KR102338762B1 - 항재밍 무선신호 수신장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 항재밍 무선신호 수신장치가 개시된다. 본 발명의 항재밍 무선신호 수신장치는, 수신된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변화하는 AD 변환기; AD 변환기를 통해 변환된 디지털 신호를 기반으로 인접 채널 간섭을 제거하는 인접채널 간섭제거기; 인접채널 간섭제거기에서 인접채널 간섭이 제거된 신호를 기반으로 가변 전송률 전송 방식에서 수신 심볼 레이트를 송신 심볼 레이트와 일치하도록 레이트를 조정하고, 클록 차이나 거리 이동에 따른 시간 옵셋을 보정하는 리샘플러; 리샘플러에서 보정된 신호에 대해 신호 대역 내에 포함된 재밍 신호를 제거하는 항재밍기; 재밍 검출을 위한 기준 전력을 수신 전력의 내림 차순 정렬을 이용하여 추정하는 기준 전력 추정기; 재밍 검출 문턱값 옵셋을 수신 전력의 카이 제곱 랜덤 변수의 특징을 이용하여 상보누적분포함수로부터 목표 오검출률에 해당하는 옵셋을 추정하는 이론적 문턱값 옵셋 산출기; 및 인접 채널에 재밍이 포함되는 경우에 리샘플러에 의해서 신호대역으로 침범하는 것을 방지하기 위한 간섭제거 필터;를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

항재밍 무선신호 수신장치{APPARATUS FOR RECEIVING WIRELESS SIGNAL WITH ANTI-JAMMING}
본 발명은 항재밍 무선신호 수신장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 단일 반송파 가변 전송률 무선통신방식에서 가변 전송률에 상관없이 동일한 오버샘플링 레이트로 수신신호를 처리하여 재밍대 신호비가 상당히 크게 존재하는 경우에도 성능 손실을 최소화하면서 통신이 정상적으로 이루어질 수 있도록 하는 항재밍 무선신호 수신장치에 관한 것이다.
일반적으로, 무선통신시스템에서 신호 대역 내에 다른 전파가 일부 대역을 침범하면 간섭을 일으켜서 통신 품질을 심각하게 저하시키거나 통신 두절을 만든다.
무선통신에서는 요구되는 신호대 간섭 잡음비(SINR, signal to interference and noise power ratio)가 확보되어야 통신이 성공적으로 이루어지나, 신호 대역에 간섭이 섞이게 되면 신호 전력보다 간섭 전력이 커지게 되므로 SINR을 확보할 수 없게 된다.
특히, 군 통신에서는 통신 방해를 위해 의도적으로 신호 대역에 재밍 공격을 발생시켜 통신 두절을 야기시키는 경우가 있다. 또한, 의도적인 방해전파가 아니어도 비면허 대역에서는 신호대역에서 간섭신호가 침범할 수 있어 재밍 상황에서도 임무를 수행하기 위한 통신 성능을 확보하는 기술이 요구된다.
방해전파로 CW(Continuous Wave)파나 협대역에서 수신 신호 대비 100배 이상의 높은 재밍 신호가 입력되는 경우에 SINR이 확보되지 않아서 통신이 정상적으로 이루어질 수 없기 때문에 이를 방지하기 위해서는 재밍 신호 존재 여부를 확인하고서 제거하는 항재밍 기술이 필요하다.
본 발명의 배경기술은 대한민국 공개특허공보 제10-2014-0042072호(2014.04.07. 공개, 항재밍 무선 신호 수신 장치 및 시스템)에 개시되어 있다.
위와 같은 항재밍 기술은 사용 자원을 최소하면서 오검출율을 최소화하고 신호 품질을 최대화하는 기법들이 요구된다. 항재밍을 효율적으로 수행하기 위해서 다음과 같은 과제를 해결하여야 한다.
첫째, 항재밍은 주파수 영역에서 수행되고 시간 영역으로 변환되는 과정으로 연산 복잡도가 높으므로 이를 줄이는 기술이 필요하다. CW파나 협대역 재밍은 신호 대역 대비 일부 영역에 해당되므로 주파수 영역에서 제거하고 다시 시간 영역으로 변환하는 FFT(Fast Fourier Transform)와 IFFT(Inverse Fourier Fast Transform)를 빈번하게 수행하기 때문에 연산 복잡도를 줄일 수 있는 방법이 요구된다.
둘째, 재밍의 오검출 확률을 최소하도록 재밍 검출 문턱값(threshold)을 설정하여 통신 성능에 영향을 주지 않도록 하여야 한다. 통신에는 신호와 잡음이 가우시안 랜덤 변수 특징을 가지므로 재밍이 없는 경우에도 수신 신호의 크기가 표준편차를 가지고 흔들리게 되므로 수신 신호의 분산을 고려하여 문턱값을 설정하는 방법이 요구된다.
셋째, 노치 필터(Notch Filter)의 주파수 형태에 따라서 시간 영역에서 심볼 간 간섭(ISI, Inter-Symbol Interference)을 유발한다. 노치 필터는 시간 영역에서 주엽(main lobe)의 폭과 부엽(side lobe)의 리플(Ripple)의 영향으로 ISI를 발생시키므로 필터 설계에서 ISI의 영향을 고려하여야 한다. 또한, 노치 필터에 의해서 희망 신호(wanted signal)의 일부 주파수 영역이 제거되므로 이에 따른 SINR 열화 영향을 고려하여야 한다.
넷째, 인접 채널 간섭이 존재하는 경우에 리샘플링(Resampling)에 의해서 대역외의 인접채널 이미지 성분이 대역내로 유입될 수 있기 때문에 인접 채널 간섭의 이미지 성분을 제거하기 위한 기술이 요구된다.
본 발명은 상기와 같은 요구에 따라 안출된 것으로, 일 측면에 따른 본 발명의 목적은 단일 반송파 가변 전송률 무선통신방식(일예, DVB-S2)에서 가변 전송률에 상관없이 동일한 오버샘플링 레이트로 수신신호를 처리하여, 재밍대 신호비가 상당히 크게 존재하는 경우에도 성능 손실을 최소화하면서 통신이 정상적으로 이루어질 수 있도록 하는 항재밍 무선신호 수신장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 일 측면에 따른 항재밍 무선신호 수신장치는, 수신된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변화하는 AD 변환기; AD 변환기를 통해 변환된 디지털 신호를 기반으로 인접 채널 간섭을 제거하는 인접채널 간섭제거기; 인접채널 간섭제거기에서 인접채널 간섭이 제거된 신호를 기반으로 가변 전송률 전송 방식에서 수신 심볼 레이트를 송신 심볼 레이트와 일치하도록 레이트를 조정하고, 클록 차이나 거리 이동에 따른 시간 옵셋을 보정하는 리샘플러; 리샘플러에서 보정된 신호에 대해 신호 대역 내에 포함된 재밍 신호를 제거하는 항재밍기; 항재밍기를 통해 재밍이 배제된 신호의 신호대 잡음비를 최대화하기 위해 신호를 여과하는 정합필터; 및 항재밍기의 출력 신호로부터 시간 옵셋을 추정하여 리샘플러에 옵셋값을 제공하는 시간옵셋 추정기;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 항재밍기는, AD 변환기를 통하여 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 주파수 영역 변환기; 주파수 영역에서 수신 신호 대역의 부반송파당 신호 전력을 측정하는 전력측정기; 전력측정기에서 측정된 신호 대역에서의 신호 전력을 구하고, 설정 크기 옵셋을 산출하여 재밍을 제거하기 위한 재밍 문턱값을 산출하는 재밍 문턱값 산출부; 재밍 문턱값 산출부에서 산출된 재밍 문턱값을 기준으로 재밍 신호의 구간을 결정하는 재밍 검출기; 재밍 검출기를 통해 검출된 재밍 주파수 구간 및 구간 양끝이 단계적으로 감소되도록 필터 주파수 영역을 확장한 노치 필터(Notch Filter)를 생성하는 노치필터 생성기; 노치필터 생성기에서 생성된 필터를 이용하여 주파수 영역에서 재밍을 제거하는 재밍 제거기; 및 재밍 제거기를 통해 제거된 신호를 시간 영역으로 변환하는 시간 영역 변환기;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 주파수 영역 변환기는, 주파수 영역에서의 재밍 제거 구간을 기반으로 2개의 FFT를 수행하여 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 전력측정기는, 신호 대역의 부반송파를 추출하는 신호 부반송파 추출기; 주파수 영역의 윈도잉 연산을 수행하는 주파수 윈도잉기; 부반송파에 대한 개별적인 신호 대역의 부반송파의 전력을 측정하는 부반송파 전력 측정기; 및 부반송파의 시간이동 평균을 계산하는 부반송파 시간이동 평균기;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 신호 부반송파 추출기는, 쉐이핑 필터의 롤오프 계수(roll-off factor)와 오버샘플링배수(oversampling ratio)를 이용하여 신호 대역의 부반송파를 추출하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 부반송파 시간이동 평균기는, one-pole IIR(infinite impulse response) 필터나 이동평균 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 사용하여 부반송파 전력 평균을 산출하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 재밍 문턱값 산출부는, 재밍을 검출하기 위한 희망신호 전력을 측정하는 부반송파 그룹화기; 재밍을 효과적으로 검출하기 위해서 신호 구간의 전력을 추정하는 기준전력 추정기; 재밍 문턱값을 결정하기 위한 옵셋을 산출하는 문턱값 옵셋 산출기; 및 기준전력 추정기의 출력과 문턱값 옵셋 산출기의 출력값으로 재밍 문턱값을 산출하는 검출문턱값 산출기;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 부반송파 그룹화기는, 롤오프 팩터(roll-off factor)에 영향을 받지 않는 주파수 영역만을 대상으로 수행하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 기준전력 추정기는, 입력 벡터에서 내림차순으로 설정된 하위 순서의 정렬된 값을 신호 전력으로 추정하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 문턱값 옵셋 산출기는, 카이 제곱 랜덤 변수(chi-square random variable)의 확률 분포를 이용하여 수신 전력의 평균 횟수와 목표 오검출률에 따라 옵셋을 산출하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 문턱값 옵셋 산출기는, 목표 오검출률에 해당하는 옵셋을 카이 제곱 랜덤 변수의 상보누적분포함수(CCDF, complementary cumulative distribution function)로부터 산출하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 문턱값 옵셋 산출기는, 카이 제콥 랜덤 변수의 상보누적함수에서 수신 신호의 평균 전력을 추정하여 옵셋을 산출하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 문턱값 옵셋 산출기는, 스펙트럼의 평탄도 오차를 반영하여 최종적으로 옵셋을 산출하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 재밍 검출기는, 재밍 검출된 부반송파 집합으로부터 재밍 문턱값보다 큰 부반송파를 검출하는 재밍위치 검출기; 재밍위치 검출기에서 구한 재밍에 대해 재밍 검출 구간이 가장 짧은 재밍에 대한 노치필터 시간구간을 산출하는 노치필터 시간구간 산출기; 및 재밍위치 검출기에서 검출된 구간 정보를 이용하여 JSR(Jamming to Signal Ratio)을 추정하는 JSR 추정기;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 JSR 추정기는, 재밍이 검출된 구간의 부반송파 전력의 합과 검출되지 않은 반송파 전력의 비를 이용하여 계산하되 SNR을 반영하여 JSR을 추정하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 노치필터 생성기는, 부반송파별로 노치필터 이득을 설정하는 노치필터 계수생성기; 및 SINR이 최대가 되도록 노치필터의 변수를 결정하는 노치필터 변수결정기;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 노치필터 계수생성기는, 롤오프 팩터를 포함한 신호 대역은 bypass하도록 이득을 설정하고, 신호대역 이외의 오버샘플링에 의한 주파수 대역은 모두 제거되도록 이득을 설정하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 노치필터 변수결정기는, 잔여 재밍 간섭, 필터링에 의한 대역폭 손실, 노치 필터의 응답에 의한 심볼간 간섭(ISI)에 기초하여 상기 SINR을 측정하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 노치필터 변수결정기는, 심볼간 간섭(ISI)에 기초하여 SINR을 측정할 때 노치 필터의 임펄스 응답에서 주엽의 폭과 부엽의 리플 감소율에 기초하여 측정하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 시간 영역 변환기는, 재밍 제거 구간의 부반송파 구간을 이용하여 IFFT 이후에 시간 영역의 신호를 추출하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 인접채널 간섭제거기는, 직렬로 나열되어 가변 전송률에 따라 선택적으로 사용되는 데시메이터; 및 데시메이터에서 선택된 인접채널 간섭을 제거하는 간섭제거필터;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에서 간섭제거필터는, 재밍 신호가 가변 전송률 수신에 따라 리샘플링에 의하여 재밍 신호가 인접채널대역(out-of-band)에서 신호대역(in-band)으로 침범하는 경우에 성능 영향을 받지 않도록 하며, 인접채널 감쇄 크기를 상기 리샘플러에 의한 인접채널 감쇄를 반영하여 정하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일 측면에 따른 항재밍 무선신호 수신장치는 가변 전송률 무선통신방식에서 가변 전송률에 상관없이 동일한 오버샘플링 레이트로 수신신호를 처리하며 문턱값으로 재밍 검출을 수행하여 성능 저하를 최소화하여 신호대 간섭 잡음비가 상당히 크게 존재하는 경우에도 성능 손실을 최소화하면서 통신이 정상적으로 이루어지도록 할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치를 나타낸 블록 구성도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기를 보다 구체적으로 나타낸 블록 구성도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 주파 영역 변환기의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 전력측정기의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 재밍 문턱값 산출부의 구성을 나타낸 블록 구성도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 수신 신호 전력의 누적 횟수(L) 및 수신 전력인 카이 제곱 랜덤 변수에 따른 CCDF(complementary CDF)값을 나타낸 그래프이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 재밍 검출기의 구성을 나타낸 블록 구성도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 재밍 문턱값을 기반으로 부반송파를 결정하는 그래프이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 재밍과 노치필터의 관계를 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 노치필터 생성기를 나타낸 블록 구성도이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치에서 시간 영역 변환기의 작동을 나타낸 블록 구성도이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치에서 인접채널 간섭과 가변전송률의 영향을 나타낸 그래프이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치에서 인접채널 간섭제거기를 나타낸 블록 구성도이다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 톤 재밍과 부분 대역 재밍에서 노치 필터의 특성에 따른 SINR 성능 그래프이다.
이하, 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명에 따른 항재밍 무선신호 수신장치를 설명한다. 이 과정에서 도면에 도시된 선들의 두께나 구성요소의 크기 등은 설명의 명료성과 편의상 과장되게 도시되어 있을 수 있다. 또한, 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 이러한 용어들에 대한 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치를 나타낸 블록 구성도이고, 도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기를 보다 구체적으로 나타낸 블록 구성도이며, 도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 주파수 영역 변환기의 동작을 설명하기 위한 도면이고, 도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 전력측정기의 동작을 설명하기 위한 도면이며, 도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 재밍 문턱값 산출부의 구성을 나타낸 블록 구성도이고, 도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 수신 신호 전력의 누적 횟수 및 수신 전력인 카이 제곱 랜덤 변수에 따른 CCDF(complementary CDF)값을 나타낸 그래프이며, 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 재밍 검출기의 구성을 나타낸 블록 구성도이고, 도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 재밍 문턱값을 기반으로 부반송파를 결정하는 그래프이며, 도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 재밍과 노치필터의 관계를 나타낸 도면이고, 도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치의 항재밍기에서 노치필터 생성기를 나타낸 블록 구성도이며, 도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치에서 시간 영역 변환기의 작동을 나타낸 블록 구성도이고, 도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치에서 인접채널 간섭과 가변전송률의 영향을 나타낸 그래프이며, 도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치에서 인접채널 간섭제거기를 나타낸 블록 구성도이고, 도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 노치 필터의 주파수 응답 형태에 따른 톤 재밍과 부분 대역 재밍에서 SINR 성능 그래프이다.
도 1에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 항재밍 무선신호 수신장치는, AD 변환기(100), 인접채널 간섭제거기(110), 리샘플러(120), 정합필터(130), 항재밍기(140) 및 시간옵셋 추정기(160)를 포함할 수 있다.
AD 변환기(100)는 수신된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환할 수 있다.
인접채널 간섭제거기(Adjacent channel interference rejection filter)(110)는 AD 변환기(100)를 통해 변환된 디지털 신호를 기반으로 인접채널 간섭을 제거할 수 있다.
리샘플러(Resampler)(120)는 인접채널 간섭제거기(110)에서 인접채널 간섭이 제거된 신호를 기반으로 가변 전송률 전송 방식에서 수신 심볼 레이트를 송신 심볼 레이트와 일치하도록 레이트을 조정하고 또한 클록 차이나 거리 이동에 따른 시간 옵셋을 보정하는 기능을 수행하다.
항재밍기(Anti-Jammer)(140)는 리샘플러(120)에서 보정된 신호에 대해 신호대역 내에 포함된 재밍 신호를 주파수 영역에서 제거하고 다시 시간 영역으로 변환하여 출력함으로써 재밍 신호를 제거할 수 있다.
정합필터(Matched Filter)(130)는 항재밍기(140)를 통해 재밍 제거된 신호에 대해 신호대 잡음비를 최대화하기 위해서 설계된 SRRC(Squared Root Raised Cosine) 필터를 이용하여 신호를 여과시킬 수 있다.
시간옵셋 추정기(160)는 항재밍기(140)의 출력 신호로부터 시간 옵셋을 추정하여 리샘플러(120)에 옵셋값을 제공할 수 있다.
여기서, 항재밍기(140)는 도 2에 도시된 바와 같이 주파수 영역 변환기(200), 전력측정기(210), 재밍 문턱값 산출부(220), 재밍 검출기(230), 노치필터 생성기(240), 재밍 제어기(250) 및 시간 영역 변환기(260)를 포함할 수 있다.
주파수 영역 변환기(200)는 정합필터를 통해 여과된 시간 영역의 신호를 주파수 영역으로 변환하여, 주파수 영역에서 재밍 검출 및 재밍 제거를 수행할 수 있도록 한다.
여기서, 주파수 영역 변환기(200)는 도 3의 (a)에 도시된 바와 같이 데이터 버퍼(300), FFT(310)와 지연기(320)를 포함할 수 있다.
데이터 버퍼(300)는 샘플 단위의 신호를 입력으로 받아서 저장하는 메모리로써, FFT(Fast Fourier Transform) 입력에 필요한 데이터를 저장하여 동작 속도에 맞도록 데이터의 속도를 변환할 수 있다.
지연기(320)는 상단의 FFT(310)을 수행할 때는 노치 필터의 임펄스 응답의 주엽 구간(P)을 고려하여 N-2P만큼 샘플 지연된 신호가 입력되도록 할 수 있다. 임펄스 응답의 주엽 구간(P)의 설정에 따라 데이터 버퍼(300)에서 FFT(310)로 다른 범위의 신호를 FFT 주기만큼 (N또는 NFFT표시) 전송할 수 있다.
도 3의 (b)는 P=N/4일 때 전송 주기가 FFT(310)의 주기 N과 동일하고 2개의 스트림간의 간격은 N/2이 된다. FFT(310)의 주기 N개의 포인트에서 앞 구간 P개는 원현 컨벌루션(circular convolution)에 의한 불연속 구간에 의한 간섭을 회피하기 위해서 버리고 뒤 구간은 노치 필터의 임펄스 응답이 불연속이 있어서 성능 저하를 방지하기 위해서 버린다.
전력측정기(210)는 주파수 영역에서 수신 신호 대역의 부반송파당 신호 전력을 측정할 수 있다.
여기서, 전력측정기(210)는 도 4의 (a)에 도시된 바와 같이 신호 부반송파 추출기(400), 주파수 윈도잉기(410), 부반송파 전력측정기(420) 및 부반송파 시간이동 평균기(430)를 포함할 수 있다.
신호 부반송파 추출기(400)는 쉐이핑 필터의 롤오프 계수(roll-off factor)와 오버샘플링배수(oversampling ratio)를 이용하여 신호 대역의 부반송파를 추출할 수 있다. 즉, 주파수 영역 변환기(200)에서 주파수 영역으로 변환하기 위해 FFT를 수행하면, N개 부반송파에 따른 FFT 출력은 도 4의 (b)와 같이 출력된다. 따라서 도 4의 (c)와 같이 신호대역의 평탄한 주파수 영역을 모으는 기능을 수행할 수 있다.
이때, M은 수학식 1과 같이 계산할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00001
여기서,
Figure 112020075179364-pat00002
는 a보다 작거나 같은 최대 정수를 찾는 함수이고, α는 신호대역의 롤오프 팩터(roll-off factor)이고, u는 오버샘플링 레이트(oversampling rate)이다. 신호 대역의 구간의 부반송파의 개수 2m+1을 M으로 표시한다.
예를 들어, a=0.25, N=1024, u=4이면 M=193을 갖게 된다.
신호 부반송파 추출기(400)는 주파수 윈도잉 연산을 위해서 신호대역 앞뒤로 1개씩 부반송파을 더 할당하여 주파수 윈도잉기(420)로 보낼 수 있다.
주파수 윈도잉(frequency windowing)기(420)는 시간 영역의 윈도잉 기능을 주파수 영역에서 수행함으로써, 재밍 검출을 위한 신호와 재밍 제거를 위한 신호를 동일하게 사용할 수 있어 FFT의 연산을 50% 절감할 수 있다.
주파수 영역에서 윈도잉은 도 4의 (d)에 도시된 바와 같이 3개의 점 이외에는 모두 ‘0’을 가짐으로 신호와 윈도우 계수 간에 길쌈(convolution) 연산을 수행할 때 3개의 포인트에 대해서만 수행할 수 있다.
따라서 도 4의 (e)와 같이 주파수 영역의 윈도잉 연산을 수행할 수 있다. 주파수 영역에서 윈도잉 계수가 3개의 탭을 가지므로 M개의 신호 부반송파에서 앞뒤로 1개씩 추가하여 길쌈 연산을 수학식 2와 같이 수행할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00003
여기서, X는 주파수 수신 신호이고, D는 3개의 점을 갖는 윈도잉 계수이다.
부반송파 전력 측정기(420)는 M개의 부반송파에 대한 개별적인 신호 대역의 부반송파를 수학식 3과 같이 연산할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00004
여기서,
Figure 112020075179364-pat00005
은 복소수의 절대값의 제곱을 의미한다.
부반송파 시간이동 평균기(time-moving average)(430)는 수학식 4와 같은 one-pole IIR(infinite impulse response) 필터를 통해 구현하여 부반송파 전력 평균을 얻을 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00006
여기서, β는 one-pole IIR 필터의 계수이고, n은 시간 인덱스를 의미한다.
따라서 β는 작을수록 평균 범위가 넓어지고 클수록 평균 범위가 좁아진다. 또한, 이동평균 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 통하여 수학식 5와 같이 T개의 그룹 단위로 이동하면서 평균하여 부반송파 전력 평균을 계산할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00007
재밍 문턱값 산출부(220)는 전력측정기(210)에서 측정된 신호 대역에서의 신호 전력을 구하고, 일정 크기 옵셋을 반영하여 재밍을 제거하기 위한 재밍 문턱값을 산출할 수 있다.
여기서, 재밍 문턱값 산출부(220)는 도 5에 도시된 바와 같이 부반송파 그룹화기(500), 기준전력 추정기(510), 문턱값 옵셋 산출기(520) 및 검출문턱값 산출기(530)를 포함할 수 있다.
부반송파 그룹화기(500)는 재밍을 검출하기 위한 희망 신호 전력을 측정하여야 되므로 롤오프 팩터(roll-off factor)에 영향을 받지 않는 주파수 영역만을 대상으로 수행할 수 있다.
여기서, 부반송파 그룹화기(500)는 수학식 6과 같이 T개 부반송파 단위로 계산할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00008
여기서,
Figure 112020075179364-pat00009
이다.
기준전력 추정기(510)는 복잡도를 줄이고 추정 정확도를 높이기 위해 부반송파 그룹화기를 사용하여 그룹화된 결과를 기반으로 재밍이 더해진 수신 신호에서 희망 신호의 전력을 계산할 수 있다.
즉, 기준전력 추정기(510)는 수신 신호를 비교하여 내림차순 정렬의 연산량을 줄이기 위해 M번째 큰 값 선택(Selecting the Mth Largest) 방식으로 G개의 입력 벡터에서 내림차순서의 정렬된 값 중 마지막에서 q번째 높은 신호 전력으로 추정할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00010
여기서,
Figure 112020075179364-pat00011
는 집합 A에서 q번째 가장 작은 값을 찾는 정렬 함수이다.
문턱값 옵셋 산출기(520)는 수학식 5에서 L번 평균하여 구한 Rk은 수학식 8과 같이 2*L차의 카이 제곱 분포(chi-squared distribution)를 갖는 랜덤 변수의 CDF(cumulative density function) 공식을 생성할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00012
여기서,
Figure 112020075179364-pat00013
은 수신 신호 X의 복소 가우시안 분포의 분산을 의미한다. 가우시안 분포인 경우에 분산은 평균 전력과 동일하므로
Figure 112020075179364-pat00014
의 평균 전력에 해당한다.
Figure 112020075179364-pat00015
여기서, 희망 신호 분산과 잡음 분산을 각각
Figure 112020075179364-pat00016
으로 정의한다.
또한, 수신 전력은 수학식 10과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00017
여기서, PX, PS, PN은 각각 수신 전력, 희망 신호 전력과 잡음 전력을 정의한다.
따라서 수학식 11은 수학식 8은 수학식 10을 적용하여 측정된 평균 전력으로 유도되어서 다음과 같이 CCDF(complementary CDF)로 표현될 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00018
도 6에 도시된 그래프는 Px평균 전력인 카이 제곱 랜덤 변수에 따른 CCDF(complementary CDF)를 나타낸 것으로, 목표로 하는 오검출율과 수신 전력에 따라서 문턱값 옵셋이 달라질 수 있다.
따라서, 수신 전력의 평균 횟수, 목표 오검출율 PF 에 따라서 수학식 12와 같이 옵셋을 산출할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00019
여기서,
Figure 112020075179364-pat00020
는 조건을 만족하는 y를 찾는 함수다.
또한, 추정한 옵셋에 주파수 윈도잉 등에서 발생된 스펙트럼의 평탄도 오차(Eflat)를 반영하여 수학식 13과 같이 최종적으로 옵셋을 산출할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00021
검출문턱값 산출기(530)는 기준전력 추정기(510)의 출력(
Figure 112020075179364-pat00022
)과 문턱값 옵셋 산출기(520)에서 산출된 결과(
Figure 112020075179364-pat00023
)를 이용하여 재밍 문턱값을 수학식 14와 같이 산출할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00024
재밍 검출기(230)는 재밍 문턱값 산출부(220)에서 산출된 재밍 문턱값을 기준으로 재밍 신호의 구간을 결정할 수 있다.
여기서, 재밍 검출기(230)는 도 7에 도시된 바와 같이 재밍위치 검출기(700), 노치필터 시간구간 산출기(710) 및 JSR 추정기(720)를 포함할 수 있다.
재밍위치 검출기(700)는 수학식 15와 같이 재밍 검출된 부반송파 집합으로부터 재밍 문턱값보다 큰 부반송파를 찾을 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00025
여기서,
Figure 112020075179364-pat00026
이고 집합 A는 재밍 검출된 부반송파의 집합이다.
도 8에 도시된 바와 같이 재밍 문턱값을 기반으로 부반송파를 결정할 수 있다. 즉, 수학식 15에 나타낸 부반송파의 집합은 다수개의 재밍으로 구성되고 재밍 검출 시작 부반송파와 끝나는 부반송파 인덱스의 집합으로 수학식 16과 같이 다시 표현할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00027
노치필터 시간구간 산출기(710)는 재밍위치 검출기(700)에서 구한 J개의 재밍에 대해서 재밍 검출 구간이 가장 짧은 재밍에 대해서 노치필터의 임펄스 응답의 주엽 구간(P)을 수학식 17과 같이 추정할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00028
여기서,
Figure 112020075179364-pat00029
은 a와 같거나 큰 최소 정수를 의미한다.
수학식 17에서 계산된 노치필터의 임펄스 응답의 주엽 구간(P)은 노치필터의 임펄스 응답에 의한 겹치는 영역을 버리기 위한 구간으로 주파수 영역 변환기(200)와 시간 영역 변환기(260)에 적용될 수 있다. 본 발명에서는 수학식 17에 기반하여 산출된 P를 N/4로 가정하여 이후 설명에서 실시예로 설명한다.
JSR 추정기(720)는 재밍위치 검출기(800)에서 재밍이 검출된 구간의 부반송파 전력의 합과 검출되지 않은 반송파 전력의 비를 이용하여 JSR(Jamming to Signal Ratio)을 추정할 수 있다. 또한, SNR(signal to noise ratio)에 따라서 수신 전력에서 신호 전력이 변경되므로 SNR을 반영하여 수학식 18과 같이 추정할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00030
노치필터 생성기(240)는 재밍 검출기(230)을 통해 검출된 재밍 주파수 구간 및 구간 양끝이 단계적으로 감소되도록 필터 주파수 영역을 확장한 노치 필터(Notch Filter)를 생성할 수 있다.
즉, 도 9의 (a)에 도시된 바와 같이 재밍이 검출되었으면 이에 대응되도록 노치필터를 어떤 모양으로 만들어야 하는지 알 수 있다. 또한, 도 9의 (b)에 도시된 바와 같이 노치필터의 부반송파별 이득에 따른 시간영역에서 임펄스 응답을 볼 수 있다. 이와 같이 노치필터를 확장 없이 사용할 때(No Expand)는 임펄스 응답의 주엽의 폭이 넓고 부엽의 리플이 크게 발생하는 것을 볼 수 있다.
노치필터 생성기(240)는 도 10에 도시된 바와 같이 노치필터 계수생성기(1010)와 노치필터 변수결정기(1020)를 포함할 수 있다.
노치필터 계수생성기(1010)는 수학식 19와 같이 부반송파별로 이득을 설정할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00031
여기서, min(a, b)는 a와 b중에 작은 수를 출력하는 함수이고, Hk는 k번째 부반송파에서 노치필터 이득이고, φi는 i번째 집합의 노치필터 계수가 적용되는 것을 의미한다.
노치필터에 포함되지 않는 신호 대역은 bypass(‘1’)하고, 롤오프(roll-off)를 포함한 신호대역 이외의 오버샘플링에 의한 주파수 대역은 모두 제거(‘0’)되도록 이득을 설정할 수 있다.
수학식 19에서 min 함수를 이용하는 것은 J개의 재밍 신호에 대한 이득이 겹칠 때 최소의 이득으로 결정하기 위해서이다. Hn은 n번째 부반송파의 필터 이득을 의미하고 S, E와 W는 각각 재밍 검출의 시작점, 검출 마지막점, 검출 부반송파 구간에 추가되는 양옆의 필터링 구간을 의미한다. 주파수 영역에서 노치 필터링은 다음과 같이 주파수 영역 곱셈 연산으로 수행된다.
Figure 112020075179364-pat00032
수학식 20의 역 푸리에 변환은 수학식 21과 같이 수신 신호와 노치 필터간의 원형 컨볼루션이 된다.
Figure 112020075179364-pat00033
여기서,
Figure 112020075179364-pat00034
는 원형 컨볼루션 연산을 의미한다.
노치 필터링 이후에 복조를 위해서 요구되는 SINR은 주어진 SNR
Figure 112020075179364-pat00035
에서 잔여 재밍 간섭 DJ, 노치 필터임펄스 응답에 의한 심볼간 간섭 DISI, 필터링에 의한 대역 손실 DNull의 영향을 받게 된다. 노치필터 변수결정기(1020)는 SNR
Figure 112020075179364-pat00036
에서 노치 필터링에 의한 3개의 성능 손실 항목을 고려한 SINR을
Figure 112020075179364-pat00037
으로 정의한다. 성능 손실을 최소화하여 가장 높은 SINR을 갖는 노치 필터 계수 집합을 결정한다.
Figure 112020075179364-pat00038
여기서,
Figure 112020075179364-pat00039
이다.
수학식 22에서 4개의 집합에 대해서 SINR 성능을 살펴보면 다음과 같다.
Figure 112020075179364-pat00040
표 1에서 수치는 dB 단위이고 φ1 은 임계치 이상 검출된 부반송파만 제거하므로 일부 잔여 재밍이 남는 사각형 (rectangular) 노치 필터이다. φ2 는 검출된 부반송파와 양옆에 각각 4개의 부반송파를 추가적으로 제거하는 사각형 노치 필터이다. φ3 은 검출된 부반송파를 제거하고 양옆에 각각 4개의 부반송파를 일정한 기울기를 가지고 제거하고 φ4 는 양옆 각각 8개의 부반송파를 일정한 기울기를 가지고 제거한다.
도 14에서 SINR 성능은 2MHz 대역폭에서 수학식 1에 의하여 192개의 부반송파에 대해 톤 재밍에서는 3%인 6개가 재밍 검출되고, PBJ에서는 17%인 34개가 검출되는 경우에 대한 시험 결과로써, SNR에 따른 주파수 영역 노치 필터 계수의 집합에서 측정된 SINR을 나타낸다.
도 14의 (a)는 톤 재밍에서 노치 필터의 임펄스 응답의 주엽 및 부엽이 좁고 빨리 감쇄하는 φ3 과 φ4 가 우수한 성능을 보인다. φ2 는 잔여 재밍을 제거하지만 부엽이 빨리 감쇄하지 않으므로 성능 저하를 보인다.
또한, 도 14의 (b)는 PBJ에서 17% 신호 대역폭이 손실되어 톤 재밍보다 전체적으로 성능 저하가 발생하고 주엽과 부엽의 폭이 대부분 유사한 것을 볼 수 있다.
여기서, φ1 과 φ2 는 싱크 함수로 부엽이 천천히 감소하여 성능이 떨어지고 서로 유사한 성능을 보인다. 즉, 검출 임계치에 의해서 남은 잔여 재밍보다는 주엽과 부엽의 폭과 감소 속도가 성능에 큰 영향을 미치는 것을 볼 수 있다.
또한 φ3 이 넓은 주파수 필터 범위를 갖는 φ4 보다 우수한 성능을 보이며 부엽 특성이 확보되면 신호 대역 손실을 최소화하는 것이 성능 저하를 낮출 수 있음을 알 수 있다.
재밍 제거기(250)는 수학식 23와 같이 노치필터 생성기(240)에서 생성된 필터를 이용하여 FFT(310)에서 출력되는 2개의 FFT 스트링에서 재밍을 제거함으로써, 주파수 영역에서 재밍을 제거할 수 있다.
Figure 112020075179364-pat00041
시간 영역 변환기(260)는 재밍 제거기(250)를 통해 제거된 신호를 시간 영역으로 변환하여 출력할 수 있다.
시간 영역 변환기(260)는 도 11의 (a)에 도시된 바와 같이 재밍 제거기(250)에서 재밍이 제거된 2개의 주파수 영역 신호가 입력된다.
여기서, 2개의 주파수 영역의 신호는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation)를 통해 주파수 영역 신호를 시간 영역 신호로 변환하고, 시간 영역 신호로 변환된 2개의 신호는 각각 P+1~N-P 범위에서 시간 영역의 신호를 추출한다.
즉, 재밍 제거 구간(P)의 부반송파 구간을 이용하여 IFFT 이후에 시간 영역의 신호를 추출한다.
이후 2개의 신호 흐름을 결합하여 P+1~2N-3P개의 신호 성분을 출력한다.
또한, 도 11의 (b)는 P=N/4일 때 예로써, 입출력 개수를 나타내고 있다.
한편, 도 12에 도시된 바와 같이 단일 반송파 전송 방식에서 인접채널 간섭이 가변 전송률을 지원하는 경우 영향을 나타내고 있다.
여기서, (a)는 인접채널간섭이 존재하는 경우에 가변 전송률 지원을 위해서 사용되는 리샘플링 필터는 인접채널 간섭을 일부만을 제거하게 된다. (b)는 리샘플링 필터만을 사용하는 경우에 남아있는 잔여 인접채널간섭을 보이고 있다. (c) 리샘플링을 수행하게 되면 잔여 인접채널 간섭이 신호대역으로 들어올 수 있으므로 신호 품질이 저하된다.
따라서, 이를 방지하기 위해 (d)와 같이 인접채널 간섭제거 필터를 적용하여 인접채널의 영향을 감소시켜야 한다.
본 실시예에서는 인접채널 간섭제거기(110)와 리샘플러(120)를 통해 순차적으로 적용함으로써, 리샘플링 필터에 의한 인접채널 감쇄(A dB)와 인접채널 간섭제거 필터에 의한 인접채널 감쇄(B dB)가 상호작용하여 (A+B) dB 감쇄를 이룰 수 있다.
한편, 인접채널 간섭제거기(110)는 도 13에 도시된 바와 같이 데시메이터(1310)와 간섭제거필터(1320)를 포함할 수 있다.
데시메이터(1310)는 간섭제거 필터(1320)의 복잡도를 줄이기 위해서 직렬(cascade)로 나열하여 가변 전송률에 적용할 수 있다. 간섭제거필터(1320)는 도 12의 (d)와 같이 주파수 영역에서 인접채널 간섭을 제거할 수 있도록 설계할 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 의한 항재밍 무선신호 수신장치에 따르면, 가변 전송률 무선통신방식에서 가변 전송률에 상관없이 동일한 오버샘플링 레이트로 수신신호를 처리하여 신호대 간섭 잡음비가 상당히 크게 존재하는 경우에도 성능 손실을 최소화하면서 통신이 정상적으로 이루어지도록 할 수 있다.
본 명세서에서 설명된 구현은, 예컨대, 방법 또는 프로세스, 장치, 소프트웨어 프로그램, 데이터 스트림 또는 신호로 구현될 수 있다. 단일 형태의 구현의 맥락에서만 논의(예컨대, 방법으로서만 논의)되었더라도, 논의된 특징의 구현은 또한 다른 형태(예컨대, 장치 또는 프로그램)로도 구현될 수 있다. 장치는 적절한 하드웨어, 소프트웨어 및 펌웨어 등으로 구현될 수 있다. 방법은, 예컨대, 컴퓨터, 마이크로프로세서, 집적 회로 또는 프로그래밍 가능한 로직 디바이스 등을 포함하는 프로세싱 디바이스를 일반적으로 지칭하는 프로세서 등과 같은 장치에서 구현될 수 있다. 프로세서는 또한 최종-사용자 사이에 정보의 통신을 용이하게 하는 컴퓨터, 셀 폰, 휴대용/개인용 정보 단말기(personal digital assistant: "PDA") 및 다른 디바이스 등과 같은 통신 디바이스를 포함한다.
본 발명은 도면에 도시된 실시예를 참고로 하여 설명되었으나, 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 기술이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다.
따라서 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 아래의 청구범위에 의해서 정하여져야 할 것이다.
100 : AD 변환기 110 : 인접채널 간섭제거기
120 : 리샘플러 130 : 정합필터
140 : 항재밍기 160 : 시간옵셋 추정기
200 : 주파수 영역 변환기 210 : 전력측정기
220 : 재밍 문턱값 산출부 230 : 재밍 검출기
240 : 노치필터 생성기 250 : 재밍 제어기
260 : 시간 영역 변환기 300 : 데이터 버퍼
310 : FFT 320 : 지연기
400 : 신호 부반송파 추출기 410 : 주파수 윈도잉기
420 : 부반송파 전력측정기 430 : 부반송파 시간이동 평균기
500 : 부반송파 그룹화기 510 : 기준전력 추정기
520 : 문턱값 옵셋 산출기 530 : 검출문턱값 산출기
700 : 재밍위치 검출기 710 : 노치필터 시간구간 산출기
720 : JSR 추정기 1010 : 노치필터 계수생성기
1020 : 노치필터 변수결정기 1310 : 데시메이터
1320 : 간섭제거필터

Claims (22)

  1. 수신된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변화하는 AD 변환기;
    상기 AD 변환기를 통해 변환된 디지털 신호를 기반으로 인접 채널 간섭을 제거하는 인접채널 간섭제거기;
    상기 인접채널 간섭제거기에서 인접채널 간섭이 제거된 신호를 기반으로 가변 전송률 전송 방식에서 수신 심볼 레이트를 송신 심볼 레이트와 일치하도록 레이트를 조정하고, 클록 차이나 거리 이동에 따른 시간 옵셋을 보정하는 리샘플러;
    상기 리샘플러를 통해 보정된 신호에 대해 신호 대역 내에 포함된 재밍 신호를 제거하는 항재밍기;
    상기 항재밍기를 통해 재밍이 배제된 신호의 신호대 잡음비를 최대화하기 위해 신호를 여과시키는 정합필터; 및
    상기 항재밍기의 출력 신호로부터 시간 옵셋을 추정하여 상기 리샘플러에 옵셋값을 제공하는 시간옵셋 추정기;를 포함하되,
    상기 항재밍기는,
    상기 정합필터를 통해 여과된 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 주파수 영역 변환기;
    주파수 영역에서 수신 신호 대역의 부반송파당 신호 전력을 측정하는 전력측정기;
    상기 전력측정기에서 측정된 신호 대역에서의 신호 전력을 구하고, 일정 크기 옵셋을 반영하여 재밍을 제거하기 위한 재밍 문턱값을 산출하는 재밍 문턱값 산출부;
    상기 재밍 문턱값 산출부에서 산출된 재밍 문턱값을 기준으로 재밍 신호의 구간을 결정하는 재밍 검출기;
    상기 재밍 검출기를 통해 검출된 재밍 주파수 구간 및 구간 양끝이 단계적으로 감소되도록 필터 주파수 영역을 확장한 노치 필터(Notch Filter)를 생성하는 노치필터 생성기;
    상기 노치필터 생성기에서 생성된 필터를 이용하여 주파수 영역에서 재밍을 제거하는 재밍 제거기; 및
    상기 재밍 제거기를 통해 제거된 신호를 시간 영역으로 변환하는 시간 영역 변환기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  2. 삭제
  3. 제 1항에 있어서, 상기 주파수 영역 변환기는, 주파수 영역에서의 재밍 제거 구간을 기반으로 2개의 FFT를 수행하여 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 전력측정기는,
    신호 대역의 부반송파를 추출하는 신호 부반송파 추출기;
    주파수 영역의 윈도잉 연산을 수행하는 주파수 윈도잉기;
    부반송파에 대한 개별적인 신호 대역의 부반송파의 전력을 측정하는 부반송파 전력 측정기; 및
    부반송파의 시간이동 평균을 계산하는 부반송파 시간이동 평균기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 신호 부반송파 추출기는, 쉐이핑 필터의 롤오프 계수 (roll-off factor)와 오버샘플링배수(oversampling ratio)를 이용하여 신호 대역의 부반송파를 추출하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  6. 제 4항에 있어서, 상기 부반송파 시간이동 평균기는, one-pole IIR(infinite impulse response) 필터나 이동평균 FIR(Finite Impulse Response) 필터를 사용하여 부반송파 전력 평균을 산출하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  7. 제 1항에 있어서, 상기 재밍 문턱값 산출부는,
    재밍을 검출하기 위한 희망신호 전력을 측정하는 부반송파 그룹화기;
    재밍이 더해진 수신 신호에서 희망 신호의 전력을 계산하는 기준전력 추정기;
    재밍 문턱값을 결정하기 위한 옵셋을 산출하는 문턱값 옵셋 산출기; 및
    상기 기준전력 추정기의 출력과 상기 문턱값 옵셋 산출기의 출력값으로 재밍 문턱값을 산출하는 검출문턱값 산출기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 부반송파 그룹화기는, 롤오프 팩터(roll-off factor)에 영향을 받지 않는 주파수 영역만을 대상으로 수행하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  9. 제 7항에 있어서, 상기 기준전력 추정기는, 입력 벡터에서 내림차순으로 설정된 하위 순서의 정렬된 값을 신호 전력으로 추정하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  10. 제 7항에 있어서, 상기 문턱값 옵셋 산출기는, 카이 제곱 랜덤 변수(chi-square random variable)의 확률 분포를 이용하여 수신 전력의 평균 횟수와 목표 오검출률에 따라 옵셋을 산출하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  11. 제 10항에 있어서, 상기 문턱값 옵셋 산출기는, 상기 목표 오검출률에 해당하는 상기 옵셋을 상기 카이 제곱 랜덤 변수의 상보누적분포함수(CCDF)로부터 산출하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  12. 제 11항에 있어서, 상기 문턱값 옵셋 산출기는, 상기 카이 제콥 랜덤 변수의 상보누적함수에서 수신 신호의 평균 전력을 추정하여 상기 옵셋을 산출하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  13. 제 7항에 있어서, 상기 문턱값 옵셋 산출기는, 스펙트럼의 평탄도 오차를 반영하여 최종적으로 옵셋을 산출하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  14. 제 1항에 있어서, 상기 재밍 검출기는,
    재밍 검출된 부반송파 집합으로부터 재밍 문턱값보다 큰 부반송파를 검출하는 재밍위치 검출기;
    상기 재밍위치 검출기에서 구한 재밍에 대해 재밍 검출 구간이 가장 짧은 재밍에 대한 노치필터 시간구간을 산출하는 노치필터 시간구간 산출기; 및
    상기 재밍위치 검출기에서 검출된 재밍 구간 정보를 이용하여 JSR(Jamming to Signal Ratio)을 추정하는 JSR 추정기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  15. 제 14항에 있어서, 상기 JSR 추정기는, 재밍이 검출된 구간의 부반송파 전력의 합과 검출되지 않은 반송파 전력의 비를 이용하여 계산하되 SNR을 반영하여 JSR을 추정하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  16. 제 1항에 있어서, 상기 노치필터 생성기는,
    부반송파별로 노치필터 이득을 설정하는 노치필터 계수생성기; 및
    SINR이 최대가 되도록 노치필터의 변수를 결정하는 노치필터 변수결정기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  17. 제 16항에 있어서, 상기 노치필터 계수생성기는, 롤오프 팩터를 포함한 신호 대역은 bypass하도록 이득을 설정하고, 신호대역 이외의 오버샘플링에 의한 주파수 대역은모두 제거되도록 이득을 설정하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  18. 제 16항에 있어서, 상기 노치필터 변수결정기는, 잔여 재밍 간섭, 필터링에 의한 대역폭 손실, 노치 필터의 응답에 의한 심볼간 간섭(ISI)에 기초하여 상기 SINR을 측정하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  19. 제 18항에 있어서, 상기 노치필터 변수결정기는, 상기 심볼간 간섭(ISI)에 기초하여 상기 SINR을 측정할 때 상기 노치 필터의 임펄스 응답에서 주엽의 폭과 부엽의 리플 감소율에 기초하여 측정하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  20. 제 1항에 있어서, 상기 시간 영역 변환기는, 재밍 제거 구간의 부반송파 구간을 이용하여 IFFT 이후에 시간 영역의 신호를 추출하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  21. 제 1항에 있어서, 상기 인접채널 간섭제거기는,
    직렬로 나열되어 가변 전송률에 따라 선택적으로 사용되는 데시메이터; 및
    상기 데시메이터에서 선택된 인접채널 간섭을 제거하는 간섭제거필터;를 포함하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
  22. 제 21항에 있어서, 상기 간섭제거필터는, 재밍 신호가 가변 전송률 수신에 따라 리샘플링에 의하여 재밍 신호가 인접채널대역(out-of-band)에서 신호대역(in-band)으로 침범하는 경우에 성능 영향을 받지 않도록 하며, 인접채널 감쇄 크기를 상기 리샘플러에 의한 인접채널 감쇄를 반영하여 정하는 것을 특징으로 하는 항재밍 무선신호 수신장치.
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