DE60220905T2 - Hybrider Frequenz-Zeitbereichsentzerrer - Google Patents

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Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Kanalentzerrung beim Decodieren drahtloser Signale, und insbesondere auf hybride Frequenz-Zeitbereichsentzerrung für eine bessere Leistung.
  • Eine relatierte Patentanmeldung beschreibt einen Frequenzbereichsentzerrer für Restseitenbanddecoder (VSB), implementiert innerhalb eines einzelnen IC-Multistandard-Demodulators, der auch einen orthogonalen Frequenzbereichs-Multiplexdecoder (OFDM) umfasst. Statt einer Frequenzbereichsimplementierung eines Zeitbereichs-FIR-Filters, das rechnerisch aufwendig ist, benutzt der beschriebene Frequenzbereichsentzerrer eine Fehlerquadratkostenfunktion, die speicheraufwendig ist bei der adaptiven invertierten Kanalschätzung. Dadurch kann die Hardware, erforderlich für eine adaptive invertierte Kanalschätzung auf der Hardware, benutzt für eine (speicheraufwendige) OFDM Decodierung abgebildet werden.
  • Aus Simulationsergebnissen hat es sich herausgestellt, dass die Leistung des Frequenzbereichsentzerrers, wie dieser in der relatierten Patentanmeldung beschrieben worden ist, wenigstens so gut ist wie die zur Zeit implementierten VSB Entzerrer, und in manchen Fällen sogar besser, insbesondere für störungsbehaftete Nicht-Minimum-Phasenkanäle (wobei Entscheidungsrückkopplungsentzerrer an Konvergenz gegenüber einern örtlichen Minimum leiden, wenn die Länge der Vorwärtsabgriffe gering ist), lange Verzögerungsdispersionen und Nebenkanalinterferenz. Außerdem wird die Leistung des beschriebenen Frequenzbereichsentzerrers durch die Stelle einer Spikeinitialisierung (den Mittenabgrift) kaum beeinträchtigt.
  • Sogar wenn die Leistung des Frequenzbereichsentzerrers wenigstens so gut ist wie wenn nicht besser ist als die Leistung eines typischen Standardzeitbereichsentscheidungsruckkopplungsentzerrers (DFE) unter den beschriebenen Umständen, kann die Verwendung des Frequenzbereichsentzerrers nicht entsprechend sein um das Entzerrungsproblem von Restseitenbandmodulation mit acht diskreten Amplitudenpegeln (8-VSB) zu lösen. Das Verhalten des Frequenzbereichsentzerrers nähert einer FIR Wiener Lösung an, die für Störungskanäle mit tiefen Dämpfungsmaxima ungeeignet sein könnte.
  • Andererseits würde ein Entscheidungsrückkopplungsentzerrer (im Allgemeinen beschrieben in J. Proakis "Digital Communications", Third Edition) theoretisch eine bessere Leistung in einer derartigen Situation zeigen, wenn die Entscheidungen, die zu dem Entzerrer zurückgekoppelt werden, zuverlässig sind und die Länge der Filter lang genug ist. Mit zuverlässigen Entscheidungen, wie bei einem hohen SNR-Signal oder unter Verwendung von Trellisentscheidungen, würde der Entscheidungsrückkopplungsentzerrer für dieselben Kanäle besser leisten als der in der relatierten Patentanmeldung beschriebene Frequenzbereichsentzerrer.
  • Deswegen gibt es ein Bedürfnis in dem betreffenden technischen Bereich nach einem Frequenzbereichsentzerrer, der die Vorteile einer adaptiven invertierten Kanalschätzung beibehält, während auch die Vorteile des Rückkopplungsteils eines Entscheidungsrückkopplungsentzerrers mit zuverlässigen Entscheidungen und einem ausreichend langen Filter erhalten werden.
  • Um an die oben genannten Unzulänglichkeiten des Standes der Technik heranzugehen ist es eine primäre Aufgabe der vorliegenden Erfindung, zur Verwendung in einem Kanaldecoder einen hybriden Frequenz-Zeitbereichsentzerrer zu schaffen zum effektiven Kombinieren eines Frequenzbereichsentzerrers mit einem Zeitbereichsentzerrer zum erreichen einer ausgezeichneten statischen und dynamischen Mehrstreckenleistung im Vergleich zu herkömmlichen Entscheidungsrückkopplungsentzerrern. Eine Frequenzbereichsentzerrerstruktur ist in der Vorwärtsstrecke eines Zeitbereichs-, Entscheidungsrückkopplungsentzerrers eingeschlossen, wobei der Frequenzbereichs- und der Zeitbereichsteil einen gemeinsamen Fehlervektor benutzen. Aktualisierungen zu den Abgriffen (Frequenzbins) können individuell angepasst werden, oder völlig innerhalb der Frequenzdomäne, ohne Änderung des Rückkopplungsfilters. Eine verbesserte Leistung, einschließlich Leistung für störungsbehaftete Kanäle mit tiefen Kerben, wird erreicht und der Frequenzbereichsentzerrerteil ist von entzerrenden minimalen Phasennullen des Kanals befreit.
  • Obenstehendes hat die Merkmale und die technischen Vorteile der vorliegenden Erfindung ziemlich breit beschrieben, so dass der Fachmann die nachfolgende detaillierte Beschreibung der vorliegenden Erfindung besser verstehen wird. Zusätzliche Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden nachstehend beschrieben, die Gegenstand der Patentansprüche der vorliegenden Erfindung bilden. Dem Fachmann dürfte es einleuchten, dass er das Konzept und die spezifische beschriebene Ausführungsform als Basis zum Modifizieren oder Entwerfen anderer Strukturen zum Durchführen derselben Absichten der vorliegenden Erfindung durchaus benutzen kann.
  • Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
  • 1 ein System, bei dem ein hybrider Frequenz-Zeitbereichsentzerrer nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung implementiert ist,
  • 2 eine vereinfachte Darstellung, die detailliert einen Frequenzbereichsentzerrer zeigt, der einen adaptiven invertierten Kanalschätzer benutzt zur Verwendung in einem hybriden Frequenz-Zeitbereichsentzerrer nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
  • 3 eine detaillierte Darstellung eines adaptiven invertierten Kanalschätzers für einen Frequenzbereichsentzerrer nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 4 eine Darstellung eines hybriden Frequenz-Zeitbereichsentzerrers nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und
  • 5 eine Darstellung von Simulationsergebnissen für einen hybriden Frequenz-Zeitbereichsentzerrer nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • Die 1 bis 4, wie nachstehend beschrieben, und die jeweiligen Ausführungsformen, verwendet zum Beschreiben der Grundlagen der vorliegenden Erfindung in dieser Patentanmeldung, sind nur als Beispiel gegeben und sollen nicht als den Rahmen der vorliegenden Erfindung beschränkend betrachtet werden. Dem Fachmann dürfte es einleuchten, dass die Grundlagen der vorliegenden Erfindung in jeder beliebigen geeignet vorgesehenen Anordnung implementiert werden können.
  • 1 zeigt ein System, bei dem ein hybrider Frequenz-Zeitbereichsentzerrer nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung implementiert ist. Das System 100 umfasst einen Empfänger 101, der in dem betreffenden Ausführungsbeispiel ein digitaler Fernseher (DTV) mit einem Kanaldecoder 102 ist, der nachstehend näher beschrieben wird, und der imstande ist, digitale Fernsehsendesignale entsprechend dem VSB Standard zu demodulieren, wobei die digitalen Fernsehsignale an einem Eingang 103 empfangen werden.
  • Dem Fachmann dürfte es einleuchten, dass 1 nicht explizit alle Elemente innerhalb des digitalen Fernsehempfängers des Ausführungsbeispiels darstellt. Nur soviel der allgemein bekannten Konstruktion und Wirkungsweise eines digitalen Fernsehempfängers und der Elemente darin, wie diese für die vorliegende Erfindung einzigartig und/oder erforderlich sind, sind hier dargestellt und beschrieben.
  • 2 ist eine vereinfachte, detaillierte Darstellung eines Frequenzbereichsentzerrers, wobei ein adaptiver invertierter Kanalschätzer zur Verwendung in einem hybriden Frequenz-Zeitbereichsentzerrer nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung benutzt wird. Der Frequenzbereichsentzerrer 200 umfasst eine Überlappungseinheit 201, welche die zu decodierenden Eingangssignale 202 empfängt, die M Abtastwerte überlappen zum Bilden von N Abtastwerten, wobei N die FFT-Größe ist, wobei diese Abtastwerte durch die FFT Einheit 203 in den Frequenzbereich umgesetzt werden. Das Ausgangssignal der FFT Einheit 203 wird als eine N×N Diagonalmatrix Xk modelliert, wobei die diagonalen Elemente {X(n,k)} der Anordnung Xk die Ausgangssignale der FFT Einheit 203 sind. Das tiefgestellte (n,k) bezieht sich auf das n. Frequenzbin bei dem k. FFT Block, wobei N = 1, ..., N
  • Das Ausgangssignal der FFT Einheit 203 wird von dem Signalmultiplizierer 204 mit Gk multipliziert, wobei ein Reihenvektor der Größe N die Frequenzbins der invertierten Kanalschätzung {G(n,k)} enthält, zum Erzeugen von Yk, wobei ein Reihenvektor der Größe N das entzerrte Frequenzbereichsausgangssignal {Y(n,k)} enthält. Das entzerrte Frequenzbereichsausgangssignal kann mithin wie folgt beschrieben werden: Yk = GkXk
  • Die Frequenzbereichsinvertierte Kanalschätzung Gk wird in der vorliegenden Erfindung dadurch erhalten, dass der Wert Gk gefunden wird, was eine modifizierte Version der zeitbereichsrekursiven RLS Kostenfunktion minimiert, die auf die Frequenzbereichsdaten angewandt wird:
    Figure 00040001
    wobei El der Frequenzbereichsfehlervektor ist, der durch El = Sl – GkXl definiert ist, wobei Sk ein Reihenvektor der Größe N ist, der die Frequenzbereichsdarstellung des übertragenen VSB Quellensignals darstellt (das als bekannt vorausgesetzt wird), wobei ||E||2 = EEH (wobei das Superskript H transponiert komplex konjugiert bedeutet), und wobei λ eine positive Konstante ist, bekannt als der Vergessfaktor und einen Wert hat, beschränkt durch 0 < λ < 1.
  • Die minimale Kostenfunktion Jk wird dadurch identifiziert, dass der Wert Gk gefunden wird, der die nachfolgende teilweise Hergeleitete erfüllt:
    Figure 00050001
  • Um eine weitere Analyse zu vereinfachen, wird eine Korrelationsmatrix Rk des Eingangssignals Xk definiert:
    Figure 00050002
    zusammen mit einem Kreuzkorrelationsvektor Pk zwischen dem Eingangssignal Xk und dem gewünschten Signal Sk:
    Figure 00050003
  • Unter Verwendung dieser zwei Korrelationswerte innerhalb der Kostenfunktion Jk, und nach weiterer Vereinfachung kann die Kostenfunktion Jk wie folgt ausgedrückt werden:
    Figure 00050004
  • Da Rk eine diagonale Matrix ist und Pk ein Vektor ist, ergibt die teilweise Differenziation der Gleichung (1) in Bezug auf die Elemente von Gk Folgendes:
    Figure 00050005
  • Der optimale Wert von Gk wird danach aus der Lösung des Satzes von Gleichungen Gk Rk – Pk = 0 erhalten, der Lösung, für die gilt: Gk = PkR–1k (2)
  • Weil Pk = λPk-1 + SkXHk ist, und vorausgesetzt wird, dass E k = Sk – Gk-1Xk eine vorhergehende Schätzung des Fehlers Ek ist, kann der Kreuzkorrelationsvektor Pk = λPk-1 + E kXHk + Gk-1||Xk||2 wie folgt geschrieben werden: Pk = λ(Gk-1Rk-1)+ E kXHk + Gk-1||Xk||2 weil Pk = Gk-1Rk-1 ist. Substitution dieses Ausdrucks für den Kreuzkorrelationsvektor Pk in der Gleichung (2) mit einer weiteren Vereinfachung, ergibt: Gk = Gk-1(λRk-1 + ||Xk||2)R–1k + E kXk R–1k (3)
  • Aber wo Rk-1 mit einer geeigneten Konstanten initialisiert wird, kann die Korrelationsmatrix auch durch die nachfolgende rekursive Gleichung beschrieben werden: Rk = λRk-1 + ||Xk||2 (4)
  • Die Verwendung dieser Substitution in der Gleichung (3) führt nach einer weiteren Vereinfachung, zu: Gk = Gk-1 + E kXHk R–1k (5)
  • Das entzerrte Frequenzbereichsausgangssignal Yk S von dem Signalmultiplizierer 204 wird in die IFFT-Einheit 205 zur Umwandlung in die Zeitdomäne eingegeben. Das Ausgangssignal der IFFT-Einheit 205 wird einer Löscheinheit 206 zugeführt, die M Abtastwerte löscht und die restlichen Abtastwerte einer Trellisdecodereinheit (Viterbi) 207 zuführt, die das decodierte Ausgangssignal 208 sowie provisorische Entscheidungen 209 in Bezug auf den Fehler erzeugt. Der Fehler wird innerhalb der Fehlereinheit 210 in der Zeitdomäne unter Benutzung der Umwandlung des entzerrten Frequenzbereichsausgangssignals Yk von der IFFT-Einheit 205 berechnet, danach durch die FFT-Einheit 211 in die Frequenzdomäne zurück verwandelt. Der verwandelte Fehler wird danach von dem adaptiven RLS invertierten Kanalschätzer 212 benutzt zum Berechnen der invertierten Kanalschätzung Gk.
  • Je nach dem Konvergenzzustand wird von der Fehlereinheit 210 unter Benutzung der Trainingssequenz, des blinden Algorithmus und/oder der provisorischen Entscheidungen 209 von dem Trellisdecoder 207 der Fehler berechnet. Die oben stehende Analyse der adaptiven invertierten Kanalschätzung setzt voraus, dass die übertragenen und die Fehlersequenzen von vorn herein bekannt sind, während in der Praxis nur der Teil der übertragenen Sequenz bekannt ist und die Fehlersequenz nicht oft bekannt ist. Auf entsprechende Weise müssen stochastische Techniken angewandt werden um einen gleichwertigen Fehler zu erhalten. Anwendung anderer Techniken, wie der Technik des konstanten Modulalgorithmus (CMA) und entscheidungsgerichteter Techniken zum Berechnen eines Substitutionsfehlers kann durch Modifizierung der Gleichung (5) geändert werden in Gk = Gk-1 + μFkX*k R–1k (6)wobei μ eine positive Konstante ist, welche die Anpassungsgeschwindigkeit und den MSE steuert.
  • Im Falle von VSB ist der Zeitabstand zwischen aufeinander folgenden Trainingssequenzen (Trainingssignalen) so groß, dass andere Techniken angewandt werden müssen um den Fehler zwischen Trainingssequenzen zu berechnen. Je nach dem Gewicht der Intersymbolinterferenz (ISI) können blinde Algorithmen und entscheidungsgerichtete Algorithmen angewandt werden um einen gleichwertigen Fehler zu berechnen, der für den wirklichen Fehler substituiert werden kann.
  • Eine Blockverzögerungseinheit 213 wird ebenfalls in den Frequenzbereichsentzerrer 200 eingefügt um die implementierungsbezogene Schätzerschleifenverzögerung (d.h. Verzögerung in Bezug auf die IFFT-Einheit 205, die Fehlereinheit 210 und die FFT-Einheit 211) zu reflektieren. Die invertierte Kanalschätzung Gk wird dazu unter Anwendung verzögerter Versionen des Frequenzbereichseingangssignals Xk und des Fehlers Ek aktualisiert (und der Korrelationsmatrix Rk, die in der Berechnung des Fehlers Ek benutzt wird).
  • 3 zeigt detailliert einen adaptiven Kanalschätzer für einen Frequenzbereichsschätzer nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der in 2 dargestellte adaptive Kanalschätzer 212 ist wie dargestellt implementiert. Da die Korrelationsmatrix Rk eine diagonale Matrix ist, betrifft der invertierte Vorgang nur die Inversion der diagonalen Elemente. Wenn das n. Frequenzbin innerhalb des k. FFT-Frames, beispielsweise als Gk bezeichnet wird, wobei n = 1,... N ist, reduzieren die Frequenzbinaktualisierungen für die Gleichungen (4) und (6) zu Rn,k = λRn,k-1 + ||Xn,k||2 (7) und Gn,k = Gn,k-1 + μEn,kX*n,k R–1n,k (8)wobei Rn,k, Xn,k, Gn,k, und En,k die diagonalen Elemente der Korrelationsmatrix Rk, das Eingangssignal Xk, die invertierte Kanalschätzung Gk bzw. der Fehler Ek sind.
  • Wie in 3 dargestellt, erfordern die Frequenzbinaktualisierungsgleichungen (7) und (8) einige Addierer 301 und 302, zwei komplexe Multiplizierer 303 und 304 und einen komplexen Teiler 305. Das verzögerte Ausgangssignal Xk-d von der Blockverzögerungsanordnung 213 wird dem Signalkomplexkonjugator 306 sowie dem Multiplizierer 303 zugeführt. Der Multiplizierer 303 empfangt auch das Ausgangssignal des komplexen Konjugators 306 ebenso wie der Teiler 305. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 303 ||Xn,k||2 wird von dem Addierer 301 zu dem vorhergehenden Korrelationsmatrixdiagonalelement Rn,k-1 aus dem Speicher 307 nach Filterung durch λ Filter 308 zugefügt um das aktuelle Korrelationsmatrixdiagonalelement Rn,k zu berechnen.
  • Das Korrelationsmatrixdiagonalelement Rn,k wird in dem Speicher 307 gespeichert und dem Teiler 305 zum Berechnen von X*n,k R–1n,k zugeführt, was danach dem Multiplizierer 304 zugeführt wird um mit dem Fehlerdiagonalelement En,k multipliziert zu werden, wobei das Ergebnis durch das μ Filter 309 gefiltert werden kann, bevor es dem Addierer 302 zugeführt wird. Der Addierer 302 empfangt auch das vorhergehende invertierte Kanalschätzungsdiagonalelement Gn,k-1 aus dem Speicher 307, und das Ausgangssignal des Addierers 302 ist das aktuelle invertierte Kanalschätzungsdiagonalelement Gn,k, das dem Multiplizierer 204 zugeführt und in dem Speicher 307 gespeichert wird.
  • Die Werte von λ und μ, die MSE und das Befolgungs/Konvergenzverhalten des Anpassungsalgorithmus steuern, (obschon die Korrelationsmatrix Rk ebenfalls sehr nützlich ist für Konvergenz und Befolgung), können derart gewählt werden, dass Multiplikation mit diesen Werten nur mit Verschiebungs- und Addiervorgängen implementiert werden kann.
  • Das Annäherungszeitbereichsverhalten des in den 2 und 3 dargestellten Frequenzbereichsentzerrers umfasst einen Filterteil, der einer FFT Implementierung eines FIR Filters nahezu entspricht, wobei zyklische Faltung und ein Aktualisierungsteil verwendet wird, entsprechend einer Blockzeitbereichs-RLS-Aktualisierung, die nahezu zu einer Wiener FIR Filterlösung konvergiert:
    Figure 00080001
    wobei H die effektive Frequenzantwort des Kanals ist und σ das additive weiße Gaußsche Rauschen (AWGN) ist.
  • 4 zeigt einen hybriden Frequenzbereichsentzerrer nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Entzerrer 400 ist im Wesentlichen ein Zeitbereichsentscheidungsrückkopplungsentzerrer mit einem Frequenzbereichsentzerrer 200 innerhalb der Vorwärtsstrecke, wobei der Zeitbereichsentzerrer vorgesehen ist zum Benutzen desselben Fehlervektors (Fehlerberechnungseinheit 210) wie der Frequenzbereichsentzerrer. Der Fehlervektor kann unter Anwendung eines blinden entscheidungsgerichteten Algorithmus oder eines konstanten Modulalgorithmus berechnet werden, und wird über einen Seriell-zu-parallel-Wandler 401 weiter geleitet, und zwar bevor er dem Frequenzbereichsentzerrerteil 200 des hybriden Entzerrers 400 zugeführt wird. Während der Frequenzbereichsentzerrerteil 200 des hybriden Entzerrers 400 nicht unbedingt eine adaptive invertier te Kanalschätzung benutzen muss, wie oben beschrieben, kann die Leistung des hybriden Entzerrers 400 akzeptierbar sein, wenn andere Kanalschätzungstechniken angewandt werden.
  • Der hybride Frequenzbereichsentzerrer 400 umfasst einen Signaladdierer 402, der das Zeitbereichsausgangssignal des Frequenzbereichsentzerrers 200 empfangt, der die Vorwärtsstrecke des hybriden Entzerrers 400 von dem Frequenzbereichsentzerrerteil 200 über den Signaladdierer 402 zu dem Trellisdecoder 207 bildet (in 4 nicht dargestellt).
  • Während die Aktualisierung des Frequenzbereichsteils 200 des hybriden Entzerrers 400 in dem Frequenzbereich durchgeführt wird, erfolgt die Aktualisierung des Rückkopplungszeitbereichsfilters 403 mit einer herkömmlichen, abtastwertweisen Zeitbereichsaktualisierung. Auf entsprechende Weise umfasst der hybride Frequenzbereichsentzerrer 400 auch ein Entscheidungsrückkopplungsentscheidungsnetzwerk 405 innerhalb der Rückkopplungsschleife (Strecke) des Frequenzbereichsentzerrers, mit der Entscheidungsanordnung 404, dem Rückkopplungsfilter 403, der Fehlerberechnungseinheit 210, dem Reihe-zu-Parallelwandler 401 und den Verbindungen zu dem Frequenzbereichsentzerrerteil 200 und dem Signaladdierer 402 sowie zu dem Ausgang des Signaladdierers 402.
  • Die Entscheidungsanordnung 404 empfangt das Ausgangssignal des Signaladdierers 402, das auch dem Trellisdecoder 207 zugeführt wird und kann ggf. einen Teil des Trellisdecoders 207 bilden, da die Trellisentscheidungen vorzugsweise von dem Entscheidungsrückkopplungsentzerrerteil des hybriden Entzerrers 400 benutzt werden.
  • Der Zeitbereichsfehlervektor von der Fehlerberechnungseinheit 210 wird dem Rückkopplungsfilter 403 zugeführt, und die Entscheidungen von der Entscheidungsanordnung 404 werden nebst dem Rückkopplungsfilter 403 ebenfalls der Fehlerberechnungseinheit 210 zugeführt.
  • Die Zeitbereichsäquivalente des hybriden Entzerrers 400 ist ein Entscheidungsrückkopplungsentzerrer mit einem sehr langen Vorwärtsfilter, wie einem Vorwärtstfilter mit 2000 Abgriffen. Ein derart langes Vorwärtsfilter ermöglicht eine Konvergenz in dem Zeitbereich Zuordnungsinformation einem globalen Minimum, obschon die Konvergenz/Befolgungsgeschwindigkeit und die Kosten des IC-Gebietes würden einen effektiven Gebrauch eines derart großen Entzerrers in dem Zeitbereich verbieten. Der hybride Entzerrer 400 wird folglich bevorzugt, da die Anfangskonvergenzgeschwindigkeit und Verfolgung durch Anpassung der Abgriffe (die Frequenzbins) einzeln verbessert werden. Der hybride Entzerrer 400 lindert den Frequenzbereichsentzerrerteil 200 in der Entzerrung der minimalen Phasennullen des Kanals.
  • Der hybride Entzerrer 400 benutzt eine Aktualisierung eines hybriden Frequenz-Zeitbereichsabgriffs, wobei die Abgriffe des Frequenzbereichsteils und der des Zeitbereichsteils verschiedenartig angepasst werden. Eine Alternative ist eine komplette Frequenzbereichsabgriffsaktualisierung, während der Filterungsteil des Entzerrers nach wie vor der gleiche ist (d.h. das Rückkopplungsfilter funktioniert noch immer in dem Zeitbereich). Die Abgriffsaktualisierungsgleichungen (Frequenzbin), die denen entsprechen, die oben für den Frequenzbereichsentzerrerteil 200 beschrieben worden sind, können für die Vorwärts- sowie die Rückkopplungsstrecke verwendet werden, obschon dann ein zusätzliches FFT/IFFT-Filterpaar erforderlich wäre.
  • 5 zeigt Simulationsergebnisse für einen hybriden Frequenz-Zeitbereichsentzerrer nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Darstellung zeigt eine typische Symbolfehlerratenleistung (SER) eines herkömmlichen Entscheidungsrückkopplungsentzerrers mit 128 Vorwärtsabgriffen und 256 Rückkopplungsabgriffen gegenüber einem hybriden Frequenz-Zeitbereichsentzerrer mit 2K FFT in dem Frequenzbereichsentzerrerteil, wobei die Entscheidungen von dem Trellisdecoder in der Rückkopplungsstrecke der Entzerrer verwendet wurden. Die Leistung der hybriden Entzerrer war wesentlich besser.
  • Der hybride Entzerrer nach der vorliegenden Erfindung hat ausgezeichnete statische und Mehrstreckenleistung im Vergleich zu herkömmlichen Entscheidungsrückkopplungsentzerrern, mit störungsbehafteten Kanälen mit tiefen Kerben. Ein Frequenzbereichsentzerrer ist nahtlos mit dem Zeitbereichsentscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerk 405 innerhalb der Rückkopplungsstrecke integriert. Entscheidungen von einem Trellisdecoder können benutzt werden und eine reduzierten Wahrscheinlichkeit der Konvergenz zu einem örtlichen Minimum statt eines globalen Minimums verbessert die Robustheit der Leistung. Entscheidungsgerichtete Algorithmen für Aktualisierungen sind ebenfalls möglich.
  • Es ist wichtig zu bemerken, dass es, während die vorliegende Erfindung im Kontext eines völlig funktionellen Hardwarebasierten Systems und/oder Netzwerkes beschrieben worden ist, dem Fachmann einleuchten dürfte, dass der Mechanismus nach der vorliegenden Erfindung imstande ist, in der Form eines Maschinenüblichen Mediums mit Instruktionen in vielerlei Formen verteilt zu werden, und dass die vorliegende Erfindung gleichmäßig anwendete, ungeachtet des betreffenden das Signal tragenden Mediumtyps, benutzte um die Verteilung wirklich durchzuführen. Beispiele von maschinenverwendbarer Medien umfassen: nicht flüchtige, hart codierte Mediumtypen, wie ROMS oder löschbare, elektrisch programmierbare EEPROMs, aufzeichenbare Mediumtypen, wie Floppys, Festplatten und CD-ROMS oder DVDs und Übertragungstypmedien, wie digitale und analoge Kommunikationsverbindungen.
  • Obschon die vorliegende Erfindung detailliert beschrieben worden ist, dürfte es dem Fachmann einleuchten, dass im Rahmen der vorliegenden Erfindung im breitesten Sinne mehrere Änderungen, Substitutionen und Abwandlungen darin durchgeführt werden können.
  • 1
    • 102
    Eingangssignal
    101
    Empfänger
    104
    Kanaldecoder
  • 2
    • 201
    Überlappung von M Abtastwerten
    206
    Löschen von M Abtastwerten
    208
    Trellisdecoder (Viterbi)
    213
    Blockverzögerung
    210
    Fehlerberechnung
    212
    Adaptiver invertierter Kanalschätzer
  • 3
    • 213
    Blockverzögerung
    307
    R und G Speicher
  • 4
    • 401
    Seriell-Parallel-Wandler
    403
    Rückkopplungsfilter
    404
    Entscheidungsanordnung
    210
    Fehlerberechnung
  • 5
    • Hafenkanal
    FD + Taktdomäne Verarbeitung
    8-VSB Segmente

Claims (15)

  1. Hybrider Frequenz-Zeitbereichsentzerrer (400), der die nachfolgenden Elemente umfasst: – einen Frequenzbereichsentzerrer (200) mit einer Vorwärts- und einer Rückkopplungsstrecke; und – ein gemeinsames Entscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerk (405) innerhalb der genannten Rückkopplungsstrecke des genannten Frequenzbereichsentzerrers (200), wobei der genannte Frequenzbereichsentzerrer (200) und das genannte Entscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerk (405) beide einen Zeitbereichsfehlervektor benutzen um die Fehlerkorrektur darin zu aktualisieren.
  2. Hybrider Frequenz-Zeitbereichsentzerrer (400) nach Anspruch 1, wobei das genannte Entscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerk (405) weiterhin eine Entscheidungsanordnung (404) innerhalb der genannten Rückkopplungsstrecke für den genannten Frequenzbereichsentzerrer (200) enthält.
  3. Hybrider Frequenz-Zeitbereichsentzerrer (400) nach Anspruch 2, wobei die genannte Entscheidungsanordnung (404) Trellisentscheidungen benutzt zum Minimieren des Decodierungsfehlers.
  4. Hybrider Frequenz-Zeitbereichsentzerrer (400) nach Anspruch 1, wobei das genannte Entscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerk (405) weiterhin ein Zeitbereichsrückkopplungsfilter (403) innerhalb der genannten Rückkopplungsstrecke für den genannten Frequenzbereichsentzerrer (200) aufweist.
  5. Hybrider Frequenz-Zeitbereichsentzerrer (400) nach Anspruch 1, wobei Abgriffe für das genannte Entscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerk (405) von den Abgriffsaktualisierungen für den genannten Frequenzbereichsentzerrer (200) getrennt sind.
  6. Empfänger (101), der die nachfolgenden Elemente aufweist: – einen Eingang (102), der digitale Einzelträgersignale empfängt; und – einen Kanaldecoder (104), der einen hybriden Frequenz-Zeitbereichsentzerrer (400) benutzt, wobei der genannte hybride Frequenz-Zeitbereichsentzerrer 400 die nachfolgenden Elemente aufweist: – einen Frequenzbereichsentzerrer (200) mit einer Vorwärts- und einer Rückkopplungsstrecke; und – ein gemeinsames Entscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerk (405) innerhalb der genannten Rückkopplungsstrecke des genannten Frequenzbereichsentzerrers (200), wobei der genannte Frequenzbereichsentzerrer (200) und das genannte Entscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerk (405) beide einen Zeitbereichsfehlervektor benutzen um die Fehlerkorrektur darin zu aktualisieren.
  7. Empfänger (101) nach Anspruch 6, wobei das genannte Entscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerk (405) weiterhin eine Entscheidungsanordnung (404) innerhalb der genannten Rückkopplungsstrecke für den genannten Frequenzbereichsentzerrer (200) aufweist.
  8. Empfänger (101) nach Anspruch 7, wobei die genannte Entscheidungsanordnung (404) Trellisentscheidungen zum Minimieren des Decodierungsfehlers benutzt.
  9. Empfänger (101) nach Anspruch 6, wobei das genannte Entscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerk (405) weiterhin ein Zeitbereichsrückkopplungsfilter (403) innerhalb der genannten Rückkopplungsstrecke für den genannten Frequenzbereichsentzerrer (200) aufweist.
  10. Empfänger (101) nach Anspruch 6, wobei Abgriffsaktualisierungen für das genannte Entscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerk (405) von Abgriffsaktualisierungen für den genannten Frequenzbereichsentzerrer (200) getrennt sind.
  11. Verfahren zur hybriden Frequenz-Zeitbereichsentzerrung, wobei das Verfah ren die nachfolgenden Verfahrensschritte umfasst: – das Empfangen eines einzelnen Trägereingangssignals bei einem Frequenzbereichsentzerrer (200) mit einer Vorwärts- und einer Rückkopplungsstrecke; und – das Benutzen eines gemeinsamen Entscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerkes (405) innerhalb der genannten Rückkopplungsstrecke des genannten Frequenzbereichsentzerrers (200), wobei der genannte Frequenzbereichsentzerrer (200) und das genannte Entscheidungsrtickkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerk (405) beide einen Zeitbereichsfehlervektor benutzen um die Fehlerkorrektur darin zu aktualisieren.
  12. Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Verfahrensschritt der Benutzung eines Entscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerkes (405) innerhalb der Rückkopplungsstrecke des Frequenzbereichsentzerrers (200) weiterhin die Benutzung einer Entscheidungsanordnung (4040) innerhalb der Rückkopplungsstrecke für den Frequenzbereichsentzerrer (200) aufweist.
  13. Verfahren nach Anspruch 12, wobei der Schritt der Benutzung einer Entscheidungsanordnung 404 innerhalb der Rückkopplungsstrecke für den Frequenzbereichsentzerrer (200) weiterhin das Benutzen von Trellisentscheidungen innerhalb der Rückkopplungsstrecke für den Frequenzbereichsentzerrer (200) zum Minimieren des Decodierungsfehlers aufweist.
  14. Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Schritt der Benutzung eines Entscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerkes (405) innerhalb der Rückkopplungsstrecke des Frequenzbereichsentzerrers (200) weiterhin die Benutzung eines Zeitbereichsrückkopplungsfilters (403) innerhalb der Rückkopplungsstrecke für den Frequenzbereichsentzerrer (200) aufweist.
  15. Verfahren nach Anspruch 11, das weiterhin Aktualisierungsabgriffe für das Entscheidungsrückkopplungsentzerrerentscheidungsnetzwerk (405) aufweist, die von Abgriffsaktualisierungen für den Frequenzbereichsentzerrer (200) getrennt sind.
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