CN1401176A - 用于地面数字tv接收的频域均衡器 - Google Patents

Abstract

单集成电路多标准解调器包括用于频域均衡的自适应逆信道估算器，在从接收的信号和误差估算中估算逆信道时采用递归最小平方费用函数。利用对角相关矩阵，可以利用比常规的频域均衡器要求少的计算资源确定从计算密集型变换为存储密集型实施方案。利用常规的OFDM解码器内可利用的存储器完全满足存储要求，并且必需的计算资源可以容易地影射到这样的解码器内可利用的资源上，提高此多标准解调器的集成电路成本－效益。

Description

用于地面数字TV接收的频域均衡器

本发明一般涉及无线信号解码期间的均衡，并且更具体地涉及以适于在单集成电路多标准解码器内实施的方式进行频域均衡的自适应逆信道估算。

根据地域采用两种不同的数字电视(DTV)广播调制的标准：如高级电视系统委员会(ATSC)数字电视标准(1995年9月16日的ATSC文件A/53)所颁布的具有8个离散振幅电平(8-VSB)的美国选择的残留边带调制(VSB)；以及欧洲、澳大利亚和其他地区选择的根据ETSI300 744(1997年3月)的“Digital Video Broadcasting：FramingStructure，Channel Coding and Modulation for DigitalTerrestrial Television”的数字视频广播-电视(DVB-T)编码正交频分多路复用(COFDM)。这些标准分别覆盖单载波和多载波系统。

在图10A和10B中分别示出这两种标准所采用类型的集成电路残留边带和正交频分多路复用(OFDM)解调器的典型实施的对比方框图。包括采样速率变换(SRC)、混频和滤波或尼奎斯特滤波单元1001a与1001b的两个信道解码器1000a与1000b的前端的大部分是相似的。前向纠错单元(FEC)1002a和1002b也是相似的。因此，单个多标准信道解码集成电路可以利用直接硬件共享技术以组合方式来实施这些部分。然而，实施这两个标准的现有算法所采用的集成电路面积的大部分被VSB中的均衡器1003以及被OFDM中的快速傅立叶变换(FFT)和信道估算与校正单元1004所占用。而且，VSB为高度计算密集型，而OFDM为高度存储密集型。因此，当前的算法使之很难以经济有效的方式来实施用于这两种标准的组合信道解码器。

对于VSB和OFDM标准的算法级别的统一存在两种可能，每一种可能都要求修改实施相应标准的当前算法。首先，时域均衡器可以用于OFDM，而用于此标准的信道估算与校正单元利用时域均衡器来代替，该时域均衡器随后映射到当前的VSB均衡器硬件上。然而，定性观察表示这样的技术将使有效利用OFDM标准的导频载波困难，以致此技术不可以获得与现有OFDM算法相当的性能。

本发明所采用的第二方案是将频域(FD)均衡器用于VBS，以使此均衡器部分可以映射到OFDM硬件上。在图11表示出用于单载波系统的通用频域均衡器的方框图。在频域均衡器1100的输入端1101上接收的信号首先利用重叠M个样本的串-并变换器(S/P)1102进行处理。快速傅立叶变换(FFT)单元1103然后将数字数据流变换到频域，将此FFT单元1103的输出与来自估算器单元1104的逆信道估算相乘。所得到的信号乘法器1105的均衡输出随后利用逆快速傅立叶变换(IFFT)单元(1106)变回到时域并利用抛弃M个样本的并-串(P/S)变换器1107变换为串行信号。

图11中所示类型的频域均衡器的实施方案之间的主要区别是重叠与保存FFT/IFFT运算的参数(即，重叠参数M的大小和FFT/IFFT大小N，其中如果重叠大小为N-1，则IFFT运算能与信道校正进行组合)和估算逆信道的方式。建议用于估算逆信道的技术采用较高阶统计估算器或自适应估算器，其中本发明采用后一方案。

图12中所示的一种典型自适应频域均衡技术基本上源于有限脉冲响应(FIR)滤波器的频域实施。在信道估算环路中插入两个FFT运算，因此整个运算与块自适应FIR滤波相同。在图12所示的实施例中，逆信道估算器1104内的块延迟单元1201接收FFT单元1103的输出，同时误差计算单元1202接收IFFT单元1106的输出。FFT单元1203对利用误差计算单元导出的误差执行FFT运算并在来自块延迟单元1201的块延迟的影响下将该误差的频域变换传送给最小均方(LMS)自适应横向滤波器1204。利用IFFT单元1205将滤波的结果变回到时域，以便利用切断和插入零单元(cut-and-insert-zefos unit)1206可以生成逆信道估算。此逆信道估算然后利用FFT单元1207变换到频域并提供给信号乘法器1105。

这种自适应逆信道估算方案的一个缺点在于由于信道估算器1104的环路内的两个FFT运算引起的环路延迟而导致的差的跟踪性能。另一缺点是与这两个FFT运算相关的集成电路面积成本。

因此，在本领域中需要一种频域均衡器，减少在逆信道估算期间所要求的FFT运算数量，但能使VSB信道解码器的均衡器部分映射到单集成电路多标准信道解码器内的OFDM硬件上。

为了解决上面讨论的现有技术的缺点，本发明的主要目的是提供在单集成电路多标准解调器中使用的用于频域均衡的自适应逆信道估算器，在从接收的信号和误差估算中估算逆信道时采用递归最小均方费用函数。利用对话相关矩阵，此解决方案可以利用比常规的频域均衡器要求少的计算资源来确定从计算密集型转换为存储密集型实施方案。此存储要求完全利用常规的OFDM解码器内可利用的存储器来满足，并且必需的计算资源可以容易地映射到这样的解码器内可利用的资源上，提高此多标准解调器的集成电路成本效益。

前面已相当概略地说明本发明的特性和技术优点，因此本领域的技术人员可以更好地理解下面的本发明的具体描述。下面将描述形成本发明的权利要求主题的本发明的其他特性和优点。本领域的技术人员将认识到，他们可以容易地使用公开的概念和具体实施例作为基础来修改或设计用于实现与本发明相同的目的的其他结构。本领域的技术人员也将认识到，这样的等效结构并不脱离本发明最广阔形式的其精神与范围。

下面在具体描述本发明之前，列出此专利文献中使用的某些字或短语的定义可能是有益的：术语“包括”和“具有”及其衍生表示包括而无限制；术语“或者”是包括在内，表示和/或；短语“相关”和“与之相关”及其衍生可以表示包括、包括在内、互连、包含、包含在内、连接到或与之连接、耦合或与之耦合、可与之通信、与之协作、交错、并列、与之相邻、捆绑或与之捆绑在一起、具有...特性等；并且术语“控制器”表示控制至少一个操作的任何装置、系统或其中的一部分，不管这样的装置是利用硬件、固件、软件还是利用其中的至少两种组合来实施。应注意：与任何特定控制器相关的功能可以本地或远程进行集中或分散。在此专利文件中提供某些字或短语的定义，并且本领域技术人员将明白这样的定义可以在许多(如果不是最多的话)情况中应用于现有技术以及如此定义的字与短语的未来使用。

为了更全面理解本发明及其优点，现在参见下面结合附图的描述，其中相同的标号表示相同的物体，并且其中：

图1表示其中根据本发明的一个实施例实施包括采用自适应逆信道估算的频域均衡器的单集成电路多标准信道解码器的系统；

图2是更详细地表示根据本发明的一个实施例用于多标准信道解码器中的采用自适应逆信道估算器的频域均衡器的示意图；

图3更详细地表示根据本发明的一个实施例用于频域均衡器的自适应逆信道估算器；

图4A与4B表示根据本发明的一个实施例包括采用自适应逆信道估算器的频域均衡器的多标准信道解码器；

图5-9表示根据本发明的一个实施例采用自适应逆信道估算的频域均衡器的模拟结果；

图10A与10B是残留边带和正交频分多路复用解码器的方框图；和

图11与12是常规的频域均衡器的高级方框图。

下面讨论的图1-9以及用于描述此专利文件中的本发明原理的各个实施例仅用于示意并且不应认为以任何方式限制本发明的范围。本领域技术人员将明白，本发明的原理可以在任何适当安排的装置中进行实施。

图1表示其中根据本发明的一个实施例实施包括采用自适应逆信道估算的频域均衡器的单集成电路多标准信道解码器的系统。系统100包括接收机101，这在此示例性实施例中为包括单集成电路多标准信道解码器102的数字电视(DTV)接收机，此解码器102能根据下面进一步详细描述的残留边带(VSB)或编码正交频分多路复用(COFDM)标准解调数字电视广播信号，其中在输入端103上接收这些数字电视信号。

本领域技术人员将认识到，图1未明确表示出此示例性实施例的数字电视接收机内的所有组成部分，在本文中只表示和描述本发明独特和/或理解本发明所要求的数字电视接收机及其组成部分的公知结构和操作部分。

图2是更详细地表示根据本发明的一个实施例用于多标准信道解码器中的采用自适应逆信道估算器的频域均衡器的示意图。频域均衡器200包括重叠单元201，接收要解码的输入信号202并重叠M个样本，以形成利用FFT单元203变换到频域的N个样本，其中N为FFT大小。将FFT单元203的输出模型化为N×N对角矩阵X_k，其中阵列X_k的对角元素{X_(n，k)}是FFT单元203的输出。脚标(n，k)指第K个FFT块上的第n个频率库(frequency bin)，其中n＝1，...，N。

利用信号乘法器204将FFT单元203的输出乘以G_k(即，包含逆信道估算{G_(n，k)}的频率库的N大小行矢量)，以生成Y_k，即，包含均衡的频域输出{Y_(n，k)}的N大小行矢量。均衡的频域输出因此可以描述为：

                    Y_k＝G_kX_k

在本发明中通过找到使应用于以下频域数据的(主要为获得时域RLS系统的跟踪性能优点而选择的)修改版本的时域递归最小均方(RLS)费用函数最小的G_k值来获得频域逆信道估算G_k： $J_k=\underset{l=0}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}^{k-1}\left|\right|E_l{\left|\right|}^2$

其中E₁为利用E₁-S₁-G_kX₁定义的频域误差矢量，S_k为包含发送的VSB源信号(此信号假定为公知的)的频域表示的N大小行矢量，‖E‖²＝EE^H(其中，上标H表示转置的复共轭)，并且λ为称为忘记因数(forgetting factor)并具有利用0＜λ＜1限制的值的正常数。

通过找到满足以下偏导数的值G_k来识别费用函数J_k的最小值： $\frac{{\∂J}_k}{\mathrm{\λ}{G}_k}=0.$

为了简化进一步的分析，定义输入信号X_k的相关矩阵R_k： $R_k=\underset{l=0}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}^{k-l}\left|\right|X_l|{|}^2,$

以及定义输入信号X_k与希望信号S_k之间的互相关矢量P_k： $P_k=\underset{l=0}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}^{k-1}{S}_l{X}_l^H.$

利用费用函数J_k内的这两个相关值，并且在进一步简化之后，费用函数J_k可以表示为： $J_k=\underset{l=0}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}^{k-l}{\left|\right|S_l\left|\right|}^2+G_k{R}_k{G}_k^H-G_k{P}_k^H-P_k{G}_k^H.---\left(1\right)$

因为R_k为对角矩阵和P_k为矢量，所以等式(1)相对G_k元素的偏微分得到： $\frac{{\∂J}_k}{\∂G_k^H}=G_k{R}_k-P_k.$

随后从等式G_kR_k-P_k＝0的解答中获得G_k的最佳值，此解答得到 $G_k=P_k{R}_k^{-1}.---\left(2\right)$

因为P_k＝λP_k-1+S_kX_k ^H，并假定 E_k＝S_k-G_k-1X_k是误差E_k的前一估算，则互相关矢量P_k＝λP_k-1+ E_kX_k ^II+G_k-1‖X_k ‖²因为P_k-1＝G_k-iR_k-1而可以写作： $P_k=\mathrm{\λ}\left(G_{k-1}{R}_{k-1}\right)+\stackrel{\‾}{E_k}{X}_k^H+G_{k-1}{\left|\right|X_k\left|\right|}^2$

通过进一步简化，替代等式(2)中的互相关矢量P_k的此表达式得到： $G_k=G_{k-1}({\mathrm{\λR}}_{k-1}+{\left|\right|X_k\left|\right|}^2)R_k^{-1}+\stackrel{\‾}{E_k}{X}_k^H{R}_k^{-1}---\left(3\right)$

然而，其中利用合适的常数来初始化R_k-1，相关矩阵R_k也可以利用下面的逆归等式来描述：

    R_k＝λR_k-1+‖X_k‖²                         (4)

在进一步简化之后，在等式(3)中利用此替代得到： $G_k=G_{k-1}+\stackrel{\‾}{E_k}{X}_k^H{R}_k^{-1}.---\left(5\right)$

将从信号乘法器204输出的均衡的频域输出Y_k输入到IFFT单元205，以便变换到频域。将IFFT单元205的输出传送给舍弃单元(discard unit)206，此单元206舍弃M个样本并将剩余的样本传送给格子解码器(Viterbi)单元207，此解码器207生成解码输出208以及有关误差的临时判决209。利用来自IFFT单元205的均衡频域输出Y_k在时域中在误差单元210内计算误差，并随后利用FFT单元211将此误差变回到频域。然后，变换的误差由自适应RLS逆信道估算器212用于计算逆信道估算G_k。

根据收敛状态，由误差单元210利用训练序列、盲目算法和/或格子解码器207的临时判决209来计算误差。上述的自适应逆信道估算分析假定发送的和误差序列是已知的，但在实际中只有部分的发送序列是公知的，并且误差序列通常是未知的。因此，必须采用随机技术来获得等效误差。利用其他的技术(诸如，恒定模数算法(CMA)和判决引导技术)计算替代误差可以通过将等式5修改为等式(6)来改变：

      G_K＝G_K-1+μE_KX^* _KR_K ^-1                  (6)

其中μ是控制自适应速度和过量均方差(MSE)的正常数。

在VSB的情况中，连续的训练序列(训练信号)之间的时间距离相距是如此之大，以致于必须采用其他的技术来计算训练序列之间的误差。根据码间干扰(ISI)的严重程度，可以采用盲目算法和判决引导算法来计算可用来替代实际误差的等效误差。

也在频域均衡器200内插入块延迟单元213，以反映实施相关的估算器环路延迟(即，涉及IFFT单元205、误差单元210和FFT单元211的延迟)。因此利用延迟版本的频域输入X_k和误差E_k(以及计算误差E_k时采用的相关矩阵R_k)来更新逆信道估算G_k。

图3更具体地表示根据本发明的一个实施例用于频域均衡器的自适应逆信道估算器。如图2所示实施图2所示的自适应逆信道估算器212。因为相关矩阵R_k是对角矩阵，所以逆运算只涉及对角元素的倒置。将第K个FFT帧内的第N个频率库表示为例如G_n，k，其中n＝1，...，N，等式(4)和(6)的频率库更新减至：

    R_n，k＝λR_n，k-1+‖X_n，k‖²              (7)和

    G_n，k＝G_n，k-1+μE_n，kX*_n，kR_n，k-1      (8)

其中R_n，k、X_n，k、G_n，k和E_n，k分别是相关矩阵R_k的对角元素、输入信号X_k、逆信道估算G_k和误差E_k。

如图3所示，频率库更新等式(7)和(8)要求几个加法器301与302、两个复数乘法器303与304以及一个复数除法器305。将来自块延迟213的延迟输出X_k-d传送给信号复共轭器306以及乘法器303。乘法器303也接收复共轭器306的输出，除法器305也如此。乘法器303的输出‖X_n，k‖²在利用λ滤波器308滤波之后利用加法器301加到来自存储器307的前一相关矩阵对角元素R_n，k-1上，以计算当前的相关矩阵对角元素R_n，k。

将相关矩阵对角元素R_n，k存储在存储器307中并传送给除法器305，以计算X*_n，kR^-1 _n，k，随后将此X*_n，kR^-1 _n，k传送给乘法器304以便与误差对角元素E_n，k相乘，所得到的结果在传送给加法器302之前利用μ滤波器309进行滤波。加法器302也从存储器307接收前一逆信道估算对角元素G_n，k-1，并且加法器302的输出是当前的逆信道估算对角元素G_n，k，将此元素G_n，k传送给乘法器204并存储在存储器307中。

使用等式(7)和(8)的基于RLS的自适应逆信道估算器212所要求的计算资源可以容易地映射到常规用于现有OFDM算法的硬件上。可以以只利用移位与加法运算来进行与这些值相乘的方式来选择控制过量MSE和自适应算法的跟踪/收敛行为的λ与μ的值(尽管相关矩阵R_k对于收敛与跟踪也是非常有用的)。

图2与3中所示的频域均衡器的近似时域行为包括近似等于利用循环卷积的FIR滤波器的FFT实施的滤波部分和等效于块时域RLS更新的更新部分，近似收敛到Wiener FIR滤波解答： $G=\frac{H^{*}}{{\left|\right|H\left|\right|}^2+\mathrm{\σ}},$

其中H是信道的有效频率响应，而σ为加性白高斯噪声(AWGN)。

图4A和4B表示根据本发明的一个实施例包括采用自适应逆信道估算器的频域均衡器的多标准信道解码器。图4A表示信道解码器104的VSB接收机部分，包括抽样速率变换(SRC)单元401和前向纠错(FEC)单元402。乘法器403接收SRC单元401的输出以及载波恢复(CR)单元404的输出，此单元404在数字信号处理器405的控制下进行操作并接收乘法器403的输出作为输入。也将乘法器403的输出传送给平方根升余弦(SQRC)滤波单元406，此滤波单元406的输出利用频域均衡器200和耦合到SRC单元401的定时恢复单元407进行接收。将频域均衡器200的输出传送给FEC单元402。

图4B表示信道解码器104的编码正交频分多路复用器(COFDM)部分。SRC单元401、FEC单元402和乘法器403重复用于COFDM解码器。所示的示例采用控制SRC单元401和乘法器403的基于DSP的同步环路408。将乘法器403的输出传送给FFT单元409，以便变换到频域，将这些频域信号传送给信道估算与同步检测单元410和三码元延迟线411。单元410与411的输出利用耦合到FEC单元402的均衡器412进行接收。信道估算与同步检测单元410也耦合到基于DSP的同步环路408。

信道解码器104的VSB部分内的频域均衡器200利用只要求三个FFT运算、几个存储块(每个存储块为1K-2K个样本)和一些算术运算的存储密集型均衡器替代实施现有VSB算法的常规硬件的计算密集型时域均衡器。频率均衡器200的存储要求完全利用现有COFDM算法的典型硬件实施方案内可利用的存储器来满足。借助于可重构的数据路径单元(未示出)，也可以将算术运算映射到COFDM运算，从而使之有可能利用支持结构将频域均衡器200完全映射到COFDM硬件上。

图5-9表示根据本发明的一个实施例采用自适应逆信道估算的频域均衡器的模拟结果。利用2K个FFT和每个FFT 1个VSB字段(832个分段)来模拟频域均衡器200，并将此均衡器200与具有64个前向抽头和256反馈抽头(其中心抽头位于此前向均衡器的中间)的时域判决反馈均衡器(DFE)的模拟结果进行比较。对于一个VSB分段(313个样本)，以训练模式启动这两个均衡器，随后在后续字段中采用Goddard/训练模式。对于每个VSB字段(832个样本)实施一个训练模式。在1200个分段上进行模拟并利用每个分段的码元误差的平均值来计算误码率(SER)。

图5表示在研究静态行为的模拟中采用的信道脉冲响应，而图6表示用于此静态信道的SER曲线。图7表示用于动态信道的SER曲线，其中利用具有低于主路径的最大幅值组10分贝(dB)和20dB的信噪比(SNR)的5赫兹(Hz)的正弦波调制1.8微秒(μs)路径。

将DFE的结果和其中以盲目或训练模式计算误差的本发明的频域均衡器200进行比较，本发明的频域均衡器显示超过DFE性能的相对适度的性能改善，一个原因是利用RLS自适应逆信道估算器相对迅速地跟踪信道。在利用格子(Viterbi)解码器的临时判决计算频域均衡器中的误差时，性能改善更明显。

图8表示将国家电视系统委员会(NTSC)同信道干扰加到VSB信号上时的模拟结果，此频率均衡器显示较好的性能，这部分是因为频域均衡器的长抽头行为，这使之有可能充分抑制干扰信号。

图9表示远端回声的模拟结果，其中主要因为DFE的抽头数量不足以覆盖远端回声而差地执行DFE。必须增加抽头的数量或必须采用群集(clustering)算法来处理时域均衡器中这样的远端回声。

用于单载波系统的频域均衡器的适用性取决于与时域选择方案相比的集成电路面积成本-效益和多路径性能。对于包括COFDM的多标准解调器，与时域均衡器相比，频域均衡器得到成本-效益解决方案。本发明的频域均衡器甚至在诸如动态与多路径、同信道干扰和远端回声的一些情况中也呈现可与实际的判决反馈均衡器相比的多路径性能，大多数获得高性能优点。其他潜在的优点包括处理先行路径的灵活性和可能的利用频域表示的载波/定时恢复的改善。

虽然COFDM与VSB的最佳硬件共享是考虑频域均衡器用于单载波系统的主要动机，但利用这样的结构也具有其他的优点。因为大多数的均衡器操作是存储密集型的，所以附加的均衡器操作也可以在COFDM硬件上实施而没有显著的附加硬件开销。这样的附加操作包括利用双自适应线性滤波器的分集接收、复/实数模式的运算和双信道单载波(例如，正交幅度调制和残留边带)解调。利用现有COFDM资源的具有最小附加硬件开销的可扩展信道解码算法更具有吸引力。

虽然已详细描述了本发明，但本领域技术人员将明白可以进行各种变化、替代和取舍而不背离本发明的精神与范围。

Claims (20)

1.用在单集成电路多标准解调器104中的一种频域均衡器200，用于解调单载波信号，包括：

信号乘法器204，从频域输入X_k和频域逆信道估算G_k中生成均衡输出；和

自适应逆信道估算器212，利用最小平方费用函数计算所述频域逆信道估算G_k。

2.根据权利要求1的频域均衡器200，其中所述自适应逆信道估算器212利用对角相关矩阵R_k计算所述频域逆信道估算G_k。

3.根据权利要求2的频域均衡器200，其中所述自适应逆信道估算器212采用存储器307、用于从所述相关矩阵R_k内的前一对角元素R_n，k-1中计算所述相关矩阵R_k内的当前对角元素R_n，k的忘记因数λ和自适应与误差控制常数μ，此常数μ用于改变前一逆信道估算矩阵元素G_{n，k- 1}，以导出当前逆信道估算矩阵元素G_n，k，其中选择所述忘记因数λ和所述自适应与误差控制常数μ的值，以便可以利用移位与加法运算和所述忘记因数λ或所述自适应与误差控制常数μ进行相乘。

4.根据权利要求3的频域均衡器，其中所述自适应逆信道估算器212还包括：

复共轭器306，接收延迟输入信号X_k-d；

信号乘法器303，接收所述延迟输入信号X_k-d和所述复共轭器306的输出；

信号加法器301，接收所述信号乘法器303的输出和与所述忘记因数λ相乘的所述相关矩阵R_k内的前一对角元素R_n，k-1，所述信号加法器301的输出包括所述相关矩阵R_k内的所述当前对角元素R_n，k。

5.根据权利要求4的频域均衡器，其中所述自适应逆信道估算器212还包括：

信号除法器305，接收所述复共轭器306的所述输出和所述信号加法器301的所述输出；

第二信号乘法器304，接收所述信号除法器305的输出和频域误差估算E_k；和

第二信号加法器302，接收和所述自适应与误差控制常数μ相乘的所述第二信号乘法器304的输出以及所述前一逆信道估算矩阵元素G_n，k-1，所述第二信号加法器302的输出包括所述当前逆信道估算矩阵元素G_n，k。

6.一种单集成电路多标准解调器104，包括：

第一解码器104b，选择地解调多载波信号；和

第二解码器104a，选择地解调单载波信号，所述第二解码器104a包括频域均衡器200，具有：

信号乘法器204，从频域输入X_k和频域逆信道估算G_k中产生均衡输出；和

自适应逆信道估算器212，利用最小平方费用函数计算所述频域逆信道估算G_k。

7.根据权利要求6的解调器104，其中所述自适应逆信道估算器212利用对角相关矩阵R_k来计算所述频域逆信道估算G_k。

8.根据权利要求7的解调器104，其中所述自适应逆信道估算器212采用存储器307、用于从所述相关矩阵R_k内的前一对角元素R_n，k-1中计算所述相关矩阵R_k内的当前对角元素R_n，k的忘记因数λ和自适应与误差控制常数μ，此常数μ用于改变前一逆信道估算矩阵元素G_n，k-1，以导出当前逆信道估算矩阵元素G_n，k，其中选择所述忘记因数λ和所述自适应与误差控制常数μ的值，以便可以利用移位与加法运算进行利用所述忘记因数λ或所述自适应与误差控制常数μ的乘法。

9.根据权利要求8的解调器，其中所述自适应逆信道估算器212还包括：

复共轭器306，接收延迟的输入信号X_k-d；

信号乘法器303，接收所述延迟的输入信号X_k-d和所述复共轭器306的输出；

信号加法器301，接收所述信号乘法器303的输出和利用所述忘记因数λ相乘的所述相关矩阵R_k内的所述前一对角元素R_n，k-1，所述信号加法器301的输出包括所述相关矩阵R_k内的所述当前对角元素R_n，k。

10.根据权利要求9的解调器，其中所述自适应逆信道估算器212还包括：

信号除法器305，接收所述复共轭器306的所述输出和所述信号加法器301的所述输出；

第二信号乘法器304，接收所述信号除法器305的输出和频域误差估算E_k；和

第二信号加法器302，接收利用所述自适应与误差控制常数μ相乘的所述第二信号乘法器304的输出和所述前一逆信道估算矩阵元素G_n，k-1，所述第二信号加法器302的输出包括所述当前逆信道估算矩阵元素G_n，k。

11.用于频域均衡器200中的一种自适应逆信道估算方法，包括：

将单载波的频域输入X_k和频域逆信道估算G_k相乘，以产生均衡输出Y_k；和

利用最小平方费用函数来计算此频域逆信道估算G_k。

12.根据权利要求11的方法，其中利用最小平方费用函数计算频域逆信道估算G_k的步骤还包括：

利用对角相关矩阵R_k计算此频域逆信道估算G_k。

13.根据权利要求12的方法，其中利用最小平方费用函数计算频域逆信道估算G_k的步骤还包括：

在存储器307内存储相关矩阵R_k内的前一对角元素R_n，k-1和前一逆信道估算矩阵元素G_n，k-1；

将忘记因数λ用于从相关矩阵R_k内的前一对角元素R_n，k-1中计算相关矩阵R_k内的当前对角元素R_n，k；和

将自适应与误差控制常数μ用于改变前一逆信道估算矩阵元素G_n，k-1和导出当前逆信道估算矩阵元素G_n，k，

其中选择忘记因数λ和自适应与误差控制常数μ的值，以便可以利用移位和加法运算进行利用忘记因数λ或自适应与误差控制常数μ的乘法。

14.根据权利要求13的方法，其中利用最小平方费用函数计算频域逆信道估算G_k的步骤还包括：

计算延迟输入信号X_k-d的复共轭；

将延迟输入信号X_k-d与此复共轭相乘；和

将延迟输入信号X_k-d与此复共轭相乘的结果加到利用忘记因数λ相乘的相关矩阵R_k内的前一对角元素R_n，k-1上，以产生相关矩阵R_k内的当前对角元素R_n，k。

15.根据权利要求14的方法，其中利用最小平方费用函数计算频域逆信道估算G_k的步骤还包括：

将此复共轭除以相关矩阵R_k内的当前对角元素R_n，k；

将此复共轭除以相关矩阵R_k内的当前对角元素R_n，k的结果乘以频域误差估算E_k和自适应与误差控制常数μ；和

将前一逆信道估算矩阵元素G_n，k-1加到将此复共轭除以相关矩阵R_k内的当前对角元素R_n，k的结果乘以频域误差估算E_k和自适应与误差控制常数μ的结果上，以产生当前逆信道估算矩阵元素G_n，k。

16.一种单集成电路多标准解调器104，包括：

OFDM解码器104b；和

VSB解码器104a，所述VSB解码器104a包括频域均衡器200，具有：

信号乘法器204，从频域输入X_k和频域逆信道估算G_k中产生均衡输出；和

自适应逆信道估算器212，利用最小平方费用函数来计算所述频域逆信道估算G_k，

其中所述频域均衡器200利用所述OFDM解码器104b所采用的硬件。

17.根据权利要求16的解调器104，其中所述自适应逆信道估算器21利用以下因数计算所述频域逆信道估算G_k：

对角相关矩阵R_k；

用于从所述相关矩阵R_k内的前一对角元素R_n，k-1中计算所述相关矩阵R_k内的当前对角元素R_n，k的忘记因数λ；

用于改变前一逆信道估算矩阵元素G_n，k-1以导出当前逆信道估算矩阵元素G_n，k的自适应与误差控制常数μ，

其中选择忘记因数λ和自适应与误差控制常数μ的值，以便可以在所述OFDM解码器104b所采用的所述硬件内利用移位和加法运算来进行利用所述忘记因数λ或所述自适应与误差控制常数μ的乘法。

18.根据权利要求17的解码器104，其中所述自适应逆信道估算器212采用所述OFDM解码器104b所采用的所述硬件内的存储器307来存储所述相关矩阵R_k的所述前一对角元素R_n，k-1和所述前一逆信道估算矩阵元素G_n，k-1。

19.根据权利要求18的解调器104，其中所述自适应逆信道估算器212还包括：

复共轭器306，接收延迟输入信号X_k-d；

信号乘法器303，接收所述延迟输入信号X_k-d和所述复共轭器306的输出；

信号加法器301，接收所述信号乘法器303的输出和利用所述忘记因数λ相乘的所述相关矩阵R_k内的前一对角元素R_n，k-1，所述信号加法器301的输出包括所述相关矩阵R_k内的所述当前对角元素R_n，k。

20.根据权利要求19的解调器104，其中所述自适应逆信道估算器212还包括：

信号除法器305，接收所述复共轭器306的所述输出和所述信号加法器301的所述输出；

第二信号乘法器304，接收所述信号除法器305的输出和频域误差估算E_k；和

第二信号加法器302，接收利用所述自适应与误差控制常数μ相乘的所述第二信号乘法器304的输出和所述前一逆信道估算矩阵元素G_n，k-1，所述第二信号加法器302的输出包括所述当前逆信道估算矩阵元素G_n，k。

Images