JP2007143106A - 受信装置、受信回路、受信方法及び受信プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】伝送路特性が時間的に大きく変動する遅延時間の短いマルチパスの遅延波の他に遅延時間の長いマルチパスの遅延波が存在しても遅延時間の短いマルチパスに対しての伝送路特性を高精度に推定することを可能にする。
【解決手段】１シンボル分の参照信号を用いて伝送路のインパルス応答（第１インパルス応答）を算出するとともに、４シンボル分の参照信号を用いて伝送路のインパルス応答（第２インパルス応答）を算出する。エリアジング推定回路１０９は、第２インパルス応答を利用してエリアジングにより第１インパルス応答の各サンプリングポイントに現れる成分量を推定する。そして、エリアジング除去回路１１０は、エリアジング推定回路１０９により推定された成分量を用いて第１インパルス応答からエリアジング成分を除去する。
【選択図】図２

Description

本発明は、フェージング環境等で生じる伝送路特性の歪を補正する受信装置、受信回路、受信方法及び受信プログラムに関する。

日本及び欧州の地上波デジタル放送方式はＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式を採用している。ＯＦＤＭ方式は、１チャネルの帯域内に多数のサブキャリアを多重して伝送する方式である。ＯＦＤＭ方式は単一キャリア伝送に比べてシンボル長が長く、有効シンボルの一部分を巡回的に複写したいわゆるガードインターバルの効果により、マルチパス妨害に強い方式として知られている。

このＯＦＤＭ方式を採用した欧州のＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting - Terrestrial）方式及び日本のＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）方式等は、サブキャリアの中に振幅・位相が受信側で既知のいわゆる分散パイロット信号（Scattered Pilot Signal：以下、ＳＰ信号と言う。）を時間軸方向（シンボル方向）及び周波数軸方向（キャリア方向）に分散して挿入している。

日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式や欧州のＤＶＢ−Ｔ方式におけるＳＰ信号の時間軸方向及び周波数軸方向の配置について図１４を参照しつつ説明する。図１４は日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式や欧州のＤＶＢ−Ｔ方式におけるＳＰ信号の配置を示す図である。
図１４に示すように、ＳＰ信号は時間軸方向に４シンボル周期で配置され、周波数軸方向に１２サブキャリア周期で配置される。そして、ＳＰ信号はＯＦＤＭシンボル毎に周波数軸方向に３サブキャリアずつシフトされて伝送される。なお、ＳＰ信号が配置された部分以外にデータキャリア等が配置される。

なお、以下において何れかのシンボルにおいてＳＰ信号が挿入されるサブキャリアをＳＰキャリアと呼ぶ。また、ＯＦＤＭシンボルのシンボル番号をｉ（ｉ＝０，１，２，３，・・・）で示し、サブキャリアのキャリア番号をｋ（ｋ＝０，１，２，３，・・・）で示す。
ＳＰ信号はサブキャリアの位置で決まる特定のパターンでＢＰＳＫ変調されて送信側から送信される。受信側では、ＳＰ信号の位相をキャリア間で揃えた後、時間軸方向及び周波数軸方向に補間し、送信側と受信側との間の伝送路の周波数応答を推定し、データキャリアを推定した周波数応答で除算して復調処理する。

ここで、時間軸方向の補間及び周波数軸方向の補間の概略について図１５及び図１６を用いて説明する。図１５は時間軸方向の補間を説明するための図である。図１６は周波数軸方向の補間を説明するための図である。
受信側の受信装置は、ＯＦＤＭ信号が含む各ＳＰ信号を既知のＳＰ信号で除算して位相を揃え、そのＳＰ信号のシンボル番号及びキャリア番号位置での周波数応答を求める。

受信装置は、キャリア番号ｋのＳＰキャリアにおいて、キャリア番号ｋのＳＰ信号の周波数応答を用いて、キャリア番号ｋのＳＰ信号が挿入されていないシンボル番号位置に周波数応答を補間し（時間軸方向の補間）、その位置の周波数応答を推定する。これを全てのＳＰキャリアにおいて行う。
この結果、図１５において示すシンボル番号及びキャリア番号位置で周波数応答が得られたことになる。つまり、ＯＦＤＭシンボルの全てのＳＰキャリアに対する周波数応答が得られたことになる。

受信装置は、シンボル番号ｉのＯＦＤＭシンボルにおいて、シンボル番号ｉのＳＰキャリア上の周波数応答を利用し、例えばＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いて、シンボル番号ｉのＳＰキャリア以外のキャリア番号のサブキャリアに周波数応答を補間し（周波数軸方向の補間）、その位置の周波数応答を推定する。これを全てのＯＦＤＭシンボルにおいて行う。

この結果、図１６に示す通り、ＯＦＤＭシンボルの全サブキャリアに対する周波数応答が得られたことになる。
ところが、受信装置が高速移動する車に搭載されているなど受信環境が時間的に大きく変動する場合には、伝送路の周波数応答が時間的に大きく変動するため、ＳＰキャリアのＳＰ信号が挿入されていない信号位置の周波数応答の推定に当該ＯＦＤＭシンボルと異なる時間に送受信されたＯＦＤＭシンボル内のＳＰ信号を利用すると、時間軸方向の補間により推定した周波数応答が実際の周波数応答と大きく異なってしまう。この結果、ＯＦＤＭシンボルの等化に十分な精度が得られないこととなる。

これを解決するためには、ＯＦＤＭシンボルの１シンボル分のＳＰ信号のみを利用し、時間軸方向の補間を行わずに周波数軸方向にのみ補間することによって、ＯＦＤＭシンボルの全サブキャリアに対する周波数応答を算出するようにすればよい。
ところで、時間軸方向の補間を行う場合には、図１５に示すように、周波数軸方向に３サブキャリア周期で一つ現れるＳＰ信号を利用していることになる。このため、マルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間は全サブキャリアで構成する有効シンボル長の１／３であり、有効シンボル長の１／３の遅延時間までのマルチパスの遅延波があっても伝送路特性の歪を補正することができる。

これに対して、時間軸方向の補間を行わない場合、周波数軸方向に１２サブキャリア周期で一つ現れるＳＰ信号を利用していることになる。このため、マルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間は有効シンボル長の１／１２であり、有効シンボル長の１／１２の遅延時間を越えるマルチパスの遅延波があった場合には伝送路特性の歪を補正することができない。ここで、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式や欧州のＤＶＢ−Ｔ方式ではガードインターバルを有効シンボル長の１／４、１／８、１／１６、１／３２の何れも選択できる。ガードインターバルとして有効シンボル長の１／４又は１／８を設定した場合、ガードインターバルにより有効シンボル長の１／４又は１／８までの遅延波に対してシンボル間干渉を防ぐことができても、伝送路特性の歪を補正できないという不都合が生じる。

そこで、伝送路の周波数応答を次のようにして求める受信装置が開示されている（例えば、特許文献１参照。）。これは、伝送路の周波数応答を求める際に、短い遅延時間のマルチパスに対しては１シンボル分の各ＳＰ信号が伝送されるサブキャリア位置のＳＰ信号を利用し（時間軸方向に補間しない）、長い遅延時間のマルチパスに対しては４シンボル分の各ＳＰ信号が伝送されるサブキャリア位置のＳＰ信号を利用する（時間軸方向に補間する）。なお、以下において、前者を１シンボル推定と呼び、後者を４シンボル推定と呼ぶ。

以下、特許文献１（特開２００５−４５６６４号公報）に記載されている受信装置の概略について図１７を参照しつつ説明する。図１７は従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
図１７に示すように、特許文献１の受信装置１０００は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路１００１と、ＱＭＦ（Quadrature Mirror Filter：伝送路周波数応答推定）部１００２と、除算回路１００３とを備える。ＦＦＴ回路１００１は、入力されるデジタル複素ベースバンド信号をＯＦＤＭシンボル毎に高速フーリエ変換し、ＯＦＤＭ信号のキャリアデータをＱＭＦ部１００２及び除算回路１００３へ出力する。

ＱＭＦ部１００２は、ＳＰ抽出回路１００４と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）回路１００５ａ、１００５ｂと、ＬＰＦ１００６ａ、１００６ｂと、合成回路１００７と、ＦＦＴ回路１００８とを備えている。
ＳＰ抽出回路１００４は、ＦＦＴ回路１００１から出力される最新の１シンボル分を含む４シンボル分のＯＦＤＭシンボルからＳＰ信号を抽出して、抽出したＳＰ信号をＩＦＦＴ回路１００５ａへ出力する。また、ＳＰ抽出回路１００４は最新の１シンボル分のＯＦＤＭシンボルからＳＰ信号を抽出して、抽出したＳＰ信号をＩＦＦＴ回路１００５ｂへ出力する。

ＩＦＦＴ回路１００５ａはＳＰ抽出回路１００４から出力される４シンボル分のＳＰ信号を逆フーリエ変換して伝送路のインパルス応答を算出する。ＬＰＦ１００６ａはＩＦＦＴ回路１００５ａにより算出された伝送路のインパルス応答から予め定めた周波数以上の高域成分を除去し、除去後のインパルス応答を合成回路１００７へ出力する。
ＩＦＦＴ回路１００５ｂはＳＰ抽出回路１００４から出力される最新の１シンボル分のＳＰ信号を逆フーリエ変換して伝送路のインパルス応答を算出する。ＬＰＦ１００６ｂはＩＦＦＴ回路１００５ｂにより算出された伝送路のインパルス応答から予め定めた周波数以上の高域成分を除去し、除去後のインパルス応答を合成回路１００７へ出力する。

合成回路１００７は、ＬＰＦ１００６ａから出力される伝送路のインパルス応答とＬＰＦ１００６ｂから出力されるインパルス応答とを時間領域で切り替え合成し、切り替え合成した伝送路のインパルス応答をＦＦＴ回路１００８へ出力する。この処理について図１８を参照しつつ説明する。図１８は図１７の合成回路のインパルス応答の合成処理を説明するための図である。

合成回路１００７は１シンボル推定によってマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間Ｔａまでの時間領域ΔＴａ（０〜Ｔａ）ではＬＰＦ１００６ａから出力されるインパルス応答を選択する。また、合成回路１００７はその最大時間Ｔａから４シンボル推定によってマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間Ｔｂまでの時間領域ΔＴｂ（Ｔａ〜Ｔｂ）ではＬＰＦ１００６ｂから出力されたインパルス応答を選択する。そして、合成回路１００７は、選択したインパルス応答を時間領域で合成する。なお、時間領域ΔＴａを短遅延時間領域と呼び、時間領域ΔＴｂを長遅延時間領域と呼ぶ。

ただし、ＩＦＦＴ回路１００５ｂが逆フーリエ変換する周波数軸上のサンプル数がＩＦＦＴ回路１００５ａが逆フーリエ変換する周波数軸上のサンプル数の４倍であることから、最大時間Ｔｂは最大時間Ｔａの４倍である。
ＦＦＴ回路１００８は、合成回路１００７から出力される伝送路のインパルス応答を高速フーリエ変換して伝送路の周波数応答を算出する。

除算回路１００３は、ＦＦＴ回路１００１から出力されるデータキャリアの信号を、ＱＭＦ部１００２のＦＦＴ回路１００８から出力される伝送路の周波数応答で除算し、等化されたデータを後段の回路部へ出力する。
特開２００５−４５６６４号公報

ところが、特許文献１記載の受信装置では、図１９を参照して述べる下記のような問題点がある。図１９は図１７の受信装置の問題点を説明するための図である。ここでは、送信側から受信側に電波が到来するまでの経路が２つの２波マルチパス環境下で、かつ、希望波に対する遅延波の遅延時間が１シンボル推定によってマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間Ｔａを超える場合を例にする。

図１９に示すように、１シンボル分のみのＳＰ信号を、ＩＦＦＴ回路１００５ｂにより逆高速フーリエ変換することにより算出した伝送路のインパルス応答には、実在する希望波１２０１の他に、最大時間Ｔａを越えた遅延時間に実在する遅延波１２０２ａが縮退して折り返り、遅延波１２０２ａが遅延時間の異なる実在しない遅延波１２０２ｂとなって現れる。

このため、合成回路１００７により生成されたインパルス応答は、２波マルチパスであったにもかかわらず、３波マルチパスになってしまう。この結果、ＦＦＴ回路１００８は、実在しない遅延波１２０２ｂも含んで高速フーリエ変換することになり、伝送路の周波数応答を正確に算出することができないという問題が生じる。
そこで、本発明は、伝送路の伝送路特性が時間的に大きく変動する遅延時間の短いマルチパスの遅延波の他に遅延時間の長いマルチパスの遅延波が存在しても遅延時間の短いマルチパスに対しての伝送路特性を高精度に推定することが可能な受信装置、受信回路、受信方法及び受信プログラムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明の受信装置は、周波数分割多重信号を受信し、当該周波数分割多重信号に含まれる参照信号を用いて伝送路の伝送路特性を推定する受信装置において、受信した周波数分割多重信号のＭ（Ｍは１以上の整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第１データ列を算出する第１算出部と、前記Ｍシンボル分のシンボルを含むＮ（ＮはＭより大きい整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第２データ列を算出する第２算出部と、前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いてマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２データ列の成分に基づいて、前記検出可能な遅延時間を越えた遅延波がエリアジングにより前記第１データ列に現れたエリアジング成分を当該第１データ列から除去するように当該第１データ列を補正する補正部と、前記補正部による補正後の第１データ列を用いた伝送路特性に基づく第３データ列を推定する伝送路特性推定部と、を備える。

本発明の受信回路は、周波数分割多重信号を受信し、当該周波数分割多重信号に含まれる参照信号を用いて伝送路の伝送路特性を推定する受信回路において、受信した周波数分割多重信号のＭ（Ｍは１以上の整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第１データ列を算出する第１算出回路と、前記Ｍシンボル分のシンボルを含むＮ（ＮはＭより大きい整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第２データ列を算出する第２算出回路と、前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いてマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２データ列の成分に基づいて、前記検出可能な遅延時間を越えた遅延波がエリアジングにより前記第１データ列に現れたエリアジング成分を当該第１データ列から除去するように当該第１データ列を補正する補正回路と、前記補正回路による補正後の第１データ列を用いた伝送路特性に基づく第３データ列を推定する伝送路特性推定回路と、を備える。

本発明の受信方法は、周波数分割多重信号を受信し、当該周波数分割多重信号に含まれる参照信号を用いて伝送路の伝送路特性を推定する受信方法において、受信した周波数分割多重信号のＭ（Ｍは１以上の整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第１データ列を算出する第１算出手順と、前記Ｍシンボル分のシンボルを含むＮ（ＮはＭより大きい整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第２データ列を算出する第２算出手順と、前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いてマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２データ列の成分に基づいて、前記検出可能な遅延時間を越えた遅延波がエリアジングにより前記第１データ列に現れたエリアジング成分を当該第１データ列から除去するように当該第１データ列を補正する補正手順と、前記補正手順による補正後の第１データ列を用いた伝送路特性に基づく第３データ列を推定する伝送路特性推定手順と、を有する。

本発明の受信プログラムは、周波数分割多重信号を受信し、当該周波数分割多重信号に含まれる参照信号を用いて伝送路の伝送路特性を推定する受信装置としてのコンピュータを、受信した周波数分割多重信号のＭ（Ｍは１以上の整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第１データ列を算出する第１算出部、前記Ｍシンボル分のシンボルを含むＮ（ＮはＭより大きい整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第２データ列を算出する第２算出部、前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いてマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２データ列の成分に基づいて、前記検出可能な遅延時間を越えた遅延波がエリアジングにより前記第１データ列に現れたエリアジング成分を当該第１データ列から除去するように当該第１データ列を補正する補正部、及び前記補正部による補正後の第１データ列を用いた伝送路特性に基づく第３データ列を推定する伝送路特性推定部、として機能させる。

上記の受信装置、受信回路、受信方法及び受信プログラムによれば、遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間が短い第１データ列と、それよりも遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間が長い第２データ列とを算出する。そして、第１データ列に対応する遅延波の検出可能な最大時間を越える第２データ列の成分に基づいて、第１データ列に対応する遅延波の検出可能な最大時間を越える遅延波がエリアジングにより第１データ列に現れたエリアジング成分を第１データ列から除去するようにしている。このように、第１データ列からエリアジング成分を除去し、除去後の第１データ列に基づいて伝送路の伝送路特性を推定している。このため、伝送路の伝送路特性が時間的に大きく変動する遅延時間の短いマルチパスの遅延波の他に遅延時間の長いマルチパスの遅延波が存在しても遅延時間の短いマルチパスに対しての伝送路特性の推定を高精度に行うことができる。

上記の受信装置において、前記第１算出部は、前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いて第１周波数応答に基づくデータ列を算出し、当該第１周波数応答に基づくデータ列を前記第１データ列である時間領域の第１インパルス応答に基づくデータ列に変換し、前記第２算出部は、前記Ｎシンボル分の各参照信号を用いて第２周波数応答に基づくデータ列を算出し、当該第２周波数応答に基づくデータ列を前記第２データ列である時間領域の第２インパルス応答に基づくデータ列に変換し、前記補正部は、前記遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２インパルス応答に基づくデータ列を用いて、前記第１インパルス応答に基づくデータ列に含まれる前記エリアジング成分を除去するようにしてよい。

上記の受信回路において、前記第１算出回路は、前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いて第１周波数応答に基づくデータ列を算出し、当該第１周波数応答に基づくデータ列を前記第１データ列である時間領域の第１インパルス応答に基づくデータ列に変換し、前記第２算出回路は、前記Ｎシンボル分の各参照信号を用いて第２周波数応答に基づくデータ列を算出し、当該第２周波数応答に基づくデータ列を前記第２データ列である時間領域の第２インパルス応答に基づくデータ列に変換し、前記補正回路は、前記遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２インパルス応答に基づくデータ列を用いて、前記第１インパルス応答に基づくデータ列に含まれる前記エリアジング成分を除去するようにしてよい。

上記の受信装置、及び受信回路によれば、第１データ列からのエリアジング成分の除去を時間領域上で行うために、第２データ列に基づく第１データ列からのエリアジング成分の除去を容易に行うことが可能になる。
上記の受信装置において、前記伝送路特性推定部は、前記遅延波の検出可能な遅延時間の時間領域では前記補正部による補正後の前記第１インパルス応答に基づくデータ列を選択し、前記遅延波の検出可能な時間を越える時間領域では前記第２算出部により得られた第２インパルス応答に基づくデータ列を選択して第３インパルス応答に基づくデータ列を作成し、当該第３インパルス応答に基づくデータ列を用いた伝送路特性に基づく第４データ列の推定を行うようにしてよい。

上記の受信回路において、前記伝送路特性推定回路は、前記遅延波の検出可能な遅延時間の時間領域では前記補正回路による補正後の前記第１インパルス応答に基づくデータ列を選択し、前記遅延波の検出可能な時間を越える時間領域では前記第２算出回路により得られた第２インパルス応答に基づくデータ列を選択して第３インパルス応答に基づくデータ列を作成し、当該第３インパルス応答に基づくデータ列を用いた伝送路特性に基づく第４データ列の推定を行うようにしてよい。

上記の受信装置、及び受信回路によれば、第１データ列からエリアジング成分を除去するために利用した第２データ列も伝送路特性推定手段による伝送路特性の推定に用いるために、マルチパスの遅延時間領域をＮシンボル推定の場合のマルチパスの遅延時間領域にすることができる。
上記の受信装置において、前記補正部は、前記遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２インパルス応答に基づくデータ列の成分に値を乗算し、乗算した値により前記第１インパルス応答に基づくデータ列に含まれる前記エリアジング成分の除去を行うようにしてよい。

上記の受信回路において、前記補正回路は、前記遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２インパルス応答に基づくデータ列の成分に値を乗算し、乗算した値により前記第１インパルス応答に基づくデータ列に含まれる前記エリアジング成分の除去を行うようにしてよい。
上記の受信装置、及び受信回路によれば、伝送路特性の時間変動を考慮したエリアジング成分の除去を行うことができる。

上記の受信装置において、前記第２インパルス応答のサンプリング周波数を高くして当該第２インパルス応答に基づくデータ列に新たなサンプリングポイントを付加する付加部と、前記第２インパルス応答に基づくデータ列の値を利用して前記付加部により付加されたサンプリングポイントに値を内挿する内挿部と、を更に備え、前記補正部は前記内挿部による内挿後の前記第２インパルス応答に基づくデータ列を用いるようにしてよい。

上記の受信回路において、前記第２インパルス応答のサンプリング周波数を高くして当該第２インパルス応答に基づくデータ列に新たなサンプリングポイントを付加する付加回路と、前記第２インパルス応答に基づくデータ列の値を利用して前記付加回路により付加されたサンプリングポイントに値を内挿する内挿回路と、を更に備え、前記補正回路は前記内挿回路による内挿後の前記第２インパルス応答に基づくデータ列を用いるようにしてよい。

上記の受信装置、及び受信回路によれば、第１データ列上にあるエリアジングの元となる成分を、サンプリング周波数を高くした後の第２インパルス応答に基づくデータ列上に現すことができる。このため、第２データ列を利用して、第１データ列からエリアジング成分の除去を効果的に行うことができる。
上記の受信装置において、前記第２算出部は、前記第２周波数応答に基づくデータ列に対して当該第２周波数応答の高域側に対応する周波数領域に新たなサンプリングポイントを付加し、算出した第２周波数応答に基づくデータ列の代わりにサンプリングポイントの付加後の第２周波数応答に基づくデータ列を時間領域の第２インパルス応答に基づくデータ列に変換するようにしてよい。

上記の受信回路において、前記第２算出回路は、前記第２周波数応答に基づくデータ列に対して当該第２周波数応答の高域側に対応する周波数領域に新たなサンプリングポイントを付加し、算出した第２周波数応答に基づくデータ列の代わりにサンプリングポイントの付加後の第２周波数応答に基づくデータ列を時間領域の第２インパルス応答に基づくデータ列に変換するようにしてよい。

上記の受信装置、及び受信回路によれば、第１データ列上にあるエリアジングの元となる成分を、サンプリングポイントを付加した後の第２インパルス応答に基づくデータ列上に現すことができる。このため、第２データ列を利用して、第１データ列からエリアジング成分の除去を効果的に行うことができる。
上記の受信装置において、前記第１算出部は、前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いて前記第１データ列である第１周波数応答に基づくデータ列を算出し、前記第２算出部は、前記Ｎシンボル分の各参照信号を用いて第２周波数応答に基づくデータ列を算出し、当該第２周波数応答に基づくデータ列を前記第２データ列である時間領域のインパルス応答に基づくデータ列に変換し、前記補正部は、前記インパルス応答に基づくデータ列の前記遅延波の検出可能な遅延時間の成分を当該インパルス応答に基づくデータ列から除去し、除去後のインパルス応答に基づくデータ列を周波数領域の第３周波数応答に基づくデータ列に変換し、当該第３周波数応答に基づくデータ列を利用して前記第１周波数応答に基づくデータ列に含まれる前記エリアジング成分を除去するようにしてよい。

上記の受信回路において、前記第１算出回路は、前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いて前記第１データ列である第１周波数応答に基づくデータ列を算出し、前記第２算出回路は、前記Ｎシンボル分の各参照信号を用いて第２周波数応答に基づくデータ列を算出し、当該第２周波数応答に基づくデータ列を前記第２データ列である時間領域のインパルス応答に基づくデータ列に変換し、前記補正回路は、前記インパルス応答に基づくデータ列の前記遅延波の検出可能な遅延時間の成分を当該インパルス応答に基づくデータ列から除去し、除去後のインパルス応答に基づくデータ列を周波数領域の第３周波数応答に基づくデータ列に変換し、当該第３周波数応答に基づくデータ列を利用して前記第１周波数応答に基づくデータ列に含まれる前記エリアジング成分を除去するようにしてよい。

上記の受信装置、及び受信回路によれば、第１データ列からのエリアジング成分の除去を周波数領域上で行うために、第２データ列を利用した第１データ列からのエリアジング成分の除去を容易に行うことが可能になる。
上記の受信装置において、前記伝送路特性推定部は、前記補正部による補正後の第１周波数応答に基づくデータ列と前記第３周波数応答に基づくデータ列とを加算し、加算したデータ列を用いて伝送路特性の推定を行うようにしてよい。

上記の受信回路において、前記伝送路特性推定回路は、前記補正回路による補正後の第１周波数応答に基づくデータ列と前記第３周波数応答に基づくデータ列とを加算し、加算したデータ列を用いて伝送路特性の推定を行うようにしてよい。
上記の受信装置、及び受信回路によれば、第１データ列からエリアジング成分を除去するために利用した第２データ列も伝送路特性推定手段による伝送路特性の推定に用いるために、マルチパスの遅延時間領域をＮシンボル推定の場合のマルチパスの遅延時間領域にすることができる。

上記の受信装置又は受信回路において、前記周波数分割多重信号はＯＦＤＭ信号であってよい。
上記の受信装置又は受信回路によれば、周波数分割多重信号がＯＦＤＭ信号であることから、帯域を効率的に利用することができる。
上記の受信装置又は受信回路において、前記参照信号は周波数方向に１２サブキャリア周期で挿入され、シンボル毎に周波数方向に３サブキャリアずつシフトして伝送されるものであってよい。

上記の受信装置又は受信回路によれば、例えば、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式や欧州のＤＶＢ−Ｔ方式と同じ分散パイロット信号の配置と同じであるため、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式や欧州のＤＶＢ−Ｔ方式への適用が容易になる。

≪第１の実施の形態≫
以下、本発明の第１の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。ただし、本実施の形態及び後述する実施の形態においては、日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ方式に関する受信装置を例に説明する。
なお、地上デジタル放送の場合、ＯＦＤＭシンボルは連続的に切れ目なく送信されており、２０４シンボル分のＯＦＤＭシンボルは一つの固まりとしてフレームを構成している。
＜全体構成＞
以下、本発明の第１の実施の形態における受信装置の全体構成について図１を参照しつつ説明する。図１は本実施の形態における受信装置の全体構成を示すブロック図である。

図１に示すように、受信装置１は、アンテナ１１と、チューナ１２と、Ａ／Ｄ変換回路１３と、同期回路１４と、ＦＦＴ回路１５と、同期回路１６と、等化回路１７と、誤り訂正回路１８と、バックエンド部１９と、出力装置２０とを備えている。ただし、本実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換回路１３、同期回路１４、ＦＦＴ回路１５、同期回路１６、等化回路１７、及び誤り訂正回路１８は、同一の集積回路に集積されている。なお、それらを複数の集積回路に分けて集積するようにしてもよいことはいうまでもない。

アンテナ１１は、地上波デジタル放送の放送波等、無線又は有線からなる伝送路上のＯＦＤＭ信号等の信号を受信する。
チューナ１２は、アンテナ１１によって受信された受信信号を所望の帯域で選局した後、中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）等のＲＦ（Radio Frequency）より低い周波数の信号（以下、ＩＦ信号という。）に変換してＡ／Ｄ変換回路１３へ出力する。なお、ＩＦ信号に変換する代わりにベースバンド信号に変換してもよく、この場合、複素信号として実部と虚部とに分けて後段の回路に出力するようにしてもよい。また、ベースバンド伝送の場合等では、選局や変換等を行わなくてもよい。

Ａ／Ｄ変換回路１３は、チューナ１２から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換して同期回路１４へ出力する。なお、デジタル信号を受信している場合等ではＡ／Ｄ変換回路１３は処理を行う必要はない。また、複数の入出力を持って、各入出力に対し同処理をおこなってもよい。
同期回路１４は、Ａ／Ｄ変換回路１３による変換後のＯＦＤＭ信号を利用して、シンボルタイミング同期、搬送波周波数同期、標本化周波数同期等の同期処理を行う。なお、変換後のＯＦＤＭ信号を複素ベースバンド信号に変換する直交検波を合わせて行ってもよい。また、各同期処理の代わりに、同期する際の基準からの誤差を検出して出力してもよい。

ＦＦＴ回路１５は、Ａ／Ｄ変換回路１４による変換後のガードインターバル期間及び有効シンボル期間を含むＯＦＤＭ信号に対して、ＯＦＤＭシンボルから有効シンボル期間長又はその前後の有効シンボルを抽出する。そして、ＦＦＴ回路１５は抽出した有効シンボル期間程度の有効シンボルを離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform：ＤＦＴ）して時間領域から周波数領域に変換し、同期回路１６へ出力する。なお、いかなる期間を抽出や変換してもよい。

同期回路１６は、ＦＦＴ回路１５による変換後の信号を利用して、フレームタイミング同期等の同期処理や伝送パラメータ情報等の検出処理を行う。
等化回路１７は、ＦＦＴ回路１５による変換後の信号のＯＦＤＭシンボルに含まれるＳＰ信号を利用して、伝送路（受信装置１の一部を含む）を通過した信号の伝送路特性歪等を推定し、伝送路特性の波形等化を行う。なお、等化回路１７の詳細については図２から図５及び図７を参照して後述する。

誤り訂正回路１８は、伝送路及び受信装置で加わった雑音等による信号誤りを検出して訂正を行う。
バックエンド部１９は、誤り訂正回路１８によって誤り訂正が行われた後の、送信側で例えばＭＰＥＧ−２規格に基づいて符号化されたコンテンツ信号から映像、音声、データ等の信号を復元する。

出力装置２０は、プラズマディスプレイ等の表示装置やスピーカ等を備え、バックエンド部１９によって復元された映像、音声、データ等を表示装置やスピーカ等から出力する。
なお、上記以外の回路をいかなる所に適宜追加してもよく、上記回路又はその一部を省略してもよく、処理や停止を任意に行ってもよく、いかなる精度で処理をしてもよく、上記の各回路又はその一部に別の処理等を行わせるようにしてもよい。また、各回路又はその一部の行う処理を別の位置で行うようにしてもよい。さらに、いかなる信号を入出力してもよい。さらに、アンテナ１１以外の別の機構により地上波デジタル放送の放送波等を受信してもよく、アンテナ１１を設けてなくてもよい。さらに、誤り訂正回路１８、バックエンド部１９及び出力装置２０を設けなくてもよい。
＜等化回路構成＞
次に、図１の等化回路１７の構成について図２を参照しつつ説明する。図２は図１の等化回路の構成を示すブロック図である。

図２に示すように、等化回路１７は、ＳＰ抽出回路１０１と、ＳＰ生成回路１０２と、除算回路１０３と、ＩＦＦＴ回路１０４と、シンボル補間回路１０５と、ＩＦＦＴ回路１０６と、アップサンプリング回路１０７と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０８と、エリアジング推定回路１０９と、エリアジング除去回路１１０と、合成回路１１１と、ＦＦＴ回路１１２と、キャリア補間回路１１３と、除算回路１１４とを備える。

ＳＰ抽出回路１０１は、ＦＦＴ回路１５による周波数領域変換後の各ＯＦＤＭシンボルからＳＰ信号を抽出し、除算回路１０３へ出力する。
ＳＰ生成回路２０２は、各ＳＰキャリアにおけるＳＰ信号の送信時の振幅及び位相と一致する信号（以下、既知ＳＰ信号という。）をメモリ等で内部保持し又は論理回路で生成し、既知ＳＰ信号を除算回路１０３へ出力する。

除算回路１０３は、受信したＳＰ信号の極性反転及び利得調整を元に戻すように、ＳＰ抽出回路１０１から出力されるＳＰ信号を、ＳＰ生成回路１０２から出力される同じＳＰキャリアの既知ＳＰ信号で除算する。なお、以降、いかなる除算の代わりに複素共役乗算や正規化を行ってもよい。これにより、当該ＳＰ信号が伝送されたＯＦＤＭシンボルのシンボル番号及びＳＰキャリアのキャリア番号の位置の周波数応答が得られる。これを各ＳＰ信号に対して行う。除算回路１０３は、ＳＰ信号が伝送されたＯＦＤＭシンボルのシンボル番号及びＳＰキャリアのキャリア番号の位置において算出した周波数応答をＩＦＦＴ回路１０４及びシンボル補間回路１０５へ出力する。なお、ＩＦＦＴ回路１０４への周波数応答の供給に際して、各ＯＦＤＭシンボルにおいて例えばサンプル数が２のべき乗となるようにその両端の外側に値が０等の周波数応答を付加して出力するようにしてもよい。

ＩＦＦＴ回路１０４は、ＯＦＤＭシンボル毎に、除算回路１０３から出力される１シンボル分の各ＳＰ信号が伝送されるＳＰキャリアに対する周波数応答（この周波数応答は１２サブキャリア毎に１つある）を逆離散フーリエ変換（Inverse Discrete Fourier Transform：ＩＤＦＴ）して、時間領域のインパルス応答を算出する。そして、ＩＦＦＴ回路１０４は逆離散フーリエ変換後のインパルス応答をエリアジング除去回路１１０へ出力する。

なお、ＳＰ抽出回路１０１、ＳＰ生成回路１０２、除算回路１０３、及びＩＦＦＴ回路１０４が、１シンボル分の各ＳＰ信号を用いて伝送路特性に基づいた第１データ列を算出する第１算出手段１２１を構成する。
シンボル補間回路１０５は、ＳＰキャリアにおいて、そのＳＰキャリア上の除算回路１０３から出力される周波数応答を利用して、ＦＩＲフィルタ等を用いることにより、そのＳＰキャリア上のＳＰ信号が伝送されていないシンボル番号位置に周波数応答を補間し（時間軸方向の補間）、そのシンボル番号位置の周波数応答を推定する。これを全ＳＰキャリアにおいて行う。これにより、ＯＦＤＭシンボルの全ＳＰキャリアに対する周波数応答（この周波数応答は３サブキャリア毎に１つある）が得られたことになる。シンボル補間回路１０５は、全ＳＰキャリアに対する周波数応答をＩＦＦＴ回路１０６へ出力する。なお、ＩＦＦＴ回路１０６への周波数応答の供給に際して、各ＯＦＤＭシンボルにおいて例えばサンプル数が２のべき乗となるようにその両端の外側に値が０等の周波数応答を付加して供給するようにしてもよい。

ＩＦＦＴ回路１０６は、ＯＦＤＭシンボル毎に、シンボル補間回路１０５から出力される全ＳＰキャリアに対する周波数応答（この周波数応答は３サブキャリア毎に１つある）を逆離散フーリエ変換して、時間領域のインパルス応答を算出する。そして、ＩＦＦＴ回路１０６は逆離散フーリエ変換後のインパルス応答をアップサンプリング回路１０７及び合成回路１１１へ出力する。

なお、ＳＰ抽出回路１０１、ＳＰ生成回路１０２、除算回路１０３、シンボル補間回路１０５、及びＩＦＦＴ回路１０６が、４シンボル分の各ＳＰ信号を用いて伝送路特性に基づいた第２データ列を算出する第２算出手段１２２を構成する。
アップサンプリング回路１０７は、ＩＦＦＴ回路１０６から出力されるインパルス応答のサンプリング周波数を３倍にアップサンプリングし、アップサンプリングにより新たに付加されたサンプリングポイントに０を挿入する。そして、アップサンプリング回路１０７は、処理後のインパルス応答をＬＰＦ１０８へ出力する。

ここで、アップサンプリング回路１０７によるアップサンプリングについて図３を参照しつつ説明する。図３はアップサンプリング回路１０７が行うアップサンプリングを説明するための図である。図３（ａ）はアップサンプリング前のインパルス応答のサンプリングポイントを示す図であり、図３（ｂ）はアップサンプリング後のインパルス応答のサンプリングポイントを示す図である。

図３（ａ）の例では、アップサンプリング前のインパルス応答にはサンプリングポイントＰ１０１〜Ｐ１０５がある。アップサンプリング前のインパルス応答を３倍のサンプリング周波数にアップサンプリングすると、図３（ｂ）に示すように、アップサンプリング後のインパルス応答のサンプリングポイントは、サンプリングポイントＰ１０１〜Ｐ１０５、ＵＰ１０１〜ＵＰ１１０となり、サンプル数が３倍に増加する。

アップサンプリング前のサンプリング周期を時間Ｔｓとすると、アップサンプリング後のサンプリング周期は時間Ｔｓの１／３になる（Ｔｓ／３）。
さらに、アップサンプリング回路１０７によりインパルス応答をアップサンプリングする理由について図４を参照しつつ説明する。図４はアップサンプリング回路１０７で、ＩＦＦＴ回路１０６により得られたインパルス応答をアップサンプリングする理由を説明するための図である。

ＩＳＤＢ−Ｔ方式のＭｏｄｅ１において、有効シンボル長が２５２μｓ、サンプリング周波数が５１２／６３ＭＨｚであることから、シンボル当りのＦＦＴサンプル数は２０４８となる。また、Ｍｏｄｅ２及びＭｏｄｅ３は、夫々、有効シンボル長がＭｏｄｅ１の２倍及び４倍であり、サンプリング周波数は同じであることから、シンボル当りのＦＦＴサンプル数は４０９６及び８１９２となる。このように、Ｍｏｄｅ１〜Ｍｏｄｅ３の全てにおいて、シンボル当りのＦＦＴサンプル数は２のべき乗となる。

１シンボル推定の場合には、上述したように、１２サブキャリア毎に１つ存在するＳＰ信号を利用していることから、マルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間Ｔａは、全サブキャリアで構成される有効シンボル長の１／１２である。従って、ＦＦＴ回路１０４が出力するインパルス応答において、図４（ａ）に示すように、有効シンボル長をＴで表した場合、時間Ｔ／１２（最大時間Ｔａ）を超える遅延波は、時間Ｔ／１２及びその２以上の整数倍の時間を折り返し点とし、エリアジング成分となってインパルス応答の時間Ｔ／１２内に縮退して流入する。つまり、時間Ｔ／１２から時間Ｔ／６に存在する遅延波、時間Ｔ／６から時間Ｔ／４に存在する遅延波、時間Ｔ／４から時間Ｔ／３に存在する遅延波が、夫々、エリアジング成分となってインパルス応答の時間０から時間Ｔ／１２内に縮退して流入する。

ＦＦＴサンプル数が２のべき乗であるＭｏｄｅ１〜Ｍｏｄｅ３の全てにおいて、２のべき乗を１２で除算した結果が整数でない。このことから、上記の折り返し点の一部、例えば時間Ｔ／１２、Ｔ／６は、ＩＦＦＴ回路１０７が出力するインパルス応答（ここでは、第２インパルス応答という。）のサンプリングポイント上になく、サンプリングポイント間に存在する。このため、図４（ｂ）に示すように、ＩＦＦＴ回路１０４が出力するインパルス応答（ここでは、第１インパルス応答という。）の時間領域（０〜Ｔａ）のサンプリングポイントにエリアジング成分として現れた成分が存在する時間は、第２インパルス応答のサンプリングポイント上に存在しない。従って、第１インパルス応答のサンプリングポイントに現れたエリアジング成分を第１インパルス応答から第２インパルス応答を利用して除去することを可能にするため、第１インパルス応答のサンプリングポイントにエリアジング成分として現れた成分が存在する時間が、第２インパルス応答のサンプリングポイント上に存在するようにする処理が必要となる。なお、本実施の形態においては、この処理がアップサンプリング回路１０７及びＬＰＦ１０８により行われる。

例えば、Ｍｏｄｅ１の場合には、２０４８／１２＝１７０＋２／３であることから、上記の折り返し点の時間の一部は第２インパルス応答のサンプリングポイント上の時間からサンプリング周期の１／３又は２／３ずれたところにある。このことから、第２インパルス応答のサンプリング周波数を３倍にアップサンプリングすれば上記の折り返し点の時間の全てがアップサンプリング後の第２インパルス応答のサンプリングポイント上の時間に存在することになる。従って、図４（ｃ）に示すように、第１インパルス応答のサンプリングポイントにエリアジング成分として現れた成分が存在する時間が、アップサンプリング回路１０７によるアップサンプリング後のインパルス応答のサンプリングポイント上に存在することになる。これにより、第１インパルス応答のサンプリングポイントに現れたエリアジング成分を第２インパルス応答をアップサンプリングした後のインパルス応答を利用して除去することが可能になる。

図２の等化回路１０７の説明に戻って、ＬＰＦ１０８は、図５に示すように、アップサンプリング回路１０７によりアップサンプリングされる前の周波数応答の周波数帯域を通過域とし、それ以外の周波数帯域を遷移域或いは遮断域とする周波数特性を持つローパスフィルタである。なお、図中の周波数ｆｓはサンプリング周波数である。
ＬＰＦ１０８は、アップサンプリング回路１０７から出力されるインパルス応答に対してローパスフィルタリングを行う。これにより、アップサンプリング前のインパルス応答のサンプリングポイントの値からアップサンプリングにより新たに追加されたサンプリングポイントである内挿点に値が内挿される。そして、ＬＰＦ１０８は、ローパスフィルタリング後のインパルス応答をエリアジング推定回路１０９へ出力する。

エリアジング推定回路１０９は、１シンボル推定によりマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間Ｔａ（有効シンボル長の１／１２）に基づき、折り返し点となる時間（最大時間Ｔａ、その２倍及び３倍の時間２Ｔａ及び３Ｔａ）を特定する。
エリアジング推定回路１０９は、ＬＰＦ１０８から出力されるインパルス応答の時間Ｔａ〜時間２Ｔａの時間領域における各サンプリングポイントの成分が、そのサンプリングポイントの時間から最大時間Ｔａを差し引いた時間に、ＩＦＦＴ回路１０４により得られたインパルス応答でエリアジング成分となって現れると推定する。

エリアジング推定回路１０９は、ＬＰＦ１０８から出力されるインパルス応答の時間２Ｔａ〜時間３Ｔａの時間領域における各サンプリングポイントの成分が、そのサンプリングポイントの時間から時間２Ｔａを差し引いた時間に、ＩＦＦＴ回路１０４により得られたインパルス応答でエリアジング成分となって現れると推定する。
エリアジング推定回路１０９は、ＬＰＦ１０８から出力されるインパルス応答の時間３Ｔａ〜時間４Ｔａの時間領域における各サンプリングポイントの成分が、そのサンプリングポイントの時間から時間３Ｔａを差し引いた時間に、ＩＦＦＴ回路１０４により得られたインパルス応答でエリアジング成分となって現れると推定する。なお、時間４Ｔａは、４シンボル推定によりマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間Ｔｂである。

エリアジング推定回路１０９は、時間Ｔａから時間４Ｔａのサンプリングポイントの値に時間毎に予め定められた値を乗算する。エリアジング推定回路１０９は、時間０から時間Ｔａの時間領域の各サンプリングポイントにおいて、そのサンプリングポイントの時間にエリアジング成分となって現れると推定した時間Ｔａから時間４Ｔａの時間領域のサンプリングポイントの各乗算値を加算してエリアジング量を算出する。そして、エリアジング推定回路１０９は、時間０から時間Ｔａの時間領域の各サンプリングポイントの時間とそのサンプリングポイントの算出したエリアジング量とをエリアジング除去回路１１０へ出力する。なお、上記のように予め定められた値をサンプリングポイントの値に乗算しないようにしてもよい。

上記予め定められた値を乗算するようにしたのは次の理由による。４シンボル分のＳＰ信号によるインパルス応答を求めるためには４シンボル時間分の周波数応答が必要である。このため、フェージング等により伝送路の周波数応答が変化する場合、その変化の速度が速まる程、４シンボル時間内での周波数応答の変化も大きくなり、その変化に追従できなくなる。これに対し、１シンボル分のＳＰ信号によるインパルス応答を求めるには１シンボル分の時間のみでよい。このため、４シンボル分のＳＰ信号を利用する場合より速い変化への追従ができることから、変化への追従差分を考慮して、予め定められた値を乗算するようにしたものである。

エリアジング除去回路１１０は、ＩＦＦＴ回路１０４から出力されるインパルス応答のサンプリングポイントの値から、エリアジング推定回路１０９から出力されるそのサンプリングポイントの時間にエリアジングとなって現れると推定されたエリアジング量を減算する。これをＩＦＦＴ回路１０４から出力されるインパルス応答の各サンプリングポイントにおいて行う。これにより、ＩＦＦＴ回路１０４から出力されるインパルス応答からエリアジング成分が除去される。そして、エリアジング除去回路１１０は、エリアジング除去後のインパルス応答を合成回路１１１へ出力する。

なお、エリアジング推定回路１０９及びエリアジング除去回路１１０が、第２データ列を利用して第１データ列からエリアジング成分を除去して第１データ列を補正する補正回路１２３を構成する。
合成回路１１１は１シンボル推定によりマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間Ｔａまでの短遅延時間領域ΔＴａ（０〜Ｔａ）ではエリアジング除去回路１１０から出力されたエリアジング成分除去後のインパルス応答を選択する。また、合成回路１１１はその遅延時間の最大時間Ｔａから４シンボル推定によりマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間Ｔｂまでの長遅延時間領域ΔＴｂ（Ｔａ〜Ｔｂ）ではＩＦＦＴ回路１０６から出力されたインパルス応答を選択する。そして、合成回路１１１は、選択したインパルス応答を時間領域で合成し、合成したインパルス応答をＦＦＴ回路１１２へ出力する。

ＦＦＴ回路１１２は、合成回路１１１から出力されたインパルス応答を、離散フーリエ変換して時間領域から周波数領域の周波数応答に変換する。そして、ＦＦＴ回路１１２は離散フーリエ変換後の周波数応答をキャリア補間回路１１３へ出力する。ただし、ＦＦＴ１１２から出力される周波数応答では、全ＳＰキャリアの位置がサンプリングポイントとなっている。

キャリア補間回路１１３は、ＦＦＴ回路１１２から出力される周波数応答を利用して、例えばＦＩＲフィルタを用いてＳＰキャリア以外のサブキャリアに周波数応答を補間し（周波数軸方向の補間）、ＯＦＤＭシンボルの全サブキャリアに対する周波数応答を推定する。そして、キャリア補間回路１１３は周波数軸方向の補間後の周波数応答を除算回路１１４へ出力する。

なお、合成回路１１１、ＦＦＴ回路１１２及びキャリア補間回路１１３が、伝送路の伝送路特性を推定する伝送路特性推定回路１２４を構成する。
除算回路１１４は、ＦＦＴ回路１５による周波数領域変換後のＯＦＤＭシンボルに含まれるデータキャリアの信号を、キャリア補間回路１１３から出力されるそのデータキャリア位置の周波数応答で除算し、等化されたデータを後段の回路部へ出力する。
＜全体動作＞
以下、図１の受信装置の全体の動作について図６を参照しつつ説明する。図６は図１の受信装置の全体の処理動作を示す図である。

受信装置１のアンテナ１１により地上デジタル放送の放送波等のＯＦＤＭ信号が受信され（ステップＳ１１）、チューナ１２がアンテナ１１によって受信された受信信号を所望の帯域で選局した後、所望の中間周波数に変換する（ステップＳ１２）。
Ａ／Ｄ変換回路１３は、チューナ１２から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換し（ステップＳ１３）、同期回路１４はシンボル同期等の同期処理を行う（ステップＳ１４）。ＦＦＴ回路１５は、ガードインターバル期間及び有効シンボル期間を含むＯＦＤＭシンボルから有効シンボル期間長またはその前後の有効シンボルを抽出し、抽出した有効シンボル期間程度の有効シンボルを離散フーリエ変換して時間領域から周波数領域に変換する（ステップＳ１５）。同期回路１６は、フレーム同期等の同期処理を行う（ステップＳ１６）。

等化回路１７は、ＯＦＤＭシンボルに含まれるＳＰ信号を利用して、伝送路を通過した信号の伝送路特性歪等を推定し、伝送路特性の波形等化を行う（ステップＳ１７）。誤り訂正回路１８は、信号誤りを検出して訂正を行う（ステップＳ１８）。バックエンド部１９は例えば信号から映像、音声、データ等の信号を復元し（ステップＳ１９）、出力装置２０は復元された映像、音声、データ等をそれが備える表示装置やスピーカ等から出力する（ステップＳ２０）。
＜等化回路動作＞
以下、図２の等化回路の動作について図７を参照しつつ説明する。図７は図２の等化回路の一連の動作処理を示す図である。

ＳＰ抽出回路１０１は、ＦＦＴ回路１５による周波数領域変換後の信号の各ＯＦＤＭシンボルからＳＰ信号を抽出する（ステップＳ１０１）。除算回路１０３は、抽出されたＳＰ信号を、ＳＰ生成回路１０２から出力されている既知ＳＰ信号で除算し、当該ＳＰ信号が伝送されたＯＦＤＭシンボルのシンボル番号及びＳＰキャリアのキャリア番号の位置における周波数応答Ｈ_１１を算出する（ステップＳ１０２）。

ＩＦＦＴ回路１０４は、ＯＦＤＭシンボル毎に、１シンボル分の各ＳＰ信号が伝送されるＳＰキャリアに対する周波数応答Ｈ_１１（この周波数応答は１２サブキャリア毎に１つある）を逆離散フーリエ変換して、時間領域のインパルス応答ｈ_１１を算出する（ステップＳ１０３）。
シンボル補間回路１０５は、上述した通り、周波数応答Ｈ_１１を用いて時間軸方向に補間を行い、ＯＦＤＭシンボルの全ＳＰキャリアに対する周波数応答Ｈ_１４（この周波数応答は３サブキャリア毎に１つある）を推定する（ステップＳ１０４）。ＩＦＦＴ回路１０６は、ＯＦＤＭシンボル毎に、全ＳＰキャリアに対する周波数応答Ｈ_１４を逆離散フーリエ変換して、時間領域のインパルス応答ｈ_１４を算出する（ステップＳ１０５）。

アップサンプリング回路１０７は、インパルス応答ｈ_１４のサンプリング周波数を３倍にアップサンプリングし、新たに付加されたサンプリングポイントに０を挿入する（ステップＳ１０６）。ＬＰＦ１０８は、ステップＳ１０６の処理後のインパルス応答に対してローパスフィルタリングを行ってアップサンプリングによる新たなサンプリングポイントに値を内挿する（ステップＳ１０７）。

エリアジング推定回路１０９は、上述した通り、ステップＳ１０７の処理後のインパルス応答ｈ_１４ ^（３）を利用して、インパルス応答ｈ_１１の各サンプリングポイントのエリアジング量を推定する（ステップＳ１０８）。そして、エリアジング除去回路１１０は、インパルス応答ｈ_１１のサンプリングポイントの値から、そのサンプリングポイントの推定したエリアジング量を減算し、インパルス応答ｈ_１１からエリアジング成分を除去する（ステップＳ１０９）。

合成回路１１１は、短遅延時間領域（０〜Ｔａ）ではエリアジング成分除去後のインパルス応答ｈ_１１’を選択し、長遅延時間領域（Ｔａ〜Ｔｂ）ではインパルス応答ｈ_１４を選択し、時間領域で切り替え合成する（ステップＳ１１０）。ＦＦＴ回路１１２は、時間領域で切り替え合成されたインパルス応答ｈ_１を、離散フーリエ変換して時間領域から周波数領域の周波数応答Ｈ_１に変換する（ステップＳ１１１）。キャリア補間回路１１３は、周波数応答Ｈ_１を用いて周波数軸方向に補間し、全サブキャリアに対する周波数応答Ｈ_１’を推定する（ステップＳ１１２）。

除算回路１１４は、ＦＦＴ回路１５による周波数領域変換後のＯＦＤＭシンボルに含まれるデータキャリアの信号を、そのデータキャリア位置の周波数応答Ｈ_１’で除算し、等化されたデータを後段の回路部へ出力する（ステップＳ１１３）。
≪第２の実施の形態≫
以下、本発明の第２の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。ただし、本実施の形態は等化回路の構成及び動作を除いて第１の実施の形態の受信装置と同様であるため、本実施の形態では等化回路についてのみ説明する。
＜等化回路構成＞
以下、本実施の形態の等化回路の構成について図８を参照しつつ説明する。図８は本実施の形態の等化回路の構成を示すブロック図である。ただし、第１の実施の形態ではインパルス応答のサンプル数を３倍にする処理を時間領域において行うものであるのに対して、第２の実施の形態ではその処理を周波数領域において行うものである。

図８に示すように、等化回路２００は、ＳＰ抽出回路２０１と、ＳＰ生成回路２０２と、除算回路２０３と、ＩＦＦＴ回路２０４と、シンボル補間回路２０５と、０付加回路２０６と、ＩＦＦＴ回路２０７と、ダウンサンプリング回路２０８と、エリアジング推定回路２０９と、エリアジング除去回路２１０と、合成回路２１１と、ＦＦＴ回路２１２と、キャリア補間回路２１３と、除算回路２１４とを備える。

ただし、ＳＰ抽出回路２０１、ＳＰ生成回路２０２、除算回路２０３、ＩＦＦＴ回路２０４、シンボル補間回路２０５、ＦＦＴ回路２１２、キャリア補間回路２１３及び除算回路２１４は、夫々、第１の実施の形態において説明したＳＰ抽出回路１０１、ＳＰ生成回路１０２、除算回路１０３、ＩＦＦＴ回路１０４、シンボル補間回路１０５、ＦＦＴ回路１１２、キャリア補間回路１１３及び除算回路１１４と実質的に同様の処理を行うため、その説明を省略する。

なお、ＳＰ抽出回路２０１、ＳＰ生成回路２０２、除算回路２０３、及びＩＦＦＴ回路２０４が、１シンボル分の各ＳＰ信号を用いて伝送路特性に基づいた第１データ列を算出する第１算出手段２２１を構成する。
０付加回路２０６は、図９を参照しつつ説明するような下記の処理を行う。図９は０付加回路２０６が行う０埋めを説明するための図である。ここで、サンプリング周波数をｆｓとする。０付加回路２０６は、シンボル補間回路２０５から出力される全キャリアに対する周波数応答の高域側の周波数領域ｆｓ／２〜５ｆｓ／２の区間に、この周波数応答のサンプリング間隔と同じサンプリング間隔で０埋めし、０埋め後の周波数応答（周波数領域が０〜３ｆｓ）をＩＦＦＴ回路２０７へ出力する。この０付加回路２０６の０埋めにより、０埋め後の周波数応答のサンプル数はシンボル補間回路２０５から出力される元の周波数応答の３倍になる。ただし、複素信号を扱うため、周波数領域として０〜３ｆｓで表現する代わりに、（−３ｆｓ／２）〜（−３ｆｓ／２）で表現してもよく、サンプリング定理より（３ｆｓ／２）〜３ｆｓを（−３ｆｓ／２）〜０に折り返せばよい。なお、０付加回路２０６によりサンプル数を３倍にする理由は、第１の実施の形態のアップサンプリング回路１０７及びＬＰＦ１０８によりサンプリング周波数を３倍にして内挿を行うのと同様の理由による。

ＩＦＦＴ回路２０７は、各ＯＦＤＭシンボル毎に、０付加回路２０６による０埋め後の周波数応答を逆離散フーリエ変換して時間領域のインパルス応答に変換し、逆離散フーリエ変換後のインパルス応答をダウンサンプリング回路２０８及びエリアジング推定回路２０９へ出力する。
ダウンサンプリング回路２０８は、ＩＦＦＴ回路２０７から出力されるインパルス応答から、シンボル補間回路２０５が出力する周波数応答が０付加されることなく逆フーリエ変換された場合のインパルス応答の各サンプリングポイントの時間の値を抜き出す（３サンプルに１つ）。そして、ダウンサンプリング回路２０８は、その抜き出した各サンプリングポイントの時間における値をサンプルとしたインパルス応答を生成し、合成回路２１１へ出力する。

なお、ＳＰ抽出回路２０１、ＳＰ生成回路２０２、除算回路２０３、シンボル補間回路２０５、０付加回路２０６、ＩＦＦＴ回路２０７、及びダウンサンプリング回路２０８が、４シンボル分の各ＳＰ信号を用いて伝送路特性に基づいた第２データ列を算出する第２算出手段２２２を構成する。
エリアジング推定回路２０９は、１シンボル推定によりマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間Ｔａ（有効シンボル長の１／１２）に基づき、折り返し点となる時間（最大時間Ｔａ、その２倍及び３倍の時間２Ｔａ及び３Ｔａ）を特定する。

エリアジング推定回路２０９は、ＩＦＦＴ回路２０７から出力されるインパルス応答の時間Ｔａ〜時間２Ｔａの時間領域における各サンプリングポイントの成分が、そのサンプリングポイントの時間から最大時間Ｔａを差し引いた時間に、ＩＦＦＴ回路２０４により得られたインパルス応答でエリアジング成分となって現れると推定する。
エリアジング推定回路２０９は、ＩＦＦＴ回路２０７から出力されるインパルス応答の時間２Ｔａ〜時間３Ｔａの時間領域における各サンプリングポイントの成分が、そのサンプリングポイントの時間から時間２Ｔａを差し引いた時間に、ＩＦＦＴ回路２０４により得られたインパルス応答でエリアジング成分となって現れると推定する。

エリアジング推定回路２０９は、ＩＦＦＴ回路２０７から出力されるインパルス応答の時間３Ｔａ〜時間４Ｔａの時間領域における各サンプリングポイントの成分が、そのサンプリングポイントの時間から時間３Ｔａを差し引いた時間に、ＩＦＦＴ回路２０４により得られたインパルス応答でエリアジング成分となって現れると推定する。なお、時間４Ｔａは、４シンボル推定によりマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間Ｔｂである。

エリアジング推定回路２０９は、時間Ｔａから時間４Ｔａのサンプリングポイントの値に時間毎に予め定められた値を乗算する。エリアジング推定回路２０９は、時間０から時間Ｔａの時間領域の各サンプリングポイントにおいて、そのサンプリングポイントの時間にエリアジング成分となって現れると推定した時間Ｔａから時間４Ｔａの時間領域のサンプリングポイントの各乗算値を加算してエリアジング量を算出する。そして、エリアジング推定回路２０９は、時間０から時間Ｔａの時間領域の各サンプリングポイントの時間とそのサンプリングポイントの算出したエリアジング量とをエリアジング除去回路２１０へ出力する。なお、上記のように予め定められた値をサンプリングポイントの値に乗算しないようにしてもよい。

エリアジング除去回路２１０は、ＩＦＦＴ回路２０４から出力されるインパルス応答のサンプリングポイントの値から、エリアジング推定回路２０９から出力されるそのサンプリングポイントの時間にエリアジングとなって現れると推定されたエリアジング量を減算する。これをＩＦＦＴ回路２０４から出力されるインパルス応答の各サンプリングポイントにおいて行う。これにより、ＩＦＦＴ回路２０４から出力されるインパルス応答からエリアジング成分が除去される。そして、エリアジング除去回路２１０は、エリアジング除去後のインパルス応答を合成回路２１１へ出力する。

なお、エリアジング推定回路２０９及びエリアジング除去回路２１０が、第２データ列を利用して第１データ列からエリアジング成分を除去して第１データ列を補正する補正回路２２３を構成する。
合成回路２１１は１シンボル推定によりマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間Ｔａまでの短遅延時間領域ΔＴａ（０〜Ｔａ）ではエリアジング除去回路２１０から出力されたエリアジング成分除去後のインパルス応答を選択する。また、合成回路２１１はその遅延時間の最大時間Ｔａから４シンボル推定によりマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間Ｔｂまでの長遅延時間領域ΔＴｂ（Ｔａ〜Ｔｂ）ではダウンサンプリング回路２０８から出力されたインパルス応答を選択する。そして、合成回路２１１は、選択したインパルス応答を時間領域で合成し、合成したインパルス応答をＦＦＴ回路２１２へ出力する。

なお、合成回路２１１、ＦＦＴ回路２１２及びキャリア補間回路２１３が、伝送路の伝送路特性を推定する伝送路特性推定回路２２４を構成する。
＜等化回路動作＞
以下、図８の等化回路の動作について図１０を参照しつつ説明する。図１０は図８の等化回路の一連の動作処理を示す図である。

ＳＰ抽出回路２０１は、ＦＦＴ回路１５による周波数領域変換後の各ＯＦＤＭシンボルからＳＰ信号を抽出する（ステップＳ２０１）。除算回路２０３は、抽出された各ＳＰ信号を、ＳＰ生成回路２０２から出力されている既知ＳＰ信号で除算し、当該ＳＰ信号が伝送されたＯＦＤＭシンボルのシンボル番号及びＳＰキャリアのキャリア番号の位置における周波数応答Ｈ_２１を算出する（ステップＳ２０２）。

ＩＦＦＴ回路２０４は、ＯＦＤＭシンボル毎に、１シンボル分の各ＳＰ信号が伝送されるＳＰキャリアに対する周波数応答Ｈ_２１（この周波数応答は１２サブキャリア毎に１つある）を逆離散フーリエ変換して、時間領域のインパルス応答ｈ_２１を算出する（ステップＳ２０３）。
シンボル補間回路２０５は、周波数応答Ｈ_２１を用いて時間軸方向に補間を行い、ＯＦＤＭシンボルの全ＳＰキャリアに対する周波数応答Ｈ_２４（この周波数応答は３サブキャリア毎に１つある）を推定する（ステップＳ２０４）。０付加回路２０６は、周波数応答Ｈ_２４の高域側の周波数領域ｆｓ／２〜５ｆｓ／２の区間に対して周波数応答Ｈ_２４のサンプリング間隔と同じサンプリング間隔で０埋めする（ステップＳ２０５）。ＩＦＦＴ回路２０７は、ＯＦＤＭシンボル毎に、ステップＳ２０５の処理後の周波数応答Ｈ_２４ ^（３）を逆離散フーリエ変換して、時間領域のインパルス応答ｈ_２４ ^（３）を算出する（ステップＳ２０６）。

ダウンサンプリング回路２０８は、インパルス応答ｈ_２４ ^（３）から３サンプルに１つを抜き出してインパルス応答ｈ_２４を作成する（ステップＳ２０７）。
エリアジング推定回路２０９は、上述した通り、インパルスｈ_２４ ^（３）を用いてインパルス応答ｈ_２１の各サンプリングポイントのエリアジング量を推定する（ステップＳ２０８）。そして、エリアジング除去回路２１０は、インパルス応答ｈ_２１のサンプリングポイントの値から、そのサンプリングポイントの推定したエリアジング量を減算し、インパルス応答ｈ_２１からエリアジング成分を除去する（ステップＳ２０９）。

合成回路２１１は、短遅延時間領域（０〜Ｔａ）ではエリアジング成分除去後のインパルス応答ｈ_２１’を選択し、長遅延時間領域（Ｔａ〜Ｔｂ）ではインパルス応答ｈ_２４を選択し、時間領域で切り替え合成する（ステップＳ２１０）。ＦＦＴ回路２１２は、時間領域で切り替え合成されたインパルス応答ｈ_２を、離散フーリエ変換して時間領域から周波数領域の周波数応答Ｈ_２に変換する（ステップＳ２１１）。キャリア補間回路２１３は、周波数応答Ｈ_２を用いて周波数軸方向に補間し、全サブキャリアに対する周波数応答Ｈ_２’を推定する（ステップＳ２１２）。

除算回路２１４は、ＦＦＴ回路１５による周波数領域変換後のＯＦＤＭシンボルに含まれるデータキャリアの信号を、そのデータキャリア位置の周波数応答Ｈ_２’で除算し、等化されたデータを後段の回路部へ出力する（ステップＳ２１３）。
≪第３の実施の形態≫
以下、本発明の第３の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。ただし、本実施の形態は等化回路の構成及び動作を除いて第１の実施の形態の受信装置と同様であるため、本実施の形態では等化回路についてのみ説明する
なお、第１の実施の形態ではエリアジング成分の除去処理を時間領域で行うものであるのに対して、第３の実施の形態はエリアジング成分の除去処理を周波数領域で行う点において異なる。まず、本実施の形態の受信処理の考え方について説明する。
＜受信処理の考え方＞
図１４に示すようにＳＰ信号等が配置されているとする。

送受信間の伝送路のインパルス応答ｈ（ｔ）を、図１８に示す、短遅延時間領域ΔＴａ（０〜Ｔａ）と長遅延時間領域ΔＴｂ（Ｔａ〜Ｔｂ）とに分けて考える。短遅延時間領域ΔＴａのインパルス応答をｈ_Ａ（ｔ）、長遅延時間領域ΔＴｂのインパルス応答をｈ_Ｂ（ｔ）とすると、インパルス応答ｈ（ｔ）は下記の（式１）に示すように表される。ただし、時間Ｔａは、１シンボル推定によりマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間である。また、時間Ｔｂは、４シンボル推定によりマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間の最大時間である。

同様に、送受信間の伝送路の周波数応答Ｈ（ｆ）を短遅延時間領域ΔＴａと長遅延時間領域ΔＴｂとに分けて考える。短遅延時間領域ΔＴａの周波数応答をＨ_Ａ（ｆ）、長遅延時間領域ΔＴｂの周波数応答をＨ_Ｂ（ｆ）とすると、周波数応答Ｈ（ｆ）は下記の（式２）に示すように表される。

図１１のように、長遅延時間領域の周波数応答Ｈ_Ｂ（ｆ）は短遅延時間領域の周波数応答Ｈ_Ａ（ｆ）に比べると、周波数方向の変化が大きい。このため、長遅延時間領域の周波数応答Ｈ_Ｂ（ｆ）を推定するには、短遅延時間領域の周波数応答Ｈ_Ａ（ｆ）を推定する場合に比べてＳＰキャリアの間隔を狭くして推定する必要があり、上記の（式２）に示す通り、周波数Ｈ（ｆ）は周波数応答Ｈ_Ａ（ｆ）と周波数応答をＨ_Ｂ（ｆ）とを加算したものになる。

ＯＦＤＭの送信信号をｘ（ｔ）とし、受信信号をｙ（ｔ）とすると、送信信号ｘ（ｔ）がインパルス応答ｈ（ｔ）の伝送路を通った場合、受信信号ｙ（ｔ）は下記の（式３）により表される。

ただし、演算子＊は畳み込み演算を示す。
式（３）をフーリエ変換して周波数領域で表現すると、下記の（式４）になる。

ただし、Ｙ（ｆ）は１シンボルを観測して得られる周波数領域の受信信号で、Ｘ（ｆ）は周波数領域の送信信号である。
上記の（式４）を、キャリア番号をｋ、サブキャリア数をＮとしてサブキャリア毎に表すと、下記の（式５）のようになる。

また、受信側で既知のＳＰ信号については、ｐをＳＰキャリアの任意のキャリア番号として、下記の（式６）のように表す。

受信側では、送信側から送信されるＳＰキャリアのうち、ＳＰ信号の送信信号Ｘ（ｆ_ｐ）の振幅・位相が既知であり、下記の（式７）に示すように、ＳＰキャリアのうち、ＳＰ信号の受信信号Ｙ（ｆ_ｐ）を既知のＳＰ信号Ｘ（ｆ_ｐ）で除算することにより、ＳＰキャリアうち、ＳＰ信号の周波数応答Ｈ（ｆ_ｐ）を求める。

上記の（式７）の演算により得られた、時間軸方向に４ＯＦＤＭシンボルに１つ現れるＳＰ信号の周波数応答Ｈ（ｆ_ｐ）を用い、ＳＰキャリア上をＳＰ信号が伝送されるＯＦＤＭシンボル間を時間軸方向に補間して、ＳＰ信号が伝送されていないＯＦＤＭシンボル位置の周波数応答を推定する。さらに、上記の（式７）の演算及び時間軸方向の補間により得られた周波数軸方向に３サブキャリアに１つ現れる周波数応答を用い、周波数軸方向に補間し、ＳＰキャリア以外のサブキャリア位置の周波数応答を推定する。これにより、１つのＯＦＤＭシンボル上の全サブキャリアに対する周波数応答を得る。

上記の時間軸方向の補間により得られた周波数応答をＨ^[４]（ｆ）、短遅延時間領域ΔＴａの周波数応答をＨ_Ａ ^[４]（ｆ）、長遅延時間領域ΔＴｂの周波数応答をＨ_Ｂ ^[４]（ｆ）とし、周波数応答Ｈ^[４]（ｆ）を周波数応答Ｈ_Ａ ^[４]（ｆ）及び周波数応答Ｈ_Ｂ ^[４]（ｆ）で表すと、下記の（式８）のようになる。

また、時間軸方向に補間を行った場合のインパルス応答をｈ^[４]（ｔ）、短遅延時間領域ΔＴａのインパルス応答をｈ_Ａ ^[４]（ｔ）、長遅延時間領域ΔＴｂのインパルス応答をｈ_Ｂ ^[４]（ｔ）とし、インパルス応答ｈ^[４]（ｔ）をインパルス応答ｈ_Ａ ^[４]（ｔ）及びインパルス応答ｈ_Ｂ ^[４]（ｔ）で表すと、下記の（式９）のようになる。

ここで、対象とする伝送路において、長遅延時間領域ΔＴｂにおける周波数応答ｈ_Ｂ（ｔ）に変化が少ないとすれば、周波数応答ｈ_Ｂ（ｔ）は下記の（式１０）と近似でき、（式１）に代入すると、下記の（式１１）のようになる。

この場合、受信信号Ｙ（ｆ）は、（式４）より、下記の（式１２）に示すようになる。

上記の（式１２）において周波数応答Ｈ_Ｂ ^［４］（ｆ）は次のようにして得られる。ＳＰキャリア上、時間軸方向に４ＯＦＤＭシンボルに１つ現れるＳＰ信号の周波数応答Ｈ（ｆ_ｐ）を時間軸方向に補間して得られた周波数応答Ｈ^［４］（ｆ）を逆フーリエ変換し、時間領域のインパルス応答ｈ^［４］（ｔ）を算出する。インパルス応答ｈ^［４］（ｔ）において短遅延時間領域ΔＴａを零にし、短遅延時間領域ΔＴａを零にした後のインパルス応答をフーリエ変換する。周波数軸方向に３サブキャリアに１つ現れるフーリエ変換後の周波数応答を周波数軸方向に補間して全サブキャリアに対する長遅延時間領域ΔＴｂにおける周波数応答Ｈ_Ｂ ^［４］（ｆ）を得る。

受信信号Ｙ（ｆ）は観測信号である受信信号ｙ(ｔ)をフーリエ変換したものであり、送信信号Ｘ（ｆ）はＳＰキャリアの一部において既知である。従って、（式１２）においてＳＰキャリアのみに着目した下記の（式１３）を変形した下記の（式１４）から周波数応答Ｈ_Ａ（ｆ_ｐ）を求めることができる。

上記の（式１４）により算出されるＳＰ信号の周波数応答Ｈ_Ａ（ｆ_ｐ）を周波数軸方向に補間し、全サブキャリアに対する短遅延時間領域ΔＴａにおける周波数応答Ｈ_Ａ（ｆ）を得る。
上述したようにして算出した周波数応答Ｈ_Ａ（ｆ）と周波数応答Ｈ_Ｂ ^［４］（ｆ）とを用いて、（式１２）を変形した下記の（式１５）を演算することにより、送信信号Ｘ（ｆ）を求めることができる。

＜等化回路構成＞
以下、本実施の形態の等化回路の構成について図１２を参照しつつ説明する。図１２は本実施の形態の等化回路の構成を示すブロック図である。
図１２に示すように、等化回路３００は、ＳＰ抽出回路３０１と、ＳＰ生成回路３０２と、除算回路３０３と、シンボル補間回路３０４と、ＩＦＦＴ回路３０５と、零埋め回路３０６と、ＦＦＴ回路３０７と、キャリア補間回路３０８と、ＰＣ抽出回路３０９と、減算回路３１０と、キャリア補間回路３１１と、加算回路３１２と、除算回路３１３とを備える。

ただし、ＳＰ抽出回路３０１、ＳＰ生成回路３０２、除算回路３０３、シンボル補間回路３０４、ＩＦＦＴ回路３０５、及び除算回路３１３は、夫々、第１の実施の形態において説明したＳＰ抽出回路１０１、ＳＰ生成回路１０２、除算回路１０３、シンボル補間回路１０５、ＩＦＦＴ回路１０６、及び除算回路１１４と実質的に同様の処理を行うため、その説明を省略する。

なお、ＳＰ抽出回路３０１、ＳＰ記憶メモリ３０２、及び除算回路３０３が、１シンボル分のＳＰ信号を用いて伝送路の伝送路特性に基づいた第１データ列を算出する第１算出手段３２１を構成する。
零埋め回路３０６は、ＩＦＦＴ回路３０５から出力されるインパルス応答の短遅延時間領域ΔＴａ（０〜Ｔａ）の区間のポイントの値を０にし、短遅延時間領域ΔＴａ（０〜Ｔａ）を零埋めしたインパルス応答をＦＦＴ回路３０７へ出力する。

ＦＦＴ回路３０７は、零埋め回路３０６から出力される零埋め後のインパルス応答を離散フーリエ変換して、周波数領域の周波数応答を算出し、離散フーリエ変換後の周波数応答をキャリア補間回路３０８へ出力する。この周波数応答は、長遅延時間領域ΔＴｂ（Ｔａ〜Ｔｂ）の成分のみを含むものであり、周波数軸方向に３サブキャリアに１つ現れるキャリアにおける応答を示す。

キャリア補間回路３０８は、ＦＦＴ回路３０７から出力される周波数応答を用い、例えばＦＩＲフィルタを用いてＳＰキャリア以外のサブキャリアの周波数応答を補間し（周波数軸方向の補間）、ＯＦＤＭシンボルの全サブキャリアに対する周波数応答を推定する。そして、キャリア補間回路３０８は周波数軸方向の補間後の周波数応答をＰＣ抽出回路３０９及び加算回路３１２へ出力する。

なお、ＳＰ抽出回路３０１、ＳＰ生成回路３０２、除算回路３０３、シンボル補間回路３０４、ＩＦＦＴ回路３０５、零埋め回路３０６、ＦＦＴ回路３０７、及びキャリア補間回路３０８が、４シンボル分の各ＳＰ信号を用いて伝送路特性に基づいた第２データ列を算出する第２算出手段３２２を構成する。
ＰＣ抽出回路３０９は、キャリア補間回路３０８から出力される周波数応答の中から当該周波数応答のシンボル番号位置におけるＳＰ信号の周波数応答を抽出し、減算回路３１０へ出力する。

減算回路３１０は、除算回路３０３から出力される周波数応答の各ポイント（周波数軸方向に１２サブキャリアに一つ現れる）の値から、ＰＣ抽出回路３０９から出力されるそのポイントの周波数応答の値を減算し、除算回路３０３から出力される周波数応答に含まれるエリアジング成分を除去する。そして、演算回路３１０は、減算後の周波数応答をキャリア補間回路３１１へ出力する。

キャリア補間回路３１１は、減算回路３１０から出力される周波数応答（周波数軸方向に１２サブキャリアに一つ現れる）を用い、例えばＦＩＲフィルタを用いて周波数応答のシンボル番号位置でＳＰ信号が伝送されるＳＰキャリア以外のサブキャリアに対して周波数応答を補間し（周波数軸方向の補間）、ＯＦＤＭシンボルの全サブキャリアに対する周波数応答を推定する。そして、キャリア補間回路３１１は周波数軸方向に補間後の周波数応答を加算回路３１２へ出力する。

加算回路３１２は、キャリア補間回路３１１から出力される周波数応答とキャリア補間回路３０８から出力される周波数応答とを加算し、加算後の周波数応答を除算回路３１３へ出力する。
＜等化回路動作＞
以下、図１２の等化回路の動作について図１３を参照しつつ説明する。図１３は図１２の等化回路の動作処理の一連を示す図である。

ＳＰ抽出回路３０１は、ＦＦＴ回路１５による周波数領域変換後の各ＯＦＤＭシンボルからＳＰ信号を抽出する（ステップＳ３０１）。除算回路３０３は、抽出されたＳＰ信号を、ＳＰ生成回路３０２から出力される既知ＳＰ信号で除算し、当該ＳＰ信号が伝送されたＯＦＤＭシンボルのシンボル番号及びＳＰキャリアのキャリア番号における周波数応答Ｈ_３１（この周波数応答は１２サブキャリア毎に１つある）を算出する（ステップＳ３０２）。なお、この周波数応答Ｈ_３１が上記の＜受信処理の考え方＞の周波数応答Ｈに対応する。

シンボル補間回路３０４は、周波数応答Ｈ_３１を用いて時間軸方向に補間を行い、ＯＦＤＭシンボルの全ＳＰキャリアに対する周波数応答Ｈ_３４（この周波数応答は３サブキャリア毎に１つある）を推定する（ステップＳ３０３）。なお、この周波数応答Ｈ_３４が上記の＜受信処理の考え方＞の周波数応答Ｈ^[４]に対応する。ＩＦＦＴ回路３０５は、ＯＦＤＭシンボル毎に、全ＳＰキャリアに対する周波数応答Ｈ_３４をサンプルとして逆離散フーリエ変換して、時間領域のインパルス応答ｈ_３４を算出する（ステップＳ３０４）。なお、このインパルス応答ｈ_３４が上記の＜受信処理の考え方＞のインパルス応答ｈ^[４]に対応する。

零埋め回路４０６は、インパルス応答ｈ_３４の短遅延時間領域ΔＴａのポイントの値を０にし（ステップＳ３０５）、ＦＦＴ回路３０７は、零埋め後のインパルス応答ｈ_３４’を離散フーリエ変換して、周波数領域の周波数応答Ｈ_３４’を算出する（ステップＳ３０６）。キャリア補間回路３０８は、周波数応答Ｈ_３４’を用いて周波数軸方向に補間し、全サブキャリアに対する周波数応答Ｈ_３４”を推定する（ステップＳ３０７）。なお、この周波数応答Ｈ_３４”が上記の＜受信処理の考え方＞の周波数応答Ｈ_Ｂ ^[４]に対応する。

ＰＣ抽出回路３０９は、周波数応答Ｈ_３４”の中から当該周波数応答Ｈ_３４”のシンボル番号位置におけるＳＰ信号の周波数応答Ｈ_ｓｐを抽出する（ステップＳ３０８）。減算回路３１０は、周波数応答Ｈ_３１の各ポイントの値から、ステップＳ３０８の処理で周波数応答Ｈ_３４”から抽出されたそのポイントの周波数応答Ｈ_ｓｐの値を減算する（ステップＳ３０９）。キャリア補間回路３１１は、減算後の周波数応答Ｈ_３１’を用いて周波数軸方向に補間し、全サブキャリアに対する周波数応答Ｈ_３１”を推定する（ステップＳ３１０）。なお、周波数応答Ｈ_３１”が上記の＜受信処理の考え方＞の周波数応答Ｈ_Ａに対応する。

加算回路３１２は、周波数応答Ｈ_３１”と周波数応答Ｈ_３４”とを加算し、伝送路の周波数応答Ｈ_３を算出する（ステップＳ３１１）。
除算回路３１３は、ＦＦＴ回路１５による周波数領域変換後のＯＦＤＭシンボルに含まれるデータキャリアの信号を、そのデータキャリア位置の周波数応答Ｈ_３で除算し、等化されたデータを後段の回路部へ出力する（ステップＳ３１２）。

上述した実施の形態によれば、時間領域でエリアジング成分を除去した上記の第１及び第２の実施の形態の等化回路と比べて回路規模を小さくすることができる。例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のＭｏｄｅ３の場合、第２の実施の形態の周波数領域に０を付加した後のＩＦＦＴ回路のポイントの数が８１９２であるのに対して、本実施の形態における全てのＦＦＴ回路及びＩＦＦＴ回路の全てのサンプリングポイント数が２１４８であり、回路規模が小さくなる。一般に、サンプリングポイント数がＮのＦＦＴ演算はＮ・ｌｏｇ_２（Ｎ）に比例するので、サンプリングポイント数が８１９２から２１４８に減少すると演算量がおよそ１／５になり、回路規模を大幅に縮小することができる。なお、零埋めにより応答が不連続になるため、ｈ_３４の両端部にコサインロールオフフィルタなどの窓関数を乗じて信号の連続性を維持するための処理を施してもよい。
≪補足≫
（１）上記の各実施の形態において、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式に準拠して説明したが、これに限らず、例えば、欧州のＤＶＢ−Ｔ方式やＤＶＢ−Ｈ（Digital Video Broadcast - Handheld）方式などいかなる方式に準拠したものであってもよい。また、ＯＦＤＭ信号を例に挙げて説明したが、これに限らず、直交性を有しない周波数多重分割信号であってもよく、直交系や時間、空間、周波数、位相、符号等の任意の元により分割多重されたいかなる分割多重信号であってもよく、分割多重する元を複数用いた信号であってもよい。さらに、ガードインターバルやガードバンドがなくてもよく、いかなる精度、元やタイミングで表現された信号でも、連続信号でもよい。また、キャリアやガードインターバル等の使用している用語は、該当する方式及び信号により、別の用語であってもよい。そして、移動受信による伝送路特性歪を受けた信号だけではなく、いかなる信号を入力してもよい。例えば、回り込み等のマルチパス以外の伝送路又は受信装置の特性や、固定受信での伝送路特性歪、非線形歪特性を持つ信号であってもよい。

（２）上記の各実施の形態において、ＳＰ信号が時間軸方向に４シンボル周期で配置され、周波数軸方向に１２サブキャリア周期で配置される場合を例に挙げて説明したが、これに限らず、ＳＰ信号が時間軸方向に任意の周期で配置され、周波数軸方向に任意の周期で配置されているものに本発明は適用できる。
（３）上記の各実施の形態において、伝送路特性の推定に利用される参照信号を、時間軸方向に４シンボル周期で配置され、周波数軸方向に１２サブキャリア周期で配置されるＳＰ信号の場合を例に挙げて説明したが、これに限らず、例えば図２０に示すような配置などいかなる配置の基準信号に対しても本発明は適用できる。なお、基準信号は、受信装置側では送信時の振幅・位相が既知の信号である。

（４）上記の各実施の形態において、各ＦＦＴ回路が離散フーリエ変換を行う場合を例に挙げて説明したが、これに限らず、キャリアを直交信号又は分割多重信号等のいかなる信号又は特性とした直交変換又は分割多重信号変換等のいかなる処理による信号変換を用いてもよく、複数の元で分割多重した信号の場合にはいかなる元においていかなる信号変換を行ってもよい。例えば、離散コサイン変換、離散ウェーブレット変換やいかなるフィルタ等であってもよい。

（５）上記の各実施の形態において、各ＩＦＦＴ回路が逆離散フーリエ変換を行う場合を例に挙げて説明したが、これに限らず、キャリアを直交信号又は分割多重信号等のいかなる信号又は特性とした逆直交変換又は逆分割多重信号変換等のいかなる処理による信号変換を用いてもよく、複数の元で分割多重した信号の場合にはいかなる元においていかなる信号変換を行ってもよい。例えば、逆離散コサイン変換、逆離散ウェーブレット変換やいかなるフィルタ等であってもよい。

（６）上記の各実施の形態において、１シンボル分のＳＰ信号を利用する場合と４シンボル分のＳＰ信号を利用する場合とを対象としているが、これに限らず、例えば、いかなる２シンボル分のＳＰ信号を利用する場合といかなる３シンボル分のＳＰ信号を利用する場合など、１以上のＭシンボル分のＳＰ信号を利用する場合とＭより大きいＮシンボル分のＳＰ信号を利用する場合とを対象とし、Ｎシンボル分のＳＰ信号を利用して推定した伝送路特性を利用してＭシンボル分のＳＰ信号を利用して推定した伝送路特性からエリアジング成分を除去するようにするなど、それらの組み合わせは自由である。なお、例えば、２シンボル分のＳＰ信号を利用する場合は、時間軸のシンボル番号が１増加し且つキャリア番号が３減少する方向上のＳＰ信号を利用してＦＩＲフィルタ等を用いてその斜め方向上のＳＰ信号が伝送されていないシンボル番号及びキャリア番号位置に伝送路特性を補間してその位置での伝送路特性を推定するようにしてもよい。また、例えば、３シンボル分のＳＰ信号を利用する場合は、時間軸のシンボル番号が１増加し且つキャリア番号が１減少する方向上のＳＰ信号を利用してＦＩＲフィルタ等を用いてその斜め方向上のＳＰ信号が伝送されていないシンボル番号及びキャリア番号位置に伝送路特性を補間してその位置での伝送路特性を推定するようにしてもよい。また、データキャリアからも、例えば、硬判定等を利用して周波数特性やインパルス応答を求めて、上記任意の複数の組み合わせに用いてもよい。さらに、伝送路特性の逆特性を推定しても用いてもよい。

（７）上記の各実施の形態における各シンボル補間回路が行う時間軸方向の補間や各キャリア補間回路が行う周波数軸方向の補間は直線補間や伝送路特性を補間するシンボル番号及びキャリア番号が示す位置に０を挿入しその後にローパスフィルタやＦＩＲフィルタ等を通過させる補間等どのような種類のものであってもよいばかりでなく、時間及び周波数軸からなる平面上で２次元補間する等のいかなる種類の補間を行ってもよい。

（８）上記の第１の実施の形態において、アップサンプリング回路１０７がサンプリング周波数を３倍にアップサンプリングしている場合を例に挙げて説明しているが、これに限らず、エリアジング先のサンプリングポイントに対応するエリアジング元のサンプリングポイントが存在するようになる任意の倍率のサンプリング周波数でアップサンプリングしてもよい。さらに、以降の処理も、いかなる倍率に対応した処理としてもよい。

（９）上記の第２の実施の形態において、０付加回路２０８がサンプル数が３倍になるように値が０のサンプルを付加し、ダウンサンプリング回路がサンプル数が１／３になるようにダウンサンプリングしている場合を例に挙げて説明しているが、これに限らず、エリアジング先のサンプリングポイントに対応するエリアジング元のサンプリングポイントが存在するようになる任意の倍率で値が０のサンプル数を付加するようにして、この倍率に応じてダウンサンプリング回路がダウンサンプリングするようにしてもよい。さらに、以降の処理も、いかなる倍率に対応した処理としてもよい。

（１０）上記の第１及び第２の実施の形態において、エリアジング除去回路１１０、２１０はエリアジング量を減算することによってエリアジング成分を除去するようにしていた場合を例に挙げて説明しているが、これに限らず、例えば、エリアジング成分とインパルス応答成分との比率で除算等のいかなる処理をすることによってエリアジング成分を除去するようにしてもよい。

（１１）上記の第１及び第２の実施の形態において、エリアジング推定回路１０９、２０９はエリアジング量の算出の際に予め定められた値をインパルス毎に乗算するようにしている場合を例に挙げて説明しているが、これに限らず、乗算を省いてよいばかりでなく、インパルス応答上のインパルスの時刻毎の変化や、算出される２つのインパルス応答の変化の差や変化の比、伝送路上の雑音や干渉、妨害の量や変化量、フェージングによるいかなる影響等を検出して、例えば、その時刻のインパルスの信頼性を判定し、乗算する値を時刻毎に適応的に変化するようにしてもよい。

（１２）上記の第１及び第２の実施の形態において、エリアジング推定回路１０９、２０９はエリアジング先のサンプリングポイントに対応するエリアジング元の全てのサンプリングポイントの値を加算してエリアジング先のエリアジング量を算出するようにしている場合を例に挙げて説明しているが、これに限らず、例えば、エリアジング元のサンプリングポイントのうちその値が所定の閾値を超える又は越えないものだけを加算してエリアジング量を算出するようにしてもよい。また、エリアジング元のサンプリングポイントのうち任意の時間の所定の閾値以下又は以上のものを０等所定の値にしてからエリアジング量を算出するようにしてもよい。

（１３）上記の第１及び第２の実施の形態において、合成回路１１１、２１１は短遅延時間領域では１シンボル推定のエリアジング除去後のインパルス応答を選択するようにしている場合を例に挙げて説明しているが、これに限らず、例えば、短遅延時間領域で１以上のＭシンボル推定のエリアジング除去後のインパルス応答とＭより大きいＮシンボル推定のインパルス応答との同じ時刻のサンプル値を所定の比率で合成するようにしてもよく、この所定の比率を伝送路特性の変化に応じて時刻毎に適応的に変更するようにしてもよい。

（１４）上記の各実施の形態において、高速変動する伝送路特性等によるキャリア間干渉や非線形歪の影響を抑圧できるいかなる処理を組み合わせて、受信装置の各部や等化回路の各部を構成してよい。例えば、短遅延時間領域の伝送路特性を用いて、長遅延時間領域の伝送路特性を補正してもよく、補正された長遅延時間領域の伝送路特性を合成に用いてもよい。また、シンボル間、サンプル間やキャリア間等の干渉量が表現可能な多次元伝送路特性を用いてもよい。

（１５）上記の第２の実施の形態において、シンボル補間回路２０５が出力する周波数応答が０付加回路２０６、ＩＦＦＴ回路２０７、ダウンサンプリング回路２０８を介して合成回路２１１へ供給される場合を例に挙げて説明しているが、これに限らず、例えば、シンボル補間回路が出力する周波数応答を逆高速フーリエ変換するＩＦＦＴ回路を設け、シンボル補間回路が出力する周波数応答をこのＩＦＦＴ回路を介して合成回路へ供給するようにしてもよい。

（１６）上記の第３の実施の形態において、キャリア補間回路３０８の出力をＰＣ抽出回路３０９へ供給する場合を例に挙げて説明しているが、減算回路ではＳＰ信号における伝送周波数応答が入力されるので、これに限らず、例えば、キャリア補間回路３０８の前段のＦＦＴ回路３０７の出力をＰＣ抽出回路３０９へ供給するようにしてもよい。
（１７）上記の各実施の形態において、受信装置のいかなる各部間や、等化回路内のいかなる各部間に、いかなるフィルタや算術演算や論理演算や遅延処理等を追加してもよい。そして、いかなる各部やその一部の処理が、時間領域データに対して行われている場合には、時間から周波数領域へ変換したデータに対して、対応する処理を行ってもよく、逆に周波数領域から時間領域へ変換して行ってもよい。

（１８）上記の各実施の形態の受信装置の一部を複数のブランチに持ち、例えば、キャリア単位での最大比合成のように、ダイバーシティ合成やアダプティブアレイやＭＩＭＯにおける等化処理に本発明を適用することができる。
（１９）上記の各実施の形態の除算回路１１４、２１４、３１３における除算において、合成されて等化に用いられる周波数応答のサンプル数が除算されるキャリア数に対して少ない場合には、合成された周波数応答のサンプル間を補間等の、サンプル数をキャリア数に合わせるいかなる処理を行うようにしてもよい。

（２０）上記の各実施の形態において、集積回路として説明したが、これに限らず、集積回路以外であってもよく、上記の各実施の形態において説明した各回路が行う全部又は一部と等価な処理を行う受信方法であってもよい。
例えば、ステップＳ１１からステップＳ２０をそのステップの値の順番で処理を行う受信方法、ステップＳ１０１からステップＳ１１３をそのステップの値の順番で処理を行う受信方法、ステップＳ２０１からステップＳ２１３をそのステップの値の順番で処理を行う受信方法、ステップＳ３０１からステップＳ３１２をそのステップの値の順番で処理を行う受信方法である。なお、同じ目的が実現される範囲において、各処理の順番を変更した受信方法であってもよく、一部の処理を並列に行う受信方法であってもよい。

また、上記の各実施の形態において説明した各回路が行う全部又は一部と等価な処理手順を記述した受信プログラムをメモリに格納し、ＣＰＵ等を用いて処理を行わせるようにしてもよい。例えば、受信プログラムは、ステップＳ１１からステップＳ２０をそのステップの値の順番で処理手順を記述したプログラム、ステップＳ１０１からステップＳ１１３をそのステップの値の順番で処理手順を記述したプログラム、ステップＳ２０１からステップＳ２１３をそのステップの値の順番で処理手順を記述したプログラム、ステップＳ３０１からステップＳ３１２をそのステップの値の順番で処理手順を記述したプログラムである。なお、同じ目的が実現される範囲において、各処理の順番を変更した受信プログラムであってもよく、並列に処理を行うように記述された受信プログラムであってもよい。

また、前記プログラムからなるデジタル信号であってもよい。
前記受信プログラムや前記デジタル信号をコンピュータ等で読み取り可能な記録媒体、例えばＣＤ−ＲＯＭ等に記録したものや、別のコンピュータ等へ伝送可能な伝送媒体に伝送したものであってもよい。
（２１）上記の各実施の形態において説明した集積回路又はその一部を、ＩＣ、ＬＳＩ、ＦＰＧＡ、ＤＳＰ、リコンフィギュラブルプロセッサー等の集積回路を少なくとも１つ用いて実現することができる。また、半導体技術とは別の技術を用いて集積化を行ってもよく、例えば光信号処理集積回路でもよい。

（２２）上記の各実施の形態の処理を、受信装置、受信回路、受信方法及び受信プログラムのうちの任意の組み合わせで実現するようにしてもよい。例えば、受信装置の全部又は一部が集積回路で構成され、その集積回路の全部又は一部でプログラムを使用して上記の各実施の形態の処理の一部を行うようにしてもよい。

本発明は、例えば、ＯＦＤＭ信号などの分割多重信号を伝送に用いる放送、通信、計測等のあらゆる方式において移動受信する際のフェージング環境等で生ずる伝送路特性歪に対する波形等化に適用することができる。

第１の実施の形態における受信装置の全体構成を示すブロック図。 図１の等化回路の構成を示すブロック図。 図２のアップサンプリング回路が行うアップサンプリングを説明するための図。 図２のアップサンプリング回路によりインパルス応答をアップサンプリングする理由を説明するための図。 図２のＬＰＦの周波数特性を説明するための図。 図１の受信装置の全体の処理動作を示す図。 図２の等化回路の動作処理を示す図である。 第２の実施の形態における等化回路の構成を示すブロック図。 図８の０付加回路が行う０埋めを説明するための図。 図８の等化回路の動作処理を示す図。 周波数応答を説明するための図。 第３の実施の形態における等化回路の構成を示すブロック図。 図１２の等化回路の動作処理を示す図。 日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式や欧州のＤＶＢ−Ｔ方式におけるＳＰ信号の配置を示す図。 時間軸方向の補間を説明するための図。 周波数軸方向の補間を説明するための図。 従来の受信装置の構成を示すブロック図。 図１７の合成回路のインパルス応答の合成処理を説明するための図。 図１７の受信装置の問題点を説明するための図。 他の参照信号の配置を示す図。

符号の説明

１０１、２０１、３０１ ＳＰ抽出回路
１０２、２０２、３０２ ＳＰ記憶メモリ
１０３、１１４、２０３、２１４、３０３、３１３ 除算回路
１０４、１０６、２０４、２０７、３０５ ＩＦＦＴ回路
１０５、２０５、３０４ シンボル補間回路
１０７ アップサンプリング回路
１０８ ＬＰＦ
１０９、２０９ エリアジング推定回路
１１０、２１０ エリアジング除去回路
１１１、２１１ 合成回路
１１２、２１２、３０７ ＦＦＴ回路
１１３、２１３、３０８、３１１ キャリア補間回路
２０６ ０付加回路
２０８ ダウンサンプリング回路
３０６ 零埋め回路
３０９ ＰＣ抽出回路
３１０ 減算回路
３１２ 加算回路

Claims (22)

1. 周波数分割多重信号を受信し、当該周波数分割多重信号に含まれる参照信号を用いて伝送路の伝送路特性を推定する受信装置において、
   受信した周波数分割多重信号のＭ（Ｍは１以上の整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第１データ列を算出する第１算出部と、
   前記Ｍシンボル分のシンボルを含むＮ（ＮはＭより大きい整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第２データ列を算出する第２算出部と、
   前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いてマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２データ列の成分に基づいて、前記検出可能な遅延時間を越えた遅延波がエリアジングにより前記第１データ列に現れたエリアジング成分を当該第１データ列から除去するように当該第１データ列を補正する補正部と、
   前記補正部による補正後の第１データ列を用いた伝送路特性に基づく第３データ列を推定する伝送路特性推定部と、
   を備えた受信装置。
2. 前記第１算出部は、前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いて第１周波数応答に基づくデータ列を算出し、当該第１周波数応答に基づくデータ列を前記第１データ列である時間領域の第１インパルス応答に基づくデータ列に変換し、
   前記第２算出部は、前記Ｎシンボル分の各参照信号を用いて第２周波数応答に基づくデータ列を算出し、当該第２周波数応答に基づくデータ列を前記第２データ列である時間領域の第２インパルス応答に基づくデータ列に変換し、
   前記補正部は、前記遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２インパルス応答に基づくデータ列を用いて、前記第１インパルス応答に基づくデータ列に含まれる前記エリアジング成分を除去する請求項１記載の受信装置。
3. 前記伝送路特性推定部は、前記遅延波の検出可能な遅延時間の時間領域では前記補正部による補正後の前記第１インパルス応答に基づくデータ列を選択し、前記遅延波の検出可能な時間を越える時間領域では前記第２算出部により得られた第２インパルス応答に基づくデータ列を選択して第３インパルス応答に基づくデータ列を作成し、当該第３インパルス応答に基づくデータ列を用いた伝送路特性に基づく第４データ列の推定を行う請求項２記載の受信装置。
4. 前記補正部は、前記遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２インパルス応答に基づくデータ列の成分に値を乗算し、乗算した値により前記第１インパルス応答に基づくデータ列に含まれる前記エリアジング成分の除去を行う請求項２記載の受信装置。
5. 前記第２インパルス応答のサンプリング周波数を高くして当該第２インパルス応答に基づくデータ列に新たなサンプリングポイントを付加する付加部と、
   前記第２インパルス応答に基づくデータ列の値を利用して前記付加部により付加されたサンプリングポイントに値を内挿する内挿部と、
   を更に備え、
   前記補正部は前記内挿部による内挿後の前記第２インパルス応答に基づくデータ列を用いる請求項２記載の受信装置。
6. 前記第２算出部は、前記第２周波数応答に基づくデータ列に対して当該第２周波数応答の高域側に対応する周波数領域に新たなサンプリングポイントを付加し、算出した第２周波数応答に基づくデータ列の代わりにサンプリングポイントの付加後の第２周波数応答に基づくデータ列を時間領域の第２インパルス応答に基づくデータ列に変換する請求項２記載の受信装置。
7. 前記第１算出部は、前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いて前記第１データ列である第１周波数応答に基づくデータ列を算出し、
   前記第２算出部は、前記Ｎシンボル分の各参照信号を用いて第２周波数応答に基づくデータ列を算出し、当該第２周波数応答に基づくデータ列を前記第２データ列である時間領域のインパルス応答に基づくデータ列に変換し、
   前記補正部は、前記インパルス応答に基づくデータ列の前記遅延波の検出可能な遅延時間の成分を当該インパルス応答に基づくデータ列から除去し、除去後のインパルス応答に基づくデータ列を周波数領域の第３周波数応答に基づくデータ列に変換し、当該第３周波数応答に基づくデータ列を利用して前記第１周波数応答に基づくデータ列に含まれる前記エリアジング成分を除去する請求項１記載の受信装置。
8. 前記伝送路特性推定部は、前記補正部による補正後の第１周波数応答に基づくデータ列と前記第３周波数応答に基づくデータ列とを加算し、加算したデータ列を用いて伝送路特性の推定を行う請求項７記載の受信装置。
9. 前記周波数分割多重信号はＯＦＤＭ信号である請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の受信装置。
10. 前記参照信号は周波数方向に１２サブキャリア周期で挿入され、シンボル毎に周波数方向に３サブキャリアずつシフトして伝送される請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の受信装置。
11. 周波数分割多重信号を受信し、当該周波数分割多重信号に含まれる参照信号を用いて伝送路の伝送路特性を推定する受信回路において、
    受信した周波数分割多重信号のＭ（Ｍは１以上の整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第１データ列を算出する第１算出回路と、
    前記Ｍシンボル分のシンボルを含むＮ（ＮはＭより大きい整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第２データ列を算出する第２算出回路と、
    前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いてマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２データ列の成分に基づいて、前記検出可能な遅延時間を越えた遅延波がエリアジングにより前記第１データ列に現れたエリアジング成分を当該第１データ列から除去するように当該第１データ列を補正する補正回路と、
    前記補正回路による補正後の第１データ列を用いた伝送路特性に基づく第３データ列を推定する伝送路特性推定回路と、
    を備えた受信回路。
12. 前記第１算出回路は、前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いて第１周波数応答に基づくデータ列を算出し、当該第１周波数応答に基づくデータ列を前記第１データ列である時間領域の第１インパルス応答に基づくデータ列に変換し、
    前記第２算出回路は、前記Ｎシンボル分の各参照信号を用いて第２周波数応答に基づくデータ列を算出し、当該第２周波数応答に基づくデータ列を前記第２データ列である時間領域の第２インパルス応答に基づくデータ列に変換し、
    前記補正回路は、前記遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２インパルス応答に基づくデータ列を用いて、前記第１インパルス応答に基づくデータ列に含まれる前記エリアジング成分を除去する請求項１１記載の受信回路。
13. 前記伝送路特性推定回路は、前記遅延波の検出可能な遅延時間の時間領域では前記補正回路による補正後の前記第１インパルス応答に基づくデータ列を選択し、前記遅延波の検出可能な時間を越える時間領域では前記第２算出回路により得られた第２インパルス応答に基づくデータ列を選択して第３インパルス応答に基づくデータ列を作成し、当該第３インパルス応答に基づくデータ列を用いた伝送路特性に基づく第４データ列の推定を行う請求項１２記載の受信回路。
14. 前記補正回路は、前記遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２インパルス応答に基づくデータ列の成分に値を乗算し、乗算した値により前記第１インパルス応答に基づくデータ列に含まれる前記エリアジング成分の除去を行う請求項１２記載の受信回路。
15. 前記第２インパルス応答のサンプリング周波数を高くして当該第２インパルス応答に基づくデータ列に新たなサンプリングポイントを付加する付加回路と、
    前記第２インパルス応答に基づくデータ列の値を利用して前記付加回路により付加されたサンプリングポイントに値を内挿する内挿回路と、
    を更に備え、
    前記補正回路は前記内挿回路による内挿後の前記第２インパルス応答に基づくデータ列を用いる請求項１２記載の受信回路。
16. 前記第２算出回路は、前記第２周波数応答に基づくデータ列に対して当該第２周波数応答の高域側に対応する周波数領域に新たなサンプリングポイントを付加し、算出した第２周波数応答に基づくデータ列の代わりにサンプリングポイントの付加後の第２周波数応答に基づくデータ列を時間領域の第２インパルス応答に基づくデータ列に変換する請求項１２記載の受信回路。
17. 前記第１算出回路は、前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いて前記第１データ列である第１周波数応答に基づくデータ列を算出し、
    前記第２算出回路は、前記Ｎシンボル分の各参照信号を用いて第２周波数応答に基づくデータ列を算出し、当該第２周波数応答に基づくデータ列を前記第２データ列である時間領域のインパルス応答に基づくデータ列に変換し、
    前記補正回路は、前記インパルス応答に基づくデータ列の前記遅延波の検出可能な遅延時間の成分を当該インパルス応答に基づくデータ列から除去し、除去後のインパルス応答に基づくデータ列を周波数領域の第３周波数応答に基づくデータ列に変換し、当該第３周波数応答に基づくデータ列を利用して前記第１周波数応答に基づくデータ列に含まれる前記エリアジング成分を除去する請求項１１記載の受信回路。
18. 前記伝送路特性推定回路は、前記補正回路による補正後の第１周波数応答に基づくデータ列と前記第３周波数応答に基づくデータ列とを加算し、加算したデータ列を用いて伝送路特性の推定を行う請求項１７記載の受信回路。
19. 前記周波数分割多重信号はＯＦＤＭ信号である請求項１１から請求項１８のいずれか１項に記載の受信回路。
20. 前記参照信号は周波数方向に１２サブキャリア周期で挿入され、シンボル毎に周波数方向に３サブキャリアずつシフトして伝送される請求項１１から請求項１９のいずれか１項に記載の受信回路。
21. 周波数分割多重信号を受信し、当該周波数分割多重信号に含まれる参照信号を用いて伝送路の伝送路特性を推定する受信方法において、
    受信した周波数分割多重信号のＭ（Ｍは１以上の整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第１データ列を算出する第１算出手順と、
    前記Ｍシンボル分のシンボルを含むＮ（ＮはＭより大きい整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第２データ列を算出する第２算出手順と、
    前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いてマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２データ列の成分に基づいて、前記検出可能な遅延時間を越えた遅延波がエリアジングにより前記第１データ列に現れたエリアジング成分を当該第１データ列から除去するように当該第１データ列を補正する補正手順と、
    前記補正手順による補正後の第１データ列を用いた伝送路特性に基づく第３データ列を推定する伝送路特性推定手順と、
    を有する受信方法。
22. 周波数分割多重信号を受信し、当該周波数分割多重信号に含まれる参照信号を用いて伝送路の伝送路特性を推定する受信装置としてのコンピュータを、
    受信した周波数分割多重信号のＭ（Ｍは１以上の整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第１データ列を算出する第１算出部、
    前記Ｍシンボル分のシンボルを含むＮ（ＮはＭより大きい整数）シンボル分の各参照信号を用いて伝送路特性に基づいた第２データ列を算出する第２算出部、
    前記Ｍシンボル分の各参照信号を用いてマルチパスの遅延波の検出可能な遅延時間を越えた前記第２データ列の成分に基づいて、前記検出可能な遅延時間を越えた遅延波がエリアジングにより前記第１データ列に現れたエリアジング成分を当該第１データ列から除去するように当該第１データ列を補正する補正部、及び
    前記補正部による補正後の第１データ列を用いた伝送路特性に基づく第３データ列を推定する伝送路特性推定部、
    として機能させる受信プログラム。

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