KR20130106489A

KR20130106489A - 신호왜곡성분 조절 장치 및 방법과 이를 이용한 시스템

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Publication number: KR20130106489A
Application number: KR1020120028055A
Authority: KR
Inventors: 유창완; 조권도; 오정훈; 이광천; 정재호
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2012-03-20
Filing date: 2012-03-20
Publication date: 2013-09-30
Also published as: US20130251055A1; US8767853B2

Abstract

본발명은 직교 주파수 분할 또는 방식의 통신 시스템에서 첨두 전력 대 평균전력비 저감시키는 과정에서 발생하는 신호왜곡성분을 조절하여 특정 위치의 부반송파들의 오류 벡터 크기를 조절시킬 수 있는 신호왜곡성분 조절 장치 및 방법과 이를 이용한 시스템에 관한 것이다. 본 발명은 입력된 신호의 시간영역에서 신호인 x(n)의 절댓값에서, 첨두 전력(Peak Power)를 감소시키기 위해 설정된 임계값(Threshold)인 Th값을 뺀 신호왜곡성분인 e(n)에, 추가적인 신호왜곡성분인 Pe((n+N/2)%N)을 부가하여 상기 신호왜곡성분을 조절하는 신호왜곡성분 조절부를 포함하는 것을 특징으로 한다. 본 발명은 주파수 영역의 부반송파의 오류 벡터 크기를 조절하여 신뢰도 높은 신호를 전송할 수 있다.

Description

신호왜곡성분 조절 장치 및 방법과 이를 이용한 시스템{Device and Method for Controlling Distortion Signal and System by Using the Same}

본 발명은 신호왜곡성분 조절 장치 및 방법과 이를 이용한 시스템에 관한 것이다. 보다 상세하게는, 본발명은 직교 주파수 분할(OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 또는 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA, Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식의 통신 시스템에서 첨두 전력 대 평균전력비(PAPR, Peak to Average Power Ration) 저감시키는 과정에서 발생하는 신호왜곡성분을 조절하여 특정 위치의 부반송파(Subcarrier)들의 오류 벡터 크기(EVM, Error Vector Magnitude)를 조절시킬 수 있는 신호왜곡성분 조절 장치 및 방법과 이를 이용한 시스템에 관한 것이다.

무선 통신에서 다양한 멀티미디어 인터넷 서비스와 같은 대용량의 데이터 서비스에 대한 요구가 증대됨에 따라 이를 만족시킬 수 있는 무선 전송 기술로 직교 주파수 분할 다중화(OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기술 및 직교 주파수 분할 다중 접속 방식(OFDMA, Orthogonal Frequency Division Multiple Access)이 주목 받고 있다.

OFDM 기술은 다중의 채널로 동시전송한다는 측면으로 보면 다중화 기술이며, 다중의 반송파에 분할하여 전송한다는 측면에서 보면 일종의 변조기술이다.

OFDMA는 한 사용자가 모든 유효 부반송파를 독점하는 것이 아니라 여러 사용자가 유효한 부반송파의 집합을 서로 다르게 분할 할당받아 사용하는 방식이다.

OFDM 기술 또는 OFDMA 방식은 IEEE 802.16e WiBro(Wireless Broadband) 혹은 이동 WiMAX(WorldwideInteroperability for Microwave Access), 무선 LAN(Local Area Network) 및 3GPP-LTE(3rd GenerationPartnership Project-Long Term Evolution) 등의 표준에 적용된다.

OFDM 기술 또는 OFDMA 방식에서 전송되는 신호는 심볼(Symbol) 단위로 역고속 퓨리에변환(IFFT, Inverse Fast Fourier Transform)를 한 시간영역의 신호가 된다. IFFT 이후의 신호는 신호의 크기가 일정하게 유지되지 않는 특성이 있다. 이러한 특성으로 인하여, OFDM 기술 또는 OFDMA 방식에서는 PAPR이 다른 변조 방식과 비교하여 매우 크다.

OFDM 기술 또는 OFDMA 방식에서 PAPR이 크므로, OFDM 기술 또는 OFDMA 방식은 전력 증폭기(Power Amplifier)를 효율적으로 사용하는데 문제가 있다. 따라서 OFDM 기술 또는 OFDMA 방식은 PAPR을 효율적으로 낮추기 위한 기술을 필요한다.

PAPR을 저감시키기 위한 방안으로 CPG(Cancellation Puslse Generator)를 사용한 PC-CFR(Peak Cancellation Crest Factor Reduction) 또는 Filtering 등 다양한 방법이 존재한다. 그러나 이러한 PAPR을 저감시키기 위한 방안은 첨두값의 일정부분을 제거하는 등의 방식을 사용하여 모든 주파수 영역에서 신호 왜곡을 발생시키는 문제가 있다.

본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 신호왜곡성분에 특정 성분을 부가하여 특정 위치의 부반송파(Subcarrier)의 오류 벡터 크기(EVM, Error Vector Magnitude)를 조절하는 왜곡신호 조절 장치 및 방법과 이를 이용한 시스템을 제공하는 것을 목적으로 한다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명에 따른 신호왜곡성분 조절 장치는 직교 주파수 분할(OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 또는 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA, Orthogonal Frequency Division Multiple Access)에서 첨두 전력 대 평균전력비(PAPR, Peak to Average Power Ration) 저감시 발생하는 신호왜곡성분를 조절하는 장치에 있어서, 입력된 신호의 시간영역에서 신호인 x(n)의 절댓값에서, 첨두 전력(Peak Power)를 감소시키기 위해 설정된 임계값(Threshold)인 Th값을 뺀 신호왜곡성분인 e(n)에, 추가적인 신호왜곡성분인 Pe((n+N/2)%N)을 부가하여 상기 신호왜곡성분을 조절하는 신호왜곡성분 조절부를 포함하는 것을 특징으로 한다. 단, n은 0부터 심벌(Symbol)단위에서 처리하는 신호 개수인 N에서 1을 뺀 수까지 사이의 정수이고, %은 모듈러(Modular) 연산이다.

바람직하게는, 상기 Pe((n+N/2)%N)은, 상기 n에서 상기 e(n)의 절대값이 0이 아니고 e((n+N/2)%N)의 절대값이 0인 경우, 상기 e(n)과 동일한 값을 가지며, 그 외의 경우에는 0인 것을 특징으로 한다.

바람직하게는, 상기 신호왜곡성분 조절은, -1 이상부터 1 이하까지의 실수 중 어느 하나의 실수인 G를 상기 Pe((n+N/2)%N)에 곱한 G×Pe((n+N/2)%N)을 상기 e(n)에 부가하여 조절하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게는, 특정위치에서 부반송파의 오류 벡터 크기가 조절되도록 상기 G를 선택하는 G선택부를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게는, 상기 G선택부는, 상기 부반송파가 홀수인 경우에 상기 부반송파의 오류 벡터 크기가 감소되도록 G를 1로 선택하거나, 상기 부반송파가 짝수인 경우에 상기 부반송파의 오류 벡터 크기가 감소 되도록 G를 -1로 선택하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게는, 상기 신호왜곡성분에 상기 추가적인 신호왜곡성분을 부가한 조절된 신호왜곡성분은, n에서의 값과 (n+N/2)%N에서의 값이 동일한 성분인 것을 특징으로 한다.

바람직하게는, 상기 e(n)은, 상기 x(n)의 위상 성분인 θ(n)에 허수 단위를 곱하고 상기 허수 단위를 곱한 상기 θ(n)을 엑스포넨셜(Exponential) 함수로 만든 후, 상기 x(n)의 절댓값에서 Th값을 뺀 값에 상기 엑스포넨셜 함수로 만든 것을 곱한 e(n)인 것을 특징으로 한다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명에 따른 신호왜곡성분 조절 방법은, 직교 주파수 분할(OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 또는 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA, Orthogonal Frequency Division Multiple Access)에서 첨두 전력 대 평균전력비(PAPR, Peak to Average Power Ration) 저감시 발생하는 신호왜곡성분를 조절하는 방법에 있어서, 입력된 신호의 시간영역에서 신호인 x(n)의 절댓값에서, 첨두 전력(Peak Power)를 감소시키기 위해 설정된 임계값(Threshold)인 Th값을 뺀 신호왜곡성분인 e(n)에, 추가적인 신호왜곡성분인 Pe((n+N/2)%N)을 부가하여 상기 신호왜곡성분을 조절하는 신호왜곡성분 조절단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

단, n은 0부터 심벌(Symbol)단위에서 처리하는 신호 개수인 N에서 1을 뺀 수까지 사이의 정수이고, %은 모듈러(Modular) 연산이다.

바람직하게는, 상기 c(n)은, -1 이상부터 1 이하까지의 실수 중 어느 하나의 실수인 G를 상기 Pe((n+N/2)%N)에 곱한 G×Pe((n+N/2)%N)에 상기 e(n)을 더한 것을 특징으로 한다.

바람직하게는, 특정위치에서 부반송파의 오류 벡터 크기가 조절되도록 상기 G를 선택하는 G선택단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게는, 상기 G선택단계는, 상기 부반송파가 홀수인 경우에 상기 부반송파의 오류 벡터 크기가 감소되도록 G를 1로 선택하거나, 상기 부반송파가 짝수인 경우에 상기 부반송파의 오류 벡터 크기가 감소 되도록 G를 -1로 선택하는 것을 특징으로 한다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명에 따른 신호왜곡성분이 조절된 무선 통신 시스템은, 직교 주파수 분할 또는 직교 주파수 분할 다중 접속에서 첨두 전력 대 평균전력비 저감시 발생하는 신호왜곡성분를 조절하는 장치를 포함하는 신호왜곡성분이 조절된 무선 통신 시스템에 있어서, 입력된 신호의 시간영역에서 신호인 x(n)의 절댓값에서, 첨두 전력(Peak Power)를 감소시키기 위해 설정된 임계값(Threshold)인 Th값을 뺀 신호왜곡성분인 e(n)에, 추가적인 신호왜곡성분인 Pe((n+N/2)%N)을 부가하여 상기 신호왜곡성분을 조절하는 신호왜곡성분 조절부를 포함하는 신호왜곡성분 조절 장치를 포함하는 것을 특징으로 한다. 단, n은 0부터 심벌(Symbol)단위에서 처리하는 신호 개수인 N에서 1을 뺀 수까지 사이의 정수이고, %은 모듈러(Modular) 연산이다.

바람직하게는, 상기 Pe((n+N/2)%N)은 하기 수학식 9를 만족하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게는, 주파수 영역의 신호를 수신하여 상기 시간영역에서의 신호인 x(n)로 변환하는 OFDM 변조장치를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명은 주파수 영역의 부반송파의 오류 벡터 크기를 조절하여 신뢰도 높은 신호를 전송할 수 있다. 따라서 본 발명은 중요한 신호의 전송 또는 신호의 재전송 등 높은 신뢰도가 필요한 전송시 사용될 수 있다.

또한, 본 발명은 기지국에 적용할 수 있다. 어느 하나의 기지국은 짝수 부반송파에서 신호왜곡성분을 제거하여 신호를 보내고, 다른 하나의 기지국은 홀수 부반송파에서 신호왜곡성분을 제거하여 전송할 수 있다. 이러한 전송은 기지국간 전송하는 신호의 간섭이 감소되며, 신호 대 잡음비(SNR, Signal to Noise Ratio)를 높이는 등의 효과가 있다.

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 신호왜곡성분 조절 장치의 블록도이다.
도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 신호왜곡성분 조절 장치를 적용한 신호왜곡성분이 조절된 무선 통신 시스템의 바람직한 예를 나타내는 예시도이다.
도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 신호왜곡성분 조절 장치의 신호왜곡성분 제어부에 관한 블록도이다.
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 신호왜곡성분 조절 방법에 관한 순서도이다.

이하에서는 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 상세히 설명한다. 이하 설명 및 첨부된 도면들에서 실질적으로 동일한 구성요소들은 각각 동일한 부호들로 나타냄으로써 중복 설명을 생략하기로 한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.

어떤 구성요소가 다른 구성요소에 “연결되어”있다거나 “접속되어”있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 “직접 연결되어”있다거나 “직접 접속되어”있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 신호왜곡성분 조절 장치의 블록도이다. 도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 신호왜곡성분 조절 장치를 적용한 신호왜곡성분이 조절된 무선 통신 시스템의 바람직한 예를 나타내는 예시도이다.

도 1과 2를 참조하여 신호왜곡성분 조절 장치(100)에 관하여 설명하면, 신호왜곡성분 조절 장치(100)는 신호왜곡성분 조절부(110) 및 G선택부(120)를 포함한다.

신호왜곡성분 조절부(110)는 x(n)의 절댓값에서 Th값을 뺀 값의 배열(Array)인 e(n)에, 추가적인 신호왜곡성분인 Pe((n+N/2)%N)을 더하여 신호왜곡성분을 조절한다.

x(n)은 시간영역에서 입력신호이다. 임계값인 Th값은 첨두 전력(Peak Power)를 감소시키기 위해 설정된 값이다. Th값은 시스템에서 허용되는 최대 첨두값 등을 고려하여 설정된 값일 수 있다.

오류 벡터 크기는 이상적인 레퍼런스 신호 및 측정된 신호 간의 차이다. 즉, 오류 벡터 크기는 이상적인 신호버전을 제거한 후에 남은 잔여 노이즈 및 왜곡을 의미한다.

도 2를 참조하여 x(n)과 e(n)을 설명하면, x(n)은 주파수 영역에서의 입력신호인 X(k)가 OFDM 변조장치(210)에서 직교 주파수 분할 다중 기술에 의해 변조되어 시간 영역에서의 입력신호로 변환 신호이다. 주파수 영역에서 시간영역으로 변환은 역 고속 퓨리에 변환(IFFT, Inverse Fast Fourier Transform)으로 변환할 수 있다. x(n)을 수학식으로 나타내면 수학식 1과 같다.

수학식 1에서 X(k)는 주파수 영역에서의 입력신호이며, N은 OFDM 심볼(Symbol)단위에서 처리하는 신호의 개수이다. k는 주파수 영역에서 부반송파의 순서이다.

피크 검출장치(230)는 x(n)을 입력받아 e(n)으로 출력된다. e(n)은 OFDM기술 또는 OFDMA 방식의 무선통신에서 첨두 전력 대 평균 전력비를 저감시키는 과정에서 발생하는 신호 왜곡의 원인 중 하나인 신호왜곡성분이다. e(n)은 수학식 2와 같을 수 있다.

│x(n)│는 x(n)의 절댓값이고, θ(n)은 x(n)의 위상 성분이다. Th값은 첨두 전력을 감소시키기 위한 임계값이다. 즉, e(n)은 시간영역에서 입력신호 중 장치 또는 시스템에서 설정된 임계값(Th값)을 뺀 신호이다. x(n)과 e(n)은 배열(Array)로 나타냄이 바람직하다.

본 발명은 e(n)에 추가적인 신호왜곡성분을 적절히 부가하여 k가 홀수 또는 짝수 중 어느 하나의 경우에서는 C(k)가 0이 되도록 신호왜곡성분를 조절한다. 신호왝고성분의 조절을 통하여 짝수 또는 홀수 등의 특정 위치에서 부반송파의 EVM을 조절할 수 있다.

추가적인 신호왜곡성분 Pe((n+N/2)%N)란 시간 영역에서 상기 e(n)의 절대값이 0이 아니고 e((n+N/2)%N)의 절대값이 0인 경우, 상기 e(n)과 동일하며, 그 밖의 경우에는 0인 성분이다. Pe((n+N/2)%N)를 수학식으로 설명하면 수학식 3과 같다.

수학식 3에서 %는 모듈러(Modular) 연산이다. 모듈러 연산이란 어떤 값 a를 어떤 값 b로 나누었을 때 몫이 아닌 나머지를 결과 값으로 하는 연산을 말한다. 예를 들어 14%3은 2가 된다. 모듈러 연산을 사용한 이유는 0에서부터 N-1까지 순환(Circulation)시키고 다음 심볼로 넘어가지 않기 위함이다.

수학식 3에서 │e(n)│>0이고 │e(n+N/2)%N│=0인 조건은 n 지점에서 신호왜곡성분이 존재하고 (n+N/2)%N지점에서 신호왜곡성분이 존재하지 않는 경우, n 지점의 신호왜곡성분과 (n+N/2)%N 지점의 신호왜곡성분을 동일하게 하기 위해서이다.

다만, n 지점에서 신호왜곡성분이 존재하더라도 (n+N/2)%N지점에 이미 신호왜곡성분이 존재하는 경우에는 추가적인 신호왜곡성분을 부가하지 않는다. n 지점에서 신호왜곡성분이 존재하더라도 (n+N/2)%N지점에 이미 신호왜곡성분이 존재하는 경우에도 추가적인 신호왜곡성분을 부가하여 동일하게 맞추어 줄 수도 있다.

OFDM 기술 또는 OFDMA 방식에서 특정 주파수에서 첨두값이 높게 발생하나 대부분의 주파수에서는 시스템 등에 설정된 임계값보다 이하 값이 형성된다. 따라서 e(n)은 대부분의 n에서 0을 가질 것이다. 즉, n 지점에서 신호왜곡성분이 존재하더라도 (n+N/2)%N지점에 이미 신호왜곡성분이 존재하는 경우는 드문 경우일 것인바 본 발명의 목적을 달성할 수 있다.

c(n)은 e(n)으로 부터 발생하는 신호왜곡성분를 특정 위치의 부반송파에서 조절하기 위한 신호이다. c(n)은 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.

여기서 G는 -1≤G≤1의 실수 값을 가진다. Pe(n)과 c(n)은 배열로 나타냄이 바람직하다.

c(n)을 이용하여 신호왜곡성분 조절 장치(100)가 신호왜곡성분를 특정 위치의 부반송파의 EVM을 조절할 수 있는 이유을 설명하기 위하여 c(n)을 주파수 영역으로 이산 퓨리에 변환(DFT, Discrete Fourier Transform)하여 수식을 전개하여 본다.

수학식 5는 c(n)을 주파수 영역으로 변환하는 식이다. C(k)는 c(n)을 이산 퓨리에 변환을 한 것이다. k는 주파수 영역에서 부반송파의 순서이다.

C(K)에서 c(n)exp(-j2Πnk/N)을 전개하면 수학식 6과 같이 된다.

수학식 6에서 exp(-j2Π(N/2)k/N)식은 수학식 7과 같이 표현할 수 있다.

수학식 7에서 k가 짝수이면 exp(-jΠk)가 1이고, k가 홀수이면 exp(-jΠk)가 -1 이다.

exp(-jΠk)는 ±1이 되고, 배열 c(n)은 e(n)에 Pe((n+N/2)%N)를 더한 것인바 n에서의 C(n)값과 (n+N/2)%N에서의 C((n+N/2)%N)값이 동일하다. 따라서 수학식 7은 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.

수학식 8을 참조하면, G의 값이 1일 때 k가 짝수라면 C(k)는 증가할 것이고 EVM도 증가할 것이다. 그러나 G의 값이 1일 때 k가 홀수인 경우 exp(-jΠk)가 -1이 되어 c(n)exp(-j2Πnk/N)은 0이 된다. 즉, C(k)가 0이 된다. 따라서 G의 값이 1이라면, k가 홀수인 부반송파에서는 C(k)가 0이 되고 EVM도 감소한다.

G의 값이 -1이라면 k가 짝수인 경우 exp(-jΠk)가 1이 되어 c(n)exp(-j2Πnk/N)은 0이 된다. 즉, C(k)가 0이 된다. 따라서 G의 값이 -1이라면, k가 짝수인 부반송파에서는 C(k)가 0이 되고 EVM도 감소한다.

예를 들어 설명하면, N이 2048인 경우 n은 {0,1,2,3,ㆍㆍㆍ,2045,2046,2047}가 된다. 신호 왜곡 성분의 배열 e(n)을 n이 2인 경우에만 1+j의 성분만 있다고 가정하면 e(n)은 {0,2+j2,1+j,0,ㆍㆍㆍ,0,0,0}이 된다. Pe((n+N/2)%N)은 수학식 3을 참조하면, n이 1 또는 2가 아닌 경우에는 e(n)이 모두 0이므로 Pe(n)도 모두 0이 된다. n이 1인 경우, Pe((n+N/2)%N)은 Pe((1+2048/2)%2048)이 된다. Pe((1+2048/2)%2048)은 Pe(1025)가 된다. n이 1에서│e(1)│은 │2+j2│이므로

가 된다. 즉, │e(2)│은 0보다 크다.

또한, n이 1에서 e((n+N/2)%N)의 값, 즉 e(1025)가 0이다. 따라서 Pe(1025)는 e(1)의 값을 가진다. 따라서 Pe(1026)은 2+j2가 된다.

또한, n이 2에서 Pe((n+N/2)%N)은 Pe((2+2048/2)%2048)이 된다. Pe((1+2048/2)%2048)은 P(1026)이된다. n이2에서 │e(2)│은 │1+j│이므로l

의 값을 가진다. 따라서 Pe(1026)은 1+j가 되고, Pe((n+N/2)%N)은 {0,0,0,0,ㆍㆍㆍ2+j2,1+j,0,0}이 된다.

c(n)은 수학식 4를 참조하면, e(n)은 {0,0,1+j,0,ㆍㆍㆍ,0,0,0,0}이고 Pe((n+N/2)%N)은 {0,0,0,0,ㆍㆍㆍ,2+j2,1+j,0,0}이므로 c(n)은 {0,2+j2,1+j,0,ㆍㆍㆍ,2+j2,1+j,0,0}이 된다.

수학식 5 내지 7을 참조하면, n이 1 또는 2가 아닌 경우에는 c(n)이 0이 되고, C(K)는 n이 1 또는 2일 때만 값을 가진다. C(k)를 전개하여 계산해보면, {e(1)×exp((-j2Πk)/2048)+e(1025)×exp((-j2Πk)/2048)×exp(-jΠk)}+{e(1)×exp((-j4Πk)/2048)+e(1026)×exp((-j4Πk)/2048)×exp(-jΠk)}가 된다. k가 짝수인 경우, exp(-jΠk)는 1이 되고 k가 홀수인 경우, exp(-jΠk)는 -1이 된다.

e(1)과 e(1025)는 2+j2로 동일하고, e(2)와 e(1026)은 1+j로 동일하다.

따라서 G가 1인 경우, C(k)는 k가 홀수인 경우 0이 되며 G가 -1인 경우, C(k)는 k가 짝수인 경우 0이 된다.

수학식3 을 참조하면, Pe((n+N/2)%N)은 n 지점에서 신호왜곡성분이 존재하더라도 (n+N/2)%N 지점에 이미 신호왜곡성분이 존재하는 경우, G가 1이더라도 C(k)는 k가 홀수인 경우 0이 되지 않을 수 있다. 다만, 0에 근접한 값이 나올 것이며, n 지점에서의 신호왜곡성분과 (n+N/2)%N 지점에서의 신호왜곡성분이 서로 상쇄되는 효과가 발생하여 EVM을 감소시킬 수 있다. G가 -1이고 k가 짝수인 경우도 C(k)는 0이 아니더라도 0에 근접한 값이 나올 것이며 EVM이 감소될 것이다.

G선택부(120)는 G의 값을 선택한다. G는 -1이상과 1이하 사이의 실수의 값을 가지는 것이 바람직하다.

앞서 설명한 바와 같이, G가 1인 경우, C(k)는 k가 홀수인 경우 0이 되고 k가 짝수인 경우에는 k 값에 따라서 0일 수도 있고 아닐 수도 있다.

G가 -1인 경우, C(k)는 k가 짝수인 경우 0이 되고 k가 홀수인 경우에는 k 값에 따라서 0일 수도 있고 아닐 수도 있다.

즉, G를 -1 또는 1 중 어느 하나로 선택하여 홀수 또는 짝수라는 특정 위치의 부반송파에서 신호왜곡성분를 조절할 수 있다.

또한, G를 -1 및 1이 아닌 -1과 1사이 값을 선택하는 경우, 선택한 값에 따라서 특정 위치의 부반송파에서 신호왜곡성분를 조절할 수 있다. 특정 k의 배수에 신호왜곡성분이 감소하도록 G를 선택할 수도 있다.

G선택부(120)는 c(n) 또는 Pe((n+N/2)%N))가 산출된 후에 선택될 필요는 없으며, Pe((n+N/2)%N)) 산출 전에 먼저 선택 가능하다. 또는 통신 시스템이나 본 발명에 따른 신호왜곡성분 조절 장치(100)에서 미리 설정되어 있을 수도 있다.

도 2를 참조하여 신호왜곡성분 조절 장치(100)를 적용한 신호왜곡성분이 조절된 무선 통신 시스템을 설명하면, 신호왜곡성분이 조절된 무선 통신 시스템은 OFDM 변조장치(210), 지연장치(220), 피크 검출장치(230), 신호왜곡성분 조절장치(100), 피크 제어장치(240) 및 덧셈기(250)를 포함한다.

OFDM 변조 장치는 주파수 영역에서의 입력신호 X(k)를 역 이산 퓨리에 변환(IDFT, Inverse Discrete Fourier Transform)이나 역 고속 퓨리에 변환(IFFT, Inverse Fast Fouriel Transform)을 통하여 시간 영역에서의 신호 x(n)으로 변환한다.

지연장치(220)장치(220)는 x(n)을 시간 이동(Time Shifte)하여 시간영역에서 지연장치(220)된 입력신호로 변환한다.

피크 검출장치(230)는 x(n)으로부터 신호왜곡성분 e(n)을 산출한다.

구체적으로는 OFDM 변조 장치에서 시간 영역으로 변환된 신호 x(n)을 수신하여 상기 설명한 수학식 2를 이용하여 신호왜곡성분 e(n)을 산출한다.

신호왜곡성분 조절 장치(100)는 e(n)으로 부터 c(n)을 산출하여 짝수 또는 홀수 중 어느 하나의 부반송파의 C(k)를 0으로 만들어 신호 왜곡을 조절한다.

피크 제어장치(240)는 c(n)을 이용하여 PAPR을 저감시킨다. PAPR의 저감 방법은 보통 시스템에 최대 허용 첨두값으로 설정된 임계값 이상의 첨두값은 제거하는 형식으로 PAPR을 저감시키다.

구체적으로 피크 제어장치(240)는 CPG(Cancellation Pulse Generator), PC-CFR(Peak Cancellation Crest Factor Reduction) 또는 필터링(Filtering) 등의 방법으로 이용하여 PAPR을 저감시킬 수 있다.

덧셈기(250)는 시간 역역에서의 입력신호 x(n)이 시간 지연장치(220)된 신호와 피크 제어장치(240)에서 출력된 신호를 더하여 출력신호를 만든다.

피크 제어장치(240)에서 e(n)을 이용하여 PAPR을 저감시키는 것에 비하여, c(n)을 이용하여 PAPR을 저감시키면 특정 위치의 부반송파에서 신호왜곡성분이 없어 신호왜곡성분에 따른 신호의 왜곡이 감소하여 특정 위치의 부반송파를 이용하여 신호를 전달시 신뢰도 높은 신호를 전달할 수 있다.

즉, G가 1인 경우 홀수 부반송파를 통하여 신호를 전송하면 신호 왜곡이 감소하여 신뢰도 높은 신호를 전송할 수 있다. G가 -1인 경우 짝수 부반송파를 통하여 신호를 전송하면 신호왜곡이 감소하여 신뢰도 높은 신호를 전송할 수 있다.

특정 위치의 부반송파에서 신호왜곡성분의 감소는 특정 위치의 부반송파에서 EVM을 감소시킬 수 있다. EVM은 이상적인 신호버전을 제거한 후에 남은 잔여 노이즈 및 왜곡을 의미하기 때문이다.

도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 신호왜곡성분 조절 장치의 신호왜곡성분 제어부에 관한 블록도이다.

도 3을 참조하여 신호왜곡성분 제어부를 설명하면, 신호왜곡성분 제어부는 Pe산출부(112) 및 c산출부(114)를 포함한다.

Pe산출부(112)는 n 지점에서의 신호왜곡성분 값과과 (n+N/2)%N 지점에서의 신호왜곡성분 값이 같도록 신호왜곡성분을 부가하기 위한 연산을 한다.

구체적으로 Pe산출부(112)는 앞서 설명한 수학식 3에 따라 부가하여야할 신호왜곡성분인 Pe((n+N/2)%N)을 산출할 수 있다.

c산출부(114)는 Pe산출부(112)에서 산출된 Pe((n+N/2)%N)을 e(n)과 더하여 새로운 신호왜곡성분인 c(n)을 산출한다. c(n)은 Pe((n+N/2)%N)에 -1이상부터 1이하 사이의 수 중 특정 실수값인 G를 곱하여 e(n)과 더하여 산출될 수 있다.

구체적으로 c산출부(114)는 앞서 설명한 수학식 4에 따라서 산출될 수 있다.

본 발명에 따른 신호왜곡성분 조절 장치(100)는 G에 따라서 주파수 영역의 부반송파 순서 k가 홀수 또는 짝수인 경우에 주파수 영역에서의 신호왜곡성분 C(k)를 0으로 만들 수 있다. 따라서 본 발명을 이용하여 중요도가 높은 데이터 신호를 보내고자 할 경우 C(k)가 0이 되는 특정 부반송파를 통하여 신호를 전송하여 신뢰도를 높일 수 있다.

또한, 본 발명을 이용하여 신호의 재전송의 경우에도 EVM이 낮은 부반송파를 선택함으로써 재전송 신뢰도를 높일 수 있다.

또한, 본 발명에 따른 신호왜곡성분 조절 장치(100)는 기지국에 적용할 수 있다. 예를 들어 동일한 데이터를 전송하는 두 개의 기지국이 있는 경우, 어느 하나의 기지국은 G를 -1로 선택하여 짝수의 부반송파를 이용하여 신호를 보내고, 다른 하나의 기지국은 G를 1로 선택하여 홀수의 부반송파를 이용하여 신호를 전송할 수 있다. 이러한 전송은 기지국간 전송하는 신호의 간섭이 감소되며, 신호 대 잡음비(SNR, Signal to Noise Ratio)를 높이는 등의 효과가 있다.

도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 신호왜곡성분 조절 방법에 관한 순서도이다.

도 4를 참조하여 신호왜곡성분 조절 방법에 관하여 설명하면, 신호왜곡성분 조절 방법은 OFDM 또는 OFDMA에서 PAPR 저감시 발생하는 신호왜곡성분를 조절하는 방법에 있어서, e(n)에 Pe((n+N/2)%N)을 부가한 c(n)을 이용하여 특정 위치의 부반송파(Subcarrier)들의 오류 벡터 크기(EVM, Error Vector Magnitude)를 조절하는 방법이다.

구체적으로, Pe산출부(112)에서 Pe((n+N/2)%N)을 산출한다(S410 단계). Pe((n+N/2)%N)을 산출하기 위하여 수학식 3을 이용함이 바람직하다.

c산출부(114)에서 산출된 Pe((n+N/2)%N)을 이용하여 c(n)을 산출한다(S420 단계). c(n)을 산출하기 위하여 수학식 4를 이용함이 바람직하다.

G선택부(120)에서 G를 선택한다(S430 단계). G선택부(120)가 G를 -1로 선택한 경우 짝수 부반송파의 EVM이 낮아진다. G가 -1인 경우 홀수 부반송파의 EVM은 높아질 수 있다. G를 1로 선택한 경우 홀수 부반송파의 EVM이 낮아진다. G를 1로 선택한 경우 짝수 부반송파의 EVM은 높아 질 수 있다.

EVM이 낮은 부반송파를 이용하면 신뢰도가 높은 신호를 전송할 수 있다. G를 -1과 1사이의 값으로 정하여 특정 위치의 부반송파의 EVM을 감소시킬 수도 있다.

본 발명에 따른 신호왜곡성분 조절 방법는 G에 따라서 주파수 영역의 부반송파 순서 k가 홀수 또는 짝수인 경우에 주파수 영역에서의 조절된 신호왜곡성분 C(k)를 0으로 만들 수 있다. 즉, 특정 위치의 부반송파에서 EVM을 조절할 수 있다. 따라서 본 발명을 이용하여 중요도가 높은 데이터 신호를 보내고자 할 경우 C(k)가 0이 되는 특정 부반송파를 통하여 신호를 전송하여 신뢰도를 높일 수 있다.

또한, 본 발명에 따른 신호왜곡성분 조절 방법은 기지국에 적용할 수 있다. 예를 들어 동일한 데이터를 전송하는 두 개의 기지국이 있는 경우, 어느 하나의 기지국은 G를 -1로 선택하여 짝수의 부반송파를 이용하여 신호를 보내고, 다른 하나의 기지국은 G를 1로 선택하여 홀수의 부반송파를 이용하여 신호를 전송할 수 있다. 이러한 전송은 기지국간 전송하는 신호의 간섭이 감소되며, 신호 대 잡음비(SNR, Signal to Noise Ratio)를 높이는 등의 효과가 있다.

본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야할 것이다.

Claims

직교 주파수 분할(OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 또는 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA, Orthogonal Frequency Division Multiple Access)에서 첨두 전력 대 평균전력비(PAPR, Peak to Average Power Ration) 저감시 발생하는 신호왜곡성분를 조절하는 장치에 있어서,
입력된 신호의 시간영역에서 신호인 x(n)의 절댓값에서, 첨두 전력(Peak Power)를 감소시키기 위해 설정된 임계값(Threshold)인 Th값을 뺀 신호왜곡성분인 e(n)에, 추가적인 신호왜곡성분인 Pe((n+N/2)%N)을 부가하여 상기 신호왜곡성분을 조절하는 신호왜곡성분 조절부를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분 조절 장치.
단, n은 0부터 심벌(Symbol)단위에서 처리하는 신호 개수인 N에서 1을 뺀 수까지 사이의 정수이고, %은 모듈러(Modular) 연산이다.
제 1 항에 있어서,
상기 Pe((n+N/2)%N)은, 상기 n에서 상기 e(n)의 절대값이 0이 아니고 e((n+N/2)%N)의 절대값이 0인 경우, 상기 e(n)과 동일한 값을 가지며, 그 외의 경우에는 0인 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분 조절 장치.
제 1 항에 있어서.
상기 신호왜곡성분 조절은, -1 이상부터 1 이하까지의 실수 중 어느 하나의 실수인 G를 상기 Pe((n+N/2)%N)에 곱한 G×Pe((n+N/2)%N)을 상기 e(n)에 부가하여 조절하는 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분 조절 장치.
제 3 항에 있어서,
특정위치에서 부반송파의 오류 벡터 크기가 조절되도록 상기 G를 선택하는 G선택부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분 조절 장치.
제 4 항에 있어서,
상기 G선택부는, 상기 부반송파가 홀수인 경우에 상기 부반송파의 오류 벡터 크기가 감소되도록 G를 1로 선택하거나, 상기 부반송파가 짝수인 경우에 상기 부반송파의 오류 벡터 크기가 감소 되도록 G를 -1로 선택하는 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분 조절 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 신호왜곡성분에 상기 추가적인 신호왜곡성분을 부가한 조절된 신호왜곡성분은, n에서의 값과 (n+N/2)%N에서의 값이 동일한 성분인 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분 조절 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 e(n)은, 상기 x(n)의 위상 성분인 θ(n)에 허수 단위를 곱하고 상기 허수 단위를 곱한 상기 θ(n)을 엑스포넨셜(Exponential) 함수로 만든 후, 상기 x(n)의 절댓값에서 Th값을 뺀 값에 상기 엑스포넨셜 함수로 만든 것을 곱한 e(n)인 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분 조절 장치.
직교 주파수 분할(OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 또는 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA, Orthogonal Frequency Division Multiple Access)에서 첨두 전력 대 평균전력비(PAPR, Peak to Average Power Ration) 저감시 발생하는 신호왜곡성분를 조절하는 방법에 있어서,
입력된 신호의 시간영역에서 신호인 x(n)의 절댓값에서, 첨두 전력(Peak Power)를 감소시키기 위해 설정된 임계값(Threshold)인 Th값을 뺀 신호왜곡성분인 e(n)에, 추가적인 신호왜곡성분인 Pe((n+N/2)%N)을 부가하여 상기 신호왜곡성분을 조절하는 신호왜곡성분 조절단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분 조절 방법.
단, n은 0부터 심벌(Symbol)단위에서 처리하는 신호 개수인 N에서 1을 뺀 수까지 사이의 정수이고, %은 모듈러(Modular) 연산이다.
제 8 항에 있어서,
상기 Pe((n+N/2)%N)은, 상기 n에서 상기 e(n)의 절대값이 0이 아니고 e((n+N/2)%N)의 절대값이 0인 경우, 상기 e(n)과 동일한 값을 가지며, 그 외의 경우에는 0인 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분 조절 방법.
제 8 항에 있어서.
상기 c(n)은, -1 이상부터 1 이하까지의 실수 중 어느 하나의 실수인 G를 상기 Pe((n+N/2)%N)에 곱한 G×Pe((n+N/2)%N)에 상기 e(n)을 더한 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분 조절 방법.
제 10 항에 있어서,
특정위치에서 부반송파의 오류 벡터 크기가 조절되도록 상기 G를 선택하는 G선택단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분 조절 방법.
제 10 항에 있어서,
상기 G선택단계는, 상기 부반송파가 홀수인 경우에 상기 부반송파의 오류 벡터 크기가 감소되도록 G를 1로 선택하거나, 상기 부반송파가 짝수인 경우에 상기 부반송파의 오류 벡터 크기가 감소 되도록 G를 -1로 선택하는 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분 조절 방법.
제 8 항에 있어서,
상기 e(n)은, 상기 x(n)의 위상 성분인 θ(n)에 허수 단위를 곱하고 상기 허수 단위를 곱한 상기 θ(n)을 엑스포넨셜(Exponential) 함수로 만든 후, 상기 x(n)의 절댓값에서 Th값을 뺀 값에 상기 엑스포넨셜 함수로 만든 것을 곱한 e(n)인 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분 조절 방법.
직교 주파수 분할 또는 직교 주파수 분할 다중 접속에서 첨두 전력 대 평균전력비 저감시 발생하는 신호왜곡성분를 조절하는 장치를 포함하는 신호왜곡성분이 조절된 무선 통신 시스템에 있어서,
입력된 신호의 시간영역에서 신호인 x(n)의 절댓값에서, 첨두 전력(Peak Power)를 감소시키기 위해 설정된 임계값(Threshold)인 Th값을 뺀 신호왜곡성분인 e(n)에, 추가적인 신호왜곡성분인 Pe((n+N/2)%N)을 부가하여 상기 신호왜곡성분을 조절하는 신호왜곡성분 조절부를 포함하는 신호왜곡성분 조절 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분이 조절된 무선 통신 시스템.
단, n은 0부터 심벌(Symbol)단위에서 처리하는 신호 개수인 N에서 1을 뺀 수까지 사이의 정수이고, %은 모듈러(Modular) 연산이다.
제 14 항에 있어서,
상기 Pe((n+N/2)%N)은 하기 수학식 9를 만족하는 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분이 조절된 무선 통신 시스템.
[수학식 9]
제 14 항에 있어서,
주파수 영역의 신호를 수신하여 상기 시간영역에서의 신호인 x(n)로 변환하는 OFDM 변조장치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분이 조절된 무선 통신 시스템.
제 14 항에 있어서,
상기 x(n)을 수신하여 하기 수학식 10을 이용하여 상기 e(n)을 산출하는 피크 검출장치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호왜곡성분이 조절된 무선 통신 시스템.
[수학식 10]