CN101534283B - 解调电路、解调方法和接收设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了解调电路、解调方法、程序和接收设备。该解调电路包括：FFT处理部件、载波间干扰分量去除部件、提取部件、传输路径特性估计部件、插值部件、符号序列估计部件和干扰副本生成部件。

Description

解调电路、解调方法和接收设备

技术领域

本发明涉及解调电路、解调方法、程序和接收设备，更具体而言涉及用于高效地去除干扰分量的解调电路、解调方法、程序和接收设备。 

背景技术

正交频分复用(OFDM)机制已被用作用于陆地数字广播的调制机制。根据OFDM机制，在发送频带中使用若干个正交子载波，数据被指派给子载波的幅度和相位，并且通过PSK(相移键控)或QAM(正交幅度调制)数字调制。 

根据OFDM机制，由于整个发送频带被划分为许多子载波，因此每个子载波的频带较窄并且其发送速率较低。然而，总发送速率仍然与传统调制机制相同。 

OFDM机制的特点还在于符号率较低，因为许多子载波是彼此并行发送的。因此，多径时长相对于一个符号的时长相对较短，从而导致所发送的数据更不容易受到多径干扰。 

此外，由于数据被指派给多个子载波，因此发送电路可包括IFFT(逆快速傅立叶变换)算术电路，以执行用于数据调制的逆傅立叶变换，并且接收电路可包括FFT(快速傅立叶变换)算术电路，以执行用于数据解调的傅立叶变换。 

由于上述原因，OFDM机制经常被应用于强烈受到多径干扰的不利影响的陆地数字广播。基于OFDM机制的用于陆地数字广播的标准包括DVB-T(陆地数字视频广播)、ISDB-T(陆地集成业务数字广播)和ISDB-TSB(用于声音广播的陆地集成业务数字广播)。 

在附图中，图1是示出OFDM符号的视图。 

根据OFDM机制，信号被以称为OFDM符号(下文中也称为“符 号”)的单位来发送。 

如图1所示，一个符号包括有效符号和保护间隔(下文中称为“GI”)，有效符号表示在发送时在其中执行IFFT的信号区，有效符号的后半部分的一部分的波形被拷贝到保护间隔中。在时间轴上，GI被插入到有效符号之前的位置中。所插入的GI使得可以增大对多径的抵抗力。 

上述多个符号被组合到一个OFDM传输帧中。例如，根据ISDB-T标准，204个符号构成一个OFDM传输帧。导频信号被插入的位置是针对OFDM传输帧的单元确定的。 

根据采用QAM处理来调制每个子载波的OFDM机制，由于所发送的数据受到多径的不利影响，因此所接收的信号的每个子载波的幅度和相位与所发送的信号的每个子载波的幅度和相位是不同的。因此，接收方需要对所接收的信号进行均衡，以使得其幅度和相位等于所发送的信号的幅度和相位。 

根据OFDM机制，发送方离散地插入具有给定幅度和相位的导频信号，并且接收方基于导频信号的幅度和相位来确定传输路径的频率特性。基于所确定的频率特性对所接收的信号进行均衡。 

用于计算传输路径特性的导频信号被称为分散导频信号(SP信号)。附图中的图2示出了被DVB-T标准和ISDB-T标准所采用的SP信号的布局样式。 

附图中的图3示出了根据相关技术的OFDM接收器的配置示例。 

天线(未示出)所接收的广播电波被调谐器转换为IF信号，IF信号被A/D(模拟/数字)转换器转换为数字信号。数字信号被正交解调器正交解调为基带OFDM信号，基带OFDM信号被输入到图3中所示的GI去除器1。 

输入到GI去除器1的基带OFDM信号是要进行FFT处理的所谓的时域信号。要进行FFT处理的时域信号被称为OFDM时域信号。当OFDM时域信号被正交解调时，其变为包括实轴信号(I通道信号)和虚轴信号(Q通道信号)的复信号。 

GI去除器1根据从符号同步器11提供来的定时信号，从OFDM时域 信号所发送的每个符号去除由发送方添加的GI。通过去除GI，GI去除器1产生了表示有效符号的OFDM时域信号，并将所产生的OFDM时域信号输出到FFT处理器2。 

FFT处理器2对从GI去除器1提供来的OFDM时域信号执行FFT处理，从而提取出正交调制到每个子载波上的数据。FFT处理器2在图1中所示的位置A和位置B之间的某处开始FFT处理，位置A用作相邻符号之间的边界，位置B用作GI和有效符号之间的边界。例如，要受到FFT处理的FFT区的起始位置由从符号同步器11提供来的定时信号指示。 

FFT处理器2输出表示所提取的数据的OFDM信号。该OFDM信号是在执行了FFT处理之后产生的频域信号。在执行了FFT处理之后产生的OFDM信号被称为OFDM频域信号。从FFT处理器2输出的OFDM频域信号被提供给SP提取器3和复除法器8。由于从FFT处理器2输出的OFDM频域信号是传输路径失真的信号，因此需要针对失真对其进行补偿。用于补偿由传输路径引起的失真的传输路径的频率特性由从SP提取器3到插值器7的电路配置加以估计。 

SP提取器3从OFDM频域信号中提取出插入在由如图2所示的子载波编号和符号编号所标识的各个位置中的SP信号。在图2中，垂直轴表示符号方向(时间方向)，水平轴表示子载波方向(频率方向)。SP提取器3将所提取的SP信号输出到复除法器4。 

复除法器4将从SP提取器3提供来的SP信号除以由传输SP再现器5所再现的SP信号，从而计算在SP信号被插入的位置处的传输路径特性。复除法器4将表示计算出的传输路径特性的信号输出到时间方向传输路径特性估计器6。 

传输SP再现器5再现SP信号，并将所再现的SP信号输出到复除法器4。 

时间方向传输路径特性估计器6基于在SP信号被插入的位置处的传输路径特性(由从复除法器4提供来的信号表示)，来估计其中插入有SP信号的子载波中、在时间方向上布置的各个符号的位置处的传输路径特性。由于如图2所示SP信号是每12个子载波插入一次的，因此时间方向 传输路径特性估计器6针对每3个子载波估计每个符号的位置处的传输路径特性。时间方向传输路径特性估计器6将表示针对每3个子载波的传输路径特性的估计值的信号输出到插值器7。 

插值器7在频率方向上插值由从时间方向传输路径特性估计器6提供来的信号所表示的传输路径特性的估计值，从而估计未插入SP信号的子载波的传输路径特性。以这种方式，确定了所有子载波的传输路径特性。插值器7输出表示所有子载波的传输路径特性的估计值的信号。从插值器7输出的信号被提供给复除法器8和IFFT处理器10。 

复除法器8将从FFT处理器2提供来的OFDM频域信号除以从插值器7提供来的信号，从而补偿OFDM频域信号中包括的传输路径失真。复除法器8将通过补偿传输路径失真而产生的经均衡信号输出到纠错器9。 

纠错器9对在发送方被交织的信号进行去交织，并且还根据去交感(depuncture)、维特比(Viterbi)解码、扩展信号去除、RS解码等等对信号进行处理。纠错器9将经处理的数据作为解码后的数据输出到后级的电路。 

IFFT处理器10对表示由SP提取器3、复除法器4、时间方向传输路径特性估计器6和插值器7从OFDM频域信号估计出的传输路径特性的信号执行IFFT处理，从而确定传输路径的脉冲冲击响应。IFFT处理器10随后将表示所确定的冲击响应的信号输出到符号同步器11。 

符号同步器11根据由从IFFT处理器10提供来的信号所表示的传输路径的冲击响应来检测符号之间的边界。符号同步器11生成指示所检测的边界位置(作为GI起始位置)并且还指示随后与所检测的边界位置间隔GI长度的位置(作为FFT区起始位置)的定时信号，并将所生成的定时信号输出到GI去除器1和FFT处理器2。 

时间方向传输路径特性估计器6可以采用各种方法来估计时间方向上的传输路径特性，例如插值性方法、预测性方法等等。 

附图中的图4是以示例方式示出用于估计时间方向上的传输路径特性的插值性方法的视图。 

在图4中，每个符号取决于其位置被指示为S_i，h，其中i表示符号编 号，并且h表示载波编号。例如，符号S_12，0意指图4中的符号S，其被插入在由符号编号12和载波编号0所标识的位置中。 

关注图4中由虚线所包围的符号编号12。复除法器4根据SP提取器3所提取的SP信号和传输SP再现器5所再现的SP信号来估计在符号S_12，0、S_12，12、S_12，24的各个位置处的传输路径特性。时间方向传输路径特性估计器6通过线性插值来基于在符号S_12，0、S_12，12、S_12，24的各自位置处的传输路径特性的估计值，估计每3个子载波(即，由子载波编号3、6、9...所指示的子载波)的传输路径特性。由子载波编号3、6、9...所指示的子载波是在时间方向上看每4个符号插入SP信号的子载波。 

例如，符号S_12，3的位置处的传输路径特性是基于符号S_9，3的位置处的传输路径特性(根据早3个符号接收的SP信号估计)和符号S_13，3的位置处的传输路径特性(根据晚1个符号接收的SP信号估计)估计的。 

符号S_12，6的位置处的传输路径特性是基于符号S_10，6的位置处的传输路径特性(根据早2个符号接收的SP信号估计)和符号S_14，6的位置处的传输路径特性(根据晚2个符号接收的SP信号估计)估计的。 

符号S_12，9的位置处的传输路径特性是基于符号S_11，9的位置处的传输路径特性(根据早1个符号接收的SP信号估计)和符号S_15，9的位置处的传输路径特性(根据晚3个符号接收的SP信号估计)估计的。 

如上所述，插值性估计方法是一种用于基于由已经接收的SP信号估计出的传输路径特性来估计在已经接收的SP信号之间的位置处的传输路径特性的方法。 

因此，根据线性插值，由时间方向传输路径特性估计器6估计出的估计值距接收的符号具有等同于3个符号的延迟。尽管未在图3中示出，但是在FFT处理器2和复除法器8之间需要存储器，以将要输入到复除法器8的OFDM频域信号延迟3个符号。 

在图4所示的示例中，当前接收的符号(即，由从FFT处理器2输出的OFDM频域信号所表示的符号)由符号编号15指示。在当前定时可计算出的与当前定时靠近的定时处的传输路径特性是在符号编号12的位置处的传输路径特性。因此，为了补偿传输路径失真，有必要将来自FFT处 理器2的OFDM频域信号延迟3个符号。 

附图中的图5是以示例方式示出用于估计时间方向上的传输路径特性的预测性方法的视图。 

预测性估计方法是一种用于利用已经接收的SP信号估计在后续位置处的传输路径特性的方法。 

如果如图5所示当前接收的符号由符号编号15指示，则对在由符号编号16(晚1个符号接收)指示的符号位置处的传输路径特性进行估计。 

例如，符号S_16，0的位置处的传输路径特性是基于(根据已经接收的SP信号估计出的)符号S_12，0、S_8，0、S_4，0...的位置中的任何一个处的传输路径特性估计的。

符号S_16，3的位置处的传输路径特性是基于(根据已经接收的SP信号估计出的)符号S_13，3、S_9，3、S_5，3...的位置中的任何一个处的传输路径特性估计的。 

符号S_16，6的位置处的传输路径特性是基于(根据已经接收的SP信号估计出的)符号S_14，6、S_10，6、S_6，6...的位置中的任何一个处的传输路径特性估计的。 

如果以上预测性估计方法被用作用于估计时间方向上的传输路径特性的方法，则为了供复除法器8补偿传输路径失真，有必要将提供给复除法器8的传输路径特性的估计值延迟1个符号。 

附图中的图6是时间方向传输路径特性估计器6的配置示例的框图，该估计器6根据预测性估计方法来估计时间方向上的传输路径特性。 

图6中所示的配置示例被布置为处理其中插入有SP信号的一个子载波的信号。假定图6中所示的配置示例处理由子载波编号0所指示的子载波的信号。 

如图6所示，时间方向传输路径特性估计器6包括可变系数FIR滤波器21、系数更新器22、减法器23、延迟电路24和插值器25。从复除法器4输出的信号(该信号表示在时间方向上看由针对每4个符号插入的SP信号确定的传输路径特性的估计值)被输入到可变系数FIR滤波器21和减法器23。例如，表示图5中所示的符号S_0，0、S_4，0、S_8，0、S_12，0的各个位置 处的传输路径特性的估计值的信号被相继输入到可变系数FIR滤波器21和减法器23。 

可变系数FIR滤波器21利用由系数更新器22更新的系数对输入信号进行滤波。可变系数FIR滤波器21根据由已经接收的SP信号确定的传输路径特性的估计值来估计在紧接着已经接收的SP信号接收到的下一SP信号被插入的位置处的传输路径特性。例如，如果表示图5中所示的符号S_12，0的位置处的传输路径特性的估计值的信号被输入，则通过可变系数FIR滤波器21的滤波，估计出了在符号S_16，0的位置处的传输路径特性。 

可变系数FIR滤波器21输出表示传输路径特性的估计值的信号。从可变系数FIR滤波器21输出的信号被提供给减法器23、延迟电路24和插值器25。 

系数更新器22基于从减法器23提供来的信号来更新可变系数FIR滤波器21的抽头系数。可变系数FIR滤波器21的抽头系数是根据由在某一定时实际接收的SP信号确定的传输路径特性和传输路径特性的估计值之间的差异来更新的。抽头系数可以根据诸如LMS(最小均方)算法之类的已知算法来更新。 

减法器23计算从复除法器4提供来的信号和从可变系数FIR滤波器21提供来的信号之间的差异，并将表示计算出的差异的信号输出到系数更新器22。 

延迟电路24将从可变系数FIR滤波器21提供来的信号延迟4个符号，并将延迟后的信号输出到插值器25。插值器25被提供以两个信号，一个信号是表示在某一时刻接收到的SP信号被插入的位置处的传输路径特性的估计值的信号，另一个信号是表示在紧接着该SP信号接收到的下一SP信号被插入的位置处的传输路径特性的估计值的信号。 

插值器25通过插值来基于在SP信号被插入的位置处的传输路径特性的估计值，估计在先前和稍后时刻接收的两个SP信号之间的各个时刻的传输路径特性。 

附图中的图7是示出传输路径特性被估计的方式的视图。 

图7的水平轴表示时间。分别在时刻t₀、t₁、t₂接收的SP信号沿垂直 轴的不同位置表明这些SP信号经历了传输路径特性的变化。 

假定当前时刻由时刻t₃指示，并且根据在时刻t₃接收的SP信号被插入的位置处的传输路径特性来估计在时刻t₇接收的SP信号被插入的位置处的传输路径特性。表示这两种传输路径特性的信号被输入到插值器25。插值器25例如通过线性插值，基于在时刻t₃接收的SP信号被插入的位置处的传输路径特性和在时刻t₇接收的SP信号被插入的位置处的传输路径特性、来估计在各个时刻t₄、t₅、t₆的传输路径特性。 

如果在时刻t₃接收的SP信号是在符号S_12，0的位置处插入的SP信号，则要估计传输路径特性的时刻t₇的SP信号是在符号S_16，0的位置处插入的SP信号。通过线性插值估计出的各个时刻t₄、t₅、t₆的传输路径特性是在符号S_13，0、S_14，0、S_15，0的各个位置处的传输路径特性。 

OFDM机制能够在多径环境中执行解调处理，而不会引起符号之间的干扰和与另一载波的符号的干扰，在多径环境中，延迟范围小于GI并且传输路径特性不依赖于时间的变化。OFDM机制还能够在以下环境中执行解调处理而不会引起符号之间的干扰和与另一载波的符号的干扰，在该环境中，传输路径特性经历的变化如此之小，以至于在FFT区域中无法呈现出依赖于时间的变化。符号之间的干扰将被称为ISI(符号间干扰)，并且与另一载波的符号的干扰将被称为ICI(载波间干扰)。 

然而，在发生长延迟多径的环境中，例如在SFN(单频率网络)中，可能生成其中延迟范围大于GI的多径。在这种环境中，ISI和ICI极大地降低了接收性能。 

此外，传输路径特性在移动接收环境(其中接收器自身四处移动)中必然变化。在移动接收环境中，载波的正交性丢失，这趋向于引起ICI。 

日本专利早期公开No.2003-218826(下文中称为专利文献1)公开了一种用于防止在这种环境中接收性能下降的技术。 

根据所公开的技术，OFDM时域信号被乘以一窗口函数，然后进行FFT处理，利用表示干扰分量的副本从经FFT处理的信号中去除干扰分量，并且通过最大似然性序列估计处理由去除了干扰分量的信号估计传输符号序列。干扰分量是根据传输符号序列的估计值和传输路径的冲击响应 的估计值来计算的。用于计算干扰分量的冲击响应的估计值是由FIR滤波器计算的，FIR滤波器处理延迟范围小于GI的信号和延迟范围大于GI的信号。FIR滤波器包括用于处理各个信号的延迟线、存储器等等。 

发明内容

如专利文献1中所公开的，如果冲击响应利用针对预期延迟的延迟线来估计，则整个电路需要规模很大，因为其需要用于将信号延迟预期延迟的延迟线和具有与抽头数目一样多(取决于预期延迟)的乘法器的FIR滤波器。 

希望本发明提供一种用于高效地从解调信号中去除干扰分量的解调电路、解调方法、程序和接收设备。 

根据本发明的一个实施例，一种解调电路包括：FFT处理装置，用于对OFDM时域信号执行FFT处理；载波间干扰分量去除装置，用于从在通过FFT处理装置对OFDM时域信号执行FFT处理时而产生的OFDM频域信号中去除载波间干扰分量；提取装置，用于从通过载波间干扰分量去除装置去除了载波间干扰分量的OFDM频域信号中提取出表示传输路径的传输路径特性的导频信号；传输路径特性估计装置，用于基于由提取装置提取出的导频信号表示的传输路径特性来估计由稍后接收的导频信号表示的传输路径特性；插值装置，用于基于由传输路径特性估计装置估计出的传输路径特性来在频率方向上插值传输路径特性，从而估计所有子载波的传输路径特性；符号序列估计装置，用于基于由插值装置估计出的所有子载波的传输路径特性来估计符号序列，该符号序列由在通过FFT处理装置对OFDM时域信号执行FFT处理时而产生的OFDM频域信号表示；以及干扰副本生成装置，用于基于由符号序列估计装置估计出的符号序列和由插值装置估计出的所有子载波的传输路径特性来生成干扰副本，该干扰副本表示要通过载波间干扰分量去除装置从OFDM频域信号中去除的载波间干扰分量。 

解调电路还可包括相乘装置，用于将要由FFT处理装置对其执行FFT处理的OFDM时域信号乘以窗口函数；处理装置，用于利用在FFT处理 之后针对所有子载波估计出的传输路径特性的全部或一部分来确定传输路径的冲击响应；以及窗口函数确定装置，用于根据由处理装置所确定的传输路径的冲击响应估计出的延迟范围，来在相位方向和DC方向中的至少任一方向上移动要由相乘装置使用的窗口函数。 

解调电路还可包括抽取装置，用于抽取由提取装置提取出的导频信号中的一些导频信号。传输路径特性估计装置可以基于由提取装置提取出的导频信号中的、未被抽取装置抽取的那些导频信号所表示的传输路径特性，来估计由稍后接收的导频信号表示的传输路径特性。 

根据本发明的另一个实施例，一种解调方法或程序包括以下步骤：对OFDM时域信号执行FFT处理；从在对OFDM时域信号执行FFT处理时而产生的OFDM频域信号中去除载波间干扰分量；从去除了载波间干扰分量的OFDM频域信号中提取出表示传输路径的传输路径特性的导频信号；基于由所提取的导频信号表示的传输路径特性来估计由稍后接收的导频信号表示的传输路径特性；基于所估计出的传输路径特性来在频率方向上插值传输路径特性，从而估计所有子载波的传输路径特性；基于所估计出的所有子载波的传输路径特性来估计符号序列，该符号序列由在对OFDM时域信号执行FFT处理时而产生的OFDM频域信号表示；以及基于所估计出的符号序列和所估计出的所有子载波的传输路径特性来生成干扰副本，该干扰副本表示要从OFDM频域信号中去除的载波间干扰分量。 

根据本发明的另一个实施例，一种接收设备包括：FFT处理装置，用于对OFDM时域信号执行FFT处理；载波间干扰分量去除装置，用于从在通过FFT处理装置对OFDM时域信号执行FFT处理时而产生的OFDM频域信号中去除载波间干扰分量；提取装置，用于从通过载波间干扰分量去除装置去除了载波间干扰分量的OFDM频域信号中提取出表示传输路径的传输路径特性的导频信号；传输路径特性估计装置，用于基于由提取装置提取出的导频信号表示的传输路径特性来估计由稍后接收的导频信号表示的传输路径特性；插值装置，用于基于由传输路径特性估计装置估计出的传输路径特性来在频率方向上插值传输路径特性，从而估计所有子载波的传输路径特性；符号序列估计装置，用于基于由插值装置估计出的所有 子载波的传输路径特性来估计符号序列，该符号序列由在通过FFT处理装置对OFDM时域信号执行FFT处理时而产生的OFDM频域信号表示；以及干扰副本生成装置，用于基于由符号序列估计装置估计出的符号序列和由插值装置估计出的所有子载波的传输路径特性来生成干扰副本，该干扰副本表示要通过载波间干扰分量去除装置从OFDM频域信号中去除的载波间干扰分量。 

根据本发明的实施例，对OFDM时域信号执行FFT处理，并且从在对OFDM时域信号执行FFT处理时而产生的OFDM频域信号中去除载波间干扰分量。从去除了载波间干扰分量的OFDM频域信号中提取出表示传输路径的传输路径特性的导频信号。基于由所提取的导频信号表示的传输路径特性来估计由稍后接收的导频信号表示的传输路径特性。基于所估计出的传输路径特性来在频率方向上插值传输路径特性，从而估计所有子载波的传输路径特性。基于所估计出的所有子载波的传输路径特性来估计符号序列，该符号序列由在对OFDM时域信号执行FFT处理时而产生的OFDM频域信号表示。基于所估计出的符号序列和所估计出的所有子载波的传输路径特性来生成干扰副本，该干扰副本表示要从OFDM频域信号中去除的载波间干扰分量。 

根据本发明，干扰分量可以被高效去除。 

本发明的以上和其他特征和优点将从下面结合附图的描述中变清楚，附图以示例方式图示了本发明的优选实施例。 

附图说明

图1是示出OFDM符号的视图； 

图2是示出SP信号的布局样式的视图； 

图3是根据相关技术的OFDM接收器的配置示例的框图； 

图4是以示例方式示出用于估计时间方向上的传输路径特性的插值性方法的视图； 

图5是以示例方式示出用于估计时间方向上的传输路径特性的预测性方法的视图； 

图6是图3中所示的时间方向传输路径特性估计器的配置示例的框图； 

图7是示出传输路径特性被估计的方式的视图； 

图8是根据本发明实施例的OFDM接收器的配置示例的框图； 

图9是以示例方式示出窗口函数的视图； 

图10是图9所示的区域T₂中一部分的放大视图； 

图11是图8中所示的时间方向传输路径特性估计器的配置示例的框图； 

图12是示出传输路径特性被估计的方式的视图； 

图13是由OFDM接收器执行的接收处理的流程图； 

图14是使用传输路径特性的估计值的处理序列的流程图； 

图15是根据本发明另一个实施例的OFDM接收器的配置示例的框图； 

图16是以示例方式示出窗口函数的移动的视图； 

图17是图16所示的区域T₂中一部分的放大视图； 

图18A和18B是示出残余ISI功率电平的视图；以及 

图19是示出计算机硬件系统的配置示例的框图。 

具体实施方式

图8以框图形式示出了根据本发明实施例作为接收设备的OFDM接收器31的配置示例。 

图8中所示的OFDM接收器31与图3中所示的相同的那些部分被用相同的标号表示，并且在下面将不会详细描述。图8中所示的OFDM接收器31与图3中所示的OFDM接收器的不同之处在于，其另外包括窗口函数乘法器41、传输序列估计器42、干扰副本生成器43和减法器44。 

由天线(未示出)接收的广播电波被调谐器、A/D转换器和正交解调器处理为OFDM时域信号，该OFDM时域信号被输入到图8中所示的GI去除器1。 

在符号i和时刻t处的传输信号s_i(t)由下式(1)表达： 

$s_i\left(t\right)=\underset{k=-K/2}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{i,k}\·\exp \{j\·2\mathrm{\π}\·n\·f_c\·(t-n\·T_s-T_g)\}$ …(1) 

其中X表示调制到每个载波上的传输符号，K表示载波编号，f_c表示载波间隔，T_s表示有效符号长度，T_g表示GI长度。 

GI去除器1根据从符号同步器11提供来的定时信号从OFDM时域信号中去除GI，并将表示有效符号的OFDM时域信号输出到窗口函数乘法器41。 

窗口函数乘法器41将OFDM时域信号乘以一窗口函数，该窗口函数用于将受到ICI的载波限制到若干个相邻载波。根据OFDM机制，已知的是当OFDM时域信号在被乘以窗口函数之后被FFT处理时，取决于窗口函数的形状可以将受到ICI的载波限制到若干相邻载波，并且还可以抑制来自那些载波之外的载波的干扰。 

图9是以示例方式示出窗口函数的视图。 

在图9的上部中示出的直接波和反射波是被OFDM接收器31接收的OFDM时域信号。换句话说，图9图示了两种实施例中的示例。关注在图9的上部中心处所示的符号。带阴影线的GI₁是由直接波传输的正讨论的符号的GI，而带阴影线的GI₂是由反射波传输的正讨论的符号的GI。 

在图9中，表示反射波的带区被示为比表示直接波的带区窄，因为反射波具有比直接波小的幅度。图9的水平轴指示时间方向。在该示例中，反射波被延迟了对应于超过GI的区域T₁的时间。 

OFDM时域信号被输入到GI去除器1，GI去除器1从OFDM时域信号中去除GI。 

去除了GI的OFDM时域信号被示出在图9的中部。去除了GI的OFDM时域信号要受到FFT处理。在该示例中，去除了由直接波传输的正讨论的符号的GI₁。去除了GI的OFDM时域信号包括作为反射波的分量的在正讨论的符号之前的符号的分量(超前时间对应于区域T₂)。 

图9在其下部中示出了窗口函数的波形。在时间方向上的长度与有效符号相同并且可具有从0到1的范围内的值的函数被提供作为窗口函数乘法器41中的窗口函数。图9中所示的窗口函数在有效符号的相对两端(即，在FFT区域的相对两端)具有最小值。当去除了GI的OFDM时域 信号被乘以窗口函数时，ISI被从OFDM时域信号中去除。 

图10是图9所示的区域T₂中所包括的窗口函数的一部分和去除了GI的OFDM时域信号的一部分的放大视图。 

在图10中，在去除了GI的OFDM时域信号中所包括的超前正讨论的符号的符号的分量被示为黑体。当示为黑体的带区和窗口函数彼此重叠时，即使当去除了GI的OFDM时域信号被乘以窗口函数时也没有被去除的残余ISI功率电平由与窗口函数重叠的带区的那一部分的区域指示。 

当在FFT处理之前这样去除了GI的OFDM时域信号被乘以窗口函数时，ICI被限制到那些来自若干相邻载波的那些，并且ISI得到抑制。窗口函数乘法器41将通过乘以窗口函数产生的OFDM时域信号输出到FFT处理器2。 

FFT处理器2对从窗口函数乘法器41提供来的OFDM时域信号执行FFT处理，并且输出OFDM频域信号。从FFT处理器2输出的OFDM频域信号被提供给传输序列估计器42和减法器44。 

如果经历ICI的载波仅限于相邻载波(通过将OFDM时域信号乘以窗口函数来实现)，则由FFT处理产生的OFDM频域信号Y_i，h由下式(2)表达： 

$Y_{i,h}=(\underset{n=-1}{\overset{+1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{i,h+n}\·X_{i,h+n}\·W_n)+{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{ICI}}+{\mathrm{\η}}_{\mathrm{ISI}}$

$\≅H_{i,h-1}\·X_{i,h-1}\·W_{-1}+H_{i,h}\·X_{i,h}+H_{i,h+1}\·X_{i,h+1}\·W_{+1}$

…(2) 

其中i表示符号编号，h表示子载波编号，∈_ICI表示ICI分量，并且η_ISI表示ISI分量。因为OFDM时域信号被乘以窗口函数，所以∈_ICI、η_ISI的值足够小。 

在式(2)中，H_i，h表示在由符号编号i和子载波编号h标识的位置处传输路径的频率特性。频率特性H_i，h由后级的电路估计。在式(2)中，W表示窗口函数的频率特性。为了简短，频率特性W被标准化为W₀＝1。 

在式(2)中，H_i，h-1·X_i，h-1表示根据载波编号序列在正讨论的子载波之前的相邻子载波的干扰分量，并且H_i，h+1·X_i，h+1表示根据载波编号序列落后 于正讨论的子载波的相邻子载波的干扰分量。由H_i，h-1·X_i，h-1、H_i，h+1·X_i，h+1表示的分量是要去除的分量。 

传输序列估计器42利用从FFT处理器2提供来的OFDM频域信号和由从插值器7提供来的信号表示的所有子载波的传输路径特性的估计值来估计传输符号序列。一种用于估计传输符号序列的已知方法是MLSE(最大似然性序列估计)方法。传输序列估计器42将所估计的传输符号序列输出到干扰副本生成器43。 

干扰副本生成器43利用从传输序列估计器42提供来的传输符号序列和由从插值器7提供来的信号表示的所有子载波的传输路径特性的估计值、根据下式(3)来生成干扰副本R_i，h： 

$R_{i,h}={\hat{H}}_{i,h-1}\·{\hat{X}}_{i,h-1}\·W_{-1}+{\hat{H}}_{i,h+1}\·{\hat{X}}_{i,h+1}\·W_{+1}$ …(3) 

在式(3)所包括的值中，加“^”的值是估计值。H_i，h-1的估计值和H_i，h+1的估计值由插值器7确定，并且X_i，h-1的估计值和X_i，h+1的估计值由传输序列估计器42确定。属于已知值的W_-1、W₊₁表示窗口函数的频率特性。 

干扰副本生成器43将这样生成的表示干扰副本的信号输出到减法器44。 

减法器44从提供自FFT处理器2的OFDM频域信号中减去表示干扰副本的信号，从而生成去除了干扰的OFDM频域信号。去除了干扰的OFDM频域信号由下式(4)表达： 

${\tilde{Y}}_{i,h}=Y_{i,h}-R_{i,h}=H_{i,h}\·X_{i,h}+{\mathrm{\ξ}}_{i,h}$ …(4) 

其中ξ_i，h表示对应于∈_ICI、η_ISI的值的误差。 

以这种方式，生成了去除或抑制了干扰的OFDM频域信号。减法器44将所生成的OFDM频域信号输出到SP提取器3和复除法器8。 

SP提取器3从提供自减法器44的OFDM频域信号中提取出SP信号，并将SP信号输出到复除法器4。 

复除法器4将从SP提取器3提供来的SP信号除以由传输SP再现器5再现的SP信号，从而计算在SP信号被插入的位置处的传输路径特性。复除法器4将表示计算出的传输路径特性的信号输出到时间方向传输路径特 性估计器6。 

传输SP再现器5再现SP信号并将所再现的SP信号输出到复除法器4。 

时间方向传输路径特性估计器6根据上述的插值性估计方法和预测性估计方法来估计时间方向上的传输路径特性。具体而言，时间方向传输路径特性估计器6基于由从复除法器4提供来的信号表示的传输路径特性来估计SP信号被插入的子载波的传输路径特性。时间方向传输路径特性估计器6将表示针对每3个子载波的传输路径特性的估计值的信号输出到插值器7。 

由于预测性估计方法是一种用于利用由已经接收的SP信号估计出的传输路径特性来估计后续位置处的传输路径特性的方法，因此用作估计基础的传输路径特性的精度应当优选地很高。 

估计传输路径特性的精度因为以下原因而提高：OFDM时域信号被乘以窗口函数，并且传输路径特性是根据通过利用干扰副本从OFDM频域信号中去除干扰而产生的OFDM频域信号而估计的。估计传输路径特性的精度提高导致传输序列估计器42估计传输符号序列的精度提高，这进一步导致估计传输路径特性的精度提高。 

插值器7基于由从时间方向传输路径特性估计器6提供来的信号表示的传输路径特性的估计值来确定未插入有SP信号的子载波的传输路径特性，并输出表示针对所有子载波确定的传输路径特性的估计值的信号。从插值器7输出的信号被提供给复除法器8、IFFT处理器10、传输序列估计器42和干扰副本生成器43。 

复除法器8将从减法器44提供来的OFDM频域信号除以从插值器7提供来的信号，从而补偿传输路径失真，并且将经均衡的信号输出到纠错器9。经均衡的信号由下式(5)表达： 

${\tilde{X}}_{i,h}={\tilde{Y}}_{i,h}/{\hat{H}}_{i,h}=(H_{i,h}/{\hat{H}}_{i,h})\·X_{i,h}+({\mathrm{\ξ}}_{i,h}/{\hat{H}}_{i,h})\·\·\·\left(5\right)$

纠错器9对经均衡信号执行预定处理，例如去交织处理等等，并将解码后的数据输出到后级的电路。 

IFFT处理器10对从插值器7提供来的表示传输路径特性的信号执行IFFT处理，从而利用在FFT处理之后针对所有子载波估计出的传输路径特性中的全部或一部分来确定传输路径的冲击响应。IFFT处理器10随后将表示所确定的传输路径的冲击响应的信号输出到符号同步器11。 

符号同步器11根据由从IFFT处理器10提供来的信号表示的传输路径的冲击响应来检测符号之间的边界，并将定时信号输出到GI去除器1和FFT处理器2。 

图11是图8中所示的时间方向传输路径特性估计器6的配置示例的框图，该估计器6根据预测性估计方法来估计时间方向上的传输路径特性。 

图11中所示的时间方向传输路径特性估计器6与图6所示的相同的那些部分用相同的标号指示，并且在下面将不会详细描述。图11中所示的时间方向传输路径特性估计器6与图6中所示的时间方向传输路径特性估计器6的不同之处在于其另外包括抽取器51。 

从复除法器4输出的表示传输路径特性的估计值的信号被输入到抽取器51。例如，表示图5中所示的符号S_0，0、S_4，0、S_8，0、S_12，0的各个位置处的传输路径特性的估计值的信号被相继输入到抽取器51。 

抽取器51按预定速率抽取根据已经接收的SP信号确定的传输路径特性的估计值，并且输出表示未被抽取的估计值的信号。由抽取器51执行的抽取与对SP信号的抽取基本相同。 

例如，如果执行双重抽取，则由从抽取器51输出的信号表示的传输路径特性的估计值按8符号间隔相间。从抽取器51输出的信号被输入到可变系数FIR滤波器21和减法器23。 

可变系数FIR滤波器21利用由系数更新器22更新的系数来对输入信号滤波，并且输出表示传输路径特性的估计值的信号。从可变系数FIR滤波器21输出的信号被提供给减法器23、延迟电路24和插值器25。 

系数更新器22基于从减法器23提供来的信号来更新可变系数FIR滤波器21的抽头系数。 

减法器23计算从复除法器4提供来的信号和从可变系数FIR滤波器21提供来的信号之间的差异，并将表示计算出的差异的信号输出到系数更 新器22。 

延迟电路24将从可变系数FIR滤波器21提供来的信号延迟抽取器51的抽取率和4个符号的乘积，并将经延迟的信号输出到插值器25。 

插值器25通过插值来基于在SP信号被插入的位置处的传输路径特性的估计值估计在先前和稍后时刻接收的两个SP信号之间的各个时刻的传输路径特性。 

如上所述，如果执行双重抽取，则输入传输路径特性按8符号间隔相间。因此，可估计的时间变化的最大值是在传输路径特性的估计值按4符号间隔相间时的时间变化的最大值的一半。然而，由于传输路径特性是利用疏远的数据(distant data)估计的，因此可以减小需要被保持为可变系数FIR滤波器21的带区的带区。 

例如，如果SP信号的位置如图2所示，则在时间方向上针对每4个符号插入SP信号。因此，如果传输路径特性由可变系数FIR滤波器21利用所有SP信号来估计，则可以估计高达1/(8*Ts)Hz的时间变化(可由抽取率改变)，其中Ts表示一个符号长度。 

此外，不仅可以减小可变系数FIR滤波器21的带区，还可以提高其噪声去除能力。 

图12是示出估计传输路径特性的方式的视图。 

图12的水平轴表示时间。分别在时刻t₀、t₁、t₂...接收的SP信号沿垂直轴的不同位置表明这些SP信号经历了传输路径特性的变化。 

在图12所示的示例中，在由在时刻t₀、t₁、t₂、t₃接收的SP信号确定的传输路径特性的估计值中，由在时刻t₀、t₂接收的SP信号确定的估计值被抽取器51抽取。 

假定当前时刻由时刻t₃指示，并且可变系数FIR滤波器21根据在时刻t₃接收的SP信号被插入的位置处的传输路径特性来估计在时刻t₁₁接收的SP信号(它是下一个之后接收的SP信号)被插入的位置处的传输路径特性。插值器25通过线性插值，基于在时刻t₃接收的SP信号被插入的位置处的传输路径特性和在时刻t₁₁接收的SP信号被插入的位置处的传输路径特性、来估计各个时刻t₄至t₁₀的传输路径特性。 

以上用于在抽取之后估计时间方向上的传输路径特性的配置被用在目标传输路径的频率特性的依赖于时间的变化足够慢的情况下。该配置不仅可应用于基于预测性估计方法的电路，还可以应用于基于插值性估计方法的电路。 

下面将描述这样构造的OFDM接收器31的处理序列。 

首先，下面将参考图13中所示的流程图来描述由OFDM接收器31执行的接收处理。图13中所示的每个步骤可以与图13中所示序列或者图14中所示序列的另一步骤同时执行、或者早于该另一步骤执行、或者晚于该另一步骤执行。类似地，图14中所示的每个步骤可以与图14中所示序列或者图13中所示序列的另一步骤同时执行、或者早于该另一步骤执行、或者晚于该另一步骤执行。 

在步骤S1中，GI去除器1从OFDM时域信号中去除GI，并将表示有效符号的OFDM时域信号输出到窗口函数乘法器41。 

在步骤S2中，窗口函数乘法器41将从GI去除器1提供来的OFDM时域信号乘以窗口函数，并且将所产生的OFDM时域信号作为要进行FFT处理的信号输出到FFT处理器2。 

在步骤S3中，FFT处理器2对从窗口函数乘法器41提供来的OFDM时域信号执行FFT处理，并且输出OFDM频域信号。 

在步骤S4中，减法器44从提供自FFT处理器2的OFDM频域信号中减去表示干扰副本的信号，从而从OFDM频域信号中去除干扰分量。减法器44被提供以来自干扰副本生成器43的表示干扰副本的信号。减法器44输出去除了干扰分量的OFDM频域信号。 

在步骤S5中，SP提取器3从提供自减法器44的OFDM频域信号中提取出SP信号，并将所提取的SP信号输出到复除法器4。 

在步骤S6中，传输SP再现器5再现SP信号并且将所再现的SP信号输出到复除法器4。 

在步骤S7中，复除法器4将从SP提取器3提供来的SP信号除以由传输SP再现器5再现的SP信号，从而计算在SP信号被插入的位置处的传输路径特性。复除法器4将表示计算出的传输路径特性的信号输出到时 间方向传输路径特性估计器6。 

在步骤S8中，时间方向传输路径特性估计器6基于由从复除法器4提供来的信号表示的传输路径特性来针对每3个子载波估计传输路径特性，并且将表示传输路径特性的估计值的信号输出到插值器7。 

在步骤S9中，插值器7在频率方向上插值由从时间方向传输路径特性估计器6提供来的信号表示的传输路径特性的估计值，从而估计未插入有SP信号的子载波的传输路径特性。插值器7输出表示所有子载波的传输路径特性的估计值的信号。 

在步骤S10中，复除法器8将从减法器44提供来的OFDM频域信号除以从插值器7提供来的信号，从而补偿OFDM频域信号中所包括的传输路径失真。复除法器8将通过补偿传输路径失真而产生的经均衡信号输出到纠错器9。 

在步骤S11中，纠错器9对经均衡信号执行预定处理，例如去交织处理等等。其后，接收处理结束。在OFDM接收器31正接收信号的同时，图13中所示的处理序列被重复。 

下面将参考图14中所示的流程图描述使用在步骤S9中产生的所有子载波的传输路径特性的估计值的处理序列。 

在步骤S21中，IFFT处理器10对表示由插值器7针对所有子载波估计出的传输路径特性的信号执行IFFT处理，从而确定传输路径的冲击响应。IFFT处理器10随后将表示所确定的传输路径的冲击响应的信号输出到符号同步器11。 

在步骤S22中，符号同步器11根据传输路径的冲击响应来检测符号之间的边界，并且将定时信号输出到GI去除器1和FFT处理器2。从符号同步器11输出的定时信号被用在图13所示的步骤S1中用于去除GI的处理中，并且还用在图13所示的步骤S3中的FFT处理中。 

在步骤S23中，传输序列估计器42利用从FFT处理器2提供来的OFDM频域信号和所有子载波的传输路径特性的估计值来估计传输符号序列，并且将估计出的传输符号序列输出到干扰副本生成器43。 

在步骤S24中，干扰副本生成器43利用从传输序列估计器42提供来 的传输符号序列和所有子载波的传输路径特性的估计值来生成干扰副本，并且输出表示所生成的干扰副本的信号。从干扰副本生成器43输出的信号被用在图13所示的步骤S4中用于从OFDM频域信号中去除干扰分量的处理中。 

以上处理序列使得可以高效地去除干扰分量，而无需增大OFDM接收器31的电路规模。利用去除了干扰分量的OFDM频域信号，可以高精度地估计传输路径特性，并且利用高度精确的传输路径特性的估计值来还可以高精度地估计传输符号序列。高精度地估计的传输符号序列也可用于高效地去除干扰分量。 

OFDM接收器31还能够去除或抑制在诸如SFN之类的环境中产生的多径干扰(除了GI以外)，并且还能够去除或抑制在移动接收环境中由经历了依赖于时间的变化的传输路径产生的干扰，因而改善了接收特性。 

图15以框图形式示出了根据本发明另一个实施例的OFDM接收器31的配置示例。 

图15中所示的OFDM接收器31与图8相同的那些部分用相同的标号指示，并且在下面将不会详细描述。图15中所示的OFDM接收器31与图8中所示的OFDM接收器31的不同之处在于其另外包括窗口相位/DC确定器61。 

窗口相位/DC确定器61根据由从IFFT处理器10提供来的信号表示的传输路径的冲击响应来估计延迟范围。窗口相位/DC确定器61还根据延迟范围在相位方向和DC方向上自适应地移动由窗口函数乘法器41使用的窗口函数。窗口函数乘法器41利用在相位方向和DC方向上偏移的窗口函数来从OFDM时域信号中去除干扰分量。 

图16以示例方式示出了窗口函数的移动。 

在图16的上部中示出的接收信号与参考图9所描述的接收信号相同。当接收到这种信号时，窗口相位/DC确定器61根据由IFFT处理器10确定的传输路径的冲击响应，来估计对于与区域T₁相对应的时间发生了延迟范围。 

窗口相位/DC确定器61被赋予与参考图9所描述的窗口函数相同的窗 口函数。窗口相位/DC确定器61根据延迟范围在相位方向(水平方向)和DC方向(垂直方向)上移动窗口函数。 

例如，针对相位，窗口相位/DC确定器61从延迟范围中减去GI长度，并且将窗口函数偏移一等于剩余时间的一半的时间。 

图16在其下部中示出了在相位方向上偏移的窗口函数的波形。根据偏移后的窗口函数，窗口函数取值0的位置P₁被向右偏移一等于区域T₂的一半的时间，区域T₂表示通过从表示延迟范围的区域T₁中减去GI长度而产生的剩余时间。 

针对DC分量，窗口相位/DC确定器61确定值α(利用该值α由下面示出的式(6)表达的值DC_opt最小)，将窗口函数的幅度值减去所确定的值α，从而向下整体偏移窗口函数。 

${\mathrm{DC}}_{\mathrm{opt}}=\underset{\mathrm{\α}}{\min }\left\{\underset{k=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|w\right[k]-\mathrm{\α}|}^2\right\}\·\·\·\left(6\right)$

其中w[k]表示在相位上偏移的窗口函数。 

图17是图16所示的区域T₂中所包括的窗口函数的一部分和去除了GI的OFDM时域信号的一部分的放大视图。 

图17中所示的虚线曲线W₁表示其位置在相位方向上偏移的窗口函数，而实线曲线W₂表示其位置在DC方向以及相位方向上偏移的窗口函数。 

如上所述，当示为黑体的带区和窗口函数彼此重叠时，即使当OFDM时域信号被乘以窗口函数时也没有被去除的残余ISI功率电平由与窗口函数重叠的带区的那一部分的区域指示。 

因此，在OFDM时域信号被乘以位置在相位方向上偏移的窗口函数W₁时的残余ISI功率电平由图18A中加阴影的那一部分的区域指示。另外，在OFDM时域信号被乘以位置在DC方向以及相位方向上偏移的窗口函数W₂时的残余ISI功率电平由图18B中加阴影的那一部分的区域指示。 

图18B中加阴影的那一部分的面积小于图18A中加阴影的那一部分的面积。因此，当窗口函数的位置也在DC方向上偏移时，相比于窗口函数 的位置仅在相位方向上偏移的情况，可以使得残余ISI功率电平更小。 

因而，通过根据延迟范围偏移窗口函数，可以提高减小ISI的能力。窗口函数可以在相位方向和DC方向中的至少任一方向上移动。 

以上处理序列可以由硬件或软件实现。如果处理序列由软件实现，则表示处理序列的软件程序被从程序记录介质安装到组装为专用硬件的计算机中或者可通过安装各种程序来执行各种功能的通用计算机中。 

图19以框图形式示出了用于根据程序执行以上处理序列的计算机硬件系统的配置示例。 

如图19所示，计算机硬件系统包括CPU(中央处理单元)71、ROM(只读存储器)72和RAM(随机访问存储器)73，这些部件通过总线74彼此连接。 

输入/输出接口75连接到总线74。输入/输出接口75连接有包括键盘、鼠标、麦克风等的输入设备76，包括显示器、扬声器等的输出设备77，包括硬盘、非易失性存储器等的存储装置78，包括网络接口等的通信设备79，以及用于驱动可移动介质81(例如光盘、半导体存储器等)的驱动器80。 

计算机硬件系统按如下方式操作：CPU 71例如通过输入/输出接口75和总线74将存储在存储装置78中的程序加载到RAM 73中，然后运行所加载的程序以执行以上处理序列。 

由CPU 71运行的程序可以记录在可移动介质81中，或者可以通过有线或无线传输介质(例如局域网、因特网、数字广播等)下载并安装在存储装置78中。 

由CPU 71运行的程序可以是用于按上述顺序执行处理序列的程序，或者是用于同时或按所需定时(例如在被调用时)执行处理序列的程序。 

尽管已示出并详细描述了本发明的某些优选实施例，但是应当理解，可以对其进行各种改变和修改，而不脱离权利要求的范围。 

本申请包含与2008年3月14日向日本专利局提交的日本在先专利申请JP 2008-065545中所公开的内容有关的主题，该申请的全部内容通过引用结合于此。 

Claims (5)

1.一种解调电路，包括：

FFT处理装置，用于对OFDM时域信号执行FFT处理，其中FFT表示快速傅立叶变换，OFDM表示正交频分复用；

载波间干扰分量去除装置，用于从在通过所述FFT处理装置对所述OFDM时域信号执行FFT处理时产生的OFDM频域信号中去除载波间干扰分量；

提取装置，用于从通过所述载波间干扰分量去除装置去除了所述载波间干扰分量的所述OFDM频域信号中提取出表示传输路径的传输路径特性的导频信号；

传输路径特性估计装置，用于基于由所述提取装置提取出的所述导频信号表示的传输路径特性来估计由稍后接收的导频信号表示的传输路径特性；

插值装置，用于基于由所述传输路径特性估计装置估计出的传输路径特性来在频率方向上插值传输路径特性，从而估计所有子载波的传输路径特性；

符号序列估计装置，用于基于由所述插值装置估计出的所有子载波的传输路径特性来估计符号序列，所述符号序列由在通过所述FFT处理装置对所述OFDM时域信号执行FFT处理时产生的所述OFDM频域信号表示；以及

干扰副本生成装置，用于基于由所述符号序列估计装置估计出的符号序列和由所述插值装置估计出的所有子载波的传输路径特性来生成干扰副本，所述干扰副本表示要通过所述载波间干扰分量去除装置从所述OFDM频域信号中去除的所述载波间干扰分量。

2.如权利要求1所述的解调电路，还包括：

相乘装置，用于将所述FFT处理装置要执行FFT处理的OFDM时域信号乘以窗口函数；

处理装置，用于利用在FFT处理之后针对所有子载波估计出的传输路径特性的全部或一部分来确定所述传输路径的冲击响应；以及

窗口函数确定装置，用于取决于根据由所述处理装置所确定的所述传输路径的冲击响应而估计出的延迟范围，来在相位方向和DC方向中的至少任一方向上移动要由所述相乘装置使用的窗口函数。

3.如权利要求1所述的解调电路，还包括：

抽取装置，用于抽取由所述提取装置提取出的所述导频信号中的一些导频信号；

其中所述传输路径特性估计装置基于由所述提取装置提取出的所述导频信号中的、未被所述抽取装置抽取的那些导频信号所表示的传输路径特性，来估计由稍后接收的导频信号表示的传输路径特性。

4.一种解调方法，包括以下步骤：

对OFDM时域信号执行FFT处理，其中FFT表示快速傅立叶变换，OFDM表示正交频分复用；

从在对所述OFDM时域信号执行FFT处理时产生的OFDM频域信号中去除载波间干扰分量；

从去除了所述载波间干扰分量的所述OFDM频域信号中提取出表示传输路径的传输路径特性的导频信号；

基于由所提取的导频信号表示的传输路径特性来估计由稍后接收的导频信号表示的传输路径特性；

基于所估计出的传输路径特性来在频率方向上插值传输路径特性，从而估计所有子载波的传输路径特性；

基于所估计出的所有子载波的传输路径特性来估计符号序列，所述符号序列由在对所述OFDM时域信号执行FFT处理时产生的所述OFDM频域信号表示；以及

基于所估计出的符号序列和所估计出的所有子载波的传输路径特性来生成干扰副本，所述干扰副本表示要从所述OFDM频域信号中去除的所述载波间干扰分量。

5.一种接收设备，包括如权利要求1所述的解调电路。

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