JP4524704B2 - 復調回路、復調方法、プログラム、および受信装置 - Google Patents

復調回路、復調方法、プログラム、および受信装置 Download PDF

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Description

本発明は、復調回路、復調方法、プログラム、および受信装置に関し、特に、干渉成分の除去を効率的に行うことができるようにした復調回路、復調方法、プログラム、および受信装置に関する。
地上デジタル放送の変調方式として、直交周波数分割多重方式（OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式）が用いられている。OFDM方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波(サブキャリア)を設け、それぞれのサブキャリアの振幅および位相にデータを割り当て、PSK(Phase Shift Keying)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)によりデジタル変調する方式である。
OFDM方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域全体を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり、伝送速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。
また、OFDM方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるために、シンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、１シンボルの時間長に対するマルチパスの時間長を相対的に短くすることができ、これにより、マルチパスによる影響を受けにくくすることができるという特徴もOFDM方式は有している。
さらに、複数のサブキャリアにデータが割り当てられることから、逆フーリエ変換を変調時に行うIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)演算回路を用いることにより送信回路を構成することが可能になる。また、フーリエ変換を復調時に行うFFT(Fast Fourier Transform)演算回路を用いることにより受信回路を構成することが可能になる。
以上のような特徴から、OFDM方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上デジタル放送に適用されることが多い。OFDM方式を採用した地上デジタル放送の規格としては、DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)、ISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)、ISDB-TSBといった規格がある。
図１は、OFDMシンボルを示す図である。
OFDM方式においては、信号の伝送はOFDMシンボル（以下、適宜、単にシンボルという）と呼ばれる単位で行われる。
図１に示されるように、１シンボルは、送信時にIFFTが行われる信号区間である有効シンボルと、有効シンボルの後半の一部分の波形がコピーされたガードインターバル（以下、GIという）とから構成される。GIは、時間軸上で有効シンボルの前の位置に挿入される。GIを挿入することにより、マルチパス耐性を向上させることが可能になる。
このようなシンボルが複数集められて１つのOFDM伝送フレームが形成される。例えば、ISDB-T規格においては、２０４のシンボルから１つのOFDM伝送フレームが形成される。このOFDM伝送フレームの単位を基準として、パイロット信号の挿入位置が定められている。
各サブキャリアに対する変調方式としてQAM系の変調方式を用いるOFDM方式においては、伝送時にマルチパス等の影響を受けることにより、サブキャリア毎に、振幅および位相が送信時のものと受信時のものとで異なるものになってしまう。そのため、受信側では、受信信号の振幅および位相が送信されたものと等しくなるように、信号の等化を行う必要がある。
OFDM方式では、送信側で、所定の振幅および所定の位相のパイロット信号を離散的に挿入しておき、受信側で、パイロット信号の振幅および位相に基づいて伝送路の周波数特性を求め、求めた特性により受信信号を等化するようにしている。
このように、伝送路特性を算出するために用いられるパイロット信号のことをスキャッタードパイロット信号（以下、SP信号）という。図２に、DVB-T規格やISDB-T規格で採用されているSP信号の配置パターンを示す。
図３は、従来のOFDM受信器の構成例を示す図である。
図示せぬアンテナにおいて受信された放送波は、チューナによりIF信号に変換され、A/D(Analog/Digital)変換回路においてA/D変換が施されることによってデジタル化される。デジタル化された信号に対して直交復調回路において直交復調が施されることによってベースバンドのOFDM信号が取得され、取得されたベースバンドのOFDM信号が図３のGI除去回路１に入力される。
GI除去回路１に入力されるベースバンドのOFDM信号は、FFT演算が行われる前の、いわゆる時間域の信号である。以下、FFT演算が行われる前のベースバンドのOFDM信号をOFDM時間域信号という。OFDM時間域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と虚軸成分（Ｑチャンネル信号）を含んだ複素信号になる。
GI除去回路１は、シンボル同期回路１１から供給されたタイミング信号に従って、送信側で付加されたGIを、OFDM時間域信号により伝送される各シンボルから除去する。GI除去回路１は、GIを除去することによって得られた有効シンボルを表すOFDM時間域信号をFFT演算回路２に出力する。
FFT演算回路２は、GI除去回路１から供給されたOFDM時間域信号に対してFFTを施すことによって各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出する。FFTの開始位置は、シンボルの境界である図１の位置Ａから、GIと有効シンボルの境界位置である位置Ｂまでの間のいずれかの位置になる。例えば、FFTの対象になるFFT区間の開始位置が、シンボル同期回路１１から供給されたタイミング信号により指定される。
FFT演算回路２は、抽出したデータを表すOFDM信号を出力する。このOFDM信号は、FFTが行われた後の、いわゆる周波数域の信号である。以下、FFTが行われた後のOFDM信号をOFDM周波数域信号という。FFT演算回路２から出力されたOFDM周波数域信号は、SP抽出回路３と複素除算回路８に供給される。FFT演算回路２から出力されたOFDM周波数域信号は伝送路での歪みを受けた信号であるので、これを補償する必要がある。伝送路の歪みを補償するために用いられる伝送路の周波数特性が、SP抽出回路３から補間回路７までの構成によって推定される。
SP抽出回路３は、図２に示されるようにしてサブキャリア番号、シンボル番号により特定される各位置に挿入されているSP信号をOFDM周波数域信号から抽出する。図２においては、縦方向がシンボル方向（時間方向）となり、横方向がサブキャリア方向（周波数方向）となる。SP抽出回路３は、抽出したSP信号を複素除算回路４に出力する。
複素除算回路４は、SP抽出回路３から供給されたSP信号を、送信SP再生回路５により再生されたSP信号で除算することによって、SP信号が挿入されている位置の伝送路特性を算出する。複素除算回路４は、算出した伝送路特性を表す信号を時間方向伝送路特性推定回路６に出力する。
送信SP再生回路５は、SP信号を再生し、複素除算回路４に出力する。
時間方向伝送路特性推定回路６は、複素除算回路４から供給された信号により表される、SP信号の挿入位置における伝送路特性に基づいて、SP信号が挿入されているサブキャリアの、時間方向に並ぶ各シンボルの位置における伝送路特性を推定する。図２に示されるようにSP信号は同一時間上では１２サブキャリア毎に挿入されるから、時間方向伝送路特性推定回路６においては、３サブキャリア毎に、各シンボルの位置における伝送路特性が推定される。時間方向伝送路特性推定回路６は、３サブキャリア毎の伝送路特性の推定値を表す信号を補間回路７に出力する。
補間回路７は、時間方向伝送路特性推定回路６から供給された信号により表される伝送路特性の推定値を周波数方向に補間することによって、SP信号が挿入されていないサブキャリアの伝送路特性を推定する。これにより、全サブキャリアの伝送路特性が求められる。補間回路７は、推定した全サブキャリアの伝送路特性の推定値を表す信号を出力する。補間回路７から出力された信号は複素除算回路８とIFFT演算回路１０に供給される。
複素除算回路８は、FFT演算回路２から供給されたOFDM周波数域信号を、補間回路７から供給された信号で除算することによって、OFDM周波数域信号に含まれる伝送路歪みを補償する。複素除算回路８は、伝送路歪みを補償して得られた等化後信号を誤り訂正回路９に出力する。
誤り訂正回路９は、送信側でインタリーブされている信号に対してデインタリーブ処理を施し、さらに、デンパンクチャ、ビタビ復号、拡散信号除去、RS復号などの処理を施す。誤り訂正回路９は、各種の処理を施すことによって得られたデータを復号データとして後段の回路に出力する。
IFFT演算回路１０は、SP抽出回路３、複素除算回路４、時間方向伝送路特性推定回路６、補間回路７によりOFDM周波数域信号から推定された伝送路特性を表す信号にIFFTを施すことによって伝送路のインパルス応答を求める。IFFT演算回路１０は、求めた伝送路のインパルス応答を表す信号をシンボル同期回路１１に出力する。
シンボル同期回路１１は、IFFT演算回路１０から供給された信号により表される伝送路のインパルス応答からシンボルの境界を検出する。シンボル同期回路１１は、例えば、検出した境界位置をGIの開始位置、そこからGI長だけ後の位置をFFT区間の開始位置とすることを指示するタイミング信号を生成し、生成したタイミング信号をGI除去回路１とFFT演算回路２に出力する。
時間方向伝送路特性推定回路６において採用される時間方向の伝送路特性の推定方法には、補間型、予測型などの様々な方法がある。
図４は、時間方向の伝送路特性の補間型による推定方法の例を示す図である。
以下、適宜、シンボル番号をｉ、キャリア番号をｈとし、各シンボルを、その配置位置に応じてＳi,hとして表す。例えば、シンボルＳ12,0は、シンボル番号１２、キャリア番号０で特定される位置に挿入される図４のシンボルＳを表す。
図４の点線で囲んで示すシンボル番号１２に注目すると、複素除算回路４においては、SP抽出回路３により抽出されたSP信号と送信SP再生回路５により再生されたSP信号から、シンボルＳ12,0，Ｓ12,12，Ｓ12,24の各位置における伝送路特性が推定される。時間方向伝送路特性推定回路６においては、シンボルＳ12,0，Ｓ12,12，Ｓ12,24の各位置の伝送路特性の推定値に基づいて、サブキャリア番号３，６，９，・・・の３サブキャリア毎の伝送路特性が直線補間などによって推定される。サブキャリア番号３，６，９，・・・のサブキャリアは、時間方向に見たときに４シンボル毎にSP信号が挿入されているサブキャリアである。
例えば、シンボルＳ12,3の位置における伝送路特性は、３シンボルだけ前に受信されたSP信号から推定されたシンボルＳ9,3の位置における伝送路特性と、１シンボルだけ後に受信されたSP信号から推定されたシンボルＳ13,3の位置における伝送路特性に基づいて推定される。
また、シンボルＳ12,6の位置における伝送路特性は、２シンボルだけ前に受信されたSP信号から推定されたシンボルＳ10,6の位置における伝送路特性と、２シンボルだけ後に受信されたSP信号から推定されたシンボルＳ14,6の位置における伝送路特性に基づいて推定される。
シンボルＳ12,9の位置における伝送路特性は、１シンボルだけ前に受信されたSP信号から推定されたシンボルＳ11,9の位置における伝送路特性と、３シンボルだけ後に受信されたSP信号から推定されたシンボルＳ15,9の位置における伝送路特性に基づいて推定される。
このように、補間型による推定方法は、既に受信されたSP信号の間の位置における伝送路特性を、その既に受信されたSP信号から推定された伝送路特性に基づいて推定する方法である。
従って、直線補間を採用した場合、時間方向伝送路特性推定回路６において算出される推定値は受信シンボルに対して３シンボル分の遅延を持つことになる。このため、図３には示されていないが、FFT演算回路２と複素除算回路８の間には、複素除算回路８に入力されるOFDM周波数域信号を３シンボル分だけ遅延させるメモリが必要になる。
図４の例においては、現在の受信シンボル（FFT演算回路２から出力されるOFDM周波数域信号により表されるシンボル）はシンボル番号１５のシンボルとされている。このタイミングで算出可能な、現在のタイミングにより近いタイミングの伝送路特性はシンボル番号１２の位置における伝送路特性であるから、伝送路歪みを補償するためには、FFT演算回路２からのOFDM周波数域信号を３シンボル分だけ遅延させる必要がある。
図５は、時間方向の伝送路特性の予測型による推定方法の例を示す図である。
予測型による推定方法は、既に受信したSP信号を使って、時間的に後の位置における伝送路特性を推定する方法である。
現在の受信シンボルが図５に示されるようにシンボル番号１５のシンボルである場合、例えば、それより１シンボルだけ時間的に後に受信されるシンボル番号１６のシンボルの位置における伝送路特性が推定される。
例えば、シンボルＳ16,0の位置における伝送路特性は、既に受信されたSP信号により推定されたシンボルＳ12,0，Ｓ8,0，Ｓ4,0，・・・のうちのいずれかの位置における伝送路特性に基づいて推定される。
また、シンボルＳ16,3の位置における伝送路特性は、既に受信されたSP信号により推定されたシンボルＳ13,3，Ｓ9,3，Ｓ5,3，・・・のうちのいずれかの位置における伝送路特性に基づいて推定される。
シンボルＳ16,6の位置における伝送路特性は、既に受信されたSP信号により推定されたシンボルＳ14,6，Ｓ10,6，Ｓ6,6，・・・のうちのいずれかの位置における伝送路特性に基づいて推定される。
時間方向の伝送路特性の推定方法として以上のような予測型による推定方法を採用した場合、伝送路歪みの補償を複素除算回路８において行うためには、複素除算回路８に供給される伝送路の推定値の方を１シンボル分だけ遅延させる必要がある。
図６は、予測型による推定方法によって時間方向の伝送路特性を推定する図時間方向伝送路特性推定回路６の構成例を示す図である。
図６には、SP信号が挿入されたある１つのサブキャリアの信号を対象として処理を行う構成を示している。ここでは、サブキャリア番号０のサブキャリアの信号を対象として処理を行う場合について説明する。
図６に示されるように、時間方向伝送路特性推定回路６は、可変係数FIRフィルタ２１、係数更新回路２２、減算回路２３、遅延回路２４、および補間回路２５から構成される。複素除算回路４から出力された、時間方向にみて４シンボル毎に挿入されるSP信号から求められた伝送路の推定値を表す信号は可変係数FIRフィルタ２１、減算回路２３に入力される。例えば、図５のシンボルＳ0,0，Ｓ4,0，Ｓ8,0，Ｓ12,0の各位置における伝送路の推定値を表す信号が順次入力される。
可変係数FIRフィルタ２１は、係数更新回路２２により更新された係数を用いて、入力された信号に対してフィルタリングを施す。可変係数FIRフィルタ２１により、既に受信されたSP信号から求められた伝送路の推定値から、その既に受信されたSP信号の次に受信されるSP信号の挿入位置における伝送路特性が推定される。例えば、図５のシンボルＳ12,0の位置における伝送路の推定値を表す信号が入力された場合、可変係数FIRフィルタ２１によるフィルタリングにより、シンボルＳ12,16の位置における伝送路特性が推定される。
可変係数FIRフィルタ２１は、伝送路の推定値を表す信号を出力する。可変係数FIRフィルタ２１から出力された信号は減算回路２３、遅延回路２４、補間回路２５に供給される。
係数更新回路２２は、減算回路２３から供給された信号に基づいて可変係数FIRフィルタ２１のそれぞれのタップ係数を更新する。可変係数FIRフィルタ２１のそれぞれのタップ係数は、あるタイミングで実際に受信されたSP信号から求められた伝送路特性と、その伝送路特性の推定値の差に応じて更新される。タップ係数の更新のアルゴリズムとしては、LMS(Least Mean Square)アルゴリズムなどが知られている。
減算回路２３は、複素除算回路４から供給された信号と、可変係数FIRフィルタ２１から供給された信号の差を算出し、算出した差を表す信号を係数更新回路２２に出力する。
遅延回路２４は、可変係数FIRフィルタ２１から供給された信号を４シンボル分だけ遅延させ、補間回路２５に出力する。補間回路２５には、ある時刻に受信されるSP信号の挿入位置における伝送路特性の推定値を表す信号と、そのSP信号の次に受信されるSP信号の挿入位置における伝送路特性の推定値を表す信号が入力される。
補間回路２５は、時間的に前後する２つのSP信号の挿入位置における伝送路特性の推定値に基づいて、２つのSP信号の間の各時刻における伝送路特性を補間により推定する。
図７は、伝送路特性の推定の例を示す図である。
図７の横軸は時刻を表す。時刻ｔ0，ｔ1，ｔ2，・・・の各時刻に受信されたSP信号の縦方向の位置がずれていることは伝送路特性に変動があることを表す。
現在時刻が時刻ｔ3であり、時刻ｔ3に受信されたSP信号の挿入位置における伝送路特性から、時刻ｔ7に受信されるSP信号の挿入位置における伝送路特性が推定された場合、その２つの伝送路特性を表す信号がそれぞれ補間回路２５に入力される。補間回路２５においては、時刻ｔ3に受信されたSP信号の挿入位置における伝送路特性と、時刻ｔ7におけるSP信号の挿入位置における伝送路特性に基づいて、時刻ｔ4，ｔ5，ｔ6の各時刻における伝送路特性が例えば直線補間によって推定される。
時刻ｔ3に受信されたSP信号がシンボルＳ12,0の位置に挿入されたSP信号である場合、伝送路特性が推定される時刻ｔ7のSP信号はシンボルＳ16,0の位置に挿入されたSP信号になる。また、直線補間により推定される時刻ｔ4，ｔ5，ｔ6の各時刻における伝送路特性は、それぞれ、シンボルＳ13,0，Ｓ14,0，Ｓ15,0の位置における伝送路特性になる。
OFDM方式は、遅延広がりがGIに収まるようなマルチパス環境下であって、かつ、伝送路特性に時間変動がない環境下であれば、シンボル間の干渉や、自シンボルの別キャリアからの干渉を起こすことなく復調処理を行なうことができるという特徴を有している。FFT区間において時間変動がないと仮定できるくらい緩やかな変動がある環境下でも同様である。以下、シンボル間の干渉をISI(Inter Symbol Interference)、自シンボルの別キャリアからの干渉をICI(Inter Carrier Interference)という。
ところが、単一周波数ネットワーク（SFN(Single Frequency Network)）のような長遅延マルチパスが生じる環境においては、遅延広がりがGIを超えるようなマルチパスが生じることがある。このような環境下においてはISIやICIが発生し、受信性能が大きく劣化してしまう。
また、受信器自体が移動する移動受信環境下では伝送路特性の変動を避けることができない。この場合、キャリアの直交性が崩れ、ICIが発生してしまうことになる。
特許文献１には、このような環境下においても受信性能が劣化するのを防ぐことができるようにする技術が開示されている。
この技術においては、OFDM時間域信号に窓関数を乗算してからFFTを施し、干渉成分を表すレプリカを用いてFFT後の信号から干渉成分を除去し、干渉除去後の信号から最尤系列推定により送信シンボル系列を推定するようになされている。干渉成分は、送信シンボル系列の推定値と伝送路のインパルス応答推定値から算出されるようになされている。また、干渉成分を算出するのに用いられるインパルス応答推定値は、遅延広がりがGI以内である場合の信号と、GI以上である場合の信号を扱うFIRフィルタにより算出されるようになされている。FIRフィルタには、それぞれの信号を処理するための遅延線やメモリなどの構成が設けられる。
特開２００３−２１８８２６号公報
特許文献１に開示されているように、想定する遅延分の遅延線を用いてインパルス応答を推定する場合、想定する分だけ信号を遅延させるためのメモリと、それに応じたタップ数分の乗算器を有するFIRフィルタが必要になり、回路規模が増大する。
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、干渉成分の除去を効率的に行うことができるようにするものである。
本発明の一側面の復調回路は、OFDM時間域信号に対してFFTを施すFFT演算手段と、前記FFT演算手段によりFFTが施されることによって得られたOFDM周波数域信号からキャリア間干渉成分を除去するキャリア間干渉成分除去手段と、伝送路特性を表すパイロット信号を、前記キャリア間干渉成分除去手段によりキャリア間干渉成分が除去された前記OFDM周波数域信号から抽出する抽出手段と、前記抽出手段により抽出された前記パイロット信号により表される伝送路特性に基づいて、後に受信されるパイロット信号により表される伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、前記伝送路特性推定手段により推定された伝送路特性に基づいて周波数方向の伝送路特性を補間し、全サブキャリアの伝送路特性を推定する補間手段と、前記FFT演算手段によりFFTが施されることによって得られた前記OFDM周波数域信号により表されるシンボル系列と、前記補間手段により推定された前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、シンボル系列を推定するシンボル系列推定手段と、前記シンボル系列推定手段により推定された前記シンボル系列と前記補間手段により推定された前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、前記キャリア間干渉成分除去手段が前記OFDM周波数域信号から除去する前記キャリア間干渉成分を表す干渉レプリカを生成する干渉レプリカ生成手段とを備える。
前記FFT演算手段によるFFTの対象になる前記OFDM時間域信号に対して窓関数を掛ける掛け算手段と、前記FFT後に推定された前記全サブキャリアの伝送路特性の全てもしくは一部を用いて伝送路のインパルス応答を求める演算手段と、前記演算手段により求められた前記伝送路のインパルス応答から推定される遅延広がりに応じて、前記掛け算手段により用いられる前記窓関数を、位相方向とDC方向のうちの少なくともいずれかの方向に移動させる窓関数決定手段とをさらに設けることができる。
前記抽出手段により抽出された前記パイロット信号を間引く間引き手段をさらに設けることができる。この場合、前記伝送路特性推定手段は、前記抽出手段により抽出された前記パイロット信号のうち、前記間引き手段により間引かれなかったパイロット信号により表される伝送路特性に基づいて、後に受信されるパイロット信号により表される伝送路特性を推定することができる。
本発明の一側面の復調方法またはプログラムは、OFDM時間域信号に対してFFTを施し、FFTを施すことによって得られたOFDM周波数域信号からキャリア間干渉成分を除去し、伝送路特性を表すパイロット信号を、キャリア間干渉成分が除去された前記OFDM周波数域信号から抽出し、抽出した前記パイロット信号により表される伝送路特性に基づいて、後に受信されるパイロット信号により表される伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性に基づいて周波数方向の伝送路特性を補間し、全サブキャリアの伝送路特性を推定し、FFTを施すことによって得られた前記OFDM周波数域信号により表されるシンボル系列と、推定した前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、シンボル系列を推定し、推定した前記シンボル系列と推定した前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、前記OFDM周波数域信号から除去する前記キャリア間干渉成分を表す干渉レプリカを生成するステップを含む。
本発明の一側面の受信装置は、OFDM時間域信号に対してFFTを施すFFT演算手段と、前記FFT演算手段によりFFTが施されることによって得られたOFDM周波数域信号からキャリア間干渉成分を除去するキャリア間干渉成分除去手段と、伝送路特性を表すパイロット信号を、前記キャリア間干渉成分除去手段によりキャリア間干渉成分が除去された前記OFDM周波数域信号から抽出する抽出手段と、前記抽出手段により抽出された前記パイロット信号により表される伝送路特性に基づいて、後に受信されるパイロット信号により表される伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、前記伝送路特性推定手段により推定された伝送路特性に基づいて周波数方向の伝送路特性を補間し、全サブキャリアの伝送路特性を推定する補間手段と、前記FFT演算手段によりFFTが施されることによって得られた前記OFDM周波数域信号により表されるシンボル系列と、前記補間手段により推定された前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、シンボル系列を推定するシンボル系列推定手段と、前記シンボル系列推定手段により推定された前記シンボル系列と前記補間手段により推定された前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、前記キャリア間干渉成分除去手段が前記OFDM周波数域信号から除去する前記キャリア間干渉成分を表す干渉レプリカを生成する干渉レプリカ生成手段とを備える。
本発明の一側面においては、OFDM時間域信号に対してFFTが施され、FFTが施されることによって得られたOFDM周波数域信号からキャリア間干渉成分が除去され、伝送路特性を表すパイロット信号が、キャリア間干渉成分が除去された前記OFDM周波数域信号から抽出される。また、抽出された前記パイロット信号により表される伝送路特性に基づいて、後に受信されるパイロット信号により表される伝送路特性が推定され、推定された伝送路特性に基づいて周波数方向の伝送路特性が補間され、全サブキャリアの伝送路特性が推定される。さらに、FFTが施されることによって得られた前記OFDM周波数域信号により表されるシンボル系列と、推定された前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、シンボル系列が推定され、推定された前記シンボル系列と推定された前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、前記OFDM周波数域信号から除去する前記キャリア間干渉成分を表す干渉レプリカが生成される。
本発明の一側面によれば、干渉成分の除去を効率的に行うことができる。
図８は、本発明の一実施形態に係る受信装置としてのOFDM受信器３１の構成例を示す図である。
図８の構成のうち、図３の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。図８のOFDM受信器３１の構成は、窓関数掛け算回路４１、送信系列推定回路４２、干渉レプリカ生成回路４３、および減算回路４４が追加して設けられている点で図３のOFDM受信器の構成と異なる。
図示せぬアンテナにおいて受信された放送波から、チューナ、A/D変換回路、直交復調回路などを経て取得されたOFDM時間域信号は図８のGI除去回路１に入力される。
シンボルｉ、時刻ｔにおける送信信号ｓi（ｔ）は下式（１）のように表される。Ｘは各キャリアに変調された送信シンボルを表し、Ｋはキャリア数を表す。ｆcはキャリア間隔を表し、Ｔsは有効シンボル長を表し、ＴgはGI長を表す。
Figure 0004524704
GI除去回路１は、シンボル同期回路１１から供給されたタイミング信号に従ってOFDM時間域信号からGIを除去し、有効シンボルを表すOFDM時間域信号を窓関数掛け算回路４１に出力する。
窓関数掛け算回路４１は、ICIを受けるキャリアを隣接の数キャリアに制限するために、OFDM時間域信号に対して窓関数を掛ける。OFDM方式においては、OFDM時間域信号に窓関数を掛けてからFFTを行うことによって、窓関数の形に応じて、ICIを受けるキャリアを隣接する数キャリアのみに制限し、その数キャリア以外のキャリアからの干渉を抑圧できることが知られている。
図９は、窓関数の例を示す図である。
図９の上段に示される直接波と反射波はOFDM受信器３１において受信されたOFDM時間域信号である。すなわち、図９は２波環境下での例を示している。図９の上段中央に示される１つのシンボルに注目すると、斜線を付して示すGI1は直接波で伝送される注目シンボルのGIであり、GI2は反射波で伝送される注目シンボルのGIである。
図９において、直接波を表す帯の幅より反射波を表す帯の幅の方が狭いことは、反射波の振幅が直接波の振幅より小さいことを表す。図９の横方向は時間方向を表す。この例においては、区間Ｔ1に相当する時間だけ遅延が生じている。この遅延はGIを超える遅延である。
このようなOFDM時間域信号がGI除去回路１に入力され、GIが除去される。
図９の中段に示される信号はGI除去後のOFDM時間域信号を表す。このGI除去後のOFDM時間域信号がFFTの対象になる。この例においては、直接波で伝送される注目シンボルのGIであるGI1が除去されており、GI除去後のOFDM時間域信号には、区間Ｔ2に相当する分だけ、注目シンボルの１つ前のシンボルの成分が反射波の成分として含まれている。
図９の下段の波形は窓関数を表す。時間方向の長さを有効シンボルと同じ長さとし、０から１までの所定の値をとる関数が窓関数として窓関数掛け算回路４１に用意される。図９の窓関数は、有効シンボルの両端、すなわちFFT区間の両端において値が最も小さくなるような関数である。このような窓関数がGI除去後のOFDM時間域信号に掛けられることによってISIが除去される。
図１０は、図９の区間Ｔ2に含まれる窓関数の部分とGI除去後のOFDM時間域信号の部分を拡大して示す図である。
図１０においては、GI除去後のOFDM時間域信号に含まれる、注目シンボルの１つ前のシンボルの成分の部分を塗り潰して示している。窓関数をGI除去後のOFDM時間域信号に掛けたとしても除去できない残留のISIパワーは、塗り潰して示す帯状の部分と窓関数を重ねたときに、窓関数と重なる帯状の部分の面積により表される。
このように、FFTの前処理として窓関数を掛けることによって、ICIを隣接する数キャリアからのものだけに制限することができるとともに、ISIを抑圧することができる。窓関数掛け算回路４１は、窓関数を掛けることによって得られたOFDM時間域信号をFFT演算回路２に出力する。
FFT演算回路２は、窓関数掛け算回路４１から供給されたOFDM時間域信号に対してFFTを施し、OFDM周波数域信号を出力する。FFT演算回路２から出力されたOFDM周波数域信号は、送信系列推定回路４２と減算回路４４に供給される。
窓関数を掛けることによってICIを受けるキャリアを隣接するキャリアのみに制限することができた場合、FFTによって得られたOFDM周波数域信号Ｙi,hは下式（２）のように表される。
Figure 0004524704
ここで、ｉはシンボル番号、ｈはサブキャリア番号である。εICIはICI成分であり、ηISIはISI成分である。窓関数が掛けられることによりεICIとηISIの値は十分に小さくなる。
また、Ｈi,hは、シンボルｉ、サブキャリア番号ｈで特定される位置における伝送路の周波数特性を表す。Ｈi,hが、後段の回路において推定される。Ｗは窓関数の周波数特性を表す。説明を簡単にするため、Ｗ0＝１に規格化されているものとする。
Ｈi,h-1・Ｘi,h-1は、注目するサブキャリアを基準としてキャリア番号順で１つ前の隣接するサブキャリアの干渉成分であり、Ｈi,h+1・Ｘi,h+1は、キャリア番号順で１つ後の隣接するサブキャリアの干渉成分である。Ｈi,h-1・Ｘi,h-1とＨi,h+1・Ｘi,h+1で表される成分が、除去したい成分になる。
送信系列推定回路４２は、FFT演算回路２から供給されたOFDM周波数域信号と、補間回路７から供給された信号により表される全サブキャリアの伝送路特性の推定値を用いて送信シンボル系列を推定する。送信シンボル系列の推定の方法としては、最尤系列推定（MLSE(Maximum Likelihood Sequence Estimation)）などの方法が知られている。送信系列推定回路４２は、推定した送信シンボル系列を干渉レプリカ生成回路４３に出力する。
干渉レプリカ生成回路４３は、送信系列推定回路４２から供給された送信シンボル系列と、補間回路７から供給された信号により表される全サブキャリアの伝送路特性の推定値を用いて、下式（３）に従って干渉レプリカＲi,hを生成する。
Figure 0004524704
式（３）に含まれる値のうち、「＾」が付されている値は推定値である。Ｈi,h-1の推定値とＨi,h+1の推定値は補間回路７により求められ、Ｘi,h-1の推定値とＸi,h+1の推定値は送信系列推定回路４２により求められる値である。窓関数の周波数特性を表すＷ-1，Ｗ+1は既知の値である。
干渉レプリカ生成回路４３は、生成した干渉レプリカを表す信号を減算回路４４に出力する。
減算回路４４は、FFT演算回路２から供給されたOFDM周波数域信号から干渉レプリカを表す信号を減算することによって、干渉が除去されたOFDM周波数域信号を生成する。干渉が除去されたOFDM周波数域信号は下式（４）により表される。ξi,hは上式（２）のεICIとηISIの値に相当する誤差である。
Figure 0004524704
これにより、干渉成分が除去、または抑圧されたOFDM周波数域信号が生成される。減算回路４４は、生成したOFDM周波数域信号をSP信号抽出回路３と複素除算回路８に出力する。
SP抽出回路３は、減算回路４４から供給されたOFDM周波数域信号からSP信号を抽出し、複素除算回路４に出力する。
複素除算回路４は、SP信号抽出回路３から供給されたSP信号を、送信SP再生回路５により再生されたSP信号で除算することによって、SP信号が挿入されている位置の伝送路特性を算出する。複素除算回路４は、算出した伝送路特性を表す信号を時間方向伝送路特性推定回路６に出力する。
送信SP再生回路５は、SP信号を再生し、複素除算回路４に出力する。
時間方向伝送路特性推定回路６は、上述した補間型の推定方法と予測型の推定方法のうち、予測型の推定方法によって時間方向の伝送路特性を推定する。時間方向伝送路特性推定回路６は、複素除算回路４から供給された信号により表される伝送路特性に基づいて、SP信号が挿入されているサブキャリアの伝送路特性を推定する。時間方向伝送路特性推定回路６は、３サブキャリア毎の伝送路特性の推定値を表す信号を補間回路７に出力する。
予測型の推定方法は、既に受信したSP信号により推定された伝送路特性を用いて、時間的に後の位置における伝送路特性を推定する方法であるので、推定の元になる伝送路特性の精度が高い方が好ましい。
従って、時間域において窓関数を掛け、さらに時間域において干渉レプリカを用いて干渉を除去して得られたOFDM周波数域信号から伝送路特性を推定することにより、推定の精度を高めることができる。また、伝送路特性の推定の精度を高めることができると送信系列推定回路４２による送信シンボル系列の推定の精度も向上させることができ、そのことが、さらに、伝送路特性の推定の精度を高めることに繋がる。
補間回路７は、時間方向伝送路特性推定回路６から供給された信号により表される伝送路特性の推定値に基づいて、SP信号が挿入されていないサブキャリアの伝送路特性を求め、求めた全サブキャリアの伝送路特性の推定値を表す信号を出力する。補間回路７から出力された信号は複素除算回路８、IFFT演算回路１０、送信系列推定回路４２、干渉レプリカ生成回路４３に供給される。
複素除算回路８は、減算回路４４から供給されたOFDM周波数域信号を、補間回路７から供給された信号で除算することによって伝送路歪みを補償し、等化後信号を誤り訂正回路９に出力する。等化後信号は下式（５）のように表される。
Figure 0004524704
誤り訂正回路９は、デインタリーブ処理等の所定の処理を等化後信号に対して施し、復号データを後段の回路に出力する。
IFFT演算回路１０は、補間回路７から供給された伝送路特性を表す信号にIFFTを施すことによって、FFT後に推定された全サブキャリアの伝送路特性の全てもしくは一部を用いて伝送路のインパルス応答を求める。IFFT演算回路１０は、求めた伝送路のインパルス応答を表す信号をシンボル同期回路１１に出力する。
シンボル同期回路１１は、IFFT演算回路１０から供給された信号により表される伝送路のインパルス応答からシンボルの境界を検出し、タイミング信号をGI除去回路１とFFT演算回路２に出力する。
図１１は、予測型による推定方法によって時間方向の伝送路特性を推定する図８の時間方向伝送路特性推定回路６の構成例を示す図である。
図１１の構成のうち、図６の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。図１１の時間方向伝送路特性推定回路６の構成は、間引き回路５１が追加して設けられている点で図６の時間方向伝送路特性推定回路６の構成と異なる。
複素除算回路４から出力された伝送路の推定値を表す信号は間引き回路５１に入力される。例えば、図５のシンボルＳ0,0，Ｓ4,0，Ｓ8,0，Ｓ12,0の各位置における伝送路の推定値を表す信号が順次入力される。
間引き回路５１は、既に受信されたSP信号から求められた伝送路特性の推定値を所定の割合で間引き、間引きの対象にならなかった推定値を表す信号を出力する。間引き回路５１による間引きは、実質的に、SP信号を間引くのと同じことである。
例えば２倍間引きが行われるとした場合、間引き回路５１から出力される信号により表される伝送路特性の推定値は８シンボル間隔のものになる。間引き回路５１から出力された信号は可変係数FIRフィルタ２１と減算回路２３に入力される。
可変係数FIRフィルタ２１は、係数更新回路２２により更新された係数を用いて、入力された信号に対してフィルタリングを施し、伝送路特性の推定値を表す信号を出力する。可変係数FIRフィルタ２１から出力された信号は減算回路２３、遅延回路２４、補間回路２５に供給される。
係数更新回路２２は、減算回路２３から供給された信号に基づいて可変係数FIRフィルタ２１のそれぞれのタップ係数を更新する。
減算回路２３は、複素除算回路４から供給された信号と、可変係数FIRフィルタ２１から供給された信号の差を算出し、算出した差を表す信号を係数更新回路２２に出力する。
遅延回路２４は、可変係数FIRフィルタ２１から供給された信号を、例えば間引き回路５１において行われる間引きの倍率と４シンボルを乗算した分だけ遅延させ、補間回路２５に出力する。
補間回路２５は、時間的に前後する２つのSP信号の挿入位置における伝送路特性の推定値に基づいて、２つのSP信号の間の各時刻における伝送路特性を補間により推定する。
上述したように２倍間引きが行われるとした場合、入力される伝送路特性は８シンボル間隔になるので、当然、推定できる時間変動の最大値は４シンボル間隔で伝送路特性の推定値が入力される場合の半分になる。しかし、遠く離れたデータを用いて推定を行うことになるので、可変係数FIRフィルタ２１の帯域として確保しておく必要がある帯域をより狭くすることが可能になる。
例えば、図２に示されるようにSP信号が配置される場合、時間方向には４シンボル毎にSP信号が挿入される。従って、全てのSP信号を用いて推定された伝送路推定を可変係数FIRフィルタ２１において処理するとしたときには、１／（８＊Ｔｓ）Hzの時間変動まで推定することが可能になるが、間引きの倍率によってこの値を変えることが可能になる。Ｔｓは１シンボル長である。
また、可変係数FIRフィルタ２１の帯域をより狭くすることが可能になるだけでなく、ノイズ除去特性を向上させることもできる。
図１２は、伝送路特性の推定の例を示す図である。
図１２の横軸は時刻を表す。時刻ｔ0，ｔ1，ｔ2，・・・の各時刻に受信されたSP信号の縦方向の位置がずれていることは伝送路特性に変動があることを表す。
図１２の例においては、時刻ｔ0，ｔ1，ｔ2，ｔ3に受信されたSP信号により求められた伝送路特性の推定値のうち、時刻ｔ0，ｔ2に受信されたSP信号により求められた推定値は間引き回路５１により間引かれている。
現在時刻が時刻ｔ3であり、時刻ｔ3に受信されたSP信号の挿入位置における伝送路特性から、次の次に受信されるSP信号である時刻ｔ11に受信されるSP信号の挿入位置における伝送路特性が可変係数FIRフィルタ２１により推定される。補間回路２５においては、時刻ｔ3に受信されたSP信号の挿入位置における伝送路特性と時刻ｔ11に受信されるSP信号の挿入位置における伝送路特性に基づいて、時刻ｔ4乃至ｔ10の各時刻における伝送路特性が例えば直線補間によって推定される。
間引きを行ってから時間方向の伝送路特性を推定する以上のような構成は、例えば、ターゲットとする伝送路の周波数特性の時間変動が十分に遅い場合に採用される。当然、予測型による推定方法を採用した回路だけではなく、補間型による推定方法を採用した回路にも用いることができる。
ここで、以上のような構成を有するOFDM受信器３１の処理について説明する。
はじめに、図１３のフローチャートを参照して、OFDM受信器３１の受信処理について説明する。各ステップの処理は、適宜、図１３の他のステップの処理、図１４のステップの処理と並行して、または前後して行われる。図１４の各ステップの処理も同様である。
ステップＳ１において、GI除去回路１は、OFDM時間域信号からGIを除去し、有効シンボルを表すOFDM時間域信号を窓関数掛け算回路４１に出力する。
ステップＳ２において、窓関数掛け算回路４１は、GI除去回路１から供給されたOFDM時間域信号に対して窓関数を掛け、得られたOFDM時間域信号をFFTの対象の信号としてFFT演算回路２に出力する。
ステップＳ３において、FFT演算回路２は、窓関数掛け算回路４１から供給されたOFDM時間域信号に対してFFTを施し、OFDM周波数域信号を出力する。
ステップＳ４において、減算回路４４は、FFT演算回路２から供給されたOFDM周波数域信号から干渉レプリカを表す信号を減算し、OFDM周波数域信号に含まれる干渉成分を除去する。減算回路４４に対しては、干渉レプリカを表す信号が干渉レプリカ生成回路４３から供給されてくる。減算回路４４は、干渉成分を除去したOFDM周波数域信号を出力する。
ステップＳ５において、SP抽出回路３は、減算回路４４から供給されたOFDM周波数域信号からSP信号を抽出し、抽出したSP信号を複素除算回路４に出力する。
ステップＳ６において、送信SP再生回路５は、SP信号を再生し、複素除算回路４に出力する。
ステップＳ７において、複素除算回路４は、SP信号抽出回路３から供給されたSP信号を、送信SP再生回路５により再生されたSP信号で除算することによって、SP信号が挿入されている位置の伝送路特性を算出する。複素除算回路４は、算出した伝送路特性を表す信号を時間方向伝送路特性推定回路６に出力する。
ステップＳ８において、時間方向伝送路特性推定回路６は、複素除算回路４から供給された信号により表される伝送路特性に基づいて３サブキャリア毎の伝送路特性を推定し、推定値を表す信号を補間回路７に出力する。
ステップＳ９において、補間回路７は、時間方向伝送路特性推定回路６から供給された信号により表される伝送路特性の推定値に基づいて、SP信号が挿入されていないサブキャリアの伝送路特性を周波数方向に補間することによって推定する。補間回路７は全サブキャリアの伝送路特性の推定値を表す信号を出力する。
ステップＳ１０において、複素除算回路８は、減算回路４４から供給されたOFDM周波数域信号を、補間回路７から供給された信号で除算することによってOFDM周波数域信号に含まれる伝送路歪みを補償する。複素除算回路８は、伝送路歪みを補償して得られた等化後信号を誤り訂正回路９に出力する。
ステップＳ１１において、誤り訂正回路９はデインタリーブ処理等の所定の処理を施し、処理を終了させる。OFDM受信器３１において信号の受信が行われている間、図１３の処理が繰り返される。
次に、図１４のフローチャートを参照して、図１３のステップＳ９の処理において得られた全サブキャリアの伝送路特性の推定値を用いた処理について説明する。
ステップＳ２１において、IFFT演算回路１０は、補間回路７において推定された全サブキャリアの伝送路特性を表す信号にIFFTを施すことによって伝送路のインパルス応答を求め、求めた伝送路のインパルス応答を表す信号をシンボル同期回路１１に出力する。
ステップＳ２２において、シンボル同期回路１１は、伝送路のインパルス応答からシンボルの境界を検出し、タイミング信号をGI除去回路１とFFT演算回路２に出力する。シンボル同期回路１１から出力されたタイミング信号は、図１３のステップＳ１のGIを除去する処理、ステップＳ３のFFT処理に用いられる。
ステップＳ２３において、送信系列推定回路４２は、FFT演算回路２から供給されたOFDM周波数域信号と、全サブキャリアの伝送路特性の推定値を用いて送信シンボル系列を推定し、送信シンボル系列を干渉レプリカ生成回路４３に出力する。
ステップＳ２４において、干渉レプリカ生成回路４３は、送信系列推定回路４２から供給された送信シンボル系列と、全サブキャリアの伝送路特性の推定値を用いて干渉レプリカを生成し、干渉レプリカを表す信号を出力する。干渉レプリカ生成回路４３から出力された信号は、図１３のステップＳ４のOFDM周波数域信号から干渉成分を除去する処理に用いられる。
以上の処理により、規模を極端に増大させることなく、効率的に、干渉成分を除去することができる。干渉成分を除去したOFDM周波数域信号を用いて高い精度で伝送路特性を推定することができ、そのような精度の高い伝送路特性の推定値を用いて送信シンボル系列を推定することができることも、干渉成分を効率的に除去することになる。
また、SFNなどの環境下において発生するGIを超えるマルチパスや、移動受信の環境下における時間変動のある伝送路によって発生する干渉を除去または抑圧することができ、受信特性を向上させることができる。
図１５は、OFDM受信器３１の他の構成例を示す図である。
図１５の構成のうち、図８の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。図１５のOFDM受信器３１の構成は、窓位相／DC決定回路６１が追加して設けられている点で図８の構成と異なる。
窓位相／DC決定回路６１は、IFFT演算回路１０から供給された信号により表される伝送路のインパルス応答から遅延広がりを推定する。また、窓位相／DC決定回路６１は、遅延広がりに応じて、窓関数掛け算回路４１において用いられる窓関数を位相方向とDC方向に適応的に移動させる。窓関数掛け算回路４１においては、位相方向とDC方向にずらした窓関数を用いて、OFDM時間域信号の干渉成分を除去することが行われる。
図１６は、窓関数の移動の例を示す図である。
図１６の上段に示される受信信号は図９を参照して説明した受信信号と同じものである。このような信号が受信された場合、窓位相／DC決定回路６１においては、IFFT演算回路１０により求められた伝送路のインパルス応答から、遅延広がりが区間Ｔ1に相当する時間だけ生じているとして推定される。
窓位相／DC決定回路６１には図９を参照して説明した窓関数と同じ窓関数が与えられており、この窓関数を、位相方向（横方向）、DC方向（縦方向）に遅延広がりに応じて移動させることが行われる。
例えば、位相に関しては、窓位相／DC決定回路６１は、遅延広がりからGI長を引き、残りの時間の半分の時間だけ、窓関数をシフトさせる。
図１６の下段の波形は位相をシフトさせた窓関数を表す。この窓関数においては、遅延広がりを表す区間Ｔ1からGI長を引いた残りの時間を表す区間Ｔ2の半分の時間だけ、０の値をとる位置Ｐ1が右側にずらされている。
また、DC成分については、窓位相／DC決定回路６１は、下式（６）により表される値DCoptが最小になる値αを求め、求めた値αの分だけ窓関数の振幅値を減算し、全体的に下方向にずらす。ｗ［ｋ］は位相だけをずらした窓関数を表す。
Figure 0004524704
図１７は、図１６の区間Ｔ2に含まれる窓関数の部分とGI除去後のOFDM時間域信号の部分を拡大して示す図である。
図１７において点線で示すＷ1は、位相方向にだけ位置をずらした窓関数を表し、実線で示すＷ2は、位相方向に加えてDC方向にも位置をずらした窓関数を表す。
上述したように、窓関数を掛けたとしても除去できない残留のISIパワーは、塗り潰して示す帯状の部分と窓関数を重ねたときに、窓関数と重なる帯状の部分の面積により表される。
従って、位相方向にだけ位置をずらした窓関数Ｗ1をOFDM時間域信号に掛けたときの残留のISIパワーは図１８Ａにおいて斜線を付して示す部分の面積により表される。また、位相方向に加えてDC方向にも位置をずらした窓関数Ｗ2をOFDM時間域信号に掛けたときの残留のISIパワーは図１８Ｂにおいて斜線を付して示す部分の面積により表される。
図１８Ｂにおいて斜線を付して示す部分の面積は図１８Ａにおいて斜線を付して示す部分の面積より狭い。このように窓関数の位置をDC方向にもずらすことにより、位相方向にだけずらした場合と較べて、残留のISIパワーをより抑圧することが可能になる。
このように、窓関数を遅延広がりに応じてずらすことにより、ISIの抑圧性能を向上させることが可能になる。なお、位相方向とDC方向のうちの少なくともいずれかの方向に窓関数を移動させるようにしてもよい。
上述した一連の処理は、ハードウエアにより実行することもできるし、ソフトウエアにより実行することもできる。一連の処理をソフトウエアにより実行する場合には、そのソフトウエアを構成するプログラムが、専用のハードウエアに組み込まれているコンピュータ、または、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な汎用のパーソナルコンピュータなどに、プログラム記録媒体からインストールされる。
図１９は、上述した一連の処理をプログラムにより実行するコンピュータのハードウエアの構成例を示すブロック図である。
CPU(Central Processing Unit)７１、ROM(Read Only Memory)７２、RAM(Random Access Memory)７３は、バス７４により相互に接続されている。
バス７４には、さらに、入出力インタフェース７５が接続されている。入出力インタフェース７５には、キーボード、マウス、マイクロホンなどよりなる入力部７６、ディスプレイ、スピーカなどよりなる出力部７７、ハードディスクや不揮発性のメモリなどよりなる記憶部７８、ネットワークインタフェースなどよりなる通信部７９、光ディスクや半導体メモリなどのリムーバブルメディア８１を駆動するドライブ８０が接続されている。
以上のように構成されるコンピュータでは、CPU７１が、例えば、記憶部７８に記憶されているプログラムを入出力インタフェース７５及びバス７４を介してRAM７３にロードして実行することにより、上述した一連の処理が行われる。
CPU７１が実行するプログラムは、例えばリムーバブルメディア８１に記録して、あるいは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、デジタル放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して提供され、記憶部７８にインストールされる。
なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。
本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
OFDMシンボルを示す図である。 SP信号の配置パターンを示す図である。 従来のOFDM受信器の構成例を示す図である。 時間方向の伝送路特性の補間型による推定方法の例を示す図である。 時間方向の伝送路特性の予測型による推定方法の例を示す図である。 図３の時間方向伝送路特性推定回路の構成例を示す図である。 伝送路特性の推定の例を示す図である。 本発明の一実施形態に係るOFDM受信器の構成例を示す図である。 窓関数の例を示す図である。 図９の区間Ｔ2に含まれる部分を拡大して示す図である。 図８の時間方向伝送路特性推定回路の構成例を示す図である。 伝送路特性の推定の例を示す図である。 OFDM受信器の受信処理について説明するフローチャートである。 伝送路の推定値を用いた処理について説明するフローチャートである。 OFDM受信器の他の構成例を示す図である。 窓関数の移動の例を示す図である。 図１６の区間Ｔ2に含まれる部分を拡大して示す図である。 残留のISIパワーを示す図である。 コンピュータのハードウエアの構成例を示すブロック図である。
符号の説明
２ FFT演算回路， ３ SP信号抽出回路， ４ 複素除算回路， ６ 時間方向伝送路特性推定回路， ７ 補間回路， ８ 複素除算回路， ３１ OFDM受信器， ４１ 窓関数掛け算回路， ４２ 送信系列推定回路， ４３ 干渉レプリカ生成回路， ４４ 減算回路， ６１ 窓位相／DC決定回路

Claims (6)

  1. OFDM時間域信号に対してFFTを施すFFT演算手段と、
    前記FFT演算手段によりFFTが施されることによって得られたOFDM周波数域信号からキャリア間干渉成分を除去するキャリア間干渉成分除去手段と、
    伝送路特性を表すパイロット信号を、前記キャリア間干渉成分除去手段によりキャリア間干渉成分が除去された前記OFDM周波数域信号から抽出する抽出手段と、
    前記抽出手段により抽出された前記パイロット信号により表される伝送路特性に基づいて、後に受信されるパイロット信号により表される伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、
    前記伝送路特性推定手段により推定された伝送路特性に基づいて周波数方向の伝送路特性を補間し、全サブキャリアの伝送路特性を推定する補間手段と、
    前記FFT演算手段によりFFTが施されることによって得られた前記OFDM周波数域信号により表されるシンボル系列と、前記補間手段により推定された前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、シンボル系列を推定するシンボル系列推定手段と、
    前記シンボル系列推定手段により推定された前記シンボル系列と前記補間手段により推定された前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、前記キャリア間干渉成分除去手段が前記OFDM周波数域信号から除去する前記キャリア間干渉成分を表す干渉レプリカを生成する干渉レプリカ生成手段と
    を備える復調回路。
  2. 前記FFT演算手段によるFFTの対象になる前記OFDM時間域信号に対して窓関数を掛ける掛け算手段と、
    前記FFT後に推定された前記全サブキャリアの伝送路特性の全てもしくは一部を用いて伝送路のインパルス応答を求める演算手段と、
    前記演算手段により求められた前記伝送路のインパルス応答から推定される遅延広がりに応じて、前記掛け算手段により用いられる前記窓関数を、位相方向とDC方向のうちの少なくともいずれかの方向に移動させる窓関数決定手段と
    をさらに備える請求項１に記載の復調回路。
  3. 前記抽出手段により抽出された前記パイロット信号を間引く間引き手段をさらに備え、
    前記伝送路特性推定手段は、前記抽出手段により抽出された前記パイロット信号のうち、前記間引き手段により間引かれなかったパイロット信号により表される伝送路特性に基づいて、後に受信されるパイロット信号により表される伝送路特性を推定する
    請求項１に記載の復調回路。
  4. OFDM時間域信号に対してFFTを施し、
    FFTを施すことによって得られたOFDM周波数域信号からキャリア間干渉成分を除去し、
    伝送路特性を表すパイロット信号を、キャリア間干渉成分が除去された前記OFDM周波数域信号から抽出し、
    抽出した前記パイロット信号により表される伝送路特性に基づいて、後に受信されるパイロット信号により表される伝送路特性を推定し、
    推定した伝送路特性に基づいて周波数方向の伝送路特性を補間し、全サブキャリアの伝送路特性を推定し、
    FFTを施すことによって得られた前記OFDM周波数域信号により表されるシンボル系列と、推定した前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、シンボル系列を推定し、
    推定した前記シンボル系列と推定した前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、前記OFDM周波数域信号から除去する前記キャリア間干渉成分を表す干渉レプリカを生成する
    ステップを含む復調方法。
  5. OFDM時間域信号に対してFFTを施し、
    FFTを施すことによって得られたOFDM周波数域信号からキャリア間干渉成分を除去し、
    伝送路特性を表すパイロット信号を、キャリア間干渉成分が除去された前記OFDM周波数域信号から抽出し、
    抽出した前記パイロット信号により表される伝送路特性に基づいて、後に受信されるパイロット信号により表される伝送路特性を推定し、
    推定した伝送路特性に基づいて周波数方向の伝送路特性を補間し、全サブキャリアの伝送路特性を推定し、
    FFTを施すことによって得られた前記OFDM周波数域信号により表されるシンボル系列と、推定した前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、シンボル系列を推定し、
    推定した前記シンボル系列と推定した前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、前記OFDM周波数域信号から除去する前記キャリア間干渉成分を表す干渉レプリカを生成する
    ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
  6. OFDM時間域信号に対してFFTを施すFFT演算手段と、
    前記FFT演算手段によりFFTが施されることによって得られたOFDM周波数域信号からキャリア間干渉成分を除去するキャリア間干渉成分除去手段と、
    伝送路特性を表すパイロット信号を、前記キャリア間干渉成分除去手段によりキャリア間干渉成分が除去された前記OFDM周波数域信号から抽出する抽出手段と、
    前記抽出手段により抽出された前記パイロット信号により表される伝送路特性に基づいて、後に受信されるパイロット信号により表される伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、
    前記伝送路特性推定手段により推定された伝送路特性に基づいて周波数方向の伝送路特性を補間し、全サブキャリアの伝送路特性を推定する補間手段と、
    前記FFT演算手段によりFFTが施されることによって得られた前記OFDM周波数域信号により表されるシンボル系列と、前記補間手段により推定された前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、シンボル系列を推定するシンボル系列推定手段と、
    前記シンボル系列推定手段により推定された前記シンボル系列と前記補間手段により推定された前記全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、前記キャリア間干渉成分除去手段が前記OFDM周波数域信号から除去する前記キャリア間干渉成分を表す干渉レプリカを生成する干渉レプリカ生成手段と
    を備える受信装置。
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