KR102191506B1 - 통신 시스템에서 송신 신호 처리 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명의 다양한 실시예는 심볼의 스펙트럼 특성을 변경하는 윈도우 함수를 이용하여 송신 신호를 처리하는 장치 및 방법에 관한 것으로, 송신장치에 있어서, 다수 개의 연속적인 심볼을 생성하는 심볼 생성기; 및 상기 심볼 생성기와 결합되는 심볼 윈도윙 처리기를 포함하고, 상기 심볼 윈도윙 처리부는, 제1 윈도우 함수와, 상기 제1 윈도우 함수와 제2 윈도우 함수의 차를 이용한 제3 윈도우 함수를 적용하여 상기 다수 개의 연속적인 심볼들의 각각의 스펙트럼 특성을 변경하고, 스펙트럼 특성이 변경된 상기 다수 개의 연속적인 심볼들 중 이웃하는 심볼들을 서로 그 일부가 중첩되도록 처리할 수 있다. 또한, 다양한 실시예가 가능하다.

Description

통신 시스템에서 송신 신호 처리 장치 및 방법{METHOD AND APPARATUS FOR PROCESSING A TRANSMIT SIGNAL IN COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명의 다양한 실시예는 스펙트럼 방사 마스크(spectrum emission mask) 또는 스펙트럼에서의 사이드로브(side-lobe) 감쇄 같은 심볼의 스펙트럼 특성을 변경하는 윈도우 함수를 이용하여 송신 신호를 처리하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)/OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)은 고속의 전송률을 갖는 데이터 열(data stream)을 낮은 전송률을 갖는 여러 데이터 열로 나누고, 이들을 다수의 부반송파(subcarrier)를 사용하여 동시에 병렬로 전송하는 방식이다. 이러한 OFDM/OFDMA은 높은 데이터 전송률과 주파수 효율을 가지며, 주파수 페이딩 채널(frequency fading channel)에 강인한 특성이 있다.

한편, 3GPP에서 표준화가 행해지고 있는 LTE(Long Term Evolution)에 있어서, 상향링크의 데이터 전송을 위해, SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access) 방식을 이용하고 있다.

SC-FDMA는 OFDMA의 변형 버전으로 볼 수 있다. OFDMA에서처럼, SC-FDMA에서도 송신기는 상이한 직교 주파수(부반송파)들을 이용하여 정보 심볼을 송신한다. 그러나, 상기 SC-FDMA 방식의 송신기는 부반송파를 동시가 아니라 순차적으로 송신한다.

OFDM/OFDMA/SC-FDMA 방식에 있어서 부반송파들의 직교성이 채널로 인해 상실되지 않도록 하기 위해 OFDM/OFDMA/SC-FDMA 심볼(이하 "심볼"이라 함) 사이에 채널의 지연확산보다 긴 보호 구간(guard interval)을 추가하여 심볼간 간섭(Inter-Symbol Interference: ISI)을 제거할 수 있다. 그리고, 상기 보호 구간을 포함한 심볼 구간 전체의 연속성을 보장하기 위해 CP(Cyclic Prefix)를 보호 구간에 삽입한다. 즉, 심볼의 일부를 복사하여 보호 구간에 CP로서 삽입하여 심볼의 시작 부분에 배치하면, 심볼이 순환적으로 확장(cyclically extended)되어 부반송파간 간섭(Inter-Carrier Interference: ICI)을 피할 수 있다.

또한, OFDM/OFDMA/SC-FDMA 방식은 송신측의 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)와 수신측의 FFT(Fast Fourier Transform)로 부반송파의 병렬 전송을 구현할 수 있다. 이에 따라, OFDM/OFDMA/SC-FDMA 신호의 부반송파들 각각은 sinc 함수로 이루어져 이들이 서로간의 직교성을 유지하면서 중첩되어 있는 형태를 가진다. sinc 함수의 특성으로 인해 OFDM/OFDMA/SC-FDMA 신호는 대역 제한(band limited)된 신호가 아니며, 인접 대역에 간섭을 일으키는 특징이 있다.

이러한 인접 대역 간섭을 줄이기 위해 IFFT 주파수 대역내의 모든 부반송파에 데이터를 전송하는 것이 아니라, 해당 대역 양쪽 끝쪽의 일부 부반송파에는 전혀 신호를 전송하지 않는 방법을 사용한다. 그러나 sinc 함수 자체의 사이드로브(side lobe)가 비교적 큰 편이어서 이런 방법만으로 인접 대역 간섭을 없애려고 하면 데이터를 전송하지 않는 부반송파의 개수를 많이 늘여야 하고, 이럴 경우 주파수 효율이 현저히 나빠지게 된다.

이에 따라 주파수 효율을 유지하면서 인접 대역 간섭 현상을 줄이는 방법으로 시간 윈도윙(windowing)을 주로 이용한다. 시간 윈도윙을 이용하면, 사이드로브(side-lobe)를 효과적으로 줄일 수 있다. 이러한 윈도윙 기법에 사용되는 여러 윈도우 중에서 올림형 코사인 윈도우(raised cosine window)가 가장 많이 이용되고 있다. 예컨대, 상기 올림형 코사인과 같은 윈도우를 사용하여 대역 밖 스펙트럼의 크기를 감소시킴으로써, 인접 채널 간 간섭을 감소시킬 수 있다.

또 다른 예로, 신호의 사이드로브(side-lobe) 스펙트럼을 감쇄하기 위한 기술은 저역 통과(lowpass)/통과대역(bandpass) 필터링(filtering) 방식을 사용할 수 있다.

하지만, 올림형 코사인 윈도우의 계수 값은 출력 스펙트럼에서 사이드로브 감쇄율이 정해져 있으며, 윈도우 길이 변화에 의한 롤오프 계수(roll off factor)만으로 감쇄 정도가 조정되므로 한계가 있다. 따라서 이러한 윈도윙 기법을 사용하더라도 스펙트럼 방사 마스크(spectrum emission mask)를 만족 못할 경우가 발생할 수 있다. 이런 경우에는 추가로 탭수가 많은 LPF(low pass filter)가 필요하게 될 수 있다.

상술한 바와 같이, OFDM/OFDMA/SC-FDMA 시스템에서 출력 신호의 사이드로브 스펙트럼을 감쇄하기 위한 기술은 일반적으로 윈도윙 방식이 사용된다. 상기 윈도윙 방식은 CP(Cyclic prefix)나 심볼의 데이터 끝 부분에 부드럽게 증가(ascending) 또는 감소하는(descending) 윈도윙을 적용하여 심볼의 사각형(rectangular) 형태를 부드럽게 증가 또는 감소하도록 처리해 준다. 이러한 처리를 수행함으로써 sinc 형태의 스펙트럼에서 사이드로브 부분이 감쇄하게 될 수 있다. 상기 사이드로브 감쇄는 각각의 통신표준에 명시되어 있는 스펙트럼 방사 마스크(spectrum emission mask)나 인접 채널 누설비(adjacent channel leakage ratio: ACLR)을 만족시키기 위해 필수적으로 사용되며 이는 인접 채널로의 간섭을 최소화하게 된다. 이러한 스펙트럼 감쇄는 RFIC에 있는 아날로그 기저대역통과 필터로 얻을 수 있지만, 특히 메인 로브(main lobe)에 매우 가까이에 위치한 부분은 아날로그 필터로 감쇄가 어렵기 때문에 디지털 영역에서 처리해 주어야 한다. 또한, 디지털 영역의 출력부분에서 표준 규격을 만족한다 할지라도 RFIC나 전력증폭기(power amplifier: PA)에 의한 비선형성 성질에 의해 출력 신호의 사이드로브가 다시 커질 수 있다. 따라서, 이러한 RFIC나 전력증폭기에 의한 비선형성 성질도 함께 고려하여, 스펙트럼 방사 마스크나 ALCR에 대한 마진을 결정하는 것이 바람직하다.

본 발명의 다양한 실시예는 올림형 코사인 윈도우(raised cosine window)보다 더 큰 스펙트럼 방사 마스크 또는 ALCR에 대한 마진 값을 얻기 위한 윈도우 함수를 제안한다.

본 발명의 다양한 실시예는 SPAW(side-lobe Position Adjustable Window)를 이용한 송신 장치 및 방법을 제공할 수 있다.

본 발명의 다양한 실시예는 저역 통과(lowpass)/통과대역(bandpass) 필터링(filtering) 방식을 이용하지 않고 윈도우 함수를 이용하여 인접 채널 간 간섭을 감소시키기 위한 장치 및 방법을 제공할 수 있다.

상기 본 발명의 다양한 실시 예에 따르면, 송신장치에 있어서, 다수 개의 연속적인 심볼을 생성하는 심볼 생성기; 및 상기 심볼 생성기와 결합되는 심볼 윈도윙 처리기를 포함하고, 상기 심볼 윈도윙 처리기는, 제1 윈도우 함수와 상기 제1 윈도우 함수와 제2 윈도우 함수의 차를 이용한 제3 윈도우 함수를 적용하여 상기 다수 개의 연속적인 심볼들의 각각의 스펙트럼 특성을 변경하고,

스펙트럼 특성이 변경된 상기 다수 개의 연속적인 심볼들 중 이웃하는 심볼들을 서로 그 일부가 중첩되도록 처리할 수 있다.

상기 본 발명의 다양한 실시 예에 따르면, 송신 방법에 있어서, 다수 개의 연속적인 심볼을 생성하는 과정; 제1 윈도우 함수와, 상기 제1 윈도우 함수와 제2 윈도우 함수의 차를 이용한 제3 윈도우 함수를 적용하여 상기 다수 개의 연속적인 심볼들의 각각의 스펙트럼 특성을 변경하는 과정; 및 스펙트럼 특성이 변경된 상기 다수 개의 연속적인 심볼들 중 이웃하는 심볼들을 서로 그 일부가 중첩되도록 처리하는 과정을 포함할 수 있다.

상기 본 발명의 다양한 실시 예에 따르면, 송신기에 있어서, 통신모뎀을 포함하고, 상기 통신모뎀은, 다수 개의 연속적인 심볼을 생성하고 및 제1 윈도우 함수와 상기 제1 윈도우 함수와 제2 윈도우 함수의 차를 이용한 제3 윈도우 함수를 적용하여 상기 다수 개의 연속적인 심볼들의 각각의 스펙트럼 특성을 변경하고, 스펙트럼 특성이 변경된 상기 다수 개의 연속적인 심볼들 중 이웃하는 심볼들을 서로 그 일부가 중첩되도록 처리할 수 있다.

상술한 바와 같이, SPAW(side-lobe Position Adjustable Window)를 사용하여 신호의 스펙트럼에서 사이드로브(side-lobe) 감쇄 정도를 변경함으로써, 추가적인 LPF 필요없이 올림형 코사인 윈도우(raised cosine window)보다 더 큰 스펙트럼 방사 마스크에 대한 마진(margin)을 확보할 수 있다.

도 1은 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 심볼간 간섭이 없는 채널(Inter-symbol Interference (ISI) free channel)을 위하여 sinc함수를 사용한 예시를 보여주고 있다..
도 2는 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 도 1에서 도시된 채널의 주파수 응답을 도시하고 있다.
도 3(a)은 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 SC-FDMA 방식의 송신기의 기능 블록도를 도시하고 있다.
도 3(b)은 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 OFDM 방식의 송신기의 기능 블록도를 도시하고 있다.
도 4(a)는 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 윈도우 함수가 적용된 심볼을 도시하고 있다.
도 4(b)는 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 윈도우 함수가 적용된 2개 심볼들의 일부가 중첩된 예를 도시하고 있다.
도 5는 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 롤오프 계수(roll off factor)변화에 따른 올림형 코사인 윈도우(raised cosine window) 특성을 도시하고 있다.
도 6은 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 올림형 코사인 윈도우(raised cosine window)의 롤오프 계수에 따른 스펙트럼 변화를 도시하고 있다.
도 7은 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 SPAW(side-lobe Position Adjustable Window)에서

값에 따른 윈도윙 형태를 도시하고 있다.
도 8은 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 SPAW에서

값에 따른 스펙트럼 변화를 도시하고 있다.
도 9는 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 SC-FDMA 방식의 송신기의 동작 흐름도를 도시하고 있다.
도 10은 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 OFDM 방식의 송신기의 동작 흐름도를 도시하고 있다.
도 11은 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 SPAW를 이용한 심볼 처리 방법을 도시하고 있다.

이하 본 발명의 다양한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

이하, 본 발명의 다양한 실시 예는 윈도우 함수를 적용하여 송신 신호를 처리하는 장치 및 방법에 관해 설명하기로 한다. 상기 윈도우 함수의 적용은 윈도우 함수 및 시간 도메인 샘플 시퀀스의 샘플 단위 곱으로 정의될 수 있다.

이하 설명에서, 상기 윈도우 함수의 적용은 윈도윙(Windowing) 용어와 동일한 의미로 사용될 수 있다.

윈도윙 처리에서 윈도윙에 의한 늘어난 심볼 길이는 윈도윙된 전후 심볼들과 서로 겹치게(overlap) 처리함으로써 윈도윙 처리 전후의 전력 변화는 없다. 이는 나이키스트 판정법(nyquist criterion)을 만족하는 올림형 코사인 윈도우 함수를 사용하기 때문이다.

일반적으로 zero ISI 조건을 위한 나이키스트 판정법(Nyquist criterion for zero ISI condition)은 도 1과 같이 심볼간 간섭이 없는 채널(Inter-symbol Interference (ISI) free channel)을 만들기 위해 사용될 수 있다. 채널 임펄스 함수를 h(t)이라고 하면 심볼간 간섭이 없는 채널일 경우 하기 <수학식 1>을 만족한다.

여기서, n은 정수 값이며, TS는 심볼 주기이다. 주파수 영역으로 변환하면 하기 <수학식 2>와 같다.

여기서, H(f)는 h(t)의 퓨리에 변환함수이다. 나이키스트 판정법은 시간 영역에서 샘플링된 신호가 샘플링 시간에 대해 디랙 델타 함수(Dirac delta function) 형태로 주어진다. 또는 도 2에서 보듯이 주파수 영역에서 그 신호의 접힌 스펙트럼(folded spectrum)의 합이 상수(constant)일 경우 심볼간 간섭이 제로가 되는 조건을 의미한다. 윈도윙의 경우에는 나이키스트 판정법의 시간(time)/주파수(frequency) 영역의 이중성(duality)을 만족한다. 즉, 윈도윙은 주파수 영역에서 신호의 합이 상수가 되는 대신 시간 영역에서 신호가 상수가 되도록 처리한다. 펄스를 시간영역의 윈도우 함수에 적용하여 사용된다. 즉, 나이키스트 판정법을 만족하는 윈도우 함수가 적용된 두 개의 심볼이 서로 겹치게 되면 최종 결과는 상수(constant)가 되기 때문에 윈도윙 처리 전후의 전력의 변화차이가 없으므로 유용하게 이용될 수 있다. 만약 CP 구간과 심볼 구간 간에 전력 차이가 발생할 경우 표준규격을 만족할 수 없을 뿐 아니라, 시간영역의 자동 이득 조절(time domain automatic gain control: TD-AGC)와 같은 전력 제어 성능에 영향을 미칠 수 있다.

스펙트럼 감쇄 정도는 윈도윙 길이를 조정하여 또는 본 발명에서 제안하는 바와 같이 윈도윙 형태를 조정하여 변경 가능하다. 하지만, 윈도잉 길이를 조정하는 방식의 경우 CP(Cyclic Prefix) 부분과 심볼의 끝 데이터 부분에 직접 윈도윙을 적용하므로 길이가 길수록 CP 길이가 짧아지는 효과가 발생하며, 데이터 부분을 왜곡시키기 때문에 전송 신호의 EVM(error vector magnitude)의 성능을 떨어뜨리는 영향이 있다. 따라서, 윈도윙 길이를 늘이는 방식에는 항상 제약이 따를 수 있다.

LTE(Long Term Evolution) 표준의 경우 가변 시스템 대역폭을 지원하는데, 특히 3MHz 대역폭에서는 스펙트럼 방사 마스크가 메인신호에서 겨우 150kHz 떨어진 매우 가까운 부분부터 시작되므로 스펙트럼 방사 마스크의 규격을 만족하기가 쉽지 않다. 하기 <표 1>은 3MHz 대역폭에서 1RB PUSCH 신호를 가장 우측 또는 좌측에 위치하게 하고 최대 전력인 23dBm로 전송한 상태에서 올림형 코사인 윈도우를 사용하여 스펙트럼 방사 마스크의 시작부분의 마진을 측정한 것이다. 즉, 1.5M-30/2kHz~1.5M+30/2kHz에서 측정된 전력에 대한 마진을 나타내고 있다. 종래의 방식에 의한 결과로서 윈도우 크기 32개 샘플을 사용하더라도 4dB의 마진을 얻게 된다. 이 경우 CP 길이가 40샘플(IFFT 512를 사용할 경우에 LTE slot에서 첫 심볼만) 또는 36샘플(IFFT 512 사용할 경우에 나머지 심볼들)이므로 CP의 상당수 부분을 윈도윙 영역으로 점유하게 되므로 CP 구간의 신호를 왜곡시킬 수 있다. 여기서 마진은 디지털 최종단에서 측정된 스펙트럼을 기준으로 측정된 것일 수 있다.

3MHz에서 윈도우잉 크기	4	8	12	16	20	24	32
Sepctrum emission mask 마진(dB)	-3.1911	-3.0868	-2.5832	-1.7849	-0.7191	1.4036	3.9689

길이가 긴 윈도윙 계수를 CP 구간의 신호에 곱하여 원 신호가 왜곡되면 CP 상관(correlation) 방식을 사용하는 TD-AFC(time domain automatic frequency control) 등 주파수 또는 시간 동기 및 트래킹(tracking) 시스템에 악영향을 발생시켜 전체적인 통신 시스템의 성능을 떨어뜨릴 수 있다. 따라서 스펙트럼을 만족하되 CP 구간 신호의 왜곡을 최소화시키는 것이 바람직하므로 윈도잉 길이를 늘려 스펙트럼을 조정하는 것보다는 본 발명에서 제안하는 바와 같이 윈도잉 함수를 조정하는 방식이 바람직할 수 있다.

만약 종래 방식대로 윈도윙 크기를 줄이면서 충분한 스펙트럼 마진을 얻기 위해서는 윈도윙 뿐만 아니라 추가적인 LPF를 사용할 수 있다. 상기 LPF도 매우 작은 통과대역 리플(passband ripple)을 유지하면서 메인신호의 150kHz부분부터 바로 감쇄를 위해서는 많은 탭수를 가진 FIR(Finite-Impulse-Response) 구조가 요구되므로 전체적인 하드웨어 크기가 커질 뿐만 아니라 많은 탭수의 필터는 단말기에서 많은 전력소모를 유발할 수 있다.

도 3(a)은 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 SC-FDMA 방식의 송신기의 기능 블록도를 도시하고 있다.

상기 도 3(a)을 참조하면, SC-FDMA 송신기는 N-포인트 DFT(301), 부반송파 매핑기(303), M-포인트 IFFT(305), CP 삽입기(307), 심볼 윈도윙 처리기(309), 보간 필터부(311)를 포함할 수 있다.

송신기의 입력부에서, 기저대역 변조기(미도시)는 바이너리 입력을, BPSK(binary phase shift keying), QPSK(quaternary PSK), 16-QAM(16 level quadrature amplitude modulation) 및 64-QAM을 포함하는 여러 가지 가능한 변조 형식들 중 하나로 된 복소수의 시퀀스로 변환한다. 상기 송신기는 현재 채널 상태에 부합하는 변조 형식을 채택하고, 그에 의해 송신 비트율을 채택할 수 있다.

송신기는 변조 심볼을 각각이 N개의 심볼을 포함하는 블록들로 그룹화한다. SC-FDMA 부반송파 변조의 제1 단계는 N-포인트 DFT(Discrete Fourier Transform)(301)를 가지고 N-포인트 이산 푸리에 변환을 수행하여, 시간영역의 심볼을 주파수영역의 심볼을 생성한다. 도시하지 않았지만, DFT를 수행하기 전에 직렬 심볼들을 병렬 심볼들로 변환하는 직렬/병렬 변환부가 추가될 수 있다.

그러면, 부반송파 매핑기(303)는 N개의 DFT 출력들 각각을, 송신가능한 M개의 (M>N) 직교 부반송파들 중 하나에 맵핑할 수 있다. M의 통상적인 값은 1024 또는 2048개 부반송파이며 N=M/Q는 M의 약수인 정수이다. Q는 심볼 시퀀스의 대역폭 확장 계수이다. 모든 단말이 블록당 N개의 심볼을 송신한다면 시스템은 동일 채널 간섭없이 Q개의 동시 송신을 잠재적으로 처리할 수 있다. 부반송파 맵핑의 결과는 복소 부반송파 진폭 세트(l=0, 1, 2,..., M-1)이고, 여기서, 진폭의 N은 영이 아니다.

M-포인트 IFFT(inverse fast fourier tramsform(305)는 부반송파 진폭을 복소 시간 영역 신호로 변환한다. 예컨대, IFFT는 본질적으로 다양한 오프셋 주파수들(캐리어 주파수로부터)에서 M개의 직교 변조된 서브캐리어들의 합산인 시간 영역의 심볼 시퀀스를 생성하기 위해 역 고속 푸리에 변환을 수행한다. 도시하지 않았지만, IFFT 다음에 시간영역의 병렬 신호를 직렬로 변환하는 병렬 /직렬 변환부가 추가될 수 있다.

다양 실시예에서, IFFT 대신 역 이산 푸리에 변환(Inverse Discrete Fourier Transform: IDFT)이 수행될 수 있다.

CP 삽입기(307)는 다중경로 전파로 인한 블록간 간섭(IBI)을 방지하는 보호 시간을 제공하기 위하여 사이클릭 프리픽스(CP)라고 하는 심볼 세트를 복소 시간 영역 심볼 시퀀스에 가산한다.

심볼 윈도윙 처리기(309)는 특정화된 스펙트럼 방사 마스크에 부합하기 위하여, 시간 영역의 윈도우 함수를 심볼의 시간영역 샘플 시퀀스에 적용하고, 심볼의 시간영역 샘플 시퀀스의 에지들에 근접한 인접한 심볼들의 부분들을 중첩시킬 수 있다. 다양한 실시예에서, 심볼 윈도윙 처리기(309)는 해닝(Hanning) 윈도우 함수, 또는 삼각(Triangular) 윈도우 함수, 또는 상기 해닝 윈도우 함수와 삼각 윈도우 함수의 선형 조합(linear combination)으로 이루어진 SPAW(Side-lobe Position Adjustable Window)를 적용하여, 심볼의 에지를 처리한다.

보간 필터부(311)는 윈도윙 처리된 시간 영역 신호에 대해 2배 혹은 4배의 보간(interpolation)을 실행한다.

도 3(b)은 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 OFDM 방식의 송신기의 기능 블록도를 도시하고 있다.

상기 도 3(b)을 참조하면, 직렬/병렬 변환부(300), 부반송파 매핑기(302), IFFT(304), 병렬/직렬 변환부(306), CP 삽입기(308), 심볼 윈도윙 처리기(310), 보간 필터부(312)를 포함할 수 있다.

직렬/병렬 변환부(300)는 직렬 심볼들을 병렬 심볼들로 변환하고, 부반송파 매핑기(302)는 상기 병렬 심볼들을 직교 부반송파들 중 하나에 맵핑하고, IFFT(304)는 역 고속 퓨리에 변환(IFFT)를 수행하고, 병렬/직렬 변환부(306)는 시간영역의 병렬 신호를 직렬로 변환한다.

CP 삽입기(307)는 다중경로 전파로 인한 블록간 간섭(IBI)을 방지하는 보호 시간을 제공하기 위하여 사이클릭 프리픽스(CP)라고 하는 심볼 세트를 복소 시간 영역 심볼 시퀀스에 가산한다.

심볼 윈도윙 처리기(310)는 특정화된 스펙트럼 방사 마스크에 부합하기 위하여, 시간 영역의 윈도우 함수를 심볼의 시간영역 샘플 시퀀스에 적용하고, 심볼의 시간영역 샘플 시퀀스의 에지들에 근접한 인접한 심볼들의 부분들을 중첩시킬 수 있다. 다양한 실시예에서, 심볼 윈도윙 처리기(309)는 해닝(Hanning) 윈도우 함수, 또는 삼각(Triangular) 윈도우 함수, 또는 상기 해닝 윈도우 함수와 삼각 윈도우 함수의 선형 조합(linear combination)으로 이루어진 SPAW(Side-lobe Position Adjustable Window)를 적용하여, 심볼의 에지를 처리한다.

보간 필터부(312)는 윈도윙 처리된 시간 영역 신호에 대해 2배 혹은 4배의 보간(interpolation)을 실행한다.

도 4(a)는 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 윈도우 함수가 적용된 심볼을 도시하고 있다.

상기 도 4(a)를 참조하면, Ts는 심볼 주기로서 1 심볼 구간을 나타내고, Tg는 보호 구간, Tb는 유효 심볼 구간을 나타낸다. 도 4(a)에서 보는 바와 같이 하나의 심볼은 보호 구간 Tg와 이에 뒤이어지는 유효 심볼 구간 Tb로 이루어진다. 보호 구간 Tg은 전술한 바와 같이 유효 심볼 구간 Tb 중에 보호 구간 Tg만큼의 뒷 부분이 CP(Cyclic Prefix)로서 복사되어 삽입된 것이다. 다양한 실시예에서, 보호 구간은 제로 패딩(zero-padding) 처리될 수 있다.

다양한 실시예에서, 1 심볼 주기 Ts의 신호에 대하여 심볼 주기 Ts의 시작부터 선두의 윈도우 사이즈 m까지의 구간에는 <수학식 6> 또는 <수학식 7>을 곱하고, 선두의 윈도우 사이즈 m 이후부터 Ns-m까지의 구간에는 1을 곱하며, Ns-m 이후부터 심볼의 끝까지의 구간에는 <수학식 6> 또는 <수학식 7>을 곱함으로써, 1 심볼 구간 윈도윙이 이루어짐을 알 수 있다. 여기서, 선두의 윈도우 사이즈 m 이후부터 Ns-m까지의 구간에는 1이 곱해지므로 원 신호와 동일하고, 선두의 윈도우 사이즈 m의 구간과 후미의 윈도우 사이즈 m의 구간이 실제 윈도윙에 의해 원 신호에 왜곡을 주는 윈도윙 구간이 된다. Ns는 심볼 주기 Ts에 대한 시간 샘플 개수이다.

도 4(b)는 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 윈도우 함수가 적용된 2개 심볼들의 일부가 중첩된 예를 도시하고 있다.

상기 도 4(b)를 참조하면, Ts는 심볼 주기로서 1 심볼 구간을 나타내고, Tg는 보호 구간, Tb는 유효 심볼 구간을 나타낸다. 3 심볼 구간 윈도윙 기법은 도 4(b)에서 보는 바와 같이 현재 심볼의 프리픽스(prefix) 부분 Tprefix와 포스트픽스(postfix) 부분 Tpostfix에 각각 이전 심볼의 신호와 다음 심볼의 신호를 중첩하는 방식의 윈도우 기법이다.

여러 윈도우 중 핸 윈도우(Hann window) 또는 해닝 윈도우 (Hanning window)는 하기 <수학식 3>과 같이 정의될 수 있다.

상기 핸 윈도우 함수는 하기 <수학식 4>에 정의된 일반화된 해닝 윈도우 (Generalized Hamming window)의 특별한 경우임을 확인할 수 있다.

올림형 코사인 윈도우(Raised cosine window)는 하기 <수학식 5>같이 정의될 수 있으며 전이(transition) 구간을 상기 핸 윈도우와 비교하면 a, b값이 동일하므로(부호를 무시하는 경우에) 상수 인수(constant factor)를 고려하면 서로 동일한 윈도우 함수임을 알 수 있다.

여기서, 0≤β≤1이다.

도 5는 롤오프 계수(β) 변화의 의한 올림형 코사인 윈도우 함수 특성을 도시하고 있다.

상기 도 5를 참조하면, 상기 <수학식 5>에서 β는 전체 심볼 길이에서 윈도우 길이가 차지하는 비율인 롤오프 계수(Roll-off factor)를 의미한다.

이러한 올림형 코사인(raised cosine) 윈도우 함수를 적용한 64개 부반송파(subcarrier) OFDM/SC_FDMA 시스템에서 롤오프 계수의 변화에 의한 스펙트럼은 하기 도 6에서 보여준다.

도 6은 윈도우 길이 변화(roll-off factor(도 5에서 β) 변화)에 따른 스펙트럼 변화를 도시하고 있다.

하지만, 학계에서 논의되고 있는 많은 종류의 윈도우 함수 종류 중에서, 일 예로, Hann(Hanning), Hamming, Triangular, Rectangular(flat-top), Parzen, Welch, Blackman, Nuttall, Gaussian, Tukey, Slepian, Kaiser 등의 윈도우 함수가 있다. 이 중에서 나이키스트 판정법(Nyquist criterion)을 만족하는 윈도우 함수는 Hann, Triangular, Rectangular window 정도로 국한되어 있다. 그러므로 이들 윈도우 함수 이외의 다른 윈도우 함수를 사용하게 되면 윈도우가 서로 중첩되었을 때 그 전력이 더 커지거나 작게 되므로 시스템에 사용 할 수 없다.

본 발명에서는 스펙트럼 제어가 가능한 SPAW(Side-lobe Position Adjustable Window)를 제안한다. SPAW는 나이키스트 판정법(Nyquist criterion)을 만족하는 해닝 윈도우 함수와 삼각 윈도우 함수의 선형 조합으로 하기 <수학식 6>과 같이 정의될 수 있다.

상기 <수학식 6>은 하기 <수학식 7>과 같이 표현될 수 있다.

여기서, L_length는 증가하는(ascending) 또는 감소하는(descending) 윈도우 길이를 의미한다. 상기 <수학식 6> 또는 상기 <수학식 7>은 나이키스트 판정법을 만족하는 해닝 윈도우와 삼각 윈도우의 선형 조합(linear combination)으로 유도될 수 있다.

상기 <수학식 6>에서 첫 번째 항은 삼각 윈도우 부분(

)이며, 두 번째 항은 해닝 윈도우

와 삼각 윈도우의 차로 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 6> 또는 상기 <수학식 7>에서 α 값에 의해 제안하는 윈도윙 계수 값은 달라지며, α가 0일 경우에는 삼각 윈도우가, 1의 경우에는 해닝 윈도우 계수와 같게 된다. 도 7은 상기 <수학식 6> 또는 상기 <수학식 7>에서 하나의 예로서 -1.9<=α<=1.0의 범위에서 0.1 간격으로 변할 때 윈도우 계수 값들을 표시한 것이다. 상기 삼각 윈도우 및 상기 해닝 윈도우는 기본적으로 나이키스트 판정법 만족하므로, α이 변하더라도 나이키스트 판정법을 만족할 수 있다(상기 도 7에서 x축 16번째 샘플에서 진폭 값이 0.5이고 이를 중심으로 좌우가 완전 대칭). 또한 일반적으로 α값은 0보다 크고 1보다 작은 값이 적용되지만 본 발명의 다양한 실시예에서는 그 값이 제한되지 않으며 음수의 값 및 1보다 큰 값도 가질 수 있다.

도 8은 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 SPAW에서

값에 따른 스펙트럼 변화를 도시하고 있다.

상기 도 8을 참조하면, 스펙트럼 방사 마스크에 대한 마진이 하나의 예로 스펙트럼 방사 마스크 시작부분에서 SPAW(α=-1.1)일 때가 가장 크고(

) 그 다음 삼각 윈도우(triangular window) 함수(α=0)일 때가 크고(

) 올림형 코사인 윈도우(raised cosine window) 함수(α=1)가 가장 적다. 예컨대, 올림형 코사인 윈도우 함수의 경우 스펙트럼 방사 마스크에 대한 마진이 거의 없다.

상기 도 8은 LTE 3MHz 대역폭에서 RB size = 1RB, RB offset =14인 PUSCH 신호를 최대 전력 23dBm으로 전송했을 경우, α값 변화에 의한 스펙트럼의 결과를 나타내고 있다. 상기 도 8에서 선(810, 820)은 하기 <표 2>에서 나타내고 있는 3GPP TS36.101에 명시된 General E-UTRA spectrum emission masks를 보여 준다. 또한, 하기 <표 3>에서는 다양한 α값에 대한 spectrum emission mask에 대한 마진 값을 몇몇 구간별로 측정한 결과를 나타내었다. 종래의 방법인 raised cosine 윈도윙에 의한 결과는 대략 1dB정도의 마진을 보여주고 있으나, α값이-1.5일 경우 8.6dB까지 그 마진이 증가함을 보여준다. 하지만 이 경우 다른 영역에서 그 마진 값이 줄어드는 부분이 발생하기 때문에 전체적인 관점에서 결정하게 되면 α값이 -1.1을 설정하게 된다. 이들 마진은 DAC 뒷단의 아날로그 LPF에 의해서 변경될 수 있다. 아날로그 필터링이 충분히 가능한 부분은 마진이 낮더라도 아날로그 필터링에 의해 보완이 가능하기 때문에 큰 영향은 미치지 않는다. 하지만, spectrum emission mask의 측정시작 부분은 아날로그 필터링이 매우 어려우므로, 이 부분은 디지털에서 충분한 마진을 확보한 상태로 신호가 DAC에 출력되어야 하므로 제안된 윈도윙 방식은 매우 유용하게 적용될 수 있다.

Spectrum emission limit (dBm) / Channel bandwidth
ΔfOOB(MHz)	1.4MHz	3.0MHz	5MHz	10MHz	15MHz	20MHz	Measurement bandwidth
± 0-1	-10	-13	-15	-18	-20	-21	30 kHz
± 1-2.5	-10	-10	-10	-10	-10	-10	1 MHz
± 2.5-2.8	-25	-10	-10	-10	-10	-10	1 MHz
± 2.8-5		-10	-10	-10	-10	-10	1 MHz
± 5-6		-25	-13	-13	-13	-13	1 MHz
± 6-10			-25	-13	-13	-13	1 MHz
± 10-15				-25	-13	-13	1 MHz
± 15-20					-25	-13	1 MHz
± 20-25						-25	1 MHz

Window size 24	여러 영역에서 spectrum emission mask 마진(dB)
α 값	1.5MHz중심 30kHz BW에서 측정된 마진	1.65MHz 중심 30k BW 에서 측정된 마진	2.5MHz 중심 30k BW에서 측정된 마진	EVM (dB)
-1.9	8.3064	5.4995	30.4888	-35.08
-1.5	8.6324	7.1813	31.2689	-35.34
-1.4	8.5631	7.6711	31.5599	-36.11
-1.3	8.4581	8.1719	31.8749	-36.38
-1.2	8.2845	8.7021	32.0838	-36.67
-1.1	8.0805	9.267	32.2395	-37.27
-1	7.8304	9.853	32.4459	-37.58
-0.9	7.8304	10.5083	32.6038	-37.9
-0.8	7.2398	11.2034	32.9725	-38.25
-0.7	6.9304	11.9485	33.1399	-38.59
-0.6	6.5911	12.7685	33.3046	-38.97
-0.5	6.2409	13.6326	33.637	-39.35
0	4.4999	19.498	34.5859	-41.51
0.5	2.8666	21.5285	35.0452	-44.29
1	1.4091	15.1636	35.4043	-47.96

도 9는 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 SC-FDMA 방식의 송신기의 동작 흐름도를 도시하고 있다.

상기 도 9를 참조하면, SC-FDMA 송신기는 900 동작에서 데이터 심볼을 DFT 처리하고, 902 동작에서 원하는 주파수영역 위치로 데이터 심볼을 할당하고, 904 동작에서 IFFT 처리를 수행하고, 906 동작에서 CP를 심볼 앞부분에 붙이고 908 동작에서 SPAW 함수를 이용하여 윈도윙을 수행하고, 910 동작에서 보간을 수행한다.

예컨대, 윈도윙 동작에서, 다음 심볼의 SPAW 처리할 때 필요한 데이터 끝부분을 버퍼에 저장하게 된다. 따라서 상기 저장된 이전 심볼의 끝 부분 데이터와 현재 심볼 CP 앞 부분에서 이 SPAW 방식이 동시에 적용될 수 있다. 현재 심볼의 CP에서는 증가하는(ascending) SPAW가 이전 심볼 데이터에는 감소하는(descending) SPAW가 동시에 처리되어 이 두 신호가 중첩되어 출력된다. 감소하는(descending) SPAW는 증가하는(ascending) SPAW는 중간지점을 기준으로 대칭적 구조를 갖는다.

도 10은 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 OFDM 방식의 송신기의 동작 흐름도를 도시하고 있다.

상기 도 10을 참조하면, OFDM 송신기는 1000 동작에서 직렬 데이터 심볼을 병렬 데이터 심볼로 변환하고 1002 동작에서 원하는 주파수영역 위치로 데이터 심볼을 할당하고, 1004 동작에서 IFFT 처리를 수행하고, IFFT 처리된 시간영역의 병렬 신호을 직렬로 변환하고, 1008 동작에서 CP를 심볼 앞부분에 붙이고 1008 동작에서 SPAW 함수를 이용하여 윈도윙을 수행하고, 1010 동작에서 보간을 수행한다.

예컨대, OFDM 송신기는 SC-FDMA 송신기와 동일한 송신 경로를 구성하지만, OFDM 송신기에서 DFT 처리는 생략된다. 또한 종래 올림형 코사인 윈도우 방식을 사용하는 경우 윈도윙 처리 다음에 고차(high order)의 저역통과필터(LPF)를 사용하여야만 추가적인 스펙트럼 방사 마스크에 대한 마진을 얻게 된다. 스펙트럼에서 메인 로브(main-lobe)와 사이드로브(side-lobe)가 매우 가까울 경우(예로 LTE 상향링크 1.4M, 3M 경우) 사이드로브의 더 큰 감쇄를 얻기 위해 고차의 저역통과 필터를 사용할 수밖에 없다. 하지만, 본 발명에서 제안한 SPAW 함수에서 파라미터 α의 값 변경으로도 충분한 스펙트럼 방사 마스크에 대한 마진을 얻게 되므로 고차의 저역통과 필터가 불필요하게 된다.

도 11은 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 SPAW를 이용한 심볼 처리 방법을 도시하고 있다.

상기 도 11을 참조하면, 심볼 윈도윙 처리기(309, 310)는 1100 동작에서 제1 심볼의 끝 부분 영역을 SPAW 함수를 이용하여 윈도윙을 수행하고(도 4의 (a) 참조), 1102 동작에서 제2 심볼의 앞 부분 영역(예컨대, CP)을 SPAW 함수를 이용하여 윈도윙을 수행하고(도 4의 (a) 참조), SPAW 방식으로 윈도윙 처리된 두 개의 심볼을 중첩하여 출력한다(도 4의 (b) 참조). 그리고 1106 동작에서 중첩된 심볼에 대해 오버샘플링 및 보간을 수행할 수 있다.

비록, 삼각 윈도우와 해닝 윈도우의 선형 조합을 예를 들었지만, Spectrum emission mask 또는 ACLR의 규격을 만족하고 Nyquist criterion을 만족하는 Hann, Hanning, Raised cosine, Triangular 윈도우 함수들의 여러 선형 조합(linear combination)으로 구성될 수도 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

301: DFT부, 303: 부반송파 매핑기
305: M-포인트 IFFT, 307: CP 삽입기,
309: 심볼 윈도윙 처리기, 311: 보간 필터부,
300: 직렬/병렬 변환부, 302: 부반송파 매핑기,
304: IFFT, 306: 병렬/직렬 변환부,
308: CP 삽입기, 310: 심볼 윈도윙 처리기,
312: 보간 필터부.

Claims (20)

1. 송신장치에 있어서,
   메인 로브(main-lobe) 및 사이드 로브(side-lobe)를 포함하는 제1 신호를 생성하도록 구성되는 심볼 생성기; 및
   상기 심볼 생성기와 동작적으로 결합되는 심볼 윈도윙 처리기를 포함하고,
   상기 심볼 윈도윙 처리기는, 상기 제1 신호에 윈도우 함수를 적용함으로써 상기 사이드 로브를 감쇄하기 위한 제2 신호를 생성하도록 구성되고,
   상기 윈도우 함수는, 상기 메인 로브 및 상기 사이드 로브 간의 차이에 기반하고 상기 사이드 로브의 크기에 따라 적응적으로 결정되는 파라미터에 기반하여 결정되고,
   상기 윈도우 함수는, 제1 윈도우 함수 및 제1 함수를 더함으로써 더 결정되고,
   상기 제1 함수는 상기 파라미터와 상기 제1 윈도우 함수 및 제2 윈도우 함수 간의 차이를 곱함으로써 결정되고,
   상기 제1 윈도우 함수는 삼각 윈도우(triangular window) 함수이고, 상기 제2 윈도우 함수는 해닝 윈도우(hanning window) 함수인 송신장치.
   
2. 제1항에 있어서,
   상기 윈도우 함수는, 하기 수학식에 의해 결정되고,
   

   

   
   여기서, w_proposed는 상기 윈도우 함수, L_length는 상기 윈도우 함수의 윈도우 길이, n은 1 내지 L_length까지의 자연수,

   

   는 상기 파라미터를 의미하는 송신장치.
   
3. 제1항에 있어서,
   상기 제1 신호의 스펙트럼 특성은
   스펙트럼 방사 마스크(spectrum emission mask) 또는 ACLR(adjacent channel leakage ratio)인 송신장치.
   
4. 제1항에 있어서,
   상기 제1 신호는, 시간 영역에서 심볼 시퀀스에 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix, CP)를 삽입함으로써 생성되고,
   상기 윈도우 함수는, 상기 제1 신호에 포함된 상기 CP에 적용되고,
   상기 사이드 로브는, 상기 CP 내에 위치하는 송신장치.
   
5. 제1항에 있어서,
   상기 제2 신호를 필터링함으로써 출력 신호를 생성하도록 구성되는 보간(interpolation) 필터를 더 포함하는 송신장치.
   
6. 송신장치의 동작 방법에 있어서,
   심볼 생성기에 의해, 메인 로브(main-lobe) 및 사이드 로브(side-lobe)를 포함하는 제1 신호를 생성하는 과정과,
   심볼 윈도윙 처리기에 의해, 상기 제1 신호에 윈도우 함수를 적용함으로써 상기 사이드 로브를 감쇄하기 위한 제2 신호를 생성하는 과정을 포함하고,
   상기 윈도우 함수는, 상기 메인 로브 및 상기 사이드 로브 간의 차이에 기반하고 상기 사이드 로브의 크기에 따라 적응적으로 결정되는 파라미터에 기반하여 결정되고,
   상기 윈도우 함수는, 제1 윈도우 함수 및 제1 함수를 더함으로써 더 결정되고,
   상기 제1 함수는 상기 파라미터와 상기 제1 윈도우 함수 및 제2 윈도우 함수 간의 차이를 곱함으로써 결정되고,
   상기 제1 윈도우 함수는 삼각 윈도우(triangular window) 함수이고, 상기 제2 윈도우 함수는 해닝 윈도우(hanning window) 함수인 방법.
   
7. 제6항에 있어서,
   상기 윈도우 함수는, 하기 수학식에 의해 결정되고,
   

   

   
   여기서, w_proposed는 상기 윈도우 함수, L_length는 상기 윈도우 함수의 윈도우 길이, n은 1 내지 L_length까지의 자연수,

   

   는 상기 파라미터를 의미하는 방법.
   
8. 제6항에 있어서,
   상기 제1 신호의 스펙트럼 특성은
   스펙트럼 방사 마스크(spectrum emission mask) 또는 ACLR(adjacent channel leakage ratio)인 방법.
   
9. 제6항에 있어서,
   상기 제1 신호는, 시간 영역에서 심볼 시퀀스에 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix, CP)를 삽입함으로써 생성되고,
   상기 윈도우 함수는, 상기 제1 신호에 포함된 상기 CP에 적용되고,
   상기 사이드 로브는, 상기 CP 내에 위치하는 방법.
   
10. 제6항에 있어서,
    상기 제2 신호를 필터링함으로써 출력 신호를 생성하는 과정을 더 포함하는 방법.
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