DE102013226644B4

DE102013226644B4 - Ausgleicher; Ausgleichsverfahren und Empfänger

Info

Publication number: DE102013226644B4
Application number: DE102013226644.8A
Authority: DE
Inventors: Daisuke Shimbo
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2012-12-19
Filing date: 2013-12-19
Publication date: 2017-03-16
Anticipated expiration: 2033-12-20
Also published as: DE102013226644A1; JP2014121070A; JP5995703B2

Abstract

Ausgleicher (15, 15B) zum Kompensieren der Kanalverzerrung in einem Empfänger (1), der ein orthogonales Frequenzteilermultiplexsignal empfängt, in welches ein Pilotunterträger periodisch inseriert worden ist, wobei das Empfangssignal ein Symbol nach dem anderen empfangen wird und der Empfänger eine orthogonale Transformation an jedem Symbol des Empfangssignals durchführt, um ein Frequenzdomänensignal zu erzeugen, wobei der Ausgleicher umfasst: eine Pilotextraktionseinheit (21) zum Extrahieren des Pilotunterträgers aus dem Frequenzdomänensignal; eine Kanalcharakteristik-Abschätzeinheit (22) zum Abschätzen einer Kanalcharakteristik in der Frequenzdomäne auf Basis eines extrahierten Pilotunterträgers; eine inverse orthogonale Transformationseinheit (23) zum Berechnen eines abgeschätzten Verzögerungsprofils durch Ausführen einer inversen orthogonalen Transformation der abgeschätzten Kanalcharakteristik; eine Glättungseinheit (24, 24B) zum Glätten des abgeschätzten Verzögerungsprofils in der Symbolrichtung über eine Anzahl von Abtastwerten gleich einem ganzzahligen Mehrfachen des Einfügungszeitraums des Pilotunterträgers in der Symbolrichtung, um ein geglättetes Verzögerungsprofil zu erzeugen, wobei die Glättungseinheit (24B) das abgeschätzte Verzögerungsprofil in einer Mehrzahl von Zonen in der Verzögerungszeitdomäne unterteilt und das abgeschätzte Verzögerungsprofil unter Verwendung von variablen Sätzen von Filterkoeffizienten glättet, entsprechend der Mehrzahl von Zonen, um das abgeschätzte Verzögerungsprofil in der Symbolrichtung separat in jeder Zone zu filtern; eine Orthogonal-Transformationseinheit (26) zum Berechnen einer geglätteten Kanalcharakteristik in der Frequenzdomäne durch Ausführen einer orthogonalen Transformation am geglätteten Verzögerungsprofil; einen Ausgleichsprozessor (31) zur Verwendung der geglätteten Kanalcharakteristik zum Korrigieren der Verzerrung des Frequenzdomänensignals; eine Eingangswellendetektionseinheit (43) zum Detektieren eingehender Wellenkomponenten, die in jeder der Zonen erscheinen; eine Dopplerdetektionseinheit (41) zum Detektieren einer maximalen Dopplerfrequenz der eingehenden Wellenkomponenten in jeder Zone auf Basis des abgeschätzten Verzögerungsprofils; ...

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Ausgleich (Equalization), der durchgeführt wird, um eine Kanalverzerrung zu kompensieren, insbesondere in einem durch Abschwächung (fading) beeinträchtigten Funksignal.
2. Beschreibung verwandten Stand der Technik
Bei Funkkommunikationssystemen, terrestrischen digitalen Rundfunksystemen und anderen derartigen Systemen, bevor das aus dem Sender ausgegebene Signal den Empfänger erreicht, kann es durch Reflektion, Beugung oder Streuung von Hindernissen wie etwa Gebäuden oder von der Ionosphäre oder im Falle von Mobilkommunikation durch eine Dopplerverschiebung beeinträchtigt werden. Der Empfänger kann dann nicht nur das Signal, das direkt vom Sender ankommt (das gewünschte Signal) empfangen, sondern auch eines oder mehrere verzögerte Signale, die auf anderen Pfaden sich ausgebreitet haben. Wenn ein Mehrpfadsignal dieses Typs empfangen wird, können die Signale, die sich auf unterschiedlichen Pfaden ausgebreitet haben, miteinander interferieren, wodurch die empfangene Amplitude oder Phase oder beides geändert wird. Diese Art von Problem wird als Abschwächung oder Fading bezeichnet.
Das orthogonale Frequenzteilermultiplex-(OFDM)Übertragungssystem ist als resistent gegenüber Multipfadproblemen bekannt. In einem OFDM-System wird eine Mehrzahl von Unterträgersignalen in zueinander orthogonaler Beziehung gemultiplext, um ein einzelnes OFDM-Signal zu erzeugen. Das OFDM-System ist beispielsweise in den integrierten Dienste-Digitalrundfunkterrestrik-(IDSB-T, Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial) und digitalen Videorundfunk-Terrestrik-(DVB-T, Digital Video Broadcsting-Terrestrial) Standards angenommen worden, die für terrestrischen Rundfunk in Japan und Europa verwendet werden. Normalerweise werden Pilotunterträger bekannter Amplitude und Phase periodisch zwischen den Unterträgern eines OFDM-Symbols inseriert. Wenn die Pilotunterträger an variierenden Positionen inseriert werden, werden sie als gestreuter Pilot (SP, scattered Pilot) bezeichnet.
Pilotunterträger werden weit verbreitet zum Ausgleich im Empfänger verwendet. Wenn ein Empfänger eine Ausgleichsfunktion hat, welche Pilotunterträger verwendet, extrahiert der Empfänger die Pilotunterträger aus dem Empfangssignal und verwendet die extrahierten Pilotunterträger, um eine abgeschätzte Kanalcharakteristik mit unterschiedlichen Werten für jeden Unterträger zu berechnen. Der Empfänger verwendet dann die abgeschätzten Kanalcharakteristikwerte, um eine Verzerrung des Empfangssignals in jedem Unterträger durch den Kanal zu korrigieren. Diese Ausgleichstechnik ist beispielsweise in der japanischen Patentoffenlegungsschriften JP 2007-143106 A und JP 2008-271018 A offenbart.
Die in JP 2007-143106 A offenbarte Ausgleichsvorrichtung führt eine inverse diskrete Fourier-Transformation an einer Frequenzdomänenkanalimpulsantwort durch, die aus dem gestreuten Pilotsignal in einem Symbol abgeschätzt wird, um eine erste Impulsantwort des Kanals in der Zeitdomäne für ein Symbol abzuschätzen, und schätzt auch eine zweite Impulsantwort in der Zeitdomäne unter Verwendung der gestreuten Pilotsignale aus vier Symbolen ab. Falls der gestreute Pilot in Intervallen von zwölf Unterträgern in der Frequenzachsenrichtung inseriert wird, verursacht die Ausführung der inversen diskreten Fourier-Transformation, dass verzögerte Komponenten, die an ganzzahligen Mehrfachen (Tu/6, Tu/4, Tu/3) von 1/12 der validen Symbollänge Tu erscheinen, Alias-Komponenten werden, welche die erste Impulsantwort in der zeitlichen Region von 0 bis Tu/12 kontaminieren. Die Ausgleichsschaltung, die in JP 2007-143106 A offenbart ist, verwendet die zweite Impulsantwort, um die Komponentenbeträge der Alias-Komponenten (Beträge an Alias) abzuschätzen und verwendet diese Abschätzungen, um die Alias-Komponenten in der ersten Impulsantwort zu unterdrücken.
Der in JP 2008-271018 A offenbarte OFDM-Empfänger schätzt eine Kanaltransferfunktion in der Frequenzdomäne aus den, aus dem Empfangssignal extrahierten Pilotsignalen ab und führt eine inverse schnelle Fourier-Transformation an der Kanaltransferfunktion aus, um die Kanalimpulsantwort in der Zeitdomäne zu berechnen. Der OFDM-Empfänger weist einen Tiefpassfilter-(LPF)Abschnitt auf, der einen Filterprozess in der Symbolrichtung an der Kanalimpulsantwort in der Zeitdomäne auszuführt. Wenn das Empfangssignal durch externe Effekte wie etwa externes Rauschen oder Abschwächung unterbrochen wird, sind die direkten und verzögerten Wellen nicht klar aus dem Rauschen unterscheidbar, aufgrund externer Störungen in der Kanalimpulsantwort in der Zeitdomäne. Der in JP 2008-271018 offenbarte LPF-Abschnitt unterdrückt diese Art von Rauschen.
Weitere Information kann in 2, 4(a)–(c) und Absätzen 0063–0071 von JP 2007-143106 A und in 1 und Absätzen 0036–0041 von JP 2008-271018 A gefunden werden.
Wie oben beschrieben, verwendet die in JP 2007-143106 A offenbarte Ausgleichsschaltung eine aus dem gestreuten PLL-Schaltung in vier Symbolen berechnete zweite Impulsantwort, um den Betrag an Verfälschung (Aliasing) abzuschätzen. Spezifischer schätzt die in JP 2007-143106 A offenbarte Ausgleichsschaltung die Verfälschungskomponenten in der ersten Impulsantwort ab, indem sie die zeitliche Region von 0 bis Tu/3 in der zweiten Impulsantwort zur zeitlichen Region von 0 bis Tu/3 in der ersten Impulsantwort korrespondieren lässt. Da die Phase der abgeschätzten Verfälschungskomponenten (Verfälschungsmengen), sich von der Phase der Verfälschungskomponenten, die tatsächlich in der ersten Impulsantwort erscheinen, unterscheidet, hat die in JP 2007-143106 A offenbarte Ausgleichsschaltung das Problem, nicht in der Lage zu sein, die Verfälschungskomponenten genau abzuschätzen.
Der in JP 2008-271018 A offenbarte LPF-Abschnitt kann Rauschen aufgrund externer Störungen unterdrücken, aber da die Charakteristika der Verfälschungskomponenten aufgrund der periodischen Anordnung des gestreuten Pilotsignals angeglichen sind, tendiert er dazu, die Verfälschungskomponenten inadäquat zu unterdrücken.
Weitere Ausgleicher mit Kanal-Schätzern zur Unterdrückung von Aliasing sind bekannt aus US 2003/0227866 A1 , US 2007/0076804 A1 , US 2006/0227887 A1 , US 2005/0213679 A1 , US 2011/0206146 A1 , EP 2 413 551 A1 , US 2008/0144730 A1 und US 2010/0290570 A1 .
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Ausgleicher, ein Ausgleichsverfahren und einen Empfänger bereitzustellen, welche unerwünschte Komponenten, die durch die periodische Anordnung von Pilotunterträgern in einem gestreuten Pilot- oder ähnlichem Signal erzeugt werden, effektiv zu unterdrücken.
Diese Aufgabe wird gelöst durch den Ausgleicher gemäß Anspruch 1, dem Empfänger gemäß Anspruch 7 und das Ausgleichsverfahren gemäß Anspruch 8. Die abhängigen Ansprüche beschreiben bevorzugte Ausführungsformen.
In der vorliegenden Erfindung wird ein geglättetes Verzögerungsprofil durch Glätten des abgeschätzten Verzögerungsprofils in der Symbolrichtung über eine Anzahl von Abtastwerten gleich einem ganzzahligen Mehrfachen des Einfügezeitraums des Pilotunterträgers in der Symbolrichtung erzeugt. Unerwünschte Komponenten aufgrund der periodischen Anordnung von Pilotunterträgern in der Symbolrichtung können daher unterdrückt werden und Rauschen kann ebenfalls effektiv unterdrückt werden. Eine exzellente Korrektur der Verzerrung im Frequenzdomänensignal ist auf Basis des geglätteten Verzögerungsprofils möglich.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den beigefügten Zeichnungen zeigt:
1 schematisch eine beispielhafte Empfängerstruktur in einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
2 schematisch die Struktur eines gesendeten OFDM-Symbols;
3 schematisch eine beispielhafte Anordnung von gestreuten Pilotsignalen, welche in gesendete Symbole eingefügt sind;
4 schematisch eine beispielhafte Charakteristik, bei der eine Dopplerfrequenz gegen eine Verzögerungszeit aufgetragen ist;
5 ein beispielhaftes abgeschätztes Verzögerungsprofil;
6 eine beispielhafte Reihe von abgeschätzten Verzögerungsprofilen;
7 schematisch ein Beispiel der Struktur der Glättungseinheit in der ersten Ausführungsform;
8 ein beispielhaftes geglättetes Verzögerungsprofil;
9 schematisch ein geglättetes Verzögerungsprofil, das durch einen Schwellenwertprozess erhalten wird;
10 ein Beispiel der Amplituden-Charakteristik eines gleitenden Durchschnittsfilters;
11 ist ein Blockdiagramm, welches schematisch den Ausgleicher (Equalizer) in einer zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
12 zeigt schematisch eine beispielhafte Charakteristik, in welcher eine Dopplerfreqenz gegenüber Verzögerungszeit aufgetragen ist;
13 zeigt ein beispielhaftes, abgeschätztes Verzögerungsprofil;
14 zeigt ein Beispiel eines abgeschätzten Verzögerungsprofils, das in eine Mehrzahl von Zonen unterteilt ist;
15 zeigt ein Beispiel des Passbands PB1 (unter der Grenzrate) der Filter in der ersten Glättungseinheit;
16 zeigt ein beispielhaftes geglättetes Verzögerungsprofil;
17 ist ein Blockdiagramm, das schematisch ein Beispiel der Struktur der Dopplerdetektionseinheit zeigt;
18 zeigt ein beispielhaftes Dopplerfrequenzspektrum entsprechend Zone Z₀ in 14;
19 zeigt ein beispielhaftes Dopplerfrequenzspektrum entsprechend Zone Z₂ in 14;
20 zeigt ein Beispiel des Passbands PB2 der Filter in der zweiten Glättungseinheit;
21 zeigt eine beispielhafte Computervorrichtung in einer dritten Ausführungsform der Erfindung; und
22 ist ein Flussdiagramm, das ein Ausgleichsverfahren illustriert, das identisch mit dem in der ersten Ausführungsform verwendeten Ausgleichsverfahren ist.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Ausführungsformen der Erfindung werden nun unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen gleiche Elemente durch gleiche Bezugszeichen angezeigt sind.
Erste Ausführungsform
1 zeigt schematisch eine beispielhafte Struktur eines Empfängers 1 in der ersten Ausführungsform, wobei der Empfänger 1 ein Ausgleichsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung implementiert. Bezug nehmend auf 1 weist der Empfänger 1 ein Empfangsantennenelement Rx, einen Tuner 10, einen Analog-Digital-Wandler (ADC) 11, einen Quadraturdemodulator 12, einen Lokaloszillator 13, eine Diskret-Fourier-Transformations-(DFT)Einheit 14, einen Ausgleicher 15 (Equalizer), einen Trägerdemodulator 16, einen Fehlerkorrektor 17 und einen Decodierer 18.
Der Tuner 10 führt analoge Signalverarbeitung wie etwa einen Tuningprozess an einem Funksignal durch, welches durch das Empfangsantennenelement Rx empfangen worden ist, um ein analoges Empfangssignal zu erzeugen und gibt das analoge Empfangssignal an den Analog-Digital-Wandler 11 aus. Der Analog-Digital-Wandler 11 wandelt das analoge Empfangssignal in ein digitales Empfangssignal um, welches er an den Quadraturdemodulator 12 ausgibt. In dieser Ausführungsform ist das analoge Empfangssignal ein Multiträgersignal, das aus einer Mehrzahl von Unterträgern erzeugt worden ist, genauer ein orthogonales Frequenzteilermultiplex-(OFDM)Signal, das unter Verwendung von Unterträgern erzeugt worden ist, die eine zueinander orthogonale Beziehung aufweisen.
Der Quadraturdemodulator 12 führt Quadraturmodulation an der Ausgabe des Analog-Digital-Wandlers 11 unter Verwendung eines Oszillator-Frequenzsignals LO durch, das aus dem Lokaloszillator 13 zugeführt wird, um ein Basisband-Empfangssignal zu erzeugen. Das Basisband-Empfangssignal ist ein Komplexsignal, das eine In-Phasen-Komponente und eine Quadraturkomponente beinhaltet. Bei komplexer Nummernnotation ist das Komplexsignal als I + jQ repräsentiert, wobei die In-Phasen-Komponente den Realteil I der Komplexzahl repräsentiert, die Orthogonalkomponente den Imaginärteil Q der Komplexzahl repräsentiert und j die Imaginäreinheit repräsentiert.
2 zeigt schematisch eine Struktur eines Sendesymbols (OFDM-Symbol). Bezug nehmend auf 2 beinhaltet ein Sendesymbol ein valides Symbolintervalle einschließlich einer Mehrzahl von Frequenzmultiplex-Unterträgern und ein Wachintervall (GI, guard interval), das ein redundantes Signal (zyklischer Präfix) identisch zum Endteil des validen Symbols enthält. Eine einzelne Symbolperiode (einzelne Symbollänge) Ts beinhaltet die Länge Tu des validen Symbolintervalls und die Länge Tg des Wachintervalls GI. In dieser Ausführungsform ist das Wachintervall GI als dem validen Symbolintervall vorhergehend gezeigt, aber das Wachintervall GI kann an einer anderen Stelle platziert sein, wie etwa beispielsweise unmittelbar nach dem validen Symbol.
Der Empfänger 1 empfängt ein Symbol des Typs, der in 2 gezeigt ist, gleichzeitig. Pilotunterträger bekannter Amplitude und Phase werden periodisch in das Sendesymbol am Sender inseriert. 3 zeigt schematisch eine Beispielanordnung von gestreuten Pilot-(SP)Signalen und Datenunterträgersignalen, welche für Datenübertragung verwendet werden. Bezug nehmend auf 3 sind die Unterträger in Intervallen von Δf in Frequenzrichtung beabstandet. Der gestreute Pilot-(SP)Signale werden in Intervallen von Lsp-Symbolen in der Zeitrichtung (Symbolrichtung) und in Intervallen eines Unterträgers in der Frequenzrichtung (Unterträgerrichtung) eingefügt. Das gestreute Pilotsignalmuster wird in der Frequenzrichtung um b Unterträgerfrequenzintervalle (b × Δf) von einem Symbol zum nächsten verschoben. In der im ISDB-T-Standard dargestellten gestreuten Pilotsignalanordnung ist Lsp gleich 4, ist a gleich 12 und ist b gleich 3, wie in 3 gezeigt.
Wieder Bezug nehmend auf 1 führt die DFT-Einheit 14 eine diskrete schnelle N-Punkt-Fourier-Transformation (eine orthogonale Transformation) am Basisband-Empfangssignal aus, um ein Unterträgersignal Fs in der Frequenzdomäne zu erzeugen. Die diskrete schnelle Fourier-Transformation kann durch eine andere Art orthogonalern Transformation ersetzt werden.
Der Ausgleicher 15 schätzt die Kanalcharakteristikwerte in der Frequenzdomäne auf Basis von gestreuten Pilotsignalen ab, die aus dem Unterträgersignal extrahiert werden, das aus der DFT-Einheit 14 eingegeben wird, und kann eine Verzerrung in den Unterträgersignalen unter Verwendung der Schätzwerte korrigieren. Das korrigierte Frequenzdomänensignal oder ausgeglichene Signal Es wird dem Trägerdemodulator 16 zugeführt. Die Struktur und der Betrieb des Ausgleichers 15 werden später beschrieben.
Der Trägerdemodulator 16 führt eine Trägerdemodulation (Digitaldemodulation) an jedem Unterträger im ausgeglichenen Signal Es durch, um eine Reihe von Empfangsdatensignalen zu erzeugen. Das Trägermodualtionsverfahren kann eine Quadraturphasenverschiebungs-Verschlüsselung (QPSK), M-are Quadratur-Amplitudenmodulation (M-QAM, wobei M eine Ganzzahl nicht kleiner als 2 ist) oder eine andere Art von Modulation sein. Der Fehlerkorrektor 17 führt Fehlerkorrektur an einer Reihe von Ausgaben aus dem Trägerdemodulator 16 aus. Der Decodierer 18 führt einen Decodierprozess an der Ausgabe des Fehlerkorrektors 17 aus, um decodierte Daten zu ermitteln.
Die Struktur des in 1 gezeigten Ausgleichers 15 wird nun beschrieben.
Bezug nehmend auf 1, beinhaltet der Ausgleicher 15 eine Pilotextraktionseinheit 21, eine Kanalcharakteristik-Abschätzeinheit 22, eine Invers-Diskret-Fourier-Transformations-(IDFT)Einheit 23, eine Glättungseinheit 24, eine Schwellenwerteinheit 25, eine Diskret-Fourier-Transformations-(DFT)Einheit 26, eine Signalverzögerungseinheit 30 und einen Ausgleichsprozessor 31.
Die Pilotextraktionseinheit 21 extrahiert gestreute Pilotsignale aus dem eingegebenen Unterträgersignal Fs. Auf Basis der extrahierten gestreuten Pilotsignale schätzt die Kanalcharakteristik-Abschätzeinheit 22 die Kanalcharakteristik ab, welche das gestreute Pilotsignal beeinflusst. Beispielsweise kann die Kanalcharakteristik-Abschätzeinheit 22 die Kanalcharakteristik durch Teilen der extrahierten gestreuten Pilotsignale durch die bekannten gestreuten Pilotsignalwerte berechnen.
Die Kanalcharakteristik Hp(f, mTs), welche das gestreute Pilotsignal beeinträchtigt, wird durch Gleichung (1) unten gegeben.
Hier ist H(f, mTs) die Kanalcharakteristik, die auf das m-te Symbol einwirkt; ist Ts die Länge (in Sekunden) des OFDM-Symbols; ist Δf der Unterträgerabstand (in Hz); ist a das Intervall (eine Last von Unterträgern), in welchem gestreute Pilotsignale in der Frequenzrichtung eingefügt sind; ist b die Menge (in Anzahl von Unterträgern), um welche die Anordnung von gestreuten Pilotsignalen zwischen angrenzenden Symbolen verschoben ist; ist δ(x) die Dirac-Deltafunktion für die Variable x.
Durch Ausführen einer inversen Fourier-Transformation an der Kanalcharakteristik Hp(f, mTs) in Gleichung (1) oben in Bezug auf die Frequenz f kann ein abgeschätztes Verzögerungsprofil, das eine Charakteristik ist, die als eine Funktion von Zeit mTs und Verzögerungszeit τ ausgedrückt ist, ermittelt werden. Das abgeschätzte Verzögerungsprofil R(τ; m) wird spezifisch durch Gleichung (2) unten gegeben.
In Gleichung (2) repräsentiert τ die Verzögerungszeit, ist j die Imaginäreinheit und ist h(τ, MTs) das Verzögerungsprofil des m-ten Symbols, das durch Durchführen einer inversen Fourier-Transformation an der Kanalcharakteristik H(f, mTs) auf der rechten Seite in Gleichung (1), wobei die Frequenz f als eine Variable behandelt wird, erhalten werden kann. Die k = 0 Terme auf der rechten Seite in Gleichung (2) repräsentieren das gewünschte Verzögerungsprofil; die Terme mit k ≠ 0 repräsentieren wiederholte Komponenten (unerwünschte Komponenten). Auf den Ausdruck exp[j2π(b/a)mk] auf der rechten Seite von Gleichung (2) fokussierend, zeigt für die wiederholten Komponenten mit k ≠ 0 dieser Ausdruck eine Phasenrotation in der Symbolrichtung an. Spezifischer, falls die gestreuten Pilotsignale wie in 3 gezeigt angeordnet sind, ist a gleich 12, b gleich 3 und ist der Betrag von Phasenrotation exp(jmkπ/4), was bedeutet, dass jedesmal, wenn die Symbolnummer m um Eins ansteigt, die Phase um kπ/4 rotiert.
Durch Durchführen einer diskreten Fourier-Transformation am Verzögerungsprofil R(τ; m) gegeben durch Gleichung (2) oben in der Symbolrichtung (Symbolnummer m) kann ein Dopplerfrequenzspektrum, welches die Charakteristik im Hinblick auf Verzögerungszeit τ und Dopplerfrequenz repräsentiert, ermittelt werden. Das Dopplerfrequenzspektrum kann wie in Gleichung (3) unten ausgedrückt werden, unter Verwendung einer Funktion D(τ, h/NTs), welche Dopplerverbreiterung repräsentiert.
Die Funktion D(τ, h/NTs) wird durch Durchführen einer diskreten N-Punkt-Fourier-Transformation an der Funktion h(τ, mTs) in der Symbolrichtung (Zeit t = Mts) ermittelt. DFT[R(τ; m)] repräsentiert eine diskrete N-Punkt-Fourier-Transformation, welche am Verzögerungsprofil R(τ; m) in der Symbolrichtung (Zeit t = mTs) durchgeführt wird.
Ein Zweisignal-Rice-Kanal (ein Kanal, der eine diskrete Welle ohne zeitliche Abweichung und eine verzögerte Rayleigh-Welle enthält) wird nunmehr erwogen. Eine durch Gleichung (3) für einen Zweisignal-Rice-Kanal berechnete beispielhafte Charakteristik ist in 4 gezeigt, wo die horizontale Achse Verzögerungszeit τ repräsentiert und die vertikale Achse Dopplerfrequenz repräsentiert.
Die erwünschten Wellenkomponenten S00, S04, D10, D14 in 4 entsprechen k = 0 Ausdrücken auf der rechten Seite in Gleichung (3). Die verzögerten, erwünschten Wellenkomponenten D10, D14 werden in der Dopplerrichtung verbreitert; die direkten erwünschten Wellenkomponenten S00 und S04 werden nicht. Die direkte Wellenkomponente S00 wird mit Phasenverschiebungen gleich ganzzahligen Mehrfachen von Tu/12 in Komponenten s11, s22, s33 und s44 wiederholt. Die verzögerte Wellenkomponente D10 wird mit Phasenverschiebungen gleich ganzzahligen Mehrfachen von Tu/12 in den Komponenten d21 und d32 wiederholt. Eine wiederholte Komponente d03 mit einer Phasenverschiebung von Tu/12 erscheint auch für die verzögerte Wellenkomponente D14. Um die Kanalcharakteristika für alle Unterträger genau auf Basis der Signalcharakteristika abzuschätzen, welche die gestreuten Pilotsignale beeinträchtigen, müssen die wiederholten Komponenten eliminiert werden.
Die IDFT-Einheit 23 führt eine inverse diskrete Fourier-Transformation an der Kanalcharakteristik des durch die Kanalcharakteristik-Abschätzeinheit 22 berechneten gestreuten Pilotsignals aus, um ein abgeschätztes Verzögerungsprofil R(τ; m) zu erzeugen. Anstelle der inversen diskreten Fourier-Transformation kann eine andere Art von inverser orthogonaler Transformation verwendet werden.
Die Glättungseinheit 24 glättet das abgeschätzte Verzögerungsprofil R(τ; m) in der Symbolrichtung über eine Anzahl von Abtastwerten gleich einem ganzzahligen Mehrfachen der gestreuten Einfügeperiode Lsp in der Symbolrichtung. Das resultierende geglättete Verzögerungsprofil wird an die Schwellenwerteinheit 25 ausgegeben. Die Intervalle, bei denen gestreute Pilotsignale in der Frequenzrichtung eingefügt werden, sind a × Δf = 12 × Δf, wie in 3 gezeigt. Das Abtastintervall für die durch die IDFT-Einheit 23 durchgeführte inverse diskrete Fourier-Transformation ist 3 × Δf. Die Anzahl von durch die IDFT-Einheit 23 abgetasteten Punkten ist daher N/3. Abtastwerte, die nicht zu den gestreuten Pilotsignalen gehören, weisen Null-Werte auf.
Das beispielhafte abgeschätzte Verzögerungsprofil r(τ; m), das durch die IDFT-Einheit 23 für einen Zwei-Signal-Rice-Kanal erzeugt wird, was hinsichtlich einer Verzögerungszeit und Doppler-Frequenz in 4 gezeigt worden ist, wird in 5 gezeigt, wie man es sehen würde, wenn man aus der Verzögerungszeit(τ)-Achse blicken würde. Die Werte des abgeschätzten Verzögerungsprofils r(τ; m) werden durch Komplexzahlen ausgedrückt. Die vertikale Achse in 5 repräsentiert die Amplitude des abgeschätzten Verzögerungsprofils R(τ; m). Wiederholungskomponenten s1, s2, s3, s4 und so weiter erscheinen in sukzessiven Intervallen von Tu/12 aus der Direktwellenkomponente (erwünschte Wellenkomponente) S0, und wiederholte Komponenten d2, d3, d3 und so weiter erscheinen in sukzessiven Intervallen von Tu/12 ab der verzögerten Wellenkomponente (erwünschte Wellenkomponente) D1. Diese wiederholten Komponenten s1, s2, s3, s4, d2, d3, d4 entsprechen k ≠ 0 Ausdrücken auf der rechten Seite in Gleichung (2) oben. Die wiederholten Komponenten erscheinen entsprechend an Positionen, die um k × Tu/12 (wobei k eine Ganzzahl ist) verschobenen Positionen in der Verzögerungszeitrichtung ab der erwünschten Wellenkomponente. Das abgestützte Verzögerungsprofil r(τ; m) beinhaltet auch eine Rauschkomponente Ns aufgrund von Gauss'schem Rauschen, das im Empfangssignal enthalten ist.
Die Glättungseinheit 24 glättet getrennt den Realteil und den Imaginärteil von Lsp (= 4) sukzessiven Symbolen unter Verwendung der obigen Eigenschaften der wiederholten Komponenten, um die wiederholten Komponenten des abgeschätzten Verzögerungsprofils r(τ; m) zu unterdrücken. Die Glättungseinheit 24 kann beispielsweise als gleitender Durchschnittsfilter konfiguriert sein, oder als ein Blockdurchschnittsfilter.
6 zeigt beispielhafte, sukzessive abgeschätzte Verzögerungsprofile R(τ; m), R(τ; m + 1, R(τ; m + 2), R(τ; m + 3) für vier Symbole. In 6 repräsentiert die vertikale Achse den Realteil der abgeschätzten Verzögerungsprofile Verzögerungsprofile R(τ; m), R(τ; m + 1, R(τ; m + 2), R(τ; m + 3). Die Glättungseinheit 24 kann die wiederholten Komponenten durch Glätten von Reihen von Abtastwerten unterdrücken, die in der Zeitrichtung (der Symbolrichtung) im abgeschätzten Verzögerungsprofil in Bezug auf die Verzögerungszeit τ gereiht sind. Die Anzahl von in der Symbolrichtung durch die Glättungseinheit 24 geglätteten Abtastwerten beträgt nicht notwendigerweise Lsp (= 4); sie kann ein ganzzahliges Mehrfaches von Lsp sein.
Als Glättungseinheit 24 kann beispielsweise ein Digitalfilter wie etwa ein bekannter finiter Impulsreaktions-(FIR)Filter oder infiniter Impulsantwort-(IIR)Filter verwendet werden. 7 zeigt schematisch ein Beispiel der Struktur der Glättungseinheit 24. Bezug nehmend auf 7 beinhaltet die Glättungseinheit 24 Verzögerungselemente 242 ₁ bis 242 _4L-1; Multiplizierer 243 ₁ bis 243 _4L und einen Addierer 244, wobei L eine positive Ganzzahl ist. Die Glättungseinheit 24 kann ein geglättetes Verzögerungsprofil FR(τ; n) durch eine an Filterkoeffizienten w₁, w₂, ..., w_4L und abgeschätzten Verzögerungsprofile R(τ; n), R(τ; n – 1), ..., R(τ; n – 4L + 1) durchgeführte Multiplizier-Addieroperation berechnen.
Das Ergebnis dieser Glättungsoperation ist in 8 gezeigt. Die wiederholten Komponenten d0, s1 bis s4, d2 bis d4 in 5 sind effektiv unterdrückt worden und die erwünschten Wellenkomponenten FS0 und FD1 erscheinen klar. Da die Rauschkomponente Ns in 5 auch unterdrückt wird, wird die Amplitude der Rauschkomponente FNs auf einen niedrigen Pegel im geglätteten Verzögerungsprofil in 8 reduziert. All dies zeigt an, dass die Genauigkeit der Verzögerungsprofilabschätzung verbessert worden ist.
Die Schwellenwerteinheit 25 in 1 führt einen Schwellenwertprozess durch Ersetzen von Abtastwerten kleiner als der Schwellenwertamplitudenwert Th in dem aus der Glättungseinheit 24 ausgegebenen geglätteten Verzögerungsprofil durch Nullwerte aus. Der Schwellenwertprozess kann auch eine gegebene Anzahl von Abtastwerten vor und nach jeglichem Abtastwert rückhalten, der den Schwellenwertamplitudenwert Th übersteigt, anstelle davon, sie durch Nullwerte zu ersetzen. Im in 8 gezeigten Beispiel, da die Rauschkomponente FNs den Schwellenwert Th nicht übersteigt, und die erwünschten Wellenkomponenten Fs0, Fd1 beide den Schwellenwert Th übersteigen, wird die Rauschkomponente FNs durch den Schwellenwertprozess eliminiert, wie in 9 gezeigt.
Die DFT-Einheit 26 führt dann eine diskrete N-Punkt-Fourier-Transformation an dem aus der Schwellenwerteinheit 25 ausgegebenen geglättetem Verzögerungsprofil aus, um eine Kanalcharakteristik in der Frequenzdomäne zu berechnen. Das geglättete Verzögerungsprofil jedes Symbols weist hier nur N/3 Abtastwerte auf, so dass, um eine diskrete N-Punkt-Fourier-Transformation durchzuführen, die DFT-Einheit 26 2N/3 Nullwerte zu den N/3 Abtastwerten des geglätteten Verzögerungsprofils hinzuaddiert. Diese Operation stellt Kanalcharakteristika für alle aus der DFT-Einheit 14 ausgegebenen N Unterträgersignale bereit.
Die Signalverzögerungseinheit 30 gibt das eingegebene Unterträgersignal Fs nach einer Verzögerungszeit einer gegebenen Anzahl von Symbolen an den Ausgleichsprozessor 31 aus. Die gegebene Anzahl von Symbolen, welche die Verzögerungszeit bestimmt, hängt von der Gruppenverzögerung in der Glättungseinheit 24 ab. Beispielsweise beträgt die Gruppenverzögerung eines gleitenden Vier-Symbol-Filters 2, 5 Symbole, so dass die Signalverzögerungseinheit 30 das Unterträgersignal Fs um eine Verzögerungszeit von 2 bis 3 Symbolen verzögern sollte. In einer Umgebung mit zeitvariierender Kanalcharakteristik kann die Signalverzögerungseinheit 30 die Timings des aus der DFT-Einheit 14 ausgegebenen Signals und des aus der DFT-Einheit 26 ausgegebenen Signals auf einer Symbol-für-Symbol-Basis abgleichen.
Der Ausgleichsprozessor 31 gleicht das Unterträgersignal anhand eines bekannten Nullkraft-(ZF, zero-forcing)Kriteriums auf Basis einer aus der DFT-Einheit 26 ausgegebenen Kanalcharakteristik aus (korrigiert Verzerrung), und gibt das resultierende ausgeglichene Signal Es aus. Wenn das ZF-Kriterium verwendet wird, kann die Verzahnung des Unterträgersignals durch Unterteilen des Unterträgersignals, das aus der Signalverzögerungseinheit 30 ausgegeben ist, durch die Kanalcharakteristik entsprechend dem Unterträgersignal korrigiert werden. Anstelle eines ZF-basierten Ausgleichsverfahrens kann ein anderes Ausgleichsverfahren, wie etwa beispielsweise ein auf einem minimalen mittleren Quadratfehler (MMSE, minimum mean square error) basierendes Ausgleichsverfahren verwendet werden.
Durch Glätten des abgeschätzten Verzögerungsprofils r(τ; m) in der Symbolrichtung über eine Anzahl von Abtastwerten gleich einem ganzzahligen Mehrfachen der Pilotunterträgereinfügeperiode Lsp wie oben beschrieben, kann der Ausgleicher 15 in der ersten Ausführungsform ein geglättetes Verzögerungsprofil mit hoher Abschätzgenauigkeit bereitstellen. Entsprechend können unerwünschte Wellenkomponenten, welche durch die periodische Anordnung von Pilotunterträgern in der Symbolrichtung verursacht werden, unterdrückt werden und es können auch Rauschkomponenten effektiv unterdrückt werden.
10 zeigt eine beispielhafte Amplituden-Charakteristik der Glättungseinheit 24, die durch einen gleitenden Vier-Symbol-Durchschnittsfilter gebildet ist. In 10 ist die Grenzrate etwa 1/(8Ts). Entsprechend ist ein gleitender Durchschnittsfilter mit der in 10 gezeigten Charakteristik bei einer Umgebung wirksam, in der die maximale Dopplerfrequenz etwa 1/(8Ts) nicht übersteigt.
Auf Basis des geglätteten Verzögerungsprofils erzielt der Empfänger 1 in der ersten Ausführungsform exzellente Korrektur nachfolgender Signalverzerrung in der Frequenzdomäne, wodurch er verbesserte Empfangsleistungsfähigkeit in einer Mehrpfadumgebung bereitstellt.
Anstelle des Berechnens abgeschätzter Verzögerungsprofile R(τ; m) mit N/3 Abtastpunkten wie in der ersten Ausführungsform können abgeschätzte Verzögerungsprofile nur für einen relevanten Verzögerungszeitbereich berechnet werden. Falls beispielsweise der GI-Abschnitt eine Wachintervalldauer Tg von etwa ¼ der validen Symbollänge Tu aufweist, für verzögerte Wellen im GI-Abschnitt, können abgeschätzte Verzögerungsprofile mit N/4 Abtastpunkten berechnet werden. Wenn das abzuschätzende Verzögerungsprofil einen beschränkten Bereich hat, werden Rauschkomponenten und wiederholte Komponenten außerhalb dieses Bereichs automatisch verworfen, was die Genauigkeit des Verzögerungsprofil-Abschätzprozesses verbessert.
Zweite Ausführungsform
Eine zweite Ausführungsform eines Ausgleichsverfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung wird nunmehr beschrieben. Der Empfänger in der zweiten Ausführungsform unterscheidet sich von einem Empfänger 1 (1) in der ersten Ausführungsform darin, dass er einen anderen Ausgleicher 15B aufweist.
Bezug nehmend auf 11, beinhaltet der Ausgleicher 15B in der zweiten Ausführungsform eine Pilotextraktionseinheit 21, eine Kanalcharakteristik-Abschätzeinheit 22, eine IDFT-Einheit 23, eine Dopplerdetektionseinheit 41, eine erste Glättungseinheit 42, eine Eingangswellendetektionseinheit 43, eine Filtercharakteristik-Bestimmungseinheit 44, eine Schwellenwert-Einstelleinheit 45, eine zweite Glättungseinheit 24b, eine Schwellenwerteinheit 25b, eine DFT-Einheit 26, eine Signalverzögerungseinheit 30 und einen Ausgleichsprozessor 31.
Die Pilotextraktionseinheit 21, die Kanalcharakteristik-Abschätzeinheit 22, die IDFT-Einheit 23, die DFT-Einheit 26, die Signalverzögerungseinheit 30 und der Ausgleichsprozessor 31, die in 11 gezeigt sind, weisen dieselbe Struktur wie die Pilotextraktionseinheit 21, die Kanalcharakteristik-Abschätzeinheit 22, die IDFT-Einheit 23, die DFT-Einheit 26, die Signalverzögerungseinheit 30 und der Ausgleichsprozessor 31, die in 1 gezeigt sind, auf. Die Verzögerungszeit in der Signalverzögerungseinheit 30 wird in Übereinstimmung mit einer in der zweiten Glättungseinheit 24b erzeugten Gruppenverzögerung spezifiziert.
Die zweite Glättungseinheit 24b unterteilt die Verzögerungszeitdomäne des abgeschätzten Verzögerungsprofils R(τ; m), das aus der IDFT-Einheit 23 ausgegeben ist, in D Zonen Z₀ bis Z_D-1. Die zweite Glättungseinheit 24B kann dann das abgeschätzte Verzögerungsprofil R(τ; m) individuell in der Symbolrichtung über eine Anzahl von Abtastwerten gleich einem ganzzahligen Mehrfachen der Einfügeperiode Lsp des Pilotunterträgers in jeder Zone glätten.
Die zweite Glättungseinheit 24B empfängt Sätze von Filterkoeffizienten F(0) bis F(D – 1) entsprechend jeweils Zonen Z₀ bis Z_D-1 aus der Filtercharakteristik-Bestimmungseinheit 44 und kann den Glättungsfilterungsprozess unter Verwendung anderer Sätze von Filterkoeffizienten in den individuellen Zonen ausführen. Beispielsweise wird der d-te Satz von Filterkoeffizienten (Fd) zum Glätten in der d-ten Zone Z_d verwendet. Eine zweite Glättungseinheit 24B dieses Typs kann aus einem oder mehreren FIR oder IIR Digitalfiltern konfiguriert sein. Falls die zweite Glättungseinheit 24B einen einzelnen Digitalfilter beinhaltet, kann der Digitalfilter in einem Zeitteilerschema verwendet werden.
Eine durch Gleichung (3) berechnete beispielhafte Charakteristik für einen Zwei-Signal-Rice-Kanal ist in 12 gezeigt. Die horizontale Achse repräsentiert Verzögerungszeit τ und die vertikale Achse repräsentiert die Dopplerfrequenz. Im illustrierten Beispiel wird die Dopplerfrequenz als etwa 1/(5Ts) Hz angenommen. Es gibt erwünschte Direktwellenkomponenten S00, S04, die nicht in der Dopplerrichtung verbreitert sind und verzögerte Wellenkomponenten D10, D14, die in der Dopplerrichtung verbreitert sind. Wiederholungskomponenten s11, s22, s33, s44 weisen Phasenverschiebungen von ganzzahligen Mehrfachen von Tu/12 in Bezug auf die direkte Wellenkomponente S00 auf. Wiederholte Komponenten d21, d32 weisen Phasenverschiebungen von ganzzahligen Mehrfachen von Tu/12 in Bezug auf verzögerte Wellenkomponente D10 auf. Die wiederholte Komponenten d03 weist eine Phasenverschiebung von Tu/12 in Bezug auf die verzögerte Wellenkomponente D14 auf.
Bezug nehmend auf 14 ist die Verzögerungszeitdomäne des abgeschätzten Verzögerungsprofils R(τ; m), das in 13 gezeigt ist, welches durch die IDFT-Einheit 23 für einen Zwei-Signal-Rice-Kanal mit der in 12 gezeigten Charakteristik erzeugt worden ist, in einer Mehrzahl von Zonen Z₀ bis Z₉ unterteilt. Die zweite Glättungseinheit 24B kann einen getrennten Glättungsbetrieb in der Symbolrichtung in jeder Zone ausführen.
Die Schwellenwerteinheit 25B führt einen Schwellenwertprozess am aus der zweiten Glättungseinheit 24B für jede Zone ausgegebenen individuellen geglätteten Verzögerungsprofil aus. Hier empfängt die Schwellenwerteinheit 25B Schwellenwerte Th(0) bis Th(D – 1) entsprechend Zonen Z₀ bis Z_D-1 aus der Schwellenwert-Einstelleinheit 45 und kann den Schwellenwertprozess unter Verwendung verschiedener Schwellenwerte für unterschiedliche Zonen ausführen. Beispielsweise falls ein Abtastwert in der d-ten Zone Z_d nicht höher als der Schwellenwert Th(d) ist, ersetzt die Schwellenwerteinheit 25 den Abtastwert durch einen Nullwert.
Die erste Glättungseinheit 42 weist dieselbe Struktur wie die Glättungseinheit 24 in der ersten Ausführungsform auf. Die erste Glättungseinheit 42 kann das abgeschätzten Verzögerungsprofil R(τ; m) in der Symbolrichtung über eine Anzahl von Abtastwerten gleich einem ganzzahligen Mehrfachen der Einfügeperiode Lsp des gestreuten Pilotsignals glätten.
Beispielhafte Passbänder PB1 des Filters, welche die erste Glättungseinheit 42 bilden, werden durch die gestrichelten Linienboxen in 15 angezeigt. Das Passband PB1 ist der Teil innerhalb der Grenzrate. Die Grenzrate des Filters in dieser Ausführungsform ist etwa 1/(8Ts) Hz, niedriger als die maximale Dopplerfrequenz von etwa 1/(5Ts) Hz, die für den Kanal abgeschätzt ist. Einige Teile von erwünschten verzögerten Wellenkomponenten D10, D14 sind nicht im illustrierten Passband PB1 enthalten und einige Teile von wiederholten Komponenten D21, D03, welche den verzögerten Wellenkomponenten D10, D14 entsprechen, sind im Passband PB1 enthalten. 16 zeigt schematisch ein aus der ersten Glättungseinheit 42 in diesem Fall ausgegebenes geglättetes Verzögerungsprofil. Im in 16 gezeigten geglätteten Verzögerungsprofil wird entsprechend die erwünschte verzögerte Wellenkomponente FD1 etwas abgeschwächt und einige wiederholte Komponenten werden ununterdrückt gelassen, aber dieses geglättete Verzögerungsprofil ist bei Verwendung zum Detektieren von eingehenden Wellenkomponenten adäquat, wie später beschrieben wird.
Die Eingangswellendetektionseinheit 43 unterteilt die Verzögerungszeitdomäne des aus der ersten Glättungseinheit 42 ausgegebenen geglätteten Verzögerungsprofils in D Zonen Z₀ bis Z_D-1 wie oben und kann eingehende Wellenkomponenten in jeder Zone detektieren. Spezifischer vergleicht die Eingangswellendetektionseinheit 43 jeden der Abtastwerte in Zonen Z₀ bis Z₉ mit einem gemeinsamen Schwellenwert Th1 und detektiert die Anwesenheit einer eingehenden Wellenkomponente (wie etwa einer erwünschten Wellenkomponente oder einer Restwiederholungskomponente) in jeder Zone auf Basis des Ergebnisses des Vergleichs, wie in 16 gezeigt. Beispielsweise, da einer der Abtastwerte in der Zone Z₀ den Schwellenwert Th1 übersteigt, bestimmt die Eingangswellendetektionseinheit 43, dass die Zone Z₀ eine eingehende Wellenkomponente beinhaltet und valide ist, und da alle Abtastwerte in der Zone Z₁ unter den Schwellenwert Th1 fallen, bestimmt die Eingangswellendetektionseinheit 43, dass die Zone Z₁ eine eingehende Wellenkomponente nicht beinhaltet und invalide ist.
Alternativ kann die Eingangswellendetektionseinheit 43 die Summen von D Abtastwerten der Zonen Z0 bis Z_D-1 mit den Entscheidungsschwellenwerten DTh(0) bis DTh(D – 1), die jeweils Zonen Z₀ bis Z_D-1 zugeordnet sind, vergleichen und kann die Anwesenheit einer eingehenden Wellenkomponente in jeder Zone entsprechend detektieren. Im in 16 gezeigten Beispiel kann die Eingangswellendetektionseinheit 43 bestimmen, dass die Zonen Z₀, Z₂-Achse, die eingehende Wellenkomponenten FS0, FD1 enthalten, gültig sind und dass die anderen Zonen (Z₁ und Z₃ bis Z₉) keine eingehenden Wellenkomponenten enthalten und ungültig sind. Das Ergebnis von einer eingehenden Wellenkomponentendetektion in jeder Zone (Positionsinformation bezüglich der eingehenden Wellenkomponenten) wird der Filtercharakteristik-Bestimmungseinheit 44 und der Schwellenwert-Einstelleinheit 45 zugeführt.
Die Dopplerdetektionseinheit 41 detektiert maximale Dopplerfrequenzen FD₀ bis FD_D-1 in den D-Zonen Z₀ bis Z_D-1 auf Basis der N/3 Abtastwerte des abgeschätzten Verzögerungsprofils R(τ; m), das aus der IDFT-Einheit 23 ausgegeben wird. Die maximalen Dopplerfrequenzen FD₀ bis FD_D-1 werden der Filtercharakteristik-Bestimmungseinheit 44 und der Schwellenwert-Einstelleinheit 45 zugeführt. Spezifischer detektiert die Dopplerdetektionseinheit 41 maximale Dopplerfrequenzen durch Summieren der Abtastwerte im abgeschätzten Verzögerungsprofil R(τ; m) in jeder Zone und Beobachten der Summen in der Zeitrichtung.
17 ist ein Blockdiagramm, welches schematisch ein Beispiel der Struktur der Dopplerdetektionseinheit 41 zeigt. Bezug nehmend auf 17 beinhaltet die Dopplerdetektionseinheit 41 Spektrumsberechnungseinheiten 411 ₀ bis 411 _D-1, Flankendetektionseinheiten 414 ₀ bis 414 _D-1 und Dopplerfrequenzdetektionseinheiten 415 ₀ bis 415 _D-1. Jede Spektrumsberechnungseinheit 411 _d (wobei d eine Ganzzahl im Bereich von 0 bis D – 1 ist) beinhaltet eine Signalspeichereinheit 412 _d und eine Pfad-DFT-Einheit 413 _d.
Die d-te Signalspeichereinheit 412 _d berechnet die Summe SUM_d(m) der Abtastwerte in der d-ten Zone Z_d des abgeschätzten Verzögerungsprofils R(τ; m) und speichert die Summen des SUM_d(m), SUM_d(m + 1), ... SUM_d(m + P – 1) für P aufeinander folgende Symbole (wobei P eine Ganzzahl nicht kleiner als 2 ist). Die d-te Profil-DFT-Einheit 413 _d führt eine diskrete Fourier-Transformation an den P Summen SUM_d(m), SUM_d(m + 1), ... SUM_d(m + P – 1) aus, um ein Dopplerfrequenzspektrum zu ermitteln (ein, eine Dopplerverbreitung anzeigendes Signal) der entsprechenden Zone Z_d.
Die d-te Flankendetektionseinheit 414 _d detektiert gepaarte steigende und fallende Flanken der Frequenzkomponenten, die m durch die Profil-DFT-Einheit 413 _d berechneten Dopplerfrequenzspektrum erscheinen. Aus den durch die Flankendetektionseinheit 414 _d detektierten Flankenpaaren selektiert die Dopplerfrequenzdetektionseinheit 415 _d das Flankenpaar entsprechend der Frequenzkomponente der Zentralfrequenz, die am nächsten an Null ist, und gibt den Absolutwert der Frequenz bei steigender oder fallender Flanke des ausgewählten Paars als eine maximale Dopplerfrequenz FD_d an.
18 und 19 zeigen beispielhafte Dopplerfrequenzspektren jeweils entsprechend Zonen Z₀ und Z₂ in 14. Wie in 14 gezeigt, beinhaltet Zone Z₀ eine erwünschte direkte Wellenkomponente S0 und wiederholte Komponente d0 entsprechend einer verzögerten Wellenkomponente. Das in 18 gezeigte Dopplerfrequenzspektrum weist eine erwünschte Direktwellen-Frequenzkomponente auf, die bei der Dopplerfrequenz Null zentriert ist, und eine wiederholte Frequenzkomponente, die um die Dopplerfrequenz 3/(4Ts) herum zentriert ist. Das in 19 gezeigte Dopplerfrequenzspektrum weist eine erwünschte verzögerte Wellenfrequenzkomponente auf, die um die Dopplerfrequenz Null zentriert ist, und eine direkte Wellenwiederholungsfrequenzkomponente, die bei Dopplerfrequenz 1/(4Ts) zentriert ist.
Die Flankendetektionseinheiten 414 ₀ bis 414 _D-1 können die Differenz zwischen angrenzenden Abtastwerten des Dopplerfrequenzspektrums berechnen, die Differenz mit einem positiven Schwellenwert für fallende Flankendetektion und einem negativen Schwellenwert für steigende Flankendetektion vergleichen und die steigenden und fallenden Flanken von Frequenzkomponenten auf Basis der Vergleichsergebnisse detektieren. Auf diese Weise kann die Flankendetektionseinheit 414 ₀ beispielsweise steigende Flanken UE₁, UE₂ und fallende Flanken DE₁, DE₂ im in 18 gezeigten Dopplerfrequenzspektrum detektieren, und kann die Flankendetektionseinheit 414 ₀ bis 414 ₂ steigende Flanken UE₃, UE₄ und fallende Flanken DE₃, DE₄ im in 19 gezeigten Dopplerfrequenzspektrum detektieren.
Die Dopplerfrequenzdetektionseinheit 415 _d behandelt aneinander angrenzende steigende und fallende Flanken als ein Paar, falls die ansteigende Flanke eine niedrigere Dopplerfrequenz aufweist. In 18 erfüllen Paare (UE₁, DE₁) und (UE₂, DE₂) diese Bedingung. Der Zentralfrequenzwert in der Mitte zwischen der detektierten steigenden Flanke und fallenden Flanke jedes Paars (die Zentralfrequenz der entsprechenden Frequenzkomponente) wird berechnet und das Paar, dessen Zentralfrequenzwert den kleinsten Absolutwert aufweist, wird aufgefunden, zum Beispiel das Paar (UE₁, DE₁) in 18. Der größere vom Absolutfrequenzwert der steigenden Flanke und dem Absolutfrequenzwert der fallenden Flanke wird dann ausgewählt und als die maximale Dopplerfrequenz ausgegeben. Die erwünschten Komponenten in 18 und 19, die symmetrisch um die Achse, wo die Dopplerfrequenz Null ist, breiten sich aus, so dass der Absolutwert entweder der steigenden oder fallenden Flanke ausgegeben werden kann.
Die Dopplerdetektionseinheit 41 in 17 beinhaltet D Verarbeitungssysteme, die parallel arbeiten, aber die Dopplerdetektionseinheit ist nicht auf diese Struktur begrenzt. Ein Verarbeitungssystem kann in einem Zeitteilerschema verwendet werden, um die maximalen Dopplerfrequenzen FD₀ bis FD_D-1 einer Mehrzahl von Zonen Z₀ bis Z_D-1 zu berechnen.
Die Filtercharakteristik-Bestimmungseinheit 44 in 11 kann die Sätze von Filterkoeffizienten F(0) bis F(D – 1) bestimmen, die durch die Glättungseinheit 24B zu verwenden ist, auf Basis des Ergebnisses der Bestimmung von eingehenden Wellenkomponenten in jeder Zone und den maximalen Dopplerfrequenzen FD₀ bis FD_D-1, welche durch die Dopplerdetektionseinheit 41 detektiert werden. Für eine gültige Zone, die bestimmt worden ist, eine eingehende Wellenkomponente zu beinhalten (wie etwa Zone Z₀ in 16), kann die Filtercharakteristik-Bestimmungseinheit 44 als den Satz von auf die gültige Zone anzuwendenden Filterkoeffizienten einen Satz von Koeffizienten spezifizieren, der einen Tiefpassfilter definiert, der Frequenzkomponenten nicht höher als die maximale Dopplerfrequenz in der Zone passiert und Frequenzkomponenten höher als die maximale Dopplerfrequenz abschwächt. Für eine ungültige Zone, welche bestimmt worden ist, keine eingehenden Wellenkomponenten zu enthalten (wie etwa Zone Z₁ in 16), kann die Filtercharakteristik-Bestimmungseinheit 44 als den Satz von den an die ungültige Zone anzulegenden Filterkoeffizienten einen Satz von Koeffizienten spezifizieren, die einen Filter mit einem sehr engen Passband definieren.
Beispielhafte Passbänder PB2 der Filter, welche die Glättungseinheit 24B bilden, werden durch die gestrichelten Linienboxen in 20 angezeigt. Da ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz gleich der Dopplerfrequenz FD₀ in der gültigen Zone Z₀ in Übereinstimmung mit dem abgeschätzten Verzögerungsprofil in 14 verwendet wird, kann die wiederholte Komponente d03 unterdrückt werden. Die wiederholte Komponente s11 in der gültigen Zone Z₂ kann unter Verwendung eines Tiefpassfilters mit einer Grenzfrequenz gleich der Dopplerfrequenz FD₂ unterdrückt werden. In den ungültigen Zonen Z₁ und Z₃ bis Z₉ wird ein Tiefpassfilter mit einem Passband viel enger als demjenigen für die gültigen Zonen Z₀, Z₂ verwendet, um wiederholte Komponenten d21, d32, s11, s22, s33 zu unterdrücken. Da der getrennte Glättungsfilter in jeder Zone spezifiziert werden kann, spezifischer, da ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz gleich der maximalen Dopplerfrequenz der erwünschten Komponente in der Zone spezifiziert werden kann, kann das Verzögerungsprofil genau selbst in einer Funkumgebung abgeschätzt werden, in welcher erwünschte Komponenten und wiederholte Komponenten einander überlappen.
Die Schwellenwert-Einstelleinheit 45 kann einen hohen Schwellenwert für ungültige Zonen spezifizieren, welche bestimmt werden, keine eingehenden Wellenkomponenten zu enthalten. Für gültige Zonen, welche bestimmt werden, eine eingehende Wellenkomponente zu beinhalten, kann die Schwellenwert-Einstelleinheit 45 den Schwellenwert mit steigender detektierter maximaler Dopplerfrequenz absenken. Die Schwellenwert-Einstelleinheit 45 spezifiziert bevorzugt den kleinstmöglichen Schwellenwert in jeder Zone, so dass eingehende Wellenkomponenten mit kleiner Empfangsleistung nicht verpasst werden. Spezifisch werden in einer Zone, in welcher der in der Glättungseinheit 24B verwendete Filter ein enges Passband hat, Gauss'sche Rauschkomponenten adäquat unterdrückt, so dass ein kleiner Schwellenwert spezifiziert werden kann. In einer Zone, in welcher der in der Glättungseinheit 24B verwendete Filter ein breites Passband hat, kann ein großer Schwellenwert spezifiziert werden.
Wenn beispielsweise W die Passbandbreite es Filters in einer gegebenen Zone bezeichnet, kann ein Schwellenwert gleich A × W + B für die eine Zone spezifiziert werden, wobei A und B gegebene Konstanten sind. Als ein Spezialfall kann der Schwellenwert unabhängig von der Passbandbreite W durch Einstellen von A gleich Null bestimmt werden.
Der Ausgleicher 15B in dieser Ausführungsform kann die Filtercharakteristika der Glättungseinheit 24B in Übereinstimmung mit den detektierten eingehenden Wellenkomponenten und ihre maximale Dopplerfrequenz variieren, wodurch die Filtercharakteristika der Glättungseinheit 24B für die Funkumgebung und für die Empfangsumgebung optimiert werden. Das Verzögerungsprofil kann daher genau abgeschätzt werden.
Bei dieser Ausführungsform, da Dopplerfrequenzen und eingehende Wellenkomponenten in jeder von Zonen Z₀ bis Z_D-1 detektiert werden, und die zweite Glättungseinheit 24B Glättung in der Symbolrichtung in jeder Zone durchführt, können wiederholt Komponenten effektiv in einer Weise unterdrückt werden, welche auf die Funkumgebung und die Empfangsumgebung responsiv ist. Insbesondere können wiederholte Komponenten effektiv selbst in einer Funkumgebung so unterdrückt werden, dass die maximalen Dopplerfrequenzen hoch sind (beispielsweise nicht niedriger als 1/(8Ts)) und erwünschte Komponenten oder wiederholte Komponenten einander annähern oder überlappen.
Anstelle des Berechnens abgeschätzter Verzögerungsprofilen R(τ; m) mit N/3 Abtastpunkten wie in der zweiten Ausführungsform können abgeschätzte Verzögerungsprofile nur für einen relevanten Verzögerungszeitbereich berechnet werden. Falls beispielsweise der GI-Abschnitt eine Wachintervalldauer Tg von etwa ¼ der gültigen Symbollänge Tu aufweist, für verzögerte Wellen im GI-Abschnitt, können abgeschätzte Verzögerungsprofile mit N/4 Abtastpunkten berechnet werden. Wenn das abzuschätzende Verzögerungsprofil einen begrenzten Bereich hat, werden Rauschkomponenten und wiederholte Komponenten außerhalb dieses Bereichs automatisch verworfen, was die Genauigkeit des Verzögerungsprofilabschätzprozesses verbessert.
Dritte Ausführungsform
Als Nächstes wird eine dritte Ausführungsform beschrieben. Einige der Funktionen des Empfängers in der ersten oder zweiten Ausführungsform können entweder durch Hardware oder durch ein Computerprogramm implementiert werden. Falls einige der Funktionen durch ein Computerprogramm implementiert werden, kann ein Mikroprozessor, der eine Zentraleinheit (CPU) beinhaltet, jene Funktionen durch Laden des Computerprogramms aus einem computerlesbaren Aufzeichnungsmedium und Ausführen des Computerprogramms ausführen.
21 zeigt eine beispielhafte Computervorrichtung 50 zum Implementieren der Ausgleicher 1, 1B in den vorstehenden Ausführungsformen unter Verwendung eines Computerprogramms. Die Computervorrichtung 50 beinhaltet einen Prozessor 51, einen wahlfreien Zugriffsspeicher (RAM) 52, einen nicht-flüchtigen Speicher 53, wie etwa einen Nur-Lese-Speicher (ROM), eine Speichereinheit 54, eine Eingabe/Ausgabe-Schnittstelle 55 und einen Bus 56. Der Prozessor 51 kann die Funktionen des Empfängers 1 oder 1B durch Laden des entsprechenden Computerprogramms aus dem nicht-flüchtigen Speicher 53 und seine Ausführung implementieren.
22 ist ein Flussdiagramm, das ein Ausgleichsverfahren identisch zum Ausgleichsverfahren in der ersten Ausführungsform illustriert. Bezug nehmend auf 22 empfängt der Prozessor 51 ein Frequenzdomänen-Unterträgersignal Fs, welches über die Eingabe/Ausgabe-Schnittstelle 55 eingegeben wird, speichert es zeitweilig im RAM 52 und extrahiert gestreute Pilotsignale (Schritt S11), wie dies die Pilotextraktionseinheit 21 in der vorstehenden Ausführungsform gemacht hat. Der Prozessor 51 schätzt eine Kanal-Charakteristik in der Zeitdomäne auf Basis der extrahierten gestreuten Pilotsignale ab, wie es die Kanalcharakteristik-Abschätzeinheit 22 gemacht hat, und erzeugt ein abgeschätztes Verzögerungsprofil R(τ; m) durch Durchführen einer inversen Fourier-Transformation an der Kanal-Charakteristik in der abgeschätzten Zeitdomäne (Schritt S12), wie es die IDFT-Einheit 23 gemacht hat.
Der Prozessor 51 glättet dann das abschätzte Verzögerungsprofil R(τ; m) in der Symbolrichtung über eine Anzahl von Abtastwerten gleich einem ganzzahligen Mehrfachen der Einfügeperiode Lsp des gestreuten Pilotsignals, um ein geglättetes Verzögerungssignal FR(τ; m) zu erzeugen (Schritt S13), und führt den Schwellenwertprozess (Schritt S14) aus, wie es die Schwellenwerteinheit 25 gemacht hat.
Der Prozessor 51 erzeugt eine Kanal-Charakteristik in der Frequenzdomäne durch Durchführen einer diskreten Endpunkt-Fourier-Transformation an den geglättete Verzögerungsprofil FR(τ; m) (Schritt S15), wie es die DFT-Einheit 26 gemacht hat. Der Prozessor 51 liest dann das Unterträgersignal Fs aus dem RAM 52 mit einer gegebenen Verzögerung ab seiner Eingabezeit (Schritt S16) und verwendet die in Schritt S15 berechnete Kanal-Charakteristik zum Ausgleichen des Unterträgersignals Fs (Schritt S17).
Verschiedene beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung sind oben unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben worden, aber verschiedene andere Ausführungsformen sind ebenfalls möglich. Beispielsweise kann ein Teil oder der gesamte Empfänger in der ersten oder zweiten Ausführungsform in einem Schaltungschip mit Großintegrationsmaßstab (LSI), einem feldprogrammierbaren Gate-Array (FPGA) oder einer applikations-spezifischen integrierten Schaltung (ASIC) implementiert werden.
Der Empfänger in der ersten oder zweiten Ausführungsform kann auch als ein digitaler Rundfunkempfänger konfiguriert sein (entweder ein Fernsehrundfunkempfänger oder ein Radiorundfunkempfänger) oder als eine Kommunikationsvorrichtung wie etwa eine Empfangsvorrichtung in einem Mobilkommunikationssystem.
Fachleute auf dem Gebiet werden erkennen, dass weitere Variationen innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung, der durch die anhängigen Ansprüche definiert ist, möglich sind.

Claims

Ausgleicher (15, 15B) zum Kompensieren der Kanalverzerrung in einem Empfänger (1), der ein orthogonales Frequenzteilermultiplexsignal empfängt, in welches ein Pilotunterträger periodisch inseriert worden ist, wobei das Empfangssignal ein Symbol nach dem anderen empfangen wird und der Empfänger eine orthogonale Transformation an jedem Symbol des Empfangssignals durchführt, um ein Frequenzdomänensignal zu erzeugen, wobei der Ausgleicher umfasst: eine Pilotextraktionseinheit (21) zum Extrahieren des Pilotunterträgers aus dem Frequenzdomänensignal; eine Kanalcharakteristik-Abschätzeinheit (22) zum Abschätzen einer Kanalcharakteristik in der Frequenzdomäne auf Basis eines extrahierten Pilotunterträgers; eine inverse orthogonale Transformationseinheit (23) zum Berechnen eines abgeschätzten Verzögerungsprofils durch Ausführen einer inversen orthogonalen Transformation der abgeschätzten Kanalcharakteristik; eine Glättungseinheit (24, 24B) zum Glätten des abgeschätzten Verzögerungsprofils in der Symbolrichtung über eine Anzahl von Abtastwerten gleich einem ganzzahligen Mehrfachen des Einfügungszeitraums des Pilotunterträgers in der Symbolrichtung, um ein geglättetes Verzögerungsprofil zu erzeugen, wobei die Glättungseinheit (24B) das abgeschätzte Verzögerungsprofil in einer Mehrzahl von Zonen in der Verzögerungszeitdomäne unterteilt und das abgeschätzte Verzögerungsprofil unter Verwendung von variablen Sätzen von Filterkoeffizienten glättet, entsprechend der Mehrzahl von Zonen, um das abgeschätzte Verzögerungsprofil in der Symbolrichtung separat in jeder Zone zu filtern; eine Orthogonal-Transformationseinheit (26) zum Berechnen einer geglätteten Kanalcharakteristik in der Frequenzdomäne durch Ausführen einer orthogonalen Transformation am geglätteten Verzögerungsprofil; einen Ausgleichsprozessor (31) zur Verwendung der geglätteten Kanalcharakteristik zum Korrigieren der Verzerrung des Frequenzdomänensignals; eine Eingangswellendetektionseinheit (43) zum Detektieren eingehender Wellenkomponenten, die in jeder der Zonen erscheinen; eine Dopplerdetektionseinheit (41) zum Detektieren einer maximalen Dopplerfrequenz der eingehenden Wellenkomponenten in jeder Zone auf Basis des abgeschätzten Verzögerungsprofils; eine Filtercharakteristik-Bestimmungseinheit (44) zum Einstellen des variablen Satzes von Filterkoeffizienten entsprechend jeder Zone auf einen Satz von Koeffizienten entsprechend der durch die Dopplerdetektionseinheit in der Zone detektierten maximalen Dopplerfrequenz; eine Schwellenwert-Einstelleinheit (45) zum Einstellen einer Mehrzahl von Schwellenwerten entsprechend der Mehrzahl von Zonen so, dass die Schwellenwerte abnehmen, wenn die maximalen Dopplerfrequenzen in den entsprechenden Zonen ansteigen; und eine Schwellenwerteinheit (25B) zum Ausführen eines Schwellenwertprozesses durch Ersetzen von Abtastwerten kleiner dem entsprechenden Schwellenwert in jeder Zone des geglätteten Verzögerungsprofils mit Nullwerten, wodurch ein schwellengewertetes Verzögerungsprofil erzeugt wird, an welchem die orthogonale Transformationseinheit (26) die orthogonale Transformation ausführt, um die geglättete Kanal-Charakteristik zu erzeugen.
Ausgleicher (15, 15B) nach Anspruch 1, weiter umfassend eine Schwellenwerteinheit (25, 25B) zum Ausführen eines Schwellenwert-Prozesses durch Ersetzen von Abtastwerten kleiner einem Schwellenwert im geglätteten Verzögerungsprofil durch Nullwerte, wodurch ein schwellengewertetes Verzögerungsprofil erzeugt wird, an welchem die Orthogonal-Transformationseinheit (26) die orthogonale Transformation ausführt, um die geglättete Kanal-Charakteristik zu erzeugen.
Ausgleicher (15B) nach Anspruch 1, weiter umfassend: eine Eingangswellendetektionseinheit (43) zum Detektieren einer eingehenden Wellenkomponente, die im abgeschätzten Verzögerungsprofil erscheint; eine Dopplerdetektionseinheit (41) zum Detektieren einer maximalen Dopplerfrequenz entsprechend der eingehenden Wellenkomponente auf Basis des abgeschätzten Verzögerungsprofils; und eine Filtercharakteristik-Bestimmungseinheit (44) zum Bestimmen einer Filtercharakteristik der Glättungseinheit (24B) auf Basis der maximalen Dopplerfrequenz; wobei die Glättungseinheit (24B) einen Glättungsfilter aufweist, der einen variablen Satz von Filterkoeffizienten verwendet, um das abgeschätzte Verzögerungsprofil in der Symbolrichtung zu glätten; und die Filtercharakteristik-Bestimmungseinheit (44) den variablen Satz von Filterkoeffizienten auf einen Satz von Koeffizienten einstellt, welcher der maximalen Dopplerfrequenz entspricht.
Ausgleicher (15B) nach Anspruch 3, wobei die Filtercharakteristik-Bestimmungseinheit (44) den variablen Satz von Filterkoeffizienten auf einen Satz von Koeffizienten einstellt, der einen Tiefpassfilter definiert, die Frequenzkomponenten unterhalb der maximalen Dopplerfrequenz passieren lassen und Frequenzkomponenten über der maximalen Dopplerfrequenz abschwächen.
Ausgleicher (15B) nach Anspruch 3 oder 4, weiter umfassend: eine Schwellenwerteinheit (25B) zum Ausführen eines Schwellenwertprozesses durch Ersetzen von Abtastwerten kleiner einem Schwellenwert in dem geglätteten Verzögerungsprofil mit Nullwerten, wodurch ein schwellengewertetes Verzögerungsprofil erzeugt wird, an welchem die orthogonale Transformationseinheit (26) die orthogonalen Transformation ausführt, um die geglättete Kanal-Charakteristik zu erzeugen; und eine Schwellenwert-Einstelleinheit (45) zum Einstellen des Schwellenwerts auf einen Wert entsprechend der maximalen Dopplerfrequenz so, dass der Schwellenwert abnimmt, wenn die maximale Dopplerfrequenz ansteigt.
Ausgleicher (15B) nach Anspruch 1, wobei die Filtercharakteristik-Bestimmungseinheit (44) den variablen Satz von Filterkoeffizienten entsprechend jeder Zone auf einen Satz von Koeffizienten einstellt, der einen Tiefpassfilter definiert, welcher Frequenzkomponenten unterhalb der maximalen Dopplerfrequenz, die in der Zone detektiert sind, passieren lässt und Frequenzkomponenten oberhalb der maximalen Dopplerfrequenz, die in der Zone detektiert werden, abschwächt.
Empfänger (1), der ein Orthogonal-Frequenzteilermultiplexsignal empfängt, in welches ein Pilotunterträger periodisch inseriert ist, wobei das Empfangssignal ein Symbol nach dem anderen empfangen wird, wobei der Empfänger umfasst: eine Haupt-Orthogonaltransformationseinheit (14) zum Durchführen einer orthogonalen Transformation an jedem Symbol des Empfangssignals, um ein Frequenzdomänensignal zu erzeugen; eine Pilotextraktionseinheit (21) zum Extrahieren des Pilotunterträgers aus dem Frequenzdomänensignal; eine Kanalcharakteristik-Abschätzeinheit (22) zum Abschätzen einer Kanalcharakteristik in der Frequenzdomäne auf Basis des extrahierten Pilotunterträgers; eine inverse orthogonale Transformationseinheit (23) zum Berechnen eines abgeschätzten Verzögerungsprofils durch Ausführen einer inversen orthogonalen Transformation an der abgeschätzten Kanalcharakteristik; eine Glättungseinheit (24) zum Glätten des abgeschätzten Verzögerungsprofils in der Symbolrichtung über eine Anzahl von Abtastwerten gleich einem ganzzahligen Mehrfachen des Einfügungszeitraums des Pilotunterträgers in der Symbolrichtung, um ein geglättetes Verzögerungsprofil zu erzeugen, wobei die Glättungseinheit (24) das abgeschätzte Verzögerungsprofil in einer Mehrzahl von Zonen in der Verzögerungszeitdomäne unterteilt und das abgeschätzte Verzögerungsprofil unter Verwendung von variablen Sätzen von Filterkoeffizienten glättet, entsprechend der Mehrzahl von Zonen, um das abgeschätzte Verzögerungsprofil in der Symbolrichtung separat in jeder Zone zu filtern; eine Orthogonal-Transformationseinheit (26) zum Berechnen einer geglätteten Kanalcharakteristik in der Frequenzdomäne durch Ausführen einer orthogonalen Transformation am geglätteten Verzögerungsprofil; einen Ausgleichsprozessor (31) zur Verwendung der geglätteten Kanalcharakteristik zum Korrigieren von Verzerrung des Frequenzdomänensignals; eine Eingangswellendetektionseinheit (43) zum Detektieren eingehender Wellenkomponenten, die in jeder der Zonen erscheinen; eine Dopplerdetektionseinheit (41) zum Detektieren einer maximalen Dopplerfrequenz der eingehenden Wellenkomponenten in jeder Zone auf Basis des abgeschätzten Verzögerungsprofils; eine Filtercharakteristik-Bestimmungseinheit (44) zum Einstellen des variablen Satzes von Filterkoeffizienten entsprechend jeder Zone auf einen Satz von Koeffizienten entsprechend der durch die Dopplerdetektionseinheit in der Zone detektierten maximalen Dopplerfrequenz; eine Schwellenwert-Einstelleinheit (45) zum Einstellen einer Mehrzahl von Schwellenwerten entsprechend der Mehrzahl von Zonen so, dass die Schwellenwerte abnehmen, wenn die maximalen Dopplerfrequenzen in den entsprechenden Zonen ansteigen; und eine Schwellenwerteinheit (25B) zum Ausführen eines Schwellenwertprozesses durch Ersetzen von Abtastwerten kleiner dem entsprechenden Schwellenwert in jeder Zone des geglätteten Verzögerungsprofils mit Nullwerten, wodurch ein schwellengewertetes Verzögerungsprofil erzeugt wird, an welchem die orthogonale Transformationseinheit (26) die orthogonale Transformation ausführt, um die geglättete Kanal-Charakteristik zu erzeugen.
Ausgleichsverfahren zum Kompensieren von Kanalverzerrung in einem Empfänger (1), der, ein Symbol nach dem anderen, ein Orthogonalfrequenzteiler-Multiplexsignal empfängt, in welches ein Pilotunterträger periodisch eingefügt ist, und eine Orthogonaltransformation an jedem Symbol des Empfangssignals durchführt, um ein Frequenzdomänensignal zu erzeugen, wobei das Ausgleichsverfahren umfasst: Extrahieren des Pilotunterträgers aus dem Frequenzdomänensignal; Abschätzen einer Kanalcharakteristik in der Frequenzdomäne auf Basis des extrahierten Pilotunterträgers; Berechnen eines abgeschätzten Verzögerungsprofils durch Ausführen einer inversen orthogonalen Transformation an der abgeschätzten Kanalcharakteristik; Glätten des abgeschätzten Verzögerungsprofils in der Symbolrichtung über eine Anzahl von Abtastwerten gleich einem ganzzahligen Mehrfachen des Einfügezeitraums des Pilotunterträgers in der Symbolrichtung, um ein geglättetes Verzögerungsprofil zu erzeugen, wobei das Glätten das abgeschätzte Verzögerungsprofil in einer Mehrzahl von Zonen in der Verzögerungszeitdomäne unterteilt und das abgeschätzte Verzögerungsprofil unter Verwendung von variablen Sätzen von Filterkoeffizienten glättet, entsprechend der Mehrzahl von Zonen, um das abgeschätzte Verzögerungsprofil in der Symbolrichtung separat in jeder Zone zu filtern; Berechnen einer geglätteten Kanalcharakteristik in der Frequenzdomäne durch Ausführen einer orthogonalen Transformation am geglätteten Verzögerungsprofil; Verwenden der geglätteten Kanalcharakteristik, um die Verzerrung des Frequenzdomänensignals zu korrigieren; Detektieren eingehender Wellenkomponenten, die in jeder der Zonen erscheinen; Detektieren einer maximalen Dopplerfrequenz der eingehenden Wellenkomponenten in jeder Zone auf Basis des abgeschätzten Verzögerungsprofils; Einstellen des variablen Satzes von Filterkoeffizienten entsprechend jeder Zone auf einen Satz von Koeffizienten entsprechend der in der Zone detektierten maximalen Dopplerfrequenz; Einstellen einer Mehrzahl von Schwellenwerten entsprechend der Mehrzahl von Zonen so, dass die Schwellenwerte abnehmen, wenn die maximalen Dopplerfrequenzen in den entsprechenden Zonen ansteigen; und Ausführen eines Schwellenwertprozesses durch Ersetzen von Abtastwerten kleiner dem entsprechenden Schwellenwert in jeder Zone des geglätteten Verzögerungsprofils mit Nullwerten, wodurch ein schwellengewertetes Verzögerungsprofil erzeugt wird, an welchem die orthogonale Transformation ausführt wird, um die geglättete Kanal-Charakteristik zu erzeugen.