CN100355254C - 混合频域－时域均衡器 - Google Patents

Abstract

信道解码器采用混合频域-时域均衡器将时域均衡器与频域均衡器有效地结合，从而实现比传统判定反馈均衡器更好的静态和动态多路性能。频域均衡器结构包含在时域判定反馈均衡器的正向通路中，频域和时域部分均采用共同的误差向量。对抽头(频率仓)的更新可单独或者完全在频域中进行调整，而不改变反馈滤波器。实现了包含具有深度陷波的噪声信道的性能在内的性能改善，并且减轻了频域均衡器部分对信道的最小零相位的均衡。

Description

混合频域-时域均衡器

技术领域

一般来说，本发明涉及无线信号解码中的信道均衡，更具体地说，涉及改善性能的混合频域-时域均衡。

背景技术

上述相关申请公开了用于在还包含正交频分复用(OFDM)解码器的单集成电路多标准解调器中实现的残留边带(VSB)解码器的频域均衡器。所公开的频域均衡器不是采用计算上密集的时域有限脉冲响应(FIR)滤波器的频域实现，而是采用自适应逆信道估算中存储器密集的最小二乘方成本函数。因此，自适应逆信道估算所需的硬件可映射为用于(存储器密集的)OFDM解码的硬件。

从模拟结果来看，相关中请中公开的频域均衡器的性能至少会与目前实现的VSB均衡器一样好，并且在某些情况下甚至更佳，尤其对于噪声非最小相位信道(在这种情况下，如果正向抽头的长度短，则判定反馈均衡器要向局部极小值收敛)、长时延色散以及共道干扰。另外，所公开的频域均衡器的性能几乎不受尖峰信号初始化的位置(中心抽头)的影响。

在所述情况下，即使频域均衡器的性能不优于典型的标准时域判定反馈均衡器(DFE)，至少也和它同样好，但是单独使用频域均衡器可能不足以解决具有八个离散幅度电平的残留边带(VSB)调制(8-VSB)的均衡问题。频域均衡器特性近似于有限脉冲响应(FIR)维纳方案，这对于具有深度陷波的噪声信道可能是不够的。

另一方面，在这种情况下，如果反馈给均衡器的判定是可靠的并且滤波器的长度足够长，则判定反馈均衡器(如J.Proakis的《数字通信》第三版中所概述的)在理论上表现出较好的性能。采用可靠的判定，例如采用高信噪比(SNR)信号或使用格形判定，对于某些信道，判定反馈均衡器会比相关申请中公开的频域均衡器的性能更佳。

因此，本领域中需要一种频域均衡器，它保持了自适应逆信道估算的优点，同时又获得具有可靠判定和足够长的滤波器的判定反馈均衡器的反馈部分的优势。

发明内容

为了解决先有技术的上述不足，本发明的主要目的是提供一种用于信道解码器中的将时域均衡器与频域均衡器有效结合的混合频域-时域均衡器，以便实现比传统判定反馈均衡器更佳的静态和动态多路性能。

所述频域均衡器结构包含在时域判定反馈均衡器的正向通路中，频域和时域部分均采用共同的误差向量。对抽头(频率仓，frequency bin)的更新可单独或完全在频域内进行调整，而不改变反馈滤波器。实现了改善的的性能，包括具有深度陷波的噪声信道的性能在内，并且减轻了频域均衡器部分对信道的最小零相位的均衡。

根据本发明，提供了一种混合频域-时域均衡器，用于改善在判定反馈均衡器上的静态和多路性能，它包括：频域均衡器，具有正向和反馈通路，包括：一个快速傅立叶变换(FFT)单元、一个信号乘法器、一个快速傅立叶逆变换(IFFT)单元和一个误差单元，所述快速傅立叶单元的输出被所述信号乘法器相乘，所述信号乘法器的一个输出被连接到所述快速傅立叶逆变换单元的一个输入端，所述误差单元用于利用所述快速傅立叶逆变换单元的一个输出来计算时域中的一个误差；以及在所述频域均衡器的所述反馈通路中的判定反馈均衡器判定网络，包括：一个信号加法器、一个判定装置、个反馈滤波器和所述误差单元，所述信号加法器接收所述频域均衡器的一个时域输出，所述判定装置接收所述信号加法器的一个输出，所述判定装置的判定被送到所述误差单元和所述反馈滤波器，所述频域均衡器和所述判定反馈均衡器判定网络都采用单一误差向量来更新其中的误差纠正。

本发明还提供了一种接收机，它包括：接收单载波数字信号的输入；以及信道解码器，采用上述的混合频域-时域均衡器。

本发明还提供了一种与上述用于改善判定反馈均衡器上的静态和多路性能的混合频域-时域均衡器相对应的方法。

以上对本发明的特征和技术优势进行了概述，使得本领域的技术人员可以更好地理解下面对本发明的详细说明。下面对本发明的其它特征和优点进行说明，它们构成本发明权利要求的主题。本领域的技术人员应当知道，可以容易地将所公开的概念和特定实施例作为修改或设计用于实现本发明的同一目的的其它结构的基础。本领域的技术人员还应知道，这些等效构造在广义形式上并未背离本发明的精神和范围。

开始本发明的详细说明之前，最好先给出本专利文档中所用的单词或词组的定义：术语“包括”和“包含”及其派生词是指包括但不限制；术语“或者”是包含的，是指和/或；词组“与......相关”和“及相关的”及其派生词可表示包括、包含在......中、与......有关、包含、包含于......内、连接到或与......连接、耦合到或与......耦合、可与......通信、与......配合、交织、并列、接近、与......相关、具有、具有......属性等；术语“控制器”表示控制至少一种操作的任何装置、系统或其部分，这种装置可以用硬件、固件、软件或者其中至少两个的组合来实现。应当指出，与任何特定控制器相关的功能性可以是集中或分布的，可以是本地或远程的。提供了本专利文档中某些单词或词组的定义，本领域的技术人员应当理解，在许多情况(即使不是大多数情况)下，这些定义适用于这样定义的单词和词组的以前及将来的使用。

为了更全面地理解本发明及其优点，结合附图来进行以下说明，其中类似的标号表示类似的对象。

附图说明

图1说明根据本发明的一个实施例实现混合频域-时域均衡器的一种系统；

图2是更详细地说明一种频域均衡器的简化图，其中将自适应逆信道估算器用在根据本发明一个实施例的混合频域-时域均衡器中；

图3更详细地说明一种用于根据本发明一个实施例的频域均衡器的自适应逆信道估算器；

图4说明根据本发明一个实施例的混合频域-时域均衡器；以及

图5说明根据本发明一个实施例的混合频域-时域均衡器的模拟结果。

具体实施方式

下面讨论的图1至4以及用来说明本专利文件中本发明原理的各种实施例只是作为举例说明，绝不应看作是限定本发明的范围。本领域的技术人员应当理解，本发明的原理可通过任何适当配置的装置来实现。

图1说明一种系统，在这种系统中，根据本发明一个实施例实现混合频域-时域均衡器。系统100包括接收机101，在示范实施例中，接收机101是数字电视(DTV)接收机，其中包括以下详细说明的能够根据残留边带(VSB)标准对数字电视广播信号进行解调的信道解码器102，其中，在输入端103上接收数字电视信号。

本领域的技术人员会知道，图1没有明确地表示出示范实施例的数字电视接收机中的全部组件。仅给出并说明了只有本发明才具有的和/或为理解本发明所需要的数字电视接收机及其组件中众所周知的构造和操作。

图2是简化图，更详细地说明一种频域均衡器，其中将自适应逆信道估算器用于根据本发明一个实施例的混合频域-时域均衡器中。频域均衡器200包括重叠单元201，接收待解码的输入信号202以及让M个样值进行重叠以形成N个样值，其中N是FFT大小，这些样值由FFT单元203转换到频域。FFT单元203的输出被模拟为N×N对角矩阵X_k，其中，阵列X_k的对角元素{X_(n，k)}是FFT单元203的输出。下标(n，k)表示第k个FFT块中的第n个频率仓，其中

n＝1，...，N。

信号乘法器204把FFT单元203的输出与G_k、即包含逆信道估算值{G_(n，k)}的频率仓的N大小的行向量相乘，从而生成Y_k、即包含均衡的频域输出{Y_(n，k)}的N大小的行向量。因此，均衡的频域输出可描述为：Y_k＝G_kX_k

在本发明中，通过求出使应用于频域数据的时域递归最小二乘方(RLS)成本函数的修改形式最小的G_k值，得到频域逆信道估算值G_k：

$J_k=\underset{l=0}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}^{k-l}{\left|\right|E_l\left|\right|}^2$

其中，E_l是由E_l＝S_l-G_kX_l所定义的频域误差向量，S_k是包含所传送VSB源信号(假定为已知)的频域表示的N大小的行向量，‖E‖²＝EE^H(其中上标^H表示转置复共轭)，以及λ是称作遗忘因子且具有0＜λ＜1所限定的值的正的常数。

成本函数J_k的最小值通过求出满足以下偏导数的值G_k来确定：

$\frac{\∂J_k}{\∂G_k}=0$

为了简化进一步的分析，将输入信号X_k的相关矩阵R_k定义为：

$R_k=\underset{l=0}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}^{k-l}{\left|\right|X_l\left|\right|}^2$

还定义了输入信号X_k和所需信号S_k之间的互相关向量P_k：

$P_k=\underset{l=0}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}^{k-l}{S}_l{X}_l^H$

在成本函数J_k中应用这两个相关值，并经过进一步简化，成本函数J_k可表示为：

$J_k=\underset{l=0}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}^{k-l}{\left|\right|S_l\left|\right|}^2+G_k{R}_k{G_k}^H-G_k{P_k}^H-P_k{G_k}^H---\left(1\right)$

由于R_k是对角矩阵，以及P_k是向量，因此，式(1)对G_k的元素的偏导法得出：

$\frac{\∂J_k}{\∂{G_k}^H}=G_k{R}_k-P_k$

然后再从方程组G_kR_k-P_k＝0的解中得出G_k的最佳值，对此的解得出

G_k＝P_kR_k ^-1                    (2)

因为P_k＝λP_k-1+S_kX_k ^H，并且假定 ${\stackrel{\‾}{E}}_k=S_k-G_{k-1}{X}_k$ 是误差E_k的先验估计，则互相关向量 $P_k=\mathrm{\λ}{P}_{k-l}+{\stackrel{\‾}{E}}_k{X_k}^H+G_{k-l}{\left|\right|X_k\left|\right|}^2$ 可写为

$P_k=\mathrm{\λ}\left(G_{k-l}{R}_{k-l}\right)+{\stackrel{\‾}{E}}_k{X_k}^H+G_{k-l}{\left|\right|X_k\left|\right|}^2$

因为P_k-l＝G_k-1R_k-l。用该式代入式(2)中的互相关向量P_k并进一步简化，则得出

$G_k=G_{k-l}(\mathrm{\λ}{R}_{k-l}+{\left|\right|X_k\left|\right|}^2){R_k}^{-1}+{\stackrel{\‾}{E}}_k{X_k}^H{R_k}^{-1}---\left(3\right)$

但是，在采用适当的常数对R_k-1进行初始化的情况下，相关矩阵R_k也可由以下递归公式来描述：

R_k＝λR_k-1+‖X_k‖²         (4)

将它代入式(3)，经过进一步简化，得到

$G_k=G_{k-1}+\stackrel{\‾}{E_K}{X}_k^H{R}_k^{-1}---\left(5\right)$

来自信号乘法器204的均衡频域输出Y_k输入到IFFT单元205中以便转换到时域。IFFT单元205的输出传递给删除单元206，后者删除M个样值，并将其余样值传递给格形解码器(维特比)单元207，格形解码器单元207产生解码输出208以及有关误差的试验判定209。误差在误差单元210中在时域中采用来自IFFT单元205的均衡频域输出Y_k的转换来计算，然后再由FFT单元211重新转换到频域。经转换的误差再由自适应RLS逆信道估算器212用来计算逆信道估算值G_k。

根据收敛状态，误差由误差单元210利用训练序列、盲算法和/或来自格形解码器207的试验判定209来计算。对自适应逆信道估算的以上分析假定所传送的及误差序列是先验已知的，而实际上，只有所传送序列的一部分是已知的，并且通常误差序列不是已知的。因此，必须用随机技术来获得等效误差。通过将式(5)修改为下式，用诸如恒定模数算法(CMA)和判定控制技术之类的其它技术来计算替代误差是适用的：其中μ是控制自适应速度和余均方差(MSE)的正常数。

$G_k=G_{k-1}+\mathrm{\μ}{E}_k{X}_k^{*}{R}_k^{-1}---\left(6\right)$

在VSB的情况中，连续训练序列(训练信号)之间的时间距离极大，因此必须采用其它技术来计算训练序列之间的误差。根据符号间干扰(ISI)的严重性，盲算法和判定控制算法可用来计算可代替实际误差的等效误差。

分组延迟单元213也插入频域均衡器200，以便反映实现相关的估算器环路延迟(即，与IFFT单元205、误差单元210以及FFT单元211有关的延迟)。因此，采用频域输入X_k和误差E_k的延迟形式以及用于计算误差E_k的相关矩阵R_k来更新逆信道估算值G_k。

图3更详细地说明用于根据本发明一个实施例的频域均衡器的自适应逆信道估算器。图2所示的自适应逆信道估算器212的实现如图所示。由于相关矩阵R_k是对角函数，因此，逆运算仅涉及对角元素的反向。例如，将第k个FFT帧中的第n个频率仓表示为G_n，k，其中n＝1，...N，对式(4)和(6)的频率仓更新则减少为

R_n，k＝λR_n，k-1+‖X_n，k‖²    (7)

以及

$G_{n,k}=G_{n,k-1}+\mathrm{\μ}{E}_{n,k}{X}_{n,k}^{*}{R}_{n,k}^{-1}---\left(8\right)$

其中R_n，k、X_n，k、G_n，k、E_n，k分别是相关矩阵R_k、输入信号X_k、逆信道估算值G_k及误差E_k的对角元素。

如图3所示，频率仓更新公式(7)和(8)要求若干加法器301和302、两个复数乘法器303和304、一个复数除法器305。来自分组延迟213的延迟输出X_k-d传递给信号复共轭器306以及乘法器303。乘法器303还接收复共轭器306的输出，除法器305也是一样。加法器301把乘法器303的输出‖X_n，k‖²加到来自存储器307、经λ滤波器308滤波之后的前一相关矩阵对角元素R_n，k-1，以便计算当前相关矩阵对角元素R_n，k。

相关矩阵对角元素R_n，k存储在存储器307中，并传递给除法器305，以便计算X^* _n，kR^-1 _n，k，该值再传递给乘法器304以与误差对角元素E_n，k相乘，其结果在传递给加法器302之前由μ滤波器309进行滤波。加法器302还从存储器307接收前一逆信道估算值对角元素G_n，k-1，加法器302的输出是当前逆信道估算值对角元素G_n，k，它被传递给乘法器204并存储在存储器307中。

控制自适应算法的余MSE和跟踪/收敛特性的λ和μ的值(但相关矩阵R_k对于收敛和跟踪也是极为有用的)可按照以下方式进行选择：与这些值的乘积可仅通过移位和加法运算来实现。

图2和3所示频域均衡器的近似时域特性包括近似等于采用循环卷积的FIR滤波器的FFT实现的滤波部分以及等效于向维纳FIR滤波器解近似收敛的分组时域RLS更新的更新部分：

$G=\frac{H^{*}}{{\left|\right|H\left|\right|}^2+\mathrm{\σ}}$

其中H是信道的有效频率响应，而σ是加性高斯白噪声(AWGN)噪声。

图4说明根据本发明一个实施例的混合频域-时域均衡器。混合频域-时域均衡器400主要是时域判定反馈均衡器，其中包括正向通路中的频域均衡器200，同时，时域均衡器适合采用与频域均衡器相同的误差向量(误差计算单元210)。误差向量可采用盲判定控制算法或恒定模数算法来计算，并在传送给混合均衡器400的频域均衡器部分200之前通过串行-并行转换器401。虽然混合均衡器400的频域均衡器部分200不一定需要采用上述自适应逆信道估算，但在采用其它信道估算技术时，混合均衡器400的性能可能不可接受。

混合频域-时域均衡器400包括接收频域均衡器200的时域输出的信号加法器402，形成从频域均衡器部分200、经信号加法器402至格形解码器207(图4中未标出)的混合均衡器400的正向通路。

当混合均衡器400的频域部分200的更新在频域中执行时，反馈时域滤波器403的更新采用传统的逐个样值的时域更新来进行。因此，混合频域-时域均衡器400还在频域均衡器的反馈环路(通路)中包含判定反馈均衡器判定网络405，其中包括判定装置404、反馈滤波器403、误差计算单元210、串行-并行转换器401以及与频域均衡器部分200、信号加法器402、信号加法器402的输出等的连接。

判定装置404接收信号加法器402的输出，该输出还传递给格形解码器207，并可有选择地构成格形解码器207的一部分，因为混合均衡器400的判定反馈均衡器部分最好是采用格形判定。在共同转让共同未决的代理人档案号为701720(PHIL06-01720)、题为“在ATSC HDTV接收机中采用格形解码器追溯输出生成判定反馈均衡器数据”以及代理人档案号为701429(PHIL06-01429)、题为“格形编码系统的二级均衡器”的申请中更完整地说明了格形判定在计算误差中的这种使用，现通过引用将它们结合于此。

来自误差计算单元210的时域误差向量被传递给反馈滤波器403，来自判定装置404的判定除了给反馈滤波器403之外，还被传递给误差计算单元210。

混合均衡器400的时域等效物是具有极长正向滤波器、如2000抽头正向滤波器的判定反馈均衡器。这种大的正向滤波器便于时域向全局极小值的收敛，但收敛/跟踪速度以及集成电路的面积成本不允许在时域中有效地使用这种大型均衡器。因此，混合均衡器400是最适合的，因为通过单独调整抽头(频率仓)来提高初始收敛速度和跟踪。混合均衡器400还减轻了频域均衡器部分200对信道的最小零相位的均衡。

混合均衡器400采用混合频域-时域抽头更新，其中，以不同方式对频域部分的抽头和时域部分的抽头进行调整。另一种方案是完全频域抽头更新，同时，均衡器的滤波部分保持不变(即：反馈滤波器仍在时域中工作)。与以上对频域均衡器部分200的描述相似的抽头(频率仓)更新公式可用于正向以及反馈通路，但需要附加FFT/IFFT滤波器对。

图5说明根据本发明一个实施例的混合频域-时域均衡器的模拟结果。该曲线表明具有128个正向抽头和256个反馈抽头的传统判定反馈均衡器与频域均衡器部分具有2K FFT的混合频域-时域均衡器相比的典型符号差错率(SER)性能，其中，来自格形解码器的判定用于均衡器的反馈通路中。混合均衡器性能显然更佳。

与包括用于具有深度陷波的噪声信道在内的传统判定反馈均衡器相比，本发明的混合均衡器具有优秀的静态和多路性能。频域均衡器与反馈通路中的时域判定反馈均衡器判定网络405无缝结合。可采用来自格形解码器的判定，向局部而非全局极小值收敛的降低的概率改善了性能的健壮性。用于抽头更新的判定控制的算法也是可行的。

重要的是注意，虽然在完全基于功能硬件的系统和/或网络的环境下对本发明进行了说明，但本领域的技术人员应当理解，本发明的装置能够以包含各种形式指令的机器可用媒体的形式进行分发，以及无论用于实际进行分发的信号承载媒体的特定类型如何，本发明均同样适用。机器可用媒体的实例包括：诸如只读存储器(ROM)或电可擦可编程只读存储器(EEPROM)之类的非易失性硬编码媒体，诸如软盘、硬盘驱动器及小型光盘只读存储器(CD-ROM)或数字视盘(DVD)之类的可记录媒体，诸如数字和模拟通信链路之类的传输类型媒体。

虽然对本发明进行了详细说明，但本领域的技术人员应当理解，只要不背离本发明广义上的精神及范围，可以进行各种变更、替换及改造。

Claims (9)

1.一种混合频域-时域均衡器(400)，用于改善在判定反馈均衡器上的静态和多路性能，它包括：

频域均衡器(200)，具有正向和反馈通路，包括：一个快速傅立叶变换(FFT)单元(203)、一个信号乘法器(204)、一个快速傅立叶逆变换(IFFT)单元(205)和一个误差单元(210)，所述快速傅立叶单元(203)的输出被所述信号乘法器(204)相乘，所述信号乘法器的一个输出被连接到所述快速傅立叶逆变换单元(205)的一个输入端，所述误差单元(210)用于利用所述快速傅立叶逆变换单元(205)的一个输出来计算时域中的一个误差；以及

在所述频域均衡器(200)的所述反馈通路中的判定反馈均衡器判定网络(405)，包括：一个信号加法器(402)、一个判定装置(404)、个反馈滤波器(403)和所述误差单元(210)，所述信号加法器(402)接收所述频域均衡器(200)的一个时域输出，所述判定装置(404)接收所述信号加法器(402)的一个输出，所述判定装置(404)的判定被送到所述误差单元(210)和所述反馈滤波器(403)，所述频域均衡器(200)和所述判定反馈均衡器判定网络(405)都采用单一误差向量来更新其中的误差纠正。

2.如权利要求1所述的混合频域-时域均衡器(400)，其特征在于，所述频域均衡器(200)还包括一个删除单元(206)，用于删除样值和将其余样值传送到一个格形解码器单元(207)，所述格形解码器单元(207)用于产生一个解码器输出和有关误差的试验判定。

3.如权利要求1所述的混合频域-时域均衡器(400)，其特征在于，所述信号加法器(402)的一个输出被连接到所述格形解码器单元(207)和所述误差单元(210)。

4.一种接收机(101)，它包括：

接收单载波数字信号的输入(102)；以及

信道解码器(104)，采用一个混合频域-时域均衡器(400)用于改善在判定反馈均衡器上的静态和多路性能，所述混合频域-时域均衡器(400)包括：

频域均衡器(200)，具有正向和反馈通路，包括：一个快速傅立叶变换(FFT)单元(203)、一个信号乘法器(204)、一个快速傅立叶逆变换(IFFT)单元(205)和一个误差单元(210)，所述快速傅立叶单元(203)的输出被所述信号乘法器(204)相乘，所述信号乘法器的一个输出被连接到所述快速傅立叶逆变换单元(205)的一个输入端，所述误差单元(210)用于利用所述快速傅立叶逆变换单元(205)的一个输出来计算时域中的一个误差；以及

在所述频域均衡器(200)的所述反馈通路中的判定反馈均衡器判定网络(405)，包括：一个信号加法器(402)、一个判定装置(404)、个反馈滤波器(403)和所述误差单元(210)，所述信号加法器(402)接收所述频域均衡器(200)的一个时域输出，所述判定装置(404)接收所述信号加法器(402)的一个输出，所述判定装置(404)的判定被送到所述误差单元(210)和所述反馈滤波器(403)，所述频域均衡器(200)和所述判定反馈均衡器判定网络(405)都采用单一误差向量来更新其中的误差纠正。

5.如权利要求4所述的接收机(101)，其特征在于，所述频域均衡器(200)还包括一个删除单元(206)，用于删除样值和将其余样值传送到一个格形解码器单元(207)，所述格形解码器单元(207)用于产生一个解码器输出和有关误差的试验判定。

6.如权利要求4所述的接收机(101)，其特征在于，所述信号加法器(402)的一个输出被连接到所述格形解码器单元(207)和所述误差单元(210)。

7.一种用于改善判定反馈均衡器上的静态和多路性能的混合频域-时域均衡的方法，它包括：

在具有正向和反馈通路的频域均衡器(200)上接收单载波输入信号，所述频域均衡器(200)包括：一个快速傅立叶变换(FFT)单元(203)、一个信号乘法器(204)、一个快速傅立叶逆变换(IFFT)单元(205)和一个误差单元(210)，所述快速傅立叶单元(203)的输出被所述信号乘法器(204)相乘，所述信号乘法器的一个输出被连接到所述快速傅立叶逆变换单元(205)的一个输入端，所述误差单元(210)用于利用所述快速傅立叶逆变换单元(205)的一个输出来计算时域中的一个误差；以及

采用所述频域均衡器(200)的所述反馈通路中的判定反馈均衡器判定网络(405)，所述判定反馈均衡器判定网络(405)包括：一个信号加法器(402)、一个判定装置(404)、个反馈滤波器(403)和所述误差单元(210)，所述信号加法器(402)接收所述频域均衡器(200)的一个时域输出，所述判定装置(404)接收所述信号加法器(402)的一个输出，所述判定装置(404)的判定被送到所述误差单元(210)和所述反馈滤波器(403)，所述频域均衡器200和所述判定反馈均衡器判定网络405均采用单一误差向量来更新其中的误差纠正。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于还包括使用一个删除单元(206)，用于删除样值和将其余样值传送到一个格形解码器单元(207)，所述格形解码器单元(207)用于产生一个解码器输出和有关误差的试验判定。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于还包括将所述信号加法器(402)的一个输出送到所述格形解码器单元(207)和所述误差单元(210)。

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