KR102262735B1

KR102262735B1 - 시간 영역에서의 ｐａｐｒ 감소를 위한 송신 신호 처리 방법 및 장치

Info

Publication number: KR102262735B1
Application number: KR1020150012949A
Authority: KR
Inventors: 황현구; 박기윤
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2015-01-27
Filing date: 2015-01-27
Publication date: 2021-06-09
Also published as: KR20160092381A; US9906392B2; US20160218904A1

Abstract

본 발명은 적은 메모리와 연산량을 갖는 간단한 하드웨어로 구현되어 최종 송신 신호에 적절한 왜곡을 가하여 첨두(peak) 값을 적절한 크기로 감소시킴으로써, 실시간에 효과적으로 무선 통신을 위한 신호를 처리하여 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 효과적으로 감소시킬 수 있는 송신 신호 처리 방법 및 장치에 관한 것이다.

Description

시간 영역에서의 ＰＡＰＲ 감소를 위한 송신 신호 처리 방법 및 장치{Method and Apparatus for Processing Transmission Signal for PAPR Reduction in Time Region}

본 발명은 송신 신호 처리 방법 및 장치에 관한 것으로서, 특히, 무선 통신을 위한 송신 신호에 적절한 왜곡을 가하여 첨두(peak) 값을 적절한 크기로 감소시킴으로써 시간 영역에서의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 감소시킬 수 있는 송신 신호 처리 방법 및 장치에 관한 것이다.

최근 무선 통신 시스템의 발전과 함께 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 및 FMT(Frequency Modulation Transmitter)와 같이 주파수 영역에 소스 신호를 매핑하고 이를 다시 시간영역 신호로 변환하여 변조신호를 생성하는 방식이 널리 사용되고 있다. 현재, 셀룰러 시스템에 LTE(Long　Term　Evolution) 기술이 OFDM 을 사용하여 상용화가 되어 있고, TETRA(Terrestrial Trunked RAdio) 같은 통신 시스템은 FMT를 이용하여 상용화가 되어 있다.

그런데, 이와 같이 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 변환하면서 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 문제가 발생한다. 이를 해결하기 위하여, 변조 신호의 PAPR 을 감소시키기 위한 방법은 지금까지 상당히 많은 논문과 특허가 발표된 상황이다. 대표적으로 PTS(Patial Transmit Sequence)를 사용하는 방법, 클리핑 & 필터링을 사용하는 방법 등이 있다. 이러한 PAPR 저감 방법들은 추가적인 신호를 사용하여 실제 대역폭 효율을 감소시키거나 혹은 너무 많고 복잡한 계산으로 인하여, 하드웨어 구성이 어렵고, 계산 시간이 매우 오래 걸리는 단점이 있다. 또는 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 같은 특별한 시스템에서만 동작하기 때문에 일반적인 시스템에서 사용하기에는 어려운 방법들도 있다.

따라서, 본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로, 본 발명의 목적은, 적은 메모리와 연산량을 갖는 간단한 하드웨어로 구현되어 최종 송신 신호에 적절한 왜곡을 가하여 첨두(peak) 값을 적절한 크기로 감소시킴으로써, 실시간에 효과적으로 무선 통신을 위한 신호를 처리하여 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 효과적으로 감소시킬 수 있는 송신 신호 처리 방법 및 장치를 제공하는 데 있다.

먼저, 본 발명의 특징을 요약하면, 상기의 목적을 달성하기 위한 본 발명의일면에 따른 무선 통신을 위한 신호를 송신하기 위한 송신기에서 시간 영역에서의 송신 신호 처리 방법은, 송신 대상 입력 신호에 대하여 소정의 파워 임계치를 초과하는 신호 피크의 위치와 해당 파워값을 검출하는 단계; 검출된 상기 신호 피크의 파워값(p)과 파워 임계치(t)를 이용하여 가중치 벡터를 산출하는 단계; 및 상기 가중치 벡터의 해당값들을 상기 신호 피크의 위치를 중심으로 상기 입력 신호에 각각 곱셈하여 출력하는 단계를 포함한다.

상기 송신 신호 처리 방법은, 상기 입력 신호와 상기 가중치 벡터가 곱해진 후에, 후속하는 신호들에 대하여 상기 신호 피크의 위치와 해당 파워값의 검출, 상기 가중치 벡터의 산출, 및 상기 곱셈 과정을 반복하는 단계를 포함한다.

상기 가중치 벡터는 상기 신호 피크의 위치에서의 파워를 상기 파워 임계치(t)로 낮추기 위한 값과 상기 신호 피크의 위치를 중심으로 0과 1 사이의 좌우 대칭적인 값을 갖는다.

상기 가중치 벡터(w)는 하기의 식을 포함하고,

여기서, L은 상기 가중치 벡터의 길이이다.

상기 입력 신호는, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 또는 FMT(Frequency Modulation Transmitter) 등의 신호를 포함할 수 있다.

그리고, 본 발명의 다른 일면에 따른 무선 통신을 위한 송신기는, 송신 대상 입력 신호에 대하여 소정의 파워 임계치를 초과하는 신호 피크의 위치와 해당 파워값을 검출하는 피크 탐색부; 검출된 상기 신호 피크의 파워값(p)과 파워 임계치(t)를 이용하여 가중치 벡터를 산출하는 가중치 산출부; 및 상기 가중치 벡터의 해당값들을 상기 신호 피크의 위치를 중심으로 상기 입력 신호에 각각 곱셈하여 출력하는 곱셈부를 포함한다.

상기 입력 신호와 상기 가중치 벡터가 곱해진 후에, 후속하는 신호들에 대하여, 상기 피크 탐색부에서의 상기 신호 피크의 위치와 해당 파워값의 검출, 상기 가중치 산출부에서의 상기 가중치 벡터의 산출, 및 상기 곱셈부에서의 상기 곱셈을 반복적으로 수행한다.

상기 가중치 벡터(w)는 하기의 식을 포함하고,

여기서, L은 상기 가중치 벡터의 길이이다.

본 발명에 따른 시간 영역에서의 PAPR 감소를 위한 송신 신호 처리 방법 및 장치에 따르면, 단지 임계 파워를 넘는 서브 피크의 위치와 피크 값만을 사용하여 무선 통신을 위한 최종 송신 신호에 적절한 왜곡을 가하여 첨두(peak) 값을 적절한 크기로 감소시키는 방법을 사용하므로 적은 메모리와 연산량을 갖는 간단한 하드웨어로 구현될 수 있고 실시간에 효과적으로 신호를 처리할 수 있으며, 기존의 방식들과 같이 클리핑된 신호 자체나 클리핑으로 발생한 에러 신호를 처리하기 위한 복잡한 하드웨어가 요구되지 않는다.

또한, 시간영역에서 동작함에도 불구하고, 클리핑 방식을 사용하지 않기 때문에 필터링 블록이 없으며, 시간 영역에서의 최종 출력 신호에 대하여 적용이 될 수 있기 때문에, 변조 방식과 무관하게 적용될 수 있고, 주파수 영역에서 신호처리를 하기 다른 PAPR 기법과 혼용되어 사용될 수도 있는 등 거의 모든 시스템에 적용이 가능하다.

그리고, 복조 성능도 거의 성능 저하의 영향이 없으며, 대역외 방사도 가중치 길이를 길게 하여 충분히 감소시킬 수 있어 다른 대역으로의 스퓨리어스(spurious) 발생에도 영향이 적은 장점이 있다.

도 1은 일반적인 OFDM 신호의 예시도이다.
도 2은 본 발명의 일 실시예에 따른 시간 영역에서의 PAPR 감소를 위한 송신 신호 처리 방법에서 신호 처리 흐름도이다.
도 3는 본 발명의 일 실시예에 따른 가중치 함수의 예시도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 신호 처리 방법에서 송신 신호의 첫 피크에 대하여 PAPR 저감을 실시한 예시도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 일정 길이의 전체 OFDM 송신 신호에 PAPR 저감을 실시한 예시도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 신호 처리 방법에서 신호 처리 후의 EVM(Error Vector Magnitude)의 예시이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 신호 처리 방법에서 신호 처리 시의 스펙트럼 모양의 예시들이다.

이하에서는 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명에 대해서 자세히 설명한다. 이때, 각각의 도면에서 동일한 구성 요소는 가능한 동일한 부호로 나타낸다. 또한, 이미 공지된 기능 및/또는 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다. 이하에 개시된 내용은, 다양한 실시 예에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분을 중점적으로 설명하며, 그 설명의 요지를 흐릴 수 있는 요소들에 대한 설명은 생략한다. 또한 도면의 일부 구성요소는 과장되거나 생략되거나 또는 개략적으로 도시될 수 있다. 각 구성요소의 크기는 실제 크기를 전적으로 반영하는 것이 아니며, 따라서 각각의 도면에 그려진 구성요소들의 상대적인 크기나 간격에 의해 여기에 기재되는 내용들이 제한되는 것은 아니다.

도 1은 일반적인 OFDM 신호의 예시도이다. 도 1과 같은 시간에 따른 OFDM 신호 크기의 예에서, 신호 크기의 제곱은 신호의 파워와 관련되며, 신호 파워의 평균 값은 약 1의 제곱(=1)과 관련되고, 신호 파워의 최대값은 약 3.177의 제곱(=10.093329)과 관련된다. 이와 같은 예에서, 평균 파워와 피크 파워의 차이는 약 10배가 되고, 여기서 PAPR은 약 10dB가 된다. 이와 같이 OFDM 신호에서는 약 10dB 내외의 PAPR을 가지는 것이 보통이다. 이러한, PAPR을 줄이기 위해서 많은 논문과 발명이 이루어져왔다.

이하 도면 2 내지 7을 참조하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 방법의 OFDM 신호의 처리에서는 목표 PAPR을 임계치 7dB 로 설정하여 시간 영역에서의 PAPR을 줄일 수 있도록 하는 방법을 설명하도록 한다. 도 1에서, 목표 PAPR 7dB를 임계치로 할 때, 해당 파워 임계치는 약 5.012이며, 해당 OFDM 신호 크기 임계치는 약 2.239이다.

도 2은 본 발명의 일 실시예에 따른 시간 영역에서의 PAPR 감소를 위한 송신 신호 처리 방법에서 신호 처리 흐름도이다.

먼저, OFDM, FMT 등 무선 통신을 위한 신호를 송신하기 위한 송신기에서(예, 피크 탐색부), 입력 신호에 대하여, 미리 정한 파워 임계치(예, PAPR 7dB, 파워 약 5.012, 신호 크기 약 2.239)를 초과하는 신호 피크(peak, 첨두)의 위치와 해당 파워값을 검출한다(S10). 하기하는 바와 같이 S10 ~ S40 단계를 반복하여, 소정의 신호 길이를 갖는 송신 대상 OFDM 신호 블록에 대하여, S10 단계에서 순차적으로 미리 정한 파워 임계치를 초과하는 신호 피크의 위치와 파워값을 검출하게 된다. 신호 블록의 나머지 신호에 대하여도 마찬가지로 S10 ~ S40 단계를 수행한다.

S10 단계에서, 예를 들어, 도 1과 같은 예에서 목표 PAPR 임계치(예, PAPR 7dB)를 초과하는 10개의 피크 중 첫번째 피크부터 순차로 신호 피크의 위치와 파워값을 검출하게 된다. 도 1에서 신호 파워의 평균 값은 약 1의 제곱과 관련되고, 따라서, 이보다 7dB 가 높은 값은 2.239의 제곱, 즉, 파워 임계치가 5.012 이므로 신호 파워가 이 값을 넘는 신호를 검출한다. 이때, 일정 구간(L) 내에서 파워 임계치를 초과하는 신호 피크가 하나이면 바로 그 위치와 파워값을 검출하면 되고, 연속적으로 파워 임계치를 초과하는 신호 피크가 여러 개 검출되는 경우에는 연속된 신호 피크 중에서 가장 큰 신호 피크의 위치와 파워값을 검출하면 된다. 도 1예에서 목표 PAPR 임계치 7dB를 넘는 첫번째 피크는 약 1100 번째 신호이다.

이와 같이 파워 임계치(t)를 초과하는 신호 피크의 위치와 파워값을 검출한 후에, 송신기(예, 가중치 산출부)는, 검출된 해당 신호 피크 위치의 파워값(p)과 파워 임계치(t)를 이용하여 [수학식1]과 같이 가중치 벡터 w[i]를 산출한다(S20). 예를 들어, 검출된 해당 신호 피크 위치의 파워값(p)이 5.837(신호크기 2.416의 제곱) 이면, 비율 r은 (5.012 / 5.837)^1/2 = 0.927 가 된다.

[수학식1]

이와 같은 비율 r을 이용하여 가중치 벡터를 구성하는 방법에는 다양한 방법이 있을 수 있으나, 본 발명에서는 코사인(Cosine) 함수를 포함하는 임시 가중치 벡터 x[i]를 이용하여 다음과 같이 가중치 벡터 w[i]를 구성한다.

도 3는 본 발명의 일 실시예에 따른 가중치 함수의 예시도이다.

먼저, 임시 가중치 벡터 x[i]는 [수학식2]와 같이 코사인(Cosine) 함수를 포함하며, 도 3의 (a)와 같이, 시간에 따른 그래프로 표시될 수 있다. 여기서, 벡터의 시간 길이 L 은 미리 지정될 수 있으며, 도 3에서는 L을 21 로 설정한 예이다.

[수학식2]

이에 따라 [수학식1]에서 (1-r)*x[i]는, 위와 같이 비율 r=0.927인 예에서, 1-r=0.073이므로, 도 3의 (a)는 도 3의 (b)와 같이 변경된다.

최종적으로 [수학식1]과 같은 가중치 벡터 w[i]를 [수학식2]를 이용하여 나타내면, [수학식3]과 같이 된다. [수학식3]을 그래프로 표시한 예가 도 3의 (c)이다.

[수학식3]

[수학식3] 또는 도 3의 (c)와 같이, 파워 임계치(t)를 초과하는 신호 피크 위치를 중심으로 해당 피크 위치는 신호 크기 임계치(위의 예에서 2.239)로 낮추고 좌우로 주변의 값들, 즉, L/2씩까지의 값들을 0과 1 사이의 값으로 서서히 낮춰주는 형태가 된다.

이와 같이 해당 피크 위치는 신호 크기 임계치(위의 예에서 2.239)로 낮추고 그 중심 위치 이외의 위치들에 대하여 0과 1 사이의 좌우 대칭적인 값을 갖는 가중치 벡터 w[i]를 산출한 후에, 송신기(예, 곱셈부)는, 파워 임계치(t)를 초과하는 신호 피크 위치를 중심으로 미리 정해진 길이만큼, 즉, 좌우로 L/2씩까지 송신 신호에 가중치 벡터 w[i]의 해당값들을 곱하여 출력한다(S30).

예를 들어, 송신 신호의 복소 벡터가 Tx 이고, 파워 임계치(t)를 초과하는 신호 피크 위치가 k 이면, Tx[k - (L-1)/2 + i] * w[i]와 같이 곱한다. 여기서, i=0,1,..,L-1이다.

이와 같이 파워 임계치(t)를 초과하는 신호 피크 위치를 중심으로 가중치를 곱한 송신 신호의 파형의 예가 도 4에 도시되어 있다. 도 4와 같이 파워 임계치(t)를 초과하는 신호 피크 위치의 크기가 2.416 (도 4의 410 참조)에서 2.239(도 4의 420 참조)로 낮아진 것을 확인할 수 있다. 위의 예와 같이 L의 값은 21을 사용하였다.

송신 대상 OFDM 신호 블록의 모든 송신 신호에 대하여 순차적으로 위와 같은 과정이 송신기에서 반복된다(S40). 즉, 해당 송신 신호에 가중치 벡터 w[i]의 해당값들을 곱하여 출력한 후에는, 후속하는 신호들에 대하여, 파워 임계치(t)를 초과하는 신호 피크 위치가 검출되면, 가중치 벡터 w[i]를 산출한 후에, 해당 신호 피크 위치를 중심으로 미리 정해진 길이만큼, 즉, 좌우로 L/2씩까지 송신 신호에 가중치 벡터 w[i]의 해당값들을 곱하여 출력하는 과정이 반복된다. 다음 신호 블록에 대하여도 마찬가지로 S10 ~ S40 단계를 수행한다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 일정 길이의 전체 OFDM 송신 신호에 PAPR 저감을 실시한 예시도이다. 도 5와 같이 파워 임계치(t)를 초과하는 신호 피크 위치들(510)의 해당 피크 위치들은, 가중치 벡터 w[i]에 의해 신호 크기 임계치(위의 예에서 2.239)로 낮추고, 해당 피크 위치들 좌우로 주변의 값들, 즉, L/2씩까지의 값들도 서서히 낮추어진다. 이에 따라 목표한 PAPR을 달성할 수가 있게 된다.

본 발명은 하드웨어로 구현하기가 매우 쉽다. 시간 영역에서 순차적으로 소정의 피크 값을 찾고 피크 주변 값들에 가중치를 한 번 곱하는 것으로 신호 처리가 종료되기 때문이다. 피크 값을 찾는 것은 하드웨어상 비교기를 사용하는 단순한 작업이고, 가중치를 곱하는 것도 단순한 곱셈 과정이다.

가중치를 계산하는 것도 다음과 간단히 구현될 수가 있다. [수학식3]에서

부분은 미리 계산하여 롬(ROM, Read Only Memory)에 저장해 놓을 수 있다.

은 제곱근 계산이 들어가지만, 미리 임계값 t 를 정한다면, 단순히 p 값에 따라서 룩업 테이블로 만들 수 있다. 따라서, w[i] 역시 매우 간단하게 롬과 룩업 테이블을 저장하는 저장수단(롬, 램 등)을 이용하여 구현될 수 있다. 이렇게 피크를 찾고 가중치를 계산하여 곱하는 과정은 매우 단순하기 때문에, 순차적으로 그리고 실시간으로 동작하도록 구현하는 것이 매우 쉽게 가능하다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 신호 처리 방법에서 신호 처리 후의 EVM(Error Vector Magnitude)의 예시이다.

위와 같은 본 발명의 일 실시예에 따라 송신 신호의 왜곡 후에 실제 신호와 어느 정도의 차이가 발생했는가를 측정하기 위한 EVM(Error Vector Magnitude) 성능을 측정하였다. 목표 PAPR이 낮으면 낮을수록 EVM은 커지게 된다.

가중치 벡터 w[i]의 길이가 21이고, 다수의 캐리어 또는 심볼로 구성될 수 있는 OFDM 서브 캐리어의 개수가 8개 일 때, PAPR을 4, 5, 6, 7, 8, 9 dB로 설정할 경우, EVM(dB) 측정 결과가 도 6과 같이 나타났다. 즉, 7dB PAPR 설정에서 3.4582%의 EVM 즉, 약 -29 dB의 EVM(dB)을 보이고 있어 성능 열화가 매우 적음을 알 수 있다. 참고로, EVM을 dB 단위로 나타내기 위해서는 20*log10(EVM)을 수행하였다.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 신호 처리 방법에서 신호 처리 시의 스펙트럼 모양의 예시들이다.

PAPR 저감 방법의 다른 성능 지표는 대역외 스펙트럼 방사, 즉, 스퓨리어스를 얼마나 적게 발생시키는 가이다. 아무리 좋은 PAPR 저감 방법이라도 스펙트럼의 주어진 주파수 대역 외의 방출이 커지면, 즉, 스퓨리어스가 크면, 사용할 수 없는 알고리즘이 된다. 앞에서 예시로 보여준 OFDM 신호는 스퓨리어스 방출이 워낙 커서 가중치의 길이에 따른 효과가 잘 나타나지 않는다. 따라서, 스퓨리어스 신호가 매우 작은 FMT 신호에 대해서 스펙트럼 특성을 살펴보도록 하겠다.

주어진 FMT 신호는, 총 8개의 서브 캐리어를 가지고 있고, 각 서브캐리어 간격은 2.7kHz이다. 각 서브캐리어에서 보호대역은 0.3kHz이다. FMT의 대역 제한 필터는 roll-off factor가 0.2 인 raised cosine 필터를 사용한다. 도 7에 7dB로 PAPR을 제한시켰을 때의, 가중치 벡터의 길이에 따른 스펙트럼을 나타내었다.

도 7의 (a)는 가중치 길이를 19로 한 것이다. 여기서, 하나의 FMT 심볼의 길이는 72 이다. 가중치 길이를 19로 하면, 가중치의 길이가 짧아서 대역외 방사가 큰 편이다. 도 7의 (b)는 가중치의 길이를 55로 한 것이다. 어느 정도 스퓨리어스가 줄어들었다. 도 7의 (c)는 가중치의 길이를 109로 한 것이다. 도 7의 (c) 에서는 대역외 방사가 매우 작은 것이 보여진다. 따라서, 시스템이 원하는 사양에 맞추어서 가중치 길이를 정할 필요가 있다.

상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 시간 영역에서의 PAPR 감소를 위한 송신 신호 처리 방법에서는, 단지 임계 파워를 넘는 서브 피크의 위치와 피크 값만을 사용하여 무선 통신을 위한 최종 송신 신호에 적절한 왜곡을 가하여 첨두(peak) 값을 적절한 크기로 감소시키는 방법을 사용하므로 적은 메모리와 연산량을 갖는 간단한 하드웨어로 구현될 수 있고 실시간에 효과적으로 신호를 처리할 수 있으며, 기존의 방식들과 같이 클리핑된 신호 자체나 클리핑으로 발생한 에러 신호를 처리하기 위한 복잡한 하드웨어가 요구되지 않는다. 또한, 시간영역에서 동작함에도 불구하고, 클리핑 방식을 사용하지 않기 때문에 필터링 블록이 없으며, 시간 영역에서의 최종 출력 신호에 대하여 적용이 될 수 있기 때문에, 변조 방식과 무관하게 적용될 수 있고, 주파수 영역에서 신호처리를 하기 다른 PAPR 기법과 혼용되어 사용될 수도 있는 등 거의 모든 시스템에 적용이 가능하다. 그리고, 복조 성능도 거의 성능 저하의 영향이 없으며, 대역외 방사도 가중치 길이를 길게 하여 충분히 감소시킬 수 있어 다른 대역으로의 스퓨리어스(spurious) 발생에도 영향이 적은 장점이 있다.

이상과 같이 본 발명에서는 구체적인 구성 요소 등과 같은 특정 사항들과 한정된 실시예 및 도면에 의해 설명되었으나 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상적인 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명의 사상은 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등하거나 등가적 변형이 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims

무선 통신을 위한 신호를 송신하기 위한 송신기에서 시간 영역에서의 송신 신호 처리 방법에 있어서,
송신 대상 입력 신호에 대하여 소정의 파워 임계치를 초과하는 신호 피크의 위치와 해당 파워값을 검출하는 단계;
검출된 상기 신호 피크의 파워값(p)과 파워 임계치(t)를 이용하여 가중치 벡터를 산출하는 단계;
상기 가중치 벡터의 해당값들을 상기 신호 피크의 위치를 중심으로 상기 입력 신호에 각각 곱셈하여 출력하는 단계; 및
상기 입력 신호와 상기 가중치 벡터가 곱해진 후에, 후속하는 신호들에 대하여 상기 신호 피크의 위치와 해당 파워값의 검출, 상기 가중치 벡터의 산출, 및 상기 곱셈 과정을 반복하는 단계
를 포함하고,
상기 가중치 벡터는,
상기 신호 피크의 파워값(p)과 파워 임계치(t) 간의 비율과 코사인 함수를 포함하며, 시간에 따른 그래프로 표시되는 임시 가중치 벡터를 사용하여 결정되는 것을 특징으로 하는 송신 신호 처리 방법.
삭제
제1항에 있어서,
상기 가중치 벡터는 상기 신호 피크의 위치에서의 파워를 상기 파워 임계치(t)로 낮추기 위한 값과 상기 신호 피크의 위치를 중심으로 0과 1 사이의 좌우 대칭적인 값을 갖는 것을 특징으로 하는 송신 신호 처리 방법.
제1항에 있어서,
상기 가중치 벡터(w)는 하기의 식을 포함하고,

여기서, L은 상기 가중치 벡터의 길이인 것을 특징으로 하는 송신 신호 처리 방법.
무선 통신을 위한 송신기에 있어서,
송신 대상 입력 신호에 대하여 소정의 파워 임계치를 초과하는 신호 피크의 위치와 해당 파워값을 검출하는 피크 탐색부;
검출된 상기 신호 피크의 파워값(p)과 파워 임계치(t)를 이용하여 가중치 벡터를 산출하는 가중치 산출부; 및
상기 가중치 벡터의 해당값들을 상기 신호 피크의 위치를 중심으로 상기 입력 신호에 각각 곱셈하여 출력하는 곱셈부
를 포함하고,
상기 입력 신호와 상기 가중치 벡터가 곱해진 후에, 후속하는 신호들에 대하여, 상기 피크 탐색부에서의 상기 신호 피크의 위치와 해당 파워값의 검출, 상기 가중치 산출부에서의 상기 가중치 벡터의 산출, 및 상기 곱셈부에서의 상기 곱셈을 반복적으로 수행하며,
상기 가중치 벡터는,
상기 신호 피크의 파워값(p)과 파워 임계치(t) 간의 비율과 코사인 함수를 포함하며, 시간에 따른 그래프로 표시되는 임시 가중치 벡터를 사용하여 결정되는 것을 특징으로 하는 송신기.
삭제
제5항에 있어서,
상기 가중치 벡터는 상기 신호 피크의 위치에서의 파워를 상기 파워 임계치(t)로 낮추기 위한 값과 상기 신호 피크의 위치를 중심으로 0과 1 사이의 좌우 대칭적인 값을 갖는 것을 특징으로 하는 송신기.
제5항에 있어서,
상기 가중치 벡터(w)는 하기의 식을 포함하고,

여기서, L은 상기 가중치 벡터의 길이인 것을 특징으로 하는 송신기.