소신호를 RF(Radio Frequency)변조하여 출력하는 RF처리기와,
    상기 RF처리기로부터의 출력을 전력 증폭하여 송신하는 전력증폭기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템의 송신 장치.
  12. 삭제
  13. 제10항에 있어서,
    상기 계산부는 하기 수식과 같이 중간스케일인자를 계산하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템의 송신 장치.
    Figure 112008083361609-pat00045
    여기서, n은 샘플인덱스를 나타내고, A는 임계치(Threshold)를 나타내며,
    Figure 112008083361609-pat00046
    는 n번째 샘플의 크기(magnitude)를 나타냄.
  14. 제10항에 있어서,
    n번째 샘플이 i+1번째 피크이면, 상기 연속피크검출부는 하기 수식과 같이 중간스케일인자를 조정하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템의 송신 장치.
    Figure 112008083361609-pat00047
    여기서, c(n)는 중간스케일인자를 나타내고, Pi는 i번째 피크의 샘플 인덱스를 나타내며, W는 윈도우 사이즈(단위는 샘플)를 나타내며, α(>1)는 가중치를 나타냄.
  15. 제10항에 있어서,
    상기 다중반송파 변조기는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)연산기인 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템의 송신 장치.
  16. 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 감소하기 위한 방법에 있어서,
    기저대역 샘플데이터의 각 샘플에 대한 중간스케일인자를 계산하는 과정과,
    연속된 피크 샘플들의 간격에 따라 상기 각 샘플의 중간스케일인자를 조정하는 과정과,
    특정 값에서 상기 조정된 각 샘플의 중간스케일인자를 감산하는 과정과,
    상기 감산된 값들을 입력으로 윈도우 컨볼루션 연산을 수행하여 각 샘플의 윈도우 연산값을 산출하는 과정과,
    특정 값에서 상기 각 샘플의 윈도우 연산값을 감산하여 최종 스케일인자를 산출하는 과정과,
    각 샘플의 크기(magnitude)에 상기 최종 스케일인자를 곱하여 피크들을 스케일링하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR을 감소하기 위한 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 중간스케일인자 조정 과정은,
    각 샘플의 중간스케일인자를 검사하여 피크 여부를 판단하는 과정과,
    피크 검출시 이전 피크와의 간격을 상기 윈도우 사이즈와 비교하는 과정과,
    상기 윈도우 사이즈보다 작거나 같으면, 해당 샘플의 중간스케일인자에 가중치를 곱하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR을 감소하기 위한 방법.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 컨볼루션 연산을 위한 복수의 쉬프트 레지스터들중 일부 레지스터들에서 출력되는 값들의 각각에 특정 값들을 곱한후 가산하여 피드백값을 생성하는 과정과,
    상기 감산된 값들에서 상기 피드백값을 감산하여 상기 윈도우 컨볼루션 연산의 입력값들을 보정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR을 감소하기 위한 방법.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 윈도우 컨볼루션 연산의 입력값이 음수인지를 판단하고, 음수일 경우 상기 윈도우 컨볼루션 연산의 입력값을 '0'으로 설정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR을 감소하기 위한 방법.
  20. 제16항에 있어서,
    상기 중간스케일인자 c(n)는 하기 수식과 같이 산출되는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR을 감소하기 위한 방법.
    Figure 112008041223318-pat00048
    여기서, n은 샘플인덱스를 나타내고, A는 임계치(Threshold)를 나타내며,
    Figure 112008041223318-pat00049
    는 n번째 샘플의 크기(magnitude)를 나타냄.
  21. 제16항에 있어서,
    n번째 샘플이 i+1번째 피크이면, 상기 중간스케일인자는 하기 수식과 같이 조정되는 것을 특징으로 하는 광대역 무선통신시스템에서 송신신호의 PAPR을 감소하기 위한 방법.
    Figure 112008041223318-pat00050
    여기서, c(n)는 조정전의 중간스케일인자를 나타내고, Pi는 i번째 피크의 샘플 인덱스를 나타내며, W는 윈도우 사이즈(단위는 샘플)를 나타내고, α(>1)는 가중치를 나타냄.
  22. 삭제
  23. 다중반송파 변조를 사용하는 광대역 무선통신시스템의 송신 방법에 있어서,
    송신데이터를 다중반송파(multi carrier) 변조하여 샘플데이터를 생성하는 과정과,
    상기 샘플데이터의 각 샘플에 대한 중간스케일인자를 산출하고, 연속된 피크 샘플들의 간격에 따라 상기 각 샘플의 중간스케일인자를 조정하며, 상기 조정된 중간스케일인자들을 이용해 윈도우 컨볼루션 연산을 수행하여 각 샘플의 스케일인자를 계산하는 과정과,
    상기 샘플데이터에서 위상 및 진폭을 분리하는 과정과,
    상기 분리된 각 샘플의 진폭에 상기 계산된 스케일인자를 곱하여 스케일링하는 과정과,
    상기 스케일링된 진폭과 상기 분리된 위상을 결합하여 복소신호를 생성하는 과정과,
    상기 복소신호를 RF(Radio Frequency) 처리하는 과정과,
    상기 RF처리된 신호를 전력 증폭하여 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중반송파 변조를 사용하는 광대역 무선통신시스템의 송신 방법.
  24. 삭제
  25. 제23항에 있어서, 상기 스케일인자 계산 과정은,
    크기(magnitude)가 임계치(Threshold)보다 큰 샘플들을 검출하고, 상기 임계치보다 큰 샘플들의 중간 스케일 인자를 해당 샘플의 크기와 상기 임계치를 이용해서 계산하고, 나머지 샘플들의 중간 스케일 인자를 ‘1’로 설정하는 과정과,
    상기 임계치를 초과하는 피크 샘플들의 간격이 윈도우 사이즈보다 작은지 검사하고, 상기 윈도우 사이즈보다 작으면 해당 샘플의 중간스케일인자를 조정하는 과정과,
    '1'에서 상기 조정된 각 샘플의 중간스케일인자를 감산하는 과정과,
    상기 감산된 값들과 윈도우 함수를 컨볼루션 연산하여 각 샘플의 윈도우 연산값을 계산하는 과정과,
    '1'에서 상기 각 샘플의 윈도우 연산값을 감산하여 상기 각 샘플의 스케일인자를 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중반송파 변조를 사용하는 광대역 무선통신시스템의 송신 방법.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 중간스케일인자 c(n)는 하기 수식과 같이 산출되는 것을 특징으로 하는 다중반송파 변조를 사용하는 광대역 무선통신시스템의 송신 방법.
    Figure 112008041223318-pat00051
    여기서, n은 샘플인덱스를 나타내고, A는 임계치(Threshold)를 나타내며,
    Figure 112008041223318-pat00052
    는 n번째 샘플의 크기(magnitude)를 나타냄.
  27. 제25항에 있어서,
    n번째 샘플이 i+1번째 피크이면, 상기 중간스케일인자는 하기 수식과 같이 조정되는 것을 특징으로 하는 다중반송파 변조를 사용하는 광대역 무선통신시스템의 송신 방법.
    Figure 112008041223318-pat00053
    여기서, c(n)는 조정전의 중간스케일인자를 나타내고, Pi는 i번째 피크의 샘플 인덱스를 나타내며, W는 윈도우 사이즈(단위는 샘플)를 나타내고, α(>1)는 가중치를 나타냄.
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