JP2014121070A - 等化装置及び等化方法並びに受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】パイロットサブキャリアの周期配列に起因する非希望波成分を抑圧する等化装置を提供する。
【解決手段】等化装置（等化部）１５は、伝送路特性推定部２２で推定された伝送路特性に逆直交変換を施して推定遅延プロファイルを算出する逆直交変換部２３と、パイロットサブキャリアのシンボル方向の挿入周期の正整数倍のサンプル数で推定遅延プロファイルをシンボル方向に平滑化する平滑化部２４と、平滑化部２４の出力を直交変換する直交変換部２６と、直交変換部２６の出力を用いて周波数領域信号の歪みを補正する等化処理部３１とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、伝送路の歪みを補償する等化技術に関し、特に、フェージングにより無線信号が伝送路で受けた歪みを補正する等化技術に関する。

無線通信システム及び地上デジタル放送システムなどでは、送信機から出力された電波は、受信機に到着するまでの間に、建物などの障害物または大気の電離層で反射、回折もしくは散乱し、あるいは、移動体通信によるドップラーシフトの影響を受ける場合がある。この場合、受信機は、送信機から直接的に到来した直接波（希望波）だけでなく、当該直接波とは別の経路を伝搬した遅延波を受信し得る。このように送信機から複数経路（マルチパス）を伝搬した送信波は、互いに干渉して受信信号の振幅及び位相の一方または双方を時間的に変動させる現象を引き起こす。この種の現象は、フェージングと呼ばれている。

マルチパス妨害に耐性のある伝送方式としては、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送方式が知られている。ＯＦＤＭ伝送方式は、互いに直交関係のある複数の副搬送波（サブキャリア）を多重化して１つのＯＦＤＭシンボルを生成する方式である。ＯＦＤＭ伝送方式は、たとえば、日本及び欧州の地上デジタル放送規格であるＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）及びＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）で採用されている。通常、ＯＦＤＭシンボルには、既知の振幅及び位相を有するパイロットサブキャリアがサブキャリアの一部として周期的に挿入されている。特に、ＯＦＤＭシンボルの中に分散配置されたパイロットサブキャリアは、スキャタード・パイロット（ＳＰ：Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔｓ）と呼ばれている。

パイロットサブキャリアは、受信機での等化処理に広く使用されている。受信機がパイロットサブキャリアを用いた等化機能を有する場合、この受信機は、受信信号からパイロットサブキャリアを抽出し、当該抽出されたパイロットサブキャリアを参照して伝送路特性の推定値をサブキャリア毎に算出する。受信機は、当該伝送路特性の推定値を用いて、伝送路から受信信号が受けた歪みをサブキャリア単位で補正することができる。この種の等化技術は、たとえば、特開２００７−１４３１０６号公報（特許文献１）及び特開２００８−２７１０１８号公報（特許文献２）に開示されている。

特許文献１に開示されている等化回路は、１シンボル分のＳＰ（スキャタード・パイロット）信号から推定された周波数領域の伝送路のインパルス応答に逆離散フーリエ変換を施すことで伝送路の時間領域の第１のインパルス応答の推定（１シンボル推定）を行うとともに、４シンボル分のＳＰ信号を用いて時間領域の第２のインパルス応答を推定する。周波数軸方向に１２サブキャリア毎に１つのＳＰ信号が配置されている場合、上記逆離散フーリエ変換の実行により、有効シンボル長Ｔｕの１／１２の整数倍の時間Ｔｕ／６，Ｔｕ／４，Ｔｕ／３にそれぞれ現れる遅延波成分がエリアジング成分となって第１のインパルス応答の０〜Ｔｕ／１２の時間領域内に流入する。特許文献１に開示されている等化回路は、このようなエリアジング成分の推定量（エリアジング量）を第２のインパルス応答を用いて算出し、当該エリアジング量を用いて第１のインパルス応答中のエリアジング成分を抑圧している。

一方、特許文献２に開示されているＯＦＤＭ受信装置は、受信信号から抽出されたパイロット信号に基づいて周波数領域の伝送路伝達関数を推定し、当該推定された伝送路伝達関数に逆高速フーリエ変換を施すことで時間領域の伝送路インパルス応答を算出する。このＯＦＤＭ受信装置は、当該時間領域の伝送路インパルス応答に対してシンボル方向のフィルタ処理を施すＬＰＦ（ローパスフィルタ）部を備えている。外部ノイズまたはフェージングなどの外乱により受信信号が乱れた場合、前述の時間領域の伝送路インパルス応答においては、直接波及び遅延波と、外乱に起因するノイズとの間の区別が明確では無い。特許文献２に開示されているＬＰＦ部は、このようなノイズを抑圧することができる。

特開２００７−１４３１０６号公報（図２，図４（ａ）〜（ｃ）及び段落００６３〜００７１） 特開２００８−２７１０１８号公報（図１及び段落００３６〜００４１）

上述の通り、特許文献１に開示されている等化回路は、４シンボル分のＳＰ信号に基づいて算出された第２のインパルス応答を用いてエリアジング量を推定する。しかしながら、特許文献１に開示されている等化回路は、第２のインパルス応答の０〜Ｔｕ／３の時間領域を、第１のインパルス応答の０〜Ｔｕ／３の時間領域と対応付けて第１のインパルス応答のエリアジング成分を推定している。当該推定されたエリアジング成分（エリアジング量）の位相は、第１のインパルス応答に実際に現れるエリアジング成分の位相とは異なるため、特許文献１に開示されている等化回路では、エリアジング成分を正確に推定することができないという問題がある。

特許文献２に開示されているようなＬＰＦ部は、外乱に起因するノイズを抑圧することはできるが、ＬＰＦ部のフィルタ特性がＳＰ信号の周期配列に起因するエリアジング成分の特性に適合していないため、当該エリアジング成分を十分に抑圧することは難しい。

上記に鑑みて本発明の目的は、ＳＰなどのパイロットサブキャリアの周期配列に起因して発生する非希望波成分を効果的に抑圧することができる等化装置及び等化方法並びに受信装置を提供することにある。

本発明の第１の態様による等化装置は、周期的に挿入されたパイロットサブキャリアを含む直交周波数分割多重化信号をシンボル単位で受信し、当該受信信号をシンボル毎に直交変換して周波数領域信号を生成する受信装置において伝送路の歪みを補償する等化装置であって、前記周波数領域信号から前記パイロットサブキャリアを抽出するパイロット抽出部と、当該抽出されたパイロットサブキャリアに基づいて周波数領域の伝送路特性を推定する伝送路特性推定部と、当該推定された伝送路特性に逆直交変換を施して推定遅延プロファイルを算出する逆直交変換部と、前記パイロットサブキャリアのシンボル方向における挿入周期の正整数倍のサンプル数で前記推定遅延プロファイルをシンボル方向に平滑化して平滑化遅延プロファイルを生成する平滑化部と、前記平滑化遅延プロファイルに直交変換を施して周波数領域の平滑化伝送路特性を算出する直交変換部と、前記平滑化伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正する等化処理部とを備えることを特徴とする。

本発明の第２の態様による受信装置は、周期的に挿入されたパイロットサブキャリアを含む直交周波数分割多重化信号をシンボル単位で受信する受信装置であって、当該受信信号をシンボル毎に直交変換して周波数領域信号を生成する主直交変換部と、前記周波数領域信号から前記パイロットサブキャリアを抽出するパイロット抽出部と、当該抽出されたパイロットサブキャリアに基づいて周波数領域の伝送路特性を推定する伝送路特性推定部と、当該推定された伝送路特性に逆直交変換を施して推定遅延プロファイルを算出する逆直交変換部と、前記パイロットサブキャリアのシンボル方向における挿入周期の正整数倍のサンプル数で前記推定遅延プロファイルをシンボル方向に平滑化して平滑化遅延プロファイルを生成する平滑化部と、前記平滑化遅延プロファイルに直交変換を施して周波数領域の平滑化伝送路特性を算出する直交変換部と、 前記平滑化伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正する等化処理部とを備えることを特徴とする。

本発明の第３の態様による等化方法は、周期的に挿入されたパイロットサブキャリアを含む直交周波数分割多重化信号をシンボル単位で受信し、当該受信信号をシンボル毎に直交変換して周波数領域信号を生成する受信装置において伝送路特性の歪みを補償する等化方法であって、前記周波数領域信号から前記パイロットサブキャリアを抽出するステップと、当該抽出されたパイロットサブキャリアに基づいて周波数領域の伝送路特性を推定するステップと、当該推定された伝送路特性に逆直交変換を施して推定遅延プロファイルを算出するステップと、前記パイロットサブキャリアのシンボル方向における挿入周期の正整数倍のサンプル数で前記推定遅延プロファイルにシンボル方向の平滑化を施して平滑化遅延プロファイルを生成するステップと、前記平滑化遅延プロファイルに直交変換を施して周波数領域の平滑化伝送路特性を算出するステップと、前記平滑化伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正するステップと
を備えることを特徴とする。

本発明によれば、パイロットサブキャリアのシンボル方向における挿入周期の正整数倍のサンプル数で推定遅延プロファイルをシンボル方向に平滑化することで平滑化遅延プロファイルが生成される。それ故、パイロットサブキャリアのシンボル方向の周期配列に起因する非希望成分を抑圧することができ、ノイズをも効果的に抑圧することが可能となる。したがって、当該平滑化遅延プロファイルに基づいて周波数領域信号の歪みを良好に補正することができる。

本発明に係る実施の形態１の受信装置の構成例を概略的に示す図である。 伝送シンボル（ＯＦＤＭシンボル）の構成を概略的に示す図である。 伝送シンボルに挿入されるスキャタード・パイロット（ＳＰ：Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔｓ）の配置例を概略的に示す図である。 遅延時間及びドップラー周波数に関する特性の一例を概略的に示す図である。 推定遅延プロファイルの一例を示す図である。 連続する推定遅延プロファイルの例を示す図である。 実施の形態１の平滑化部の構成例を概略的に示す図である。 平滑化遅延プロファイルの一例を示す図である。 閾値処理により得られた平滑化遅延プロファイルを概略的に示す図である。 移動平均フィルタの振幅特性の一例を示す図である。 本発明に係る実施の形態２の等化部の概略構成を示すブロック図である。 遅延時間及びドップラー周波数に関する特性の一例を概略的に示す図である。 推定遅延プロファイルの一例を示す図である。 複数の区間に分割された推定遅延プロファイルの一例を示す図である。 第１平滑化部を構成するフィルタの通過帯域（カットオフレートより低い帯域）ＰＢ１の一例を示す図である。 平滑化遅延プロファイルの一例を示す図である。 ドップラー検出部の構成例を概略的に示すブロック図である。 図１４に示した区間Ｚ_０に対応するドップラー周波数スペクトルの一例を示す図である。 図１４に示した区間Ｚ_２に対応するドップラー周波数スペクトルの一例を示す図である。 第２平滑化部を構成するフィルタの通過帯域ＰＢ２の一例を示す図である。 本発明に係る実施の形態３の演算装置の一例を示す図である。 実施の形態１に係る等化方法と同じ等化方法を示すフローチャートである。

以下、本発明に係る種々の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明に係る等化方法を実現する実施の形態１の受信装置１の構成例を概略的に示す図である。この受信装置１は、受信アンテナ素子Ｒｘ、チューナ部１０、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１１、直交復調部１２、局部発振器１３、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）部１４、等化部１５、キャリア復調部１６、誤り訂正部１７及びデコード部１８を備えている。

チューナ部１０は、受信アンテナ素子Ｒｘで受信された無線信号に対して同調処理などのアナログ信号処理を施してアナログ受信信号を生成し、そのアナログ受信信号をＡ／Ｄ変換器１１に出力する。Ａ／Ｄ変換器１１は、アナログ受信信号をディジタル受信信号に変換し、直交復調部１２に出力する。本実施の形態では、アナログ受信信号は、複数のサブキャリア（副搬送波）を用いて生成されたマルチキャリア信号であり、特に、互いに直交関係にある複数のサブキャリアを用いて生成された直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号である。

直交復調部１２は、局部発振器１３から供給された発振周波数信号ＬＯを用いてＡ／Ｄ変換器１１の出力を直交復調してベースバンド（基底帯域）受信信号を生成する。このベースバンド受信信号は、同相成分と直交成分とを含む複素信号である。なお、当該複素信号で表される複素数をＩ＋ｊＱ（ｊは、虚数単位）と表すとき、同相成分は、当該複素数の実部Ｉを表す信号であり、直交成分は、当該複素数の虚部Ｑを表す信号である。

図２は、伝送シンボル（ＯＦＤＭシンボル）の構成を概略的に示す図である。図２に示されるように、伝送シンボルは、周波数多重化された複数のサブキャリア（副搬送波）を含む有効シンボルと、この有効シンボルの末尾部分の信号と同一の冗長信号（サイクリック・プレフィックス）からなるガードインターバル部（ＧＩ部）とを含む。１シンボル期間（１シンボル長）Ｔ_Ｓは、有効シンボル期間Ｔｕと、ＧＩ部の長さであるガード期間Ｔｇとからなる。なお、本実施の形態では、ＧＩ部は、有効シンボルの直前に配置されているが、これに限定されるものではない。たとえば、ＧＩ部が有効シンボルの直後に配置されてもよい。

受信装置１は、図２に示した伝送シンボル単位で送信信号を受信する。これら伝送シンボルには、送信側で既知の振幅及び位相を有するパイロットサブキャリアが周期的に挿入されている。図３は、スキャタード・パイロット（ＳＰ：Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔｓ）とデータ伝送に使用されるデータ・サブキャリアとの配置例を概略的に示す図である。図３に示されるように、サブキャリアは、周波数方向に所定の間隔Δｆで配列されている。ＳＰは、時間方向（シンボル方向）にＬｓｐ個のシンボル毎に挿入され、且つ、周波数方向（サブキャリア方向）にａ個のサブキャリア毎に挿入される。また、互いに隣接するシンボル間でＳＰの配置パターンが周波数方向にｂ個のサブキャリア分の周波数（＝ｂ×Δｆ）だけずれている。図３のＳＰの配置は、ＩＳＤＢ−Ｔ規格に従って定められたものであるため、Ｌｓｐ＝４、ａ＝１２、ｂ＝３、である。

図１を参照すると、ＤＦＴ部１４は、ベースバンド受信信号にＮ点の離散高速フーリエ変換（直交変換）を施して周波数領域のサブキャリア信号Ｆｓを生成する。ここで、離散高速フーリエ変換に代えて他の種類の直交変換が使用されてもよい。

等化部１５は、ＤＦＴ部１４から入力されたサブキャリア信号から抽出されたＳＰ信号に基づいて周波数領域の伝送路特性の推定値を算出し、当該推定値を用いてサブキャリア信号の歪みを補正することができる。補正された周波数領域信号すなわち等化信号Ｅｓは、キャリア復調部１６に供給される。この等化部１５の構成及び動作については後述する。

キャリア復調部１６は、等化信号Ｅｓに対してサブキャリア毎にキャリア復調（ディジタル復調）を実行して受信データ信号系列を生成する。キャリア変調方式としては、たとえば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）もしくはＭ値ＱＡＭ（Ｍ−ａｒｙ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；Ｍは２以上の整数）を挙げることができるが、これらに限定されるものではない。誤り訂正部１７は、キャリア復調部１６の出力系列に対して誤り訂正を実行する。そして、デコード部１８は、誤り訂正部１７の出力に復号処理を施して復号データを得る。

次に、図１に示される等化部１５の構成について説明する。

図１に示されるように、等化部１５は、パイロット抽出部２１、伝送路特性推定部２２、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）部２３、平滑化部２４、閾値処理部２５、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）部２６、信号遅延部３０及び等化処理部３１を有する。

パイロット抽出部２１は、入力されたサブキャリア信号ＦｓからＳＰ信号を抽出する。伝送路特性推定部２２は、抽出されたＳＰ信号に基づいて、ＳＰに作用する伝送路特性を推定する。たとえば、伝送路特性推定部２２は、抽出されたＳＰ信号を既知のＳＰ信号で除算することで伝送路特性を算出することができる。

ＳＰに作用する伝送路特性Ｈｐ（ｆ，ｍＴ_Ｓ）は、次式（１）で表される。

ここで、Ｈ（ｆ，ｍＴ_Ｓ）は、ｍ番目のシンボルにおける周波数特性であり、Ｔ_Ｓは、ＯＦＤＭシンボルの長さ（単位は秒）である。また、Δｆは、サブキャリア間隔（単位はＨｚ）、ａは、周波数方向におけるＳＰの挿入周期（単位はサブキャリア数）、ｂは、隣接するシンボル間でのＳＰの配置のシフト量（単位はサブキャリア数）、δ（ｘ）は、変数ｘに関するディラックのデルタ関数である。

上式（１）の伝送路特性Ｈｐ（ｆ，ｍＴ_Ｓ）を周波数ｆについて逆フーリエ変換すると、時間ｍＴ_Ｓ及び遅延時間τに関する特性である推定遅延プロファイルを得ることができる。具体的には、推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）は、次式（２）で表される。

ここで、τは、遅延時間であり、ｊは、虚数単位である。また、ｈ（τ，ｍＴ_Ｓ）は、ｍ番目シンボルの遅延プロファイルであり、上式（１）の右辺の伝送路特性Ｈ（ｆ，ｍＴ_Ｓ）を周波数ｆについて逆フーリエ変換することで得られるものである。上式（２）の右辺のｋ＝０の項は、所望の遅延プロファイルを表し、右辺のｋ≠０の項は、繰り返し成分（非希望成分）を表す。ここで、上式（２）の右辺のｅｘｐ［ｊ２π（ｂ／ａ）ｍｋ］の項に着目すると、繰り返し成分は、変数ｋが非零の項を含むため、シンボル方向に位相回転していることが分かる。具体的には、図３のＳＰの配置の場合には、ａ＝１２，ｂ＝３であり、位相回転量はｅｘｐ（ｊｍｋπ／４）となり、シンボル番号ｍが１つ増加するごとに、ｋπ／４ずつ位相が回転する。

上式（２）の遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）に対してシンボル方向（シンボル番号ｍ）に離散フーリエ変換を施すことにより、遅延時間τ及びドップラー周波数の特性を表すドップラー周波数スペクトルを求めることができる。ドップラー周波数スペクトルは、ドップラー広がりを表す関数Ｄ（τ，ｈ／ＮＴ_Ｓ）を用いて次式（３）で表すことができる。

ここで、ＤＦＴ［Ｒ（τ；ｍ）］は、シンボル方向（時間ｔ＝ｍＴ_Ｓ）について遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）にＮ点の離散フーリエ変換を施すことを意味する。関数Ｄ（τ，ｈ／ＮＴ_Ｓ）は、シンボル方向（時間ｔ＝ｍＴ_Ｓ）について関数ｈ（τ，ｍＴ_Ｓ）にＮ点の離散フーリエ変換を施すことで得られるものである。

今、２波ライス伝送路（時間変動しない直接波とレイリー波である遅延波とが存在する伝送路）の場合を想定する。図４は、２波ライス伝送路の場合に上式（３）で表される特性の一例を概略的に示す図である。図４において、横軸は、遅延時間τを表し、縦軸は、ドップラー周波数を表している。

図４に示されるように、ドップラー方向に広がっていない所望の直接波成分Ｓ００，Ｓ０４と、ドップラー方向に広がる遅延波成分Ｄ１０，Ｄ１４とが存在する。これら希望波成分Ｓ００，Ｓ０４，Ｄ１０，Ｄ１４は、式（３）の右辺のｋ＝０の項に対応するものである。また、直接波成分Ｓ００に対してＴｕ／１２の整数倍の位相のズレを有する繰り返し成分ｓ１１，ｓ２２，ｓ３３，ｓ４４が現れ、遅延波成分Ｄ１０に対してＴｕ／１２の整数倍の位相のズレを有する繰り返し成分ｄ２１，ｄ３２が現れている。さらに、遅延波成分Ｄ１４に対してもＴｕ／１２の位相のズレを有する繰り返し成分ｄ０３が現れている。ＳＰに作用する伝送路特性から、全サブキャリアについての伝送路特性を高精度に推定するためには、このような繰り返し成分を除去する必要がある。

ＩＤＦＴ部２３は、伝送路特性推定部２２で算出されたＳＰの伝送路特性に逆離散フーリエ変換を施して推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）を生成する。ここで、逆離散フーリエ変換に代えて他の種類の逆直交変換が使用されてもよい。

平滑化部２４は、シンボル方向におけるＳＰの挿入周期Ｌｓｐの正整数倍のサンプル数で推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）をシンボル方向に平滑化する。この結果得られた平滑化遅延プロファイルは、閾値処理部２５に出力される。なお、周波数方向におけるＳＰの挿入間隔は、図３に示されるようにａ×Δｆ＝１２×Δｆである。ＩＤＦＴ部２３による逆離散フーリエ変換のサンプリング間隔は３×Δｆとされ、ＳＰ以外のサンプル値は零値とされる。よって、ＩＤＦＴ部２３のサンプリング点数は、Ｎ／３である。

図５は、２波ライス伝送路の場合に、ＩＤＦＴ部２３で生成される推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）の一例を示す図である。図５は、図４に示した遅延時間及びドップラー周波数の特性を遅延時間τの軸側から視た場合の図である。推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）の値は、複素数で表現されるところ、図５の縦軸は、推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）の振幅を表している。図５に示されるように、直接波成分（希望波成分）Ｓ０に対してＴｕ／１２の間隔で繰返し成分ｓ１，ｓ２，ｓ３，ｓ４，…が発生し、遅延波成分（希望波成分）Ｄ１に対してもＴｕ／１２の間隔で繰返し成分ｄ２，ｄ３，ｄ４，…が発生する。これら繰返し成分ｓ１，ｓ２，ｓ３，ｓ４，ｄ２，ｄ３，ｄ４は、上式（２）の右辺のｋ≠０の項に対応するものである。よって、繰返し成分は、希望波成分から遅延時間方向にｋ×Ｔｕ／１２（ｋは整数）だけシフトした位置に現れる。また、受信信号に含まれるガウス雑音の影響により、推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）には雑音成分Ｎｓが含まれている。

平滑化部２４は、繰り返し成分の上記性質を利用して、推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）を、連続するＬｓｐ（＝４）個のシンボル分の実部と虚部をそれぞれ平滑化することで繰返し成分を抑圧する。平滑化部２４は、たとえば、移動平均フィルタで構成することができるが、これに限らず、ブロック平均フィルタで構成してもよい。

図６は、４シンボル分の連続する推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ），Ｒ（τ；ｍ＋１），Ｒ（τ；ｍ＋２），Ｒ（τ；ｍ＋３）の例を示す図である。図６において、縦軸は、推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ），Ｒ（τ；ｍ＋１），Ｒ（τ；ｍ＋２），Ｒ（τ；ｍ＋３）の実部を表している。平滑化部２４は、遅延時間τに関して、時間方向すなわちシンボル方向に連続的に配列された推定遅延プロファイルのサンプル値を平滑化することで繰返し成分を抑圧することができる。なお、平滑化部２４でのシンボル方向のサンプル数は、Ｌｓｐ（＝４）個に限らず、Ｌｓｐの正整数倍であればよい。

平滑化部２４としては、たとえば、公知のＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタあるいはＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタなどのデジタルフィルタを使用すればよい。図７は、平滑化部２４の構成例を概略的に示す図である。図７に示されるように、平滑化部２４は、遅延素子２４２_１〜２４２_４Ｌ−１と乗算器２４３_１〜２４３_４Ｌと総和演算器２４４とを含む。ここで、Ｌは正整数である。平滑化部２４は、フィルタ係数ｗ_１，ｗ_２，…，ｗ_４Ｌと推定遅延プロファイルＲ（τ；ｎ），Ｒ（τ；ｎ−１），…，Ｒ（τ；ｎ−４Ｌ＋１）とを積和演算することにより平滑化遅延プロファイルＦＲ（τ；ｎ）を算出することができる。

図８は、平滑化遅延プロファイルの一例を示す図である。図８に示されるように、図５に示した繰り返し成分ｄ０，ｓ１〜ｓ４，ｄ２〜ｄ４は効果的に抑圧され、希望波成分ＦＳ０，ＦＤ１が明瞭に現れている。また、図５の雑音成分Ｎｓも抑圧されたため、図８の平滑化遅延プロファイルでは、雑音成分ＦＮｓの振幅は低いレベルに抑えられる。これにより、遅延プロファイルの推定精度が向上することが分かる。

次に、図１の閾値処理部２５は、平滑化部２４から出力された平滑化遅延プロファイルのうち閾値Ｔｈ以下の振幅を有するサンプル値を零値に置き換える閾値処理を実行する。ここで、閾値Ｔｈを超える振幅を有するサンプル値の前後所定数のサンプル値を零値に置き換えないようにしてもよい。図８の例では、雑音成分ＦＮｓの振幅は閾値Ｔｈ以下にあり、希望波成分ＦＳ０，ＦＤ１の振幅は閾値Ｔｈを超えているので、閾値処理により、雑音成分ＦＮｓを除去することができる。図９は、閾値処理により得られた平滑化遅延プロファイルを概略的に示す図である。

次に、ＤＦＴ部２６は、閾値処理部２５から出力された平滑化遅延プロファイルにＮ点の離散フーリエ変換を施すことで周波数領域の伝送路特性を算出する。ここで、各シンボルの平滑化遅延プロファイルは、Ｎ／３点のサンプル値しか持たないため、ＤＦＴ部２６は、平滑化遅延プロファイルのＮ／３点のサンプル値に２Ｎ／３点の零値を追加して得られるＮ点の値を離散フーリエ変換する。これにより、ＤＦＴ部１４から出力されるＮ点のサブキャリア信号全てに対応する伝送路特性を得ることができる。

一方、信号遅延部３０は、入力されたサブキャリア信号Ｆｓを所定のシンボル数分の遅延時間だけ遅延させた後に等化処理部３１に出力する。この遅延時間を定める所定のシンボル数は、平滑化部２４での群遅延に依存する。たとえば、４シンボルの移動平均の群遅延量は、２．５シンボルなので、この場合、信号遅延部３０は、２シンボルから３シンボル分の遅延時間だけサブキャリア信号Ｆｓを遅延させればよい。信号遅延部３０は、伝送路特性が時間変動する環境において、ＤＦＴ部１４から出力される信号とＤＦＴ部２６から出力される信号との互いのタイミングをシンボル単位で一致させることができる。

等化処理部３１は、ＤＦＴ部２６から出力された伝送路特性を用いて、たとえば、公知のＺＦ（Ｚｅｒｏ−Ｆｏｒｃｉｎｇ）基準に従ってサブキャリア信号を等化（信号の歪みを補正）し、その結果得られた等化信号Ｅｓを出力する。ＺＦ基準の場合、信号遅延部３０から出力されたサブキャリア信号を、当該サブキャリア信号に対応する伝送路特性で除算することで当該サブキャリア信号の歪みを補正することができる。なお、ＺＦ基準の等化方法に限らず、たとえば、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）基準の等化方法を採用してもよい。

以上に説明したように、実施の形態１の等化部１５は、パイロットサブキャリアの挿入周期Ｌｓｐの正整数倍のサンプル数で推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）をシンボル方向に平滑化するので、推定精度の高い平滑化遅延プロファイルを得ることができる。それ故、パイロットサブキャリアのシンボル方向の周期配列に起因する非希望波成分を抑圧することができ、併せて雑音成分も効果的に抑圧することが可能となる。

図１０は、４シンボル分の移動平均フィルタで構成された平滑化部２４の振幅特性の一例を示す図である。図１０から分かるように、カットオフレートは約1／（８Ｔ_Ｓ）である。よって、図１０のフィルタ特性を有する移動平均フィルタは、最大ドップラー周波数が約１／（８Ｔ_Ｓ）以下となる環境で有効な手法であることが分かる。

よって、実施の形態１の受信装置１は、当該平滑化遅延プロファイルに基づいて周波数領域のサブキャリア信号の歪みを良好に補正することができる。したがって、マルチパス環境下での受信性能が向上するという効果を得ることができる。

なお、本実施の形態では、Ｎ／３点のサンプル分の推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）が算出されているが、この代わりに、対応する遅延時間以内の推定遅延プロファイルのみが算出されてもよい。たとえば、ＧＩ部が有効シンボル長Ｔｕの１／４程度のガード期間Ｔｇを有し且つＧＩ部内の遅延波だけに対応する場合、Ｎ／４点のサンプル分の推定遅延プロファイルを推定してもよい。推定される遅延プロファイルの範囲を限定することで、その範囲外の雑音成分と繰返し成分とを切捨てることができるので、遅延プロファイルの推定精度を向上させることができる。

実施の形態２．
次に、本発明に係る等化方法を実現する実施の形態２について説明する。図１１は、実施の形態２の等化部１５Ｂの概略構成を示すブロック図である。本実施の形態の受信装置の構成は、図１の等化部１５に代えて図１１の等化部１５Ｂを有する点を除いて、上記実施の形態１の受信装置１（図１）の構成と同じである。

図１１に示されるように、実施の形態２の等化部１５Ｂは、パイロット抽出部２１、伝送路特性推定部２２、ＩＤＦＴ部２３、ドップラー検出部４１、第１平滑化部４２、到来波検出部４３、フィルタ特性決定部４４、閾値設定部４５、第２平滑化部２４Ｂ、閾値処理部２５Ｂ、ＤＦＴ部２６、信号遅延部３０及び等化処理部３１を有する。

図１１に示したパイロット抽出部２１、伝送路特性推定部２２、ＩＤＦＴ部２３、ＤＦＴ部２６、信号遅延部３０及び等化処理部３１の構成は、図１に示したパイロット抽出部２１、伝送路特性推定部２２、ＩＤＦＴ部２３、ＤＦＴ部２６、信号遅延部３０及び等化処理部３１の構成とそれぞれ同じである。ただし、信号遅延部３０での遅延時間は、第２平滑化部２４Ｂで生ずる群遅延量に応じた時間に設定される。

第２平滑化部２４Ｂは、ＩＤＦＴ部２３から出力された推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）の遅延時間領域をＤ個の区画Ｚ_０，…，Ｚ_Ｄ−１に分割する。そして、第２平滑化部２４Ｂは、区間毎に個別に、パイロットサブキャリアの挿入周期Ｌｓｐの正整数倍のサンプル数で推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）をシンボル方向に平滑化することができる。

ここで、第２平滑化部２４Ｂは、フィルタ特性決定部４４から区画Ｚ_０，…，Ｚ_Ｄ−１にそれぞれ対応するフィルタ係数群Ｆ（０），…，Ｆ（Ｄ−１）の供給を受けるので、区画毎に異なるフィルタ係数群を使用した平滑化フィルタリングを実行することができる。たとえば、第ｄ番目の区画Ｚ_ｄ内の平滑化フィルタリングには、ｄ番目のフィルタ係数群Ｆ（ｄ）が使用される。このような第２平滑化部２４Ｂは、単数または複数のＦＩＲ型またはＩＩＲ型のデジタルフィルタで構成されればよい。第２平滑化部２４Ｂが単数のデジタルフィルタで構成される場合、このデジタルフィルタを時分割で使用すればよい。

図１２は、２波ライス伝送路の場合に上式（３）で表される特性の一例を概略的に示す図である。図１２において、横軸は、遅延時間τを表し、縦軸は、ドップラー周波数を表している。また、図１２の例では、ドップラー周波数が約１／（５Ｔ_Ｓ）［単位：Ｈｚ］の場合が想定されている。図１２に示されるように、ドップラー方向に広がっていない所望の直接波成分Ｓ００，Ｓ０４と、ドップラー方向に広がる遅延波成分Ｄ１０，Ｄ１４とが存在する。また、直接波成分Ｓ００に対してＴｕ／１２の整数倍の位相のズレを有する繰り返し成分ｓ１１，ｓ２２，ｓ３３，ｓ４４が存在し、遅延波成分Ｄ１０に対してＴｕ／１２の整数倍の位相のズレを有する繰り返し成分ｄ２１，ｄ３２が存在する。さらに、遅延波成分Ｄ１４に対してもＴｕ／１２の位相のズレを有する繰り返し成分ｄ０３が存在する。

図１３は、図１２の特性を有する２波ライス伝送路の場合に、ＩＤＦＴ部２３で生成される推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）の一例を示す図である。図１４は、図１３に示した推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）の遅延時間領域が複数の区間Ｚ_０，…，Ｚ_９に分割された様子を示している。第２平滑化部２４Ｂは、このような区間Ｚ_０，…，Ｚ_９について個別にシンボル方向の平滑化を実行することができる。

閾値処理部２５Ｂは、第２平滑化部２４Ｂから出力された平滑化遅延プロファイルに区間毎に個別に閾値処理を施す。ここで、閾値処理部２５Ｂは、閾値設定部４５から区間Ｚ_０，…，Ｚ_Ｄ−１にそれぞれ対応する閾値Ｔｈ（０），…，Ｔｈ（Ｄ−１）の供給を受けるので、区画毎に異なる閾値を使用した閾値処理を実行することができる。たとえば、閾値処理部２５Ｂは、第ｄ番目の区画Ｚ_ｄ内のサンプル値が閾値Ｔｈ（ｄ）以下である場合には、当該サンプル値を零値に置き換える。

一方、第１平滑化部４２は、上記実施の形態１の平滑化部２４と同じ構成を有する。このため、第１平滑化部４２は、ＳＰの挿入周期Ｌｓｐの正整数倍のサンプル数で推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）をシンボル方向に平滑化することができる。

図１５は、この第１平滑化部４２を構成するフィルタの通過帯域（カットオフレートより低い帯域）ＰＢ１の一例を示す図である。四角形の点線で囲まれた範囲が通過帯域ＰＢ１である。注意すべきことは、このフィルタのカットオフレートは約１／（８Ｔ_Ｓ）［単位：Ｈｚ］であり、本実施の形態で想定されている伝送路の最大ドップラー周波数約１／（５Ｔ_Ｓ）［単位：Ｈｚ］の方が高いことである。図１５に示されるように、所望の遅延波成分Ｄ１０，Ｄ１４の一部が通過帯域ＰＢ１に含まれず、また、遅延波成分Ｄ１０，Ｄ１４に対応する繰返し成分ｄ２１，ｄ０３の一部が通過帯域ＰＢ１に含まれていることが分かる。図１２は、この場合の第１平滑化部４２から出力される平滑化遅延プロファイルを概略的に示す図である。図１２に示される平滑化遅延プロファイルでは、所望の遅延波成分ＦＤ１がやや減衰し、繰返し成分が抑圧されずに残留している。この平滑化遅延プロファイルは、後述する到来波成分の検出には十分利用可能な信号である。

到来波検出部４３は、第１平滑化部４２から出力された平滑化遅延プロファイルの遅延時間領域を上記Ｄ個の区間Ｚ_０，…，Ｚ_Ｄ−１に分割し、区間毎に、到来波成分を検出することができる。具体的には、たとえば、到来波検出部４３は、図１６に示されるように、区間Ｚ_０，…，Ｚ_９内のサンプル値のそれぞれを共通の判定閾値Ｔｈ１と比較し、その比較結果に基づいて区間毎に到来波成分（たとえば、希望波成分または残留繰り返し成分）の存在を検出することができる。到来波検出部４３は、たとえば、区間Ｚ_０内のサンプル値のいずれかが判定閾値Ｔｈ１以上であるときは、当該区間Ｚ_０は、到来波成分が存在する有効区間であると判定し、区間Ｚ_１内のサンプル値が判定閾値Ｔｈ１未満のときは、当該区間Ｚ_１は、到来波成分が存在しない非有効区間であると判定することが可能である。

あるいは、到来波検出部４３は、区間Ｚ_０，…，Ｚ_Ｄ−１にそれぞれ個別に割り当てられた判定閾値ＤＴｈ（０），…，ＤＴｈ（Ｄ−１）を用いて、区間Ｚ_０，…，Ｚ_Ｄ−１内のサンプル値のＤ個の総和を判定閾値ＤＴｈ（０），…，ＤＴｈ（Ｄ−１）とそれぞれ比較し、その比較結果に基づいて区間毎に到来波成分の存在を検出することもできる。図１６の例では、到来波検出部４３は、区間Ｚ_０，Ｚ_２は、到来波成分ＦＳ０，ＦＤ１が存在する有効区間であると判定することができ、それ以外の区間Ｚ_１，Ｚ_３〜Ｚ_９は、到来波成分が存在しない非有効区間であると判定することができる。区間毎の到来波成分の検出結果（到来波成分の位置情報）は、フィルタ特性決定部４４と閾値設定部４５とにそれぞれ与えられる。

ドップラー検出部４１は、ＩＤＦＴ部２３から出力された推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）のＮ／３点のサンプル値に基づいて、上記Ｄ個の区間Ｚ_０，…，Ｚ_Ｄ−１における最大ドップラー周波数ＦＤ_０，…，ＦＤ_Ｄ−１を検出する。これら最大ドップラー周波数ＦＤ_０，…，ＦＤ_Ｄ−１は、フィルタ特性決定部４４と閾値設定部４５とに与えられる。より具体的には、ドップラー検出部４１は、区間毎に推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）のサンプル値の総和を算出し、当該総和を時間方向に観測することで最大ドップラー周波数を検出することができる。

図１７は、ドップラー検出部４１の構成例を概略的に示すブロック図である。図１７に示されるように、ドップラー検出部４１は、スペクトル算出部４１１_０，…，４１１_Ｄ−１と、エッジ検出部４１４_０，…，４１４_Ｄ−１と、ドップラー周波数検出部４１５_０，…，４１５_Ｄ−１とを有する。各スペクトル算出部４１１_ｄ（ｄは、０からＤ−１の範囲内の任意整数）は、信号記憶部４１２_ｄとプロファイルＤＦＴ部４１３_ｄとを有している。

信号記憶部４１２_ｄは、推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）のｄ番目区間Ｚ_ｄ内のサンプル値の総和ＳＵＭ_ｄ（ｍ）を算出し、連続するＰ個（Ｐは２以上の正整数）のシンボル分の総和ＳＵＭ_ｄ（ｍ），ＳＵＭ_ｄ（ｍ＋１），…，ＳＵＭ_ｄ（ｍ＋Ｐ−１）を記憶する。プロファイルＤＦＴ部４１３_ｄは、これらＰ個の総和ＳＵＭ_ｄ（ｍ），ＳＵＭ_ｄ（ｍ＋１），…，ＳＵＭ_ｄ（ｍ＋Ｐ−１）に離散フーリエ変換を施して、当該区間Ｚ_ｄのドップラー周波数スペクトル（ドップラー広がりを示す信号）を算出する。

エッジ検出部４１４_ｄは、プロファイルＤＦＴ部４１３_ｄで算出されたドップラー周波数スペクトルに現れる周波数成分の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの組を検出することができる。ドップラー周波数検出部４１５_ｄは、エッジ検出部４１４_ｄで検出された組のうち当該周波数成分の中心周波数が最も零に近い組を選択し、当該選択された組の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジのうちの一方のエッジの周波数の絶対値を最大ドップラー周波数ＦＤ_ｄとして与える。

図１８は、図１４に示した区間Ｚ_０に対応するドップラー周波数スペクトルの一例を示す図である。図１４に示されるように、区間Ｚ_０には、所望の直接波成分Ｓ０と、遅延波成分に対応する繰返し成分ｄ０とが含まれる。図１８に示されるドップラー周波数スペクトルでは、ドップラー周波数が零の点に所望の直接波の周波数成分が存在し、ドップラー周波数３／（４Ｔ_Ｓ）の点に繰返し成分の周波数成分が存在する。図１９は、図１４に示した区間Ｚ_２に対応するドップラー周波数スペクトルの一例を示す図である。図１９に示されるように、ドップラー周波数が零の点に所望の遅延波の周波数成分が存在し、ドップラー周波数１／（４Ｔ_Ｓ）の点に直接波の繰返し成分の周波数成分が存在する。

エッジ検出部４１４_０，…，４１４_Ｄ−１は、ドップラー周波数スペクトルの隣接するサンプル間の差分を算出し、当該差分を立下りエッジ検出用の正の閾値及び立上りエッジ検出用の負の閾値と比較し、当該比較結果に基づいて周波数成分の立ち下がりエッジ及び立ち下がりエッジを検出することができる。たとえば、図１８のドップラー周波数スペクトルについては、エッジ検出部４１４_０は、立上りエッジの位置ＵＥ_１，ＵＥ_２を検出し、立下りエッジの位置ＤＥ_１，ＤＥ_２を検出することができる。一方、図１９のドップラー周波数スペクトルについては、エッジ検出部４１４_２は、立上りエッジの位置ＵＥ_３，ＵＥ_４を検出し、立下りエッジの位置ＤＥ_３，ＤＥ_４を検出することができる。

ドップラー周波数検出部４１５_ｄは、隣合う立上りエッジと立下りエッジの検出位置を１つのペア（組）とする。ここで、立上りエッジの位置がドップラー周波数の低い位置になるようペアを決定する。図１８の場合、（ＵＥ_１，ＤＥ_１），（ＵＥ_２，ＤＵ_２）がこの条件に該当するペアである。次に、上記ペアの立上りエッジと立下りエッジの検出位置の中心値（当該周波数成分の中心周波数）を算出し、この中心値の絶対値が最も小さいペアを探索する。図１８の場合、（ＵＥ_１，ＤＥ_１）がそれに該当する。最後に、立ち上がりエッジの位置の絶対値と、立下りエッジの位置の絶対値のうち、大きいほうを選択してこれを最大ドップラー周波数として出力する。図１８と図１９では、所望の成分はドップラー周波数が零となる軸を中心に対称に広がっているので、立上りエッジと立下りエッジのどちらの位置の絶対値を出力してもよい。

なお、図１７のドップラー検出部４１は、互いに並列に動作するＤ個の処理系統を有しているが、これに限定されるものではない。１つの処理系統を時分割で使用して複数の区間Ｚ_０，…，Ｚ_Ｄ−１のドップラー周波数ＦＤ_０，…，ＦＤ_Ｄ−１を算出してもよい。

図１１のフィルタ特性決定部４４は、区間毎の到来波成分の検出結果と、ドップラー検出部４１で検出されたドップラー周波数ＦＤ_０〜ＦＤ_Ｄ−１とに基づいて、第２平滑化部２４Ｂで使用されるフィルタ係数群Ｆ（０）〜Ｆ（Ｄ−１）の値を可変に設定することができる。たとえば、到来波成分が存在すると判断された有効区間（たとえば、図１６の区間Ｚ_０）については、フィルタ特性決定部４４は、当該有効区間に適用すべきフィルタ係数群を、当該有効区間の最大ドップラー周波数以下の周波数の低域成分を通過させ且つその最大ドップラー周波数よりも高い周波数の高域成分を減衰させる低域通過型のフィルタを定める係数群に設定することができる。一方、到来波成分が存在しないと判断された非有効区間（たとえば、図１６の区間Ｚ_１）については、フィルタ特性決定部４４は、当該非有効区間に適用すべきフィルタ係数群を、非常に狭い通過帯域のフィルタを定める係数群に設定することができる。

図２０は、第２平滑化部２４Ｂを構成するフィルタの通過帯域ＰＢ２の一例を示す図である。図中の点線で囲まれた範囲が通過帯域ＰＢ２である。図１４の推定遅延プロファイルに応じて、有効区間Ｚ_０では、ドップラー周波数ＦＤ_１を遮断周波数とする通過帯域のＬＰＦ（ローパスフィルタ）が使用されるため、繰返し成分ｄ０３を抑圧することができる。一方、有効区間Ｚ_２では、ドップラー周波数ＦＤ_２を遮断周波数とする通過帯域のＬＰＦが使用されることで、繰返し成分ｓ１１を抑圧することができる。有効区間Ｚ_０，Ｚ_２以外の非有効区間Ｚ_１，Ｚ_３〜Ｚ_９では、有効区間Ｚ_０，Ｚ_２と比べて非常に狭い通過帯域のＬＰＦが使用されるため、繰返し成分ｄ２１，ｄ３２，ｓ１１，ｓ２２，ｓ３３を抑圧することができる。このように、区間毎に所望の成分の最大ドップラー周波数を遮断周波数とする通過帯域のＬＰＦすなわち平滑化フィルタを設定することができるため、所望の成分と繰返し成分とが互いに重なるような電波環境下でも精度よく遅延プロファイルを推定することができる。

次に、閾値設定部４５は、到来波成分が存在しないと判断された非有効区間では、閾値を大きな値に設定し、到来波成分が存在すると判断された有効区間では、検出された最大ドップラー周波数が高いほど低い値の閾値を設定することができる。閾値設定部４５は、各有効区間で可能な限り閾値を小さな値に設定するように動作することが望ましい。これは、受信電力の小さな到来波を切捨てないようにするためである。具体的には、第２平滑化部２４Ｂで使用されるフィルタの通過帯域が狭い区間では、ガウス雑音の成分が十分に抑圧されることを利用して、閾値を小さな値に設定することができる。また、第２平滑化部２４Ｂで使用されるフィルタの通過帯域が広い区間では、閾値を大きな値に設定することができる。

たとえば、或る区間のフィルタの通過帯域幅をＷとした場合、当該区間に対応する閾値を、Ａ×Ｗ＋Ｂ、との式で算出される値に設定すればよい。ここで、ＡとＢは任意の定数である。特別な場合としてＡ＝０とすれば、閾値は、通過帯域幅Ｗに依存せず一意に決められる。

以上に説明したように本実施の形態の等化部１５Ｂは、最大ドップラー周波数と到来波成分の検出結果とに応じて、第２平滑化部２４Ｂのフィルタ特性を可変に制御することができるので、電波環境及び受信環境に応じて第２平滑化部２４Ｂのフィルタ特性を最適化することができる。したがって、精度の高い遅延プロファイルを推定することができる。

本実施の形態では、最大ドップラー周波数と到来波成分の検出は、複数の区間Ｚ_０〜Ｚ_Ｄ−１のそれぞれについて行われ、第２平滑化部２４Ｂは、区間毎にシンボル方向の平滑化を実行するので、電波環境及び受信環境に応じて繰り返し成分を効果的に抑圧することができる。特に、最大ドップラー周波数が大きく（たとえば、１／（８Ｔ_Ｓ）以上であり）、所望の成分と繰返し成分とが互いに近接しあるいは重なる電波環境であっても、繰り返し成分を効果的に抑圧することができる。

なお、本実施の形態では、Ｎ／３点のサンプル分の推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）が算出されているが、この代わりに、対応する遅延時間以内の推定遅延プロファイルのみが算出されてもよい。たとえば、ＧＩ部が有効シンボル長Ｔｕの１／４程度のガード期間Ｔｇを有し且つＧＩ部内の遅延波だけに対応する場合、Ｎ／４点のサンプル分の推定遅延プロファイルを推定してもよい。推定される遅延プロファイルの範囲を限定することで、その範囲外の雑音成分と繰返し成分とを切捨てることができるので、遅延プロファイルの推定精度を向上させることができる。

実施の形態３．
次に、実施の形態３について説明する。上記実施の形態１，２の受信装置の機能の一部は、ハードウェア構成で実現されてもよいし、あるいは、コンピュータプログラムで実現されてもよい。当該機能の一部がコンピュータプログラムで実現される場合には、ＣＰＵを含むマイクロプロセッサが、コンピュータ読み取り可能な記録媒体から当該コンピュータプログラムをロードし実行することによって当該機能の一部を実現することができる。

図２１は、上記実施の形態１，２の等化装置１，１Ｂをコンピュータプログラムで実現する場合の演算装置５０の一例を示す図である。図２１に示されるように、この演算装置５０は、プロセッサ５１、ＲＡＭ５２、不揮発性メモリ５３、記憶装置５４、入出力インタフェース５５及びバス５６を有する。たとえば、プロセッサ５１は、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）などの不揮発性メモリ５３からコンピュータプログラムをロードし実行することによって等化装置１，１Ｂの機能を実現することができる。

図２２は、上記実施の形態１に係る等化方法と同じ等化方法を示すフローチャートである。プロセッサ５１は、上記パイロット抽出部２１と同様に、入出力インタフェース５５を介して入力された周波数領域のサブキャリア信号ＦｓからＳＰ信号を抽出する（ステップＳ１１）。次に、プロセッサ５１は、上記伝送路特性推定部２２と同様に、抽出されたＳＰ信号に基づいて時間領域の伝送路特性を推定し、上記ＩＤＦＴ部２３と同様に、当該推定された時間領域の伝送路特性に逆フーリエ変換を施して推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）を生成する（ステップＳ１２）。

次に、プロセッサ５１は、ＳＰの挿入周期Ｌｓｐの正整数倍のサンプル数で推定遅延プロファイルＲ（τ；ｍ）をシンボル方向に平滑化して平滑化遅延プロファイルＦＲ（τ；ｍ）を生成し（ステップＳ１３）、上記閾値処理部２５と同様の閾値処理を実行する（ステップＳ１４）。

さらに、プロセッサ５１は、上記ＤＦＴ部２６と同様に、平滑化遅延プロファイルＦＲ（τ；ｍ）にＮ点の離散フーリエ変換を施して周波数領域の伝送路特性を生成する（ステップＳ１５）。その後、プロセッサ５１は、ＲＡＭ５２に一時的に記憶されていたサブキャリア信号Ｆｓを所定の遅延時間の後に読み出し（ステップＳ１６）、ステップＳ１５で算出された伝送路特性を用いて、当該サブキャリア信号Ｆｓに等化処理を施すことができる（ステップＳ１７）。

以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な形態を採用することもできる。たとえば、上記実施の形態１，２の受信装置の構成の全部または一部は、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）で実現することもできる。また、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）あるいはＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）により実施の形態１，２の受信装置の構成の全部または一部を実現することも可能である。

また、上記実施の形態１，２の受信装置は、たとえば、デジタル放送受信装置（テレビジョン放送受信機及び音声放送受信機を含む。）、あるいは、移動体通信システムの受信端末といった通信装置として構成され得る。

１，１Ｂ 受信装置、 １０ チューナ部、 １１ Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、 １２ 直交復調部、 １３ 局部発振器、 １４ ＤＦＴ部、 １５，１５Ｂ 等化部、 １６ キャリア復調部、 １７ 誤り訂正部、 １８ デコード部、 ２１ パイロット抽出部、 ２２ 伝送路特性推定部、 ２３ ＩＤＦＴ部、 ２４，２４Ｂ 平滑化部、 ２５，２５Ｂ 閾値処理部、 ２６ ＤＦＴ部、 ３０ 信号遅延部、 ３１ 等化処理部、 ４１ ドップラー検出部、 ４１１_０〜４１１_Ｄ−１ スペクトル算出部、 ４１２_０〜４１２_Ｄ−１ 信号記憶部、 ４１３_０〜４１３_Ｄ−１ プロファイルＤＦＴ部、 ４１４_０〜４１４_Ｄ−１ エッジ検出部、 ４１５_０〜４１５_Ｄ−１ ドップラー周波数検出部、 ４２ 第１平滑化部、 ４３ 到来波検出部、 ４４ フィルタ特性決定部、 ４５ 閾値設定部、 ５０ 演算装置、 ５１ プロセッサ、 ５２ ＲＡＭ、 ５３ 不揮発性メモリ、 ５４ 記憶装置、 ５５ 入出力インタフェース、 ５６ バス。

Claims (20)

1. 周期的に挿入されたパイロットサブキャリアを含む直交周波数分割多重化信号をシンボル単位で受信し、当該受信信号をシンボル毎に直交変換して周波数領域信号を生成する受信装置において伝送路の歪みを補償する等化装置であって、
   前記周波数領域信号から前記パイロットサブキャリアを抽出するパイロット抽出部と、
   当該抽出されたパイロットサブキャリアに基づいて周波数領域の伝送路特性を推定する伝送路特性推定部と、
   当該推定された伝送路特性に逆直交変換を施して推定遅延プロファイルを算出する逆直交変換部と、
   前記パイロットサブキャリアのシンボル方向における挿入周期の正整数倍のサンプル数で前記推定遅延プロファイルをシンボル方向に平滑化して平滑化遅延プロファイルを生成する平滑化部と、
   前記平滑化遅延プロファイルに直交変換を施して周波数領域の平滑化伝送路特性を算出する直交変換部と、
   前記平滑化伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正する等化処理部と
   を備えることを特徴とする等化装置。
2. 請求項１に記載の等化装置であって、
   前記平滑化遅延プロファイルの閾値未満のサンプル値を零値に置き換える閾値処理を実行する閾値処理部をさらに備え、
   前記直交変換部は、前記閾値処理部の出力に直交変換を施して前記平滑化伝送路特性を算出する
   ことを特徴とする等化装置。
3. 請求項１に記載の等化装置であって、
   前記推定遅延プロファイルに現れる到来波成分を検出する到来波検出部と、
   前記推定遅延プロファイルに基づいて前記到来波成分に対応する最大ドップラー周波数を検出するドップラー検出部と、
   前記最大ドップラー周波数に基づいて前記平滑化部のフィルタ特性を決定するフィルタ特性決定部と
   をさらに備え、
   前記平滑化部は、可変のフィルタ係数群を用いて前記推定遅延プロファイルをシンボル方向に平滑化する平滑化フィルタを有し、
   前記フィルタ特性決定部は、前記フィルタ係数群を前記最大ドップラー周波数に応じた係数群に設定する
   ことを特徴とする等化装置。
4. 請求項３に記載の等化装置であって、前記フィルタ特性決定部は、前記フィルタ係数群を、前記最大ドップラー周波数以下の周波数の低域成分を通過させ且つ前記最大ドップラー周波数よりも高い周波数の高域成分を減衰させる低域通過型フィルタを定める係数群に設定することを特徴とする等化装置。
5. 請求項３または４に記載の等化装置であって、
   前記平滑化遅延プロファイルの閾値未満のサンプル値を零値に置き換える閾値処理を実行する閾値処理部と、
   前記閾値を前記最大ドップラー周波数に応じた値に設定する閾値設定部と
   をさらに備え、
   前記直交変換部は、前記閾値処理部の出力に直交変換を施して前記平滑化伝送路特性を算出し、
   前記閾値設定部は、前記閾値を前記最大ドップラー周波数が高いほど低い値に設定する
   ことを特徴とすることを特徴とする等化装置。
6. 請求項３から５のうちのいずれか１項に記載の等化装置であって、
   前記ドップラー検出部は、
   前記推定遅延プロファイルに基づいてドップラー周波数スペクトルを算出するスペクトル算出部と、
   前記ドップラー周波数スペクトルに現れる周波数成分の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの組を検出するエッジ検出部と、
   当該検出された組のうち当該周波数成分の中心周波数が最も零に近い組を選択し、当該選択された組の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジのうちの一方のエッジの周波数の絶対値を前記最大ドップラー周波数として与える最大ドップラー周波数検出部と
   を含むことを特徴とする等化装置。
7. 請求項１に記載の等化装置であって、
   前記推定遅延プロファイルの遅延時間領域を複数の区間に分割し、前記複数の区間に現れる複数の到来波成分を検出する到来波検出部と、
   前記推定遅延プロファイルに基づいて、当該検出された複数の到来波成分にそれぞれ対応する複数の最大ドップラー周波数を検出するドップラー検出部と、
   前記複数の最大ドップラー周波数に応じて前記平滑化部のフィルタ特性を決定するフィルタ特性決定部と
   をさらに備え、
   前記平滑化部は、前記複数の区間にそれぞれ対応する複数のフィルタ係数群を用いて前記推定遅延プロファイルを前記区間毎にシンボル方向に平滑化する平滑化フィルタを含み、
   前記フィルタ特性決定部は、前記区間毎に前記各フィルタ係数群を前記各最大ドップラー周波数に応じた係数群に設定する
   ことを特徴とする等化装置。
8. 請求項７に記載の等化装置であって、前記フィルタ特性決定部は、前記各フィルタ係数群を、前記各最大ドップラー周波数以下の周波数の低域成分を通過させ且つ前記各最大ドップラー周波数よりも高い周波数の高域成分を減衰させる低域通過型のフィルタを定める係数群に設定することを特徴とする等化装置。
9. 請求項８に記載の等化装置であって、前記フィルタ特性決定部は、前記複数の区間が前記到来波成分が存在する有効区間と前記到来波成分が存在しない非有効区間とを含むときに、前記非有効区間に対応する当該フィルタ係数群を、前記有効区間に対応する当該フィルタ係数群で定まるフィルタの通過帯域よりも狭い通過帯域を有するフィルタを定める係数群に設定することを特徴とする等化装置。
10. 請求項７から９のうちのいずれか１項に記載の等化装置であって、
    前記複数の区間にそれぞれ対応する複数の閾値を設定する閾値設定部と、
    前記区間毎に前記平滑化遅延プロファイルの当該閾値未満のサンプル値を零値に置き換える閾値処理を実行する閾値処理部と
    をさらに備え、
    前記閾値設定部は、前記区間毎に前記各閾値を前記各最大ドップラー周波数が高いほど低い値に設定し、
    前記直交変換部は、前記閾値処理部の出力に直交変換を施して前記平滑化伝送路特性を算出する
    ことを特徴とする等化装置。
11. 請求項１０に記載の等化装置であって、
    前記閾値設定部は、前記複数の区間が前記到来波成分が存在する有効区間と前記到来波成分が存在しない非有効区間とを含むときに、前記非有効区間に対応する閾値を前記有効区間に対応する当該閾値よりも低い値に設定し、
    前記閾値処理部は、前記平滑化遅延プロファイルの前記非有効区間における当該閾値未満のサンプル値を零値に置き換える
    ことを特徴とする等化装置。
12. 請求項７から１１のうちのいずれか１項に記載の等化装置であって、
    前記ドップラー検出部は、
    前記推定遅延プロファイルに基づいて前記複数の区間にそれぞれ対応する複数のドップラー周波数スペクトルを算出するスペクトル算出部と、
    前記複数のドップラー周波数スペクトルにそれぞれ現れる周波数成分の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの組を検出するエッジ検出部と、
    前記区間毎に当該検出された組のうち当該周波数成分の中心周波数が最も零に近い組を選択し、当該選択された組の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジのうちの一方のエッジの周波数の絶対値を前記最大ドップラー周波数として与える最大ドップラー周波数検出部と
    を含むことを特徴とする等化装置。
13. 請求項７から１２のうちのいずれか１項に記載の等化装置であって、前記到来波検出部は、前記推定遅延プロファイルの領域を前記複数の区間に分割し、前記推定遅延プロファイルのサンプル値の前記区間毎の総和を判定閾値と比較することで、前記複数の区間の中から前記到来波成分が存在する有効区間を検出することを特徴とする等化装置。
14. 請求項１から１３のうちのいずれか１項に記載の等化装置であって、
    前記周波数領域信号を所定のシンボル数分の時間だけ遅延させる信号遅延部をさらに備え、
    前記等化処理部は、前記平滑化伝送路特性を用いて前記信号遅延部の出力の歪みを補正する
    ことを特徴とする等化装置。
15. 周期的に挿入されたパイロットサブキャリアを含む直交周波数分割多重化信号をシンボル単位で受信する受信装置であって、
    当該受信信号をシンボル毎に直交変換して周波数領域信号を生成する主直交変換部と、
    前記周波数領域信号から前記パイロットサブキャリアを抽出するパイロット抽出部と、
    当該抽出されたパイロットサブキャリアに基づいて周波数領域の伝送路特性を推定する伝送路特性推定部と、
    当該推定された伝送路特性に逆直交変換を施して推定遅延プロファイルを算出する逆直交変換部と、
    前記パイロットサブキャリアのシンボル方向における挿入周期の正整数倍のサンプル数で前記推定遅延プロファイルをシンボル方向に平滑化して平滑化遅延プロファイルを生成する平滑化部と、
    前記平滑化遅延プロファイルに直交変換を施して周波数領域の平滑化伝送路特性を算出する直交変換部と、
    前記平滑化伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正する等化処理部と
    を備えることを特徴とする受信装置。
16. 請求項１５に記載の受信装置であって、
    前記推定遅延プロファイルにおける到来波成分を検出する到来波検出部と、
    前記推定遅延プロファイルに基づいて前記到来波成分に対応する最大ドップラー周波数を検出するドップラー検出部と、
    前記最大ドップラー周波数に基づいて前記平滑化部のフィルタ特性を決定するフィルタ特性決定部と
    をさらに備え、
    前記平滑化部は、フィルタ係数群を用いて前記推定遅延プロファイルをシンボル方向に平滑化する平滑化フィルタを含み、
    前記フィルタ特性決定部は、前記フィルタ係数群を前記最大ドップラー周波数に応じた係数群に設定する
    ことを特徴とする受信装置。
17. 請求項１５に記載の受信装置であって、
    前記推定遅延プロファイルの遅延時間領域を複数の区間に分割し、前記複数の区間に現れる複数の到来波成分を検出する到来波検出部と、
    前記推定遅延プロファイルに基づいて、当該検出された複数の到来波成分にそれぞれ対応する複数の最大ドップラー周波数を検出するドップラー検出部と、
    前記複数の最大ドップラー周波数に応じて前記平滑化部のフィルタ特性を決定するフィルタ特性決定部と
    をさらに備え、
    前記平滑化部は、前記複数の区間にそれぞれ対応する複数のフィルタ係数群を用いて前記推定遅延プロファイルを前記区間毎にシンボル方向に平滑化する平滑化フィルタを有し、
    前記フィルタ特性決定部は、前記区間毎に前記各フィルタ係数群を前記各最大ドップラー周波数に応じた係数群に設定する
    ことを特徴とする受信装置。
18. 周期的に挿入されたパイロットサブキャリアを含む直交周波数分割多重化信号をシンボル単位で受信し、当該受信信号をシンボル毎に直交変換して周波数領域信号を生成する受信装置において伝送路特性の歪みを補償する等化方法であって、
    前記周波数領域信号から前記パイロットサブキャリアを抽出するステップと、
    当該抽出されたパイロットサブキャリアに基づいて周波数領域の伝送路特性を推定するステップと、
    当該推定された伝送路特性に逆直交変換を施して推定遅延プロファイルを算出するステップと、
    前記パイロットサブキャリアのシンボル方向における挿入周期の正整数倍のサンプル数で前記推定遅延プロファイルにシンボル方向の平滑化を施して平滑化遅延プロファイルを生成するステップと、
    前記平滑化遅延プロファイルに直交変換を施して周波数領域の平滑化伝送路特性を算出するステップと、
    前記平滑化伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正するステップと
    を備えることを特徴とする等化方法。
19. 請求項１８に記載の等化方法であって、
    前記推定遅延プロファイルにおける到来波成分を検出するステップと、
    前記推定遅延プロファイルに基づいて前記到来波成分に対応する最大ドップラー周波数を検出するステップと、
    前記最大ドップラー周波数に基づいて前記シンボル方向の平滑化のフィルタ特性を決定するステップと
    をさらに備え、
    前記シンボル方向の平滑化は、フィルタ係数群を用いたフィルタリングにより実行され、
    前記フィルタ係数群は、前記最大ドップラー周波数に応じた係数群に設定される
    ことを特徴とする等化方法。
20. 請求項１８に記載の等化方法であって、
    前記推定遅延プロファイルの遅延時間領域を複数の区間に分割し、前記複数の区間に現れる複数の到来波成分を検出するステップと、
    前記推定遅延プロファイルに基づいて、当該検出された複数の到来波成分にそれぞれ対応する複数の最大ドップラー周波数を検出するステップと、
    前記複数の最大ドップラー周波数に応じて前記シンボル方向の平滑化のフィルタ特性を決定するステップと
    をさらに備え、
    前記シンボル方向の平滑化は、前記複数の区間にそれぞれ対応する複数のフィルタ係数群を用いて前記推定遅延プロファイルを前記区間毎にシンボル方向に平滑化することで実行され、
    前記各フィルタ係数群は、前記区間毎に前記各最大ドップラー周波数に応じた係数群に設定される
    ことを特徴とする等化方法。

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