DE60008420T2

DE60008420T2 - Mehrzweigiger adaptiver entzerrer

Info

Publication number: DE60008420T2
Application number: DE60008420T
Authority: DE
Inventors: Jo[L Labat; Christophe Laot
Original assignee: Groupe Des Ecoles De Telecommunications-Etablissement Enst De Bretagne; GROUPE ECOLES TELECOMM; France Telecom SA
Current assignee: Groupe Des Ecoles De Telecommunications-Etablissement Enst De Bretagne; GROUPE ECOLES TELECOMM; Orange SA
Priority date: 1999-11-25
Filing date: 2000-11-24
Publication date: 2005-03-03
Anticipated expiration: 2020-11-25
Also published as: FR2801753B1; EP1236321A1; WO2001039446A1; US7251274B1; JP2003515970A; DE60008420D1; FR2801753A1; JP4736297B2; EP1236321B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Entzerrungsvorrichtungen (oder Entzerrer) für mehrwegige Empfänger von digitalen Kommunikationssystemen.
In den derzeitigen Kommunikationssystemen weisen die Empfänger eine bestimmte Anzahl an Funktionen auf, darunter die Demodulation, das heißt die Übertragung des Empfangssignals ins Basisband, die Entzerrung, die Synchronisierung (Takt und Träger), die Entscheidung und die Kanaldekodierung.
Die Entzerrung, in ihrer zeitlichen Version, besteht im Wesentlichen darin, die Intersymbolinterferenz (ISI) zu verringern, die ein Phänomen darstellt, das damit verbunden ist, daß die Kommunikationskette insgesamt nicht das sogenannte Nyquistkriterium erfüllt. Dies kann von einer schlechten Filterstrategie, von einer schlechten Wahl des Samplingzeitpunkts oder von einem Phänomen der Mehrwegausbreitung herrühren. Das ist insbesondere bei Mobilfunkkanälen, den ionosphärischen oder troposphärischen Kanälen und den akustischen Unterwasserkanälen der Fall.
Für alle Fälle sei daran erinnert, daß ein Kommunikationssystem schematisch als eine Strahlungsquelle betrachtet werden kann, die, im Takt 1/T, über einen entsprechenden diskreten Kanal diskrete Zeichen mit Werten aus einem Alphabet endlicher Größe aussendet. Dieser Takt wird Modulationsgeschwindigkeit genannt und in Baud angegeben, wobei T die Zeitspanne definiert, welche die Sendung von zwei aufeinanderfolgenden Zeichen trennt.
Historisch gesehen wurden die ersten Vorrichtungen zur Bekämpfung des ISI-Phänomens von Lucky in seiner Veröffentlichung
[1] R.W. Lucky, "Automatic Equalization for Digital Communications", BSTJ 44, Seiten 547–588, April 1965 eingeführt.
Es handelte sich im Wesentlichen um adaptive "synchrone" lineare Transversalfilter (die eine einzige Stichprobe pro Zeichendauer verwenden), wobei die Adaptierbarkeit durch die veränderliche Natur des Übertragungskanals notwendig gemacht wird. Die Filterkoeffizienten wurden gemäß eines Rausch-Minimierungskriteriums mit der Bedingung Null-ISI erneuert (angloamerikanisch: Zero Forcing), wobei dieses Vorgehen zu einer "Entzerrung" des überlagerten Spektrums führt, woher die verwendete Terminologie stammt.
Das Prinzipschema eines Transversalentzerrers ist in 1 veranschaulicht, in der ein Filter 1 mit Übertragungsfunktion B(z), sowie die dem Filter 1 nachgeschaltete und mit 2 bezeichnete Entscheidungsschaltung, dargestellt sind.
Erst später sind die adaptiven Entzerrer erschienen, die als Optimierungskriterium die Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers (MQF) verwenden. Es stellte sich heraus, daß sich die Aufhebung der ISI, im Fall von empfindlichen Kanälen, durch eine starke Erhöhung des Rauschens am Ausgang des Entzerrers äußern konnte, was zu einer starken Verminderung der Leistungen beitragen kann, wogegen sich das Kriterium der MQF-Minimierung als ein angemessener Kompromiß erwiesen hat, der eine wesentliche Verringerung der ISI ohne merkliche Erhöhung des Rauschens erlaubt.
Aus allgemeiner Sicht geschieht die adaptive Entzerrung üblicherweise in zwei Schritten. Während des ersten wird die Vorrichtung von einer Lernsequenz gesteuert, die ausreichend lang ist, um Konvergenz zu gewährleisten, danach, während des zweiten Schritts, wird sie selbstadaptierend, das heißt sie steuert sich nach ihren eigenen Entscheidungen, mit allen Risiken die diese Strategie birgt.
Noch später wurden in der Veröffentlichung
[2] C.A. Belfiore, J.H. Park, "Decision Feedback Equalization", Proceedings of the IEEE 67 (8), August 79, nichtlineare, rekursive entscheidungsrückgekoppelte Entzerrer (Decision Feedback Equalizer) vorgeschlagen, bei denen, wie in 2 veranschaulicht, die entschiedenen Daten in ein rückwärtiges Filter 3 mit Übertragungsfunktion A(z) zurückgespeist, der den rekursiven Teil des Entzerrers darstellt.
Dieses Vorgehen erlaubte es, deutlich bessere Leistungen zu erreichen, als die mit einem linearen Entzerrer erzielten. Leider haben sich diese Vorrichtungen gleichzeitig als extrem empfindlich gegenüber Entscheidungsfehlern erweisen, was so weit führte, daß in manchen Fällen ein Phänomen der Fehlerfortpflanzung zu beobachten war, das bis zur Divergenz der Vorrichtung führte, deren Ausgang somit keinerlei Relevanz mehr bezüglich der ausgesendeten Daten aufwies.
Unter solchen Bedingungen war man deshalb gezwungen, die Vorrichtung regelmäßig zu kontrollieren, was sich zumindest in einer bedeutenden Verringerung der Spektraleffizienz äußerte.
In anderen Worten mußte das Verhalten der Vorrichtung regelmäßig (oder besser ständig) kontrolliert werden, um eine fehlerhafte Funktionsweise des Entzerrers zu vermeiden.
Ein allgemeines Ziel der Erfindung besteht darin, eine Technik vorzuschlagen, die es erlaubt, dieses Problem auf elegante Weise zu lösen.
Andererseits, sollte ein entscheidungsrückgekoppelter Entzerrer (ERE) hinsichtlich des Kriteriums der Fehlerwahrscheinlichkeitsminmierung (äquivalent zum Maximum-A Posteriori-Kriterium) tatsächlich nicht optimal sein, so bleibt doch, daß der in
[3] G.D. Forney, Jr, "Maximum likehood sequence estimator of digital sequences in the presence of intersymbol interference", IEEE Trans. on Information Theory, Vol. IT-18n S. 6363–378, March 1972,
beschriebene optimale Empfänger schnell unmachbar wird, sobald sich die Länge der gepulsten Antwort als groß erweist. Eine derartige Vorrichtung führt zunächst eine Schätzung der Impulsantwort des Übertragungskanals durch und sucht dann unter allen möglichen gesendeten Sequenzen jene heraus, die am Ausgang des so abgeschätzten Kanals das (vektorielle) Signal liefern würde, das der tatsächlich verfügbaren (vektoriellen) Beobachtung am nächsten liegt.
Derzeit geschieht die Realisierung solcher Empfänger über die Verwendung des Viterbi-Algorithmus, entsprechend der Beschreibung in
[4] G.D. Forney, Jr, "The Viterby Algorithm", Proc. IEEE, Vol. 61, S. 268–278, März 1973, dessen Hauptanliegen es ist, eine Entscheidung "mit dem Strom" ohne Verlust der Optimalität zu ermöglichen. Einfacher ausgedrückt: Es ist nicht notwendig, die Gesamtheit der Nachricht empfangen zu haben, um zu beginnen, Entscheidungen über die wahrscheinlichste Folge der Zeichen zu treffen.
Jedoch besteht beispielsweise für ein in vier Phasenzuständen moduliertes Signal, das über einen Kanal mit diskreter Impulsantwort der Länge 15 (zeitliche Ausdehnung der Größenordnung ISI) gesendet wird, der mit einem derartigen System einhergehende Trellis aus einer Milliarde möglicher Zustände, was diesen Empfängertyp, zumindest im Fall von Echtzeitanwendungen, faktisch völlig unrealisierbar macht. Bei einer gewissen Anzahl von Anwendungen ist eine derartige zeitliche Ausdehnung üblich, wie dies der Fall ist für akustische Unterwasserkanäle, ionosphärische Kanäle und Telefonleitungen (verdrillte Zweidrahtleitungen). Im Allgemeinen könnte die auch für alle Übertragungskanäle der Fall sein, wenn eine starke Erhöhung der Datenrate in dem freigegebenen Band vorgenommen wird.
Offensichtlich wird versucht, auf diesem Kanaltyp immer höhere Datenraten zu befördern, was sich unweigerlich durch eine Verlängerung der zeitlichen Fensterung der Impulsantwort äußert. In diesem Sinne bieten die entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer eine interessante Alternative zu den Optimalempfängern, sobald die diskrete Impulsantwort groß ist. So liegt die zeitliche Erstreckung beim aktuellen GSM-Standard für Mobilfunkkommunikation in der Größenordnung von 6T, was für eine binäre Modulation b4 Zustände darstellt und sich somit gut für die Verwendung einer Optimalempfangstechnik eignet. Wenn man nun aus offensichtlichen Gründen der Erhöhung der online-Datenrate zu einer quaternären Modulation übergeht und gleichzeitig versucht, die Modulationsgeschwindigkeit um einen Faktor zwei zu erhöhen, so kommt man auf eine Anzahl von Zuständen in der Größenordnung von 17 Millionen, was eindeutig untragbar ist. Aus diesem Grund bieten die entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer (ERE), obwohl sie theoretisch suboptimal sind, einen offensichtlichen bedeutenden Vorteil hinsichtlich eines Kompromisses zwischen Komplexität und Leistungen. Dies jedoch unter dem Vorbehalt, daß deren potentiell fehlerhaftes Verhalten in den Griff bekommen wird.
Wie bereits zuvor erwähnt besteht die üblicherweise bei gestörten Kanälen angewandte Methode darin, eine periodische Lernsequenz zu senden, um gegebenenfalls den ERE zurücksetzen zu können. Dies geschieht zu Lasten der Spektraleffizienz, die dadurch stark beeinflußt werden kann. Das ist der tiefere Grund für das Vorliegen vieler aktueller Arbeiten zur (autodidaktischen, unüberwachten) blinden Entzerrung. Ziel ist es, die Vorrichtung gegen seine Optimallösung zu konvergieren, ohne Zuhilfenahme von Lernsequenzen, daß heißt in diesem Fall, nur ausgehend von der Kenntnis der Statistik des von der Quelle ausgesendeten Signals. Verschiedene Autoren haben diesbezüglich einen nicht zu vernachlässigenden Beitrag geleistet, darunter
[5] Y. Sato, "A method of self-recovering equalization for multilevel amplitude modulation", IEEE Trans. On Com., COM-23, S. 679–682, Juni 1975.
[6] D.N. Godard, "Self-recovering equalization and carrier tracking in two-dimensional data communication systems" IEEE Trans. On Com., COM-28, S. 1867–1875, November 1980.
[7] A. Beneviste, M. Goursat "Blind equalizers", IEEE Trans. On Com., Vol. 32, 1984, S. 871–883.
[8] O. Shalvi & E. Weinstein, "New criteria for blind deconvolution of nonminimum phase systems (channels)", IEEE Trans. on IT, Vol. 36, N°2, März 1990, S. 312–321.
[9] C.A. F Da Rocha, O. Macchi and J.M.T. Romano, "An adaptive nonlinear IIR filter for self-learning equalization", ITC 94, Rio de Janeiro, Brazil, S. 6–10, 1994.
[10] B. Porat, B. Friedlander "Blind Equalization of digital communication channels using high order moments", Trans. on SP, Vol. 39, S. 522–526, Feb 1991.
[11] V. Shtrom & H. Fan, "New Class of Zero-Forcing Cost Functions in Blind Equalization", IEEE Trans. on SP, Vol. 46, N° 10, Oktober 1998, S. 2674–2683.
Alle diese Algorithmen beziehen sich ausdrücklich auf Statistiken höher als zweiter Ordnung. Dies ist damit verbunden, daß ein Kanal mit minimaler Phase für dessen Umkehr die Verwendung derartiger Momente erfordert. Die ersten Entzerrer dieses Typs waren im allgemeinen linear und transversal, das heißt mit endlicher Impulsantwort.
Kürzlich wurde von Labat et al in:
[12] J. Labat, C. Laot & O. Macchi, "Dispositif d'égalisation adaptatif pour systèmes de communications numériques", Französisches Patent 9510832
[13] J. Labat, O. Macchi & C. Laot, "Adaptive decision feedback equalization . can you skip the training period?", IEEE Trans. on Com., Vol. 46, N° 7, S. 921–930, Juli 98, eine elegante und besonders effiziente Lösung vorgestellt.
Dieser neue zeitliche Entzerrer, auf dessen Beschreibung hier verwiesen sei, hat zwei an die Gestörtheit des Übertragungskanals angepaßte Funktionsmodi. Im in der 3 abgebildeten Ausgangsmodus, genannt Konvergenzmodus, besteht die Vorrichtung aus der Aneinanderreihung eines rein rekursiven aufhellenden Filters 4 (bzw. filtre blanchissant), eines Transversalfilters 5, einer automatischen Verstärkungssteuerung (AVR) 6 und eines Phasenkorrektors 7. Die Besonderheit der Vorrichtung liegt in der Tatsache, daß jede Stufe gemäß eines bestimmten Kriteriums angepaßt ist, was ihr gleichzeitig Robustheit und eine hohe Konvergenzgeschwindigkeit verleiht. Wenn der Entzerrungsvorgang genügend weit fortgeschritten ist, was durch Prüfung des geschätzten mittleren quadratischen Fehlers (MQF) (ausgehend von den vom Empfänger getroffenen Entscheidungen) festgestellt werden kann, werden die Struktur und die Anpassungskriterien des Entzerrers derart geändert, daß sich die Vorrichtung in einen konventionellen entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer (ERE) transformiert (4). Der reversible Charakter dieser Transformation verleiht dem neuen Entzerrer insofern einen wesentlichen Vorteil, als er, im Gegensatz zu den konventionellen ERE, jedes Mal wenn es ihm möglich ist, ohne Divergenzgefahr aus seinen eigenen Entscheidungen Nutzen zieht. Sollten sich die Übertragungsbedingungen abrupt ändern, nimmt der neue Entzerrer erneut seine Ausgangskonfiguration ein, was es ihm möglich macht, sich wieder an die neue Situation anzupassen. Da dieser neue Entzerrer immer in der Lage ist, die Konfiguration zu wählen, die es ihm erlaubt, die besten Leistungen zu erzielen besteht unter diesen Voraussetzungen eigentlich kein Grund mehr zu der Frage nach der Wahl zwischen einer linearen Vorrichtung und einem Entzerrer des ERE-Typs.
DARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Ein Ziel der Erfindung besteht darin, einen mehrwegigen, insbesondere zeitlich-räumlichen Entzerrer (das heißt einen Entzerrer, der dazu geeignet ist, die Signale, die von mehreren Empfängern gleichzeitig empfangen werden zu verarbeiten) vorzuschlagen, der besonders leistungsfähig ist.
Zu diesem Zweck schlägt die Erfindung eine Vorrichtung nach Anspruch 1 vor.
Eine derartige Vorrichtung wird vorteilhaft durch die verschiedenen nachfolgenden Merkmale vervollständigt, die einzeln oder entsprechend ihrer technisch möglichen Kombinationen Verwendung finden können:

– sie umfaßt Mittel zum Modifizieren der Aktualisierungskriterien der transversalen und rekursiven Anteile, unabhängig davon, ob die Vorrichtung im Normalmodus, im Konvergenz- oder Schwierigempfangmodus arbeitet.
– im Konvergenz- oder Schwierigempfangmodus werden die rekursiven Filter gemäß eines quadratischen Kriteriums, und die Transversalfilter gemäß eines statistischen Kriteriums einer Ordnung größer als zwei aktualisiert.
– Sie umfaßt Mittel, um sie im Nachfolge- oder Leichtempfangmodus derart zu steuern, daß der abgeschätzte mittlere quadratische Fehler minimiert wird.
– der Leistungsgrad wird in Abhängigkeit einer Abschätzung des mittleren quadratischen Fehlers bestimmt.
– im Konvergenzmodus sind die Phasenkorrekturmittel direkt benachbart zu den Entscheidungsmitteln angeordnet.
– sie weist Mittel zur automatischen Verstärkungsregelung (bzw. Verstärkungssteuerung) auf.
– im Nachfolge- oder Leichtempfangmodus werden die Mittel zur automatischen Verstärkungsregelung durch die Mittel gebildet, welche die Transversalfilter bilden.
– im Konvergenzmodus sind die Mittel zur automatischen Verstärkungsregelung vor den rekursiven Filtern angeordnet.

Die Erfindung betrifft zudem eine Vorrichtung zur fraktionierten Entzerrung, bei der die empfangenen Daten durch Fraktionierung auf mehrere Wege verteilt werden und die dadurch charakterisiert ist, daß sie durch eine Vorrichtung der oben genannten Art gebildet wird.
Sie betrifft außerdem ein Übertragungssystem mit kontinuierlichem Datenfluß oder ein Übertragungssystem paketierter Daten, das dadurch gekennzeichnet ist, daß es eine Entzerrervorrichtung der oben genannten Art umfaßt.
Ein derartiger zeitlich-räumlicher Entzerrer ist autodidaktisch mit Entscheidungsrückkopplung und mit veränderlicher Konfiguration. In Abhängigkeit von einem online erzeugten Signal, wie etwa dem geschätzten mittleren quadratischen Fehler oder der Kurtosis des Ausgangssignals des Entzerrers, oder, allgemeiner, irgendeiner passenden Kostenfunktion (Godard [6], Shalvi & Weinstein [8], Shtrom & Fan [11], ...), konfiguriert sich der Entzerrer auf "optimale" Weise bezüglich der Struktur und der Optimierungskriterien. In ihrem Ausgangsmodus, genannt Konvergenzmodus, ist die Vorrichtung linear und rekursiv, wogegen die Vorrichtung im Normalmodus, genannt Nachführungsmodus, zum klassischen zeitlich-räumlichen ERE wird, der über seine eigenen Entscheidungen gesteuert wird. Der Übergang zwischen den zwei Konfigurationen ist völlig reversibel, weshalb sie im Fall von nichtstationären Kanälen besonders attraktiv ist. Aus diesem Grund erlaubt es die von der Erfindung vorgeschlagene Vorrichtung, sowohl auf Ebene der Konvergenz als auch was die Nachführung betrifft, sehr interessante Leistungen zu erzielen. Diese wesentliche Eigenschaft erlaubt es ihr, im Unterschied zu den klassischen Entzerrern des Stands der Technik, sich an die Fluktuationen des Kanals in schwierigen Situationen anzupassen. In dieser Hinsicht ist die von der Erfindung vorgeschlagene Vorrichtung besonders gut für nichtstationäre Kanäle, wie die Mobilfunkkanäle, die ionosphärischen, troposphärischen und die akustischen Unterwasserkanäle geeignet.
BESCHREIBUNG DER FIGUREN
Weitere Eigenschaften und Vorteile der Erfindung gehen aus der folgenden Beschreibung hervor. Diese Beschreibung ist rein beispielhaft und in keiner Weise als den Schutzbereich einschränkend aufzufassen. Sie ist zusammen mit den beigefügten Zeichnungen zu lesen, von denen:
1 ein Prinzipschema eines linearen zeitlichen Transversalentzerrers ist.
2 ein Prinzipschema eines zeitlichen entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers ist.
3 ein Schema ist, das die Struktur eines bereits vorgeschlagenen zeitlichen Entzerrers [12] im Konvergenzmodus veranschaulicht.
4 ein Schema ist, das die Struktur desselben zeitlichen Entzerrers im Nachfolgemodus veranschaulicht.
5 ein Schema ist, das die Struktur eines zeitlich-räumlichen Entzerrers gemäß einer für die Erfindung möglichen Ausführungsform im Konvergenzmodus veranschaulicht.
6 ein Schema ist, das die Struktur eines zeitlich-räumlichen Entzerrers gemäß einer für die Erfindung möglichen Ausführungsform im Nachfolgemodus veranschaulicht.
7 ein Schema ist, das die Struktur eines zeitlich-räumlichen fraktionierten Entzerrers gemäß einer für die Erfindung möglichen Ausführungsform im Konvergenzmodus veranschaulicht.
8 ein Schema ist, das die Struktur eines zeitlich-räumlichen fraktionierten Entzerrers gemäß einer für die Erfindung möglichen Ausführungsform im Konvergenzmodus veranschaulicht.
die 9 bis 11 Graphen sind, in denen jeweils Kurven des mittleren quadratischen Fehlers am Ausgang des Korrelators, sowie Eingangs- und Ausgangskonstellationen im Fall eines synchronen trainierten entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers, für ein, zwei und vier Empfangswege aufgetragen sind.
die 12 bis 14 Graphen sind, in denen jeweils Kurven des mittleren quadratischen Fehlers am Ausgang des Korrelators, sowie Eingangs- und Ausgangskonstellationen im Fall eines synchronen autodidaktischen entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers, für ein, zwei und vier Empfangswege aufgetragen sind.
die 15 bis 17 Graphen sind, in denen jeweils Kurven des mittleren quadratischen Fehlers am Ausgang des Korrelators, sowie Eingangs- und Ausgangskonstellationen im Fall eines fraktionierten trainierten entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers, für ein, zwei und vier Empfangswege aufgetragen sind.
die 18 bis 20 Graphen sind, in denen jeweils Kurven des mittleren quadratischen Fehlers am Ausgang des Korrelators, sowie Eingangs- und Ausgangskonstellationen im Fall eines fraktionierten autodidaktischen entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers, für ein, zwei und vier Empfangswege aufgetragen sind.
BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG
ALLGEMEINE BESCHREIBUNG
Die von der Erfindung vorgeschlagene mehrwegige Entzerrervorrichtung weist zwei verschiedene Strukturen auf, je nachdem ob man sich im Konvergenzmodus (Modus 1) oder im Nachfolgemodus (Modus 2), das heißt im normalen Funktionsmodus befindet. Diese zwei Strukturen sind in den 5 und 6 veranschaulicht.
In der im Konvergenzmodus verwendeten Struktur (5) ist auf jedem der P Wege, die vom zeitlich-räumlichen Entzerrer verwendet werden, ein rein rekursives Filter 8 einem Transversalfilter 9 vorgeschaltet. Weiter unterhalb, nach dem Summierer 10, befinden sich jeweils eine automatische Verstärkungsregelung 11 und ein Phasenkorrektor 12. Alle diese Elemente sind ausgehend von "blinden" Kriterien angepaßt, das heißt ausgehend von Kriterien, die in keiner Weise die Kenntnis der gesendeten Daten, sondern nur die apriorische Kenntnis ihrer statistischen Eigenschaften einbeziehen.
Im Nachfolgemodus ist die Stellung der transversalen und rekursiven Filter so modifiziert, daß sich die Vorrichtung in einen konventionellen zeitlich-räumlichen entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer ERE konfiguriert (6). Das globale Optimierungskriterium wird dann jenes der Minimierung des geschätzten mittleren quadratischen Fehlers (MQF). In diesem Funktionsmodus ist die AVR im allgemeinen gehemmt, daß heißt auf den Wert vor der strukturellen Modifikation blockiert. Man verwendet somit gleichzeitig eine strukturelle Modifikation, als auch eine Änderung der Optimierungskriterien. In Abhängigkeit vom Störungsgrad des Kanals und ausgehend von einem online erzeugten Signal, das die Leistung der Vorrichtung mißt, wie zum Beispiel dem quadratischem Fehler oder der Kurtosis des Ausgangssignals w(k) (bis zur vierten Ordnung kummuliert), oder jeder anderen online abgeschätzten Kostenfunktion (Godard [6], Shalvi & Weinstein [8], Shtrom & Fan [11], ...), kippt die Vorrichtung von einer linearen rekursiven autodidaktischen Struktur, wie sie in 5 veranschaulicht ist, zu einer nicht linearen Struktur zeitlich-räumlicher ERE, wie in 6 dargestellt, oder, umgekehrt, von einer entscheidungsgesteuerten Struktur des ERE-Typs zu einer rekursiven, linearen autodidaktischen Struktur. Im folgenden werden die Strukturen beschrieben, die einerseits dem Konvergenzmodus und andererseits dem Nachfolgemodus entsprechen.
Naturgemäß ist die Vorrichtung in ihrem Konvergenzmodus linear, so daß die Position der unterschiedlichen, den zeitlich-räumlichen ERE bildenden Elemente verändert werden kann. Diese Modifikation betrifft insbesondere die AVR, die an mehrere Stellen der Kette planiert und sogar eventuell entfernt werden kann (was darauf hinausläuft g=1 zu setzen), wobei dann die Transversalfilter diese Aufgabe übernehmen. So kann zur Veranschaulichung, aber nicht einschränkend, die AVR beispielsweise direkt vor oder hinter dem Phasenkorrektor, oder auch vor oder hinter dem rein rekursiven Filter liegen. Was den Phasenkorrektor betrifft, der den Vorgang der Trägerrückgewinnung (in angelsächsischer Terminologie: carrier recovery) ausführen soll, so ist es eindeutig, daß, selbst wenn er aus theoretischer Sicht an jedem Punkt der Kette plaziert sein kann, seine ideale Position in direkter Nachbarschaft zur Entscheidungsschaltung liegt. Dies steht in Zusammenhang mit dem gewöhnlich zur Adaptation benutzten Kriterium der Minimierung des geschätzten mittleren quadratischen Fehlers. Dennoch können andere, robustere Kriterien, welche die Techniken des aktuellen Wissensstandes nutzen, ebenso verwendet werden.
1) Modus 1: Konvergenzmodus und/oder Schwierigempfangszeiträume
Die in 5 veranschaulichte, der Konvergenzkonfiguration entsprechende Struktur besteht auf jedem der P Wege, die den P Empfängern der Antenne entsprechenden, aus einem, auf jedem Weg identischen, rein rekursiven Filter 8 mit der Übertragungsfunktion 1/[1+A(z)], aus Transversalfiltern 9 mit der Übertragungsfunktion B_i(z), i=1, 2, ..., P, aus einem Summierer 10, aus einer Vorrichtung zur automatischen Verstärkungsregelung 11 und aus einem Phasenkorrektor 12.
Die entsprechende Position der AVR und des Phasenkorrektors (Trägerrückgewinnung) hat auf theoretischer Ebene grundsätzlich keinerlei Bedeutung, zumindest bei einer nicht adaptiven Strategie. So kann die AVR (bezeichnet mit g) vor oder hinter den rein rekursiven Filtern oder vor oder hinter der Vorrichtung zur Phasenkorrektur liegen, oder sogar entfernt werden. Eine von mehreren möglichen Positionen ist die in 5 veranschaulichte.
Die Verstärkung g der Vorrichtung 11 wird nach einem blinden Kriterium aktualisiert, die rekursiven Filter nach einem quadratischen Kriterium und die Transversalfilter nach einem Kriterium, das Statistiken von einer höheren Ordnung als zwei einbezieht. Zur Aktualisierung der Koeffizienten der Transversalfilter können mehrere Algorithmen verwendet werden, insbesondere die von Godard [6], Shalvi & Weinstein [8], Shtrom & Fan [11], usw.
Die Trägerrückgewinnung oder Phasenkorrektur, das heißt die Schätzung des Phasenfehlers und seine Kompensierung in Form einer komplexen Multiplikation mit exp(–iθ) geschieht beispielsweise nach einem Kriterium der Minimierung des geschätzten quadratischen Fehlers. Das erzeugte Fehlersignal kann dann so gefiltert werden, daß es auf eine Vorrichtung zweiter Ordnung (oder wenn nötig von einer Ordnung höher als zwei) zurückfällt. Diese Vorrichtung kann aufgrund der Linearität der Vorrichtung ebenfalls an verschiedenen Punkten der Kette liegen. In der Praxis scheint es jedoch, zumindest für das erwogene Kriterium, angemessen, sie hinter dem Entzerrer anzuordnen. In diesem Konvergenzmodus kann die Phasenkorrektur über Entscheidungen gesteuert werden, aber auch andere robustere Kriterien, welche die Symmetrie des gesendeten Signals nutzen, können in Betracht gezogen werden. Jedenfalls werden die anderen Funktionen ausgehend von Kriterien optimiert, die sich nicht auf die von der geeigneten Vorrichtung (Schwellenschaltung) getroffenen Entscheidungen stützen. Dieser erste Schritt ist somit völlig autodidaktisch (blind, unüberwacht). Jede der Teilvorrichtungen besitzt außerdem ein entsprechendes Optimierungskriterium, was der Gesamtheit eine hohe Robustheit verleiht.
2) Modus 2: Nachfolgemodus und/oder Leichtemfangszeiträume
Sobald der Kanal nahezu entzerrt ist, was man aus der Beobachtung des MQF, der Kurtosis, oder jeder anderen Kostenfunktion ableiten kann (Godard [6], Shalvi & Weinstein [8], Shtrom & Fan [11], ...), werden die rein rekursiven linearen Filter 8 mit der Übertragungsfunktion 1/[1+A(z)] durch ein einziges Filter der gleichen Übertragungsfunktion 13 ersetzt, der die in 6 angegebene Positionsänderung erfährt und nunmehr von Entscheidungen d ^(k) gespeist wird, die von der mit 14 bezeichneten Entscheidungsschaltung der Vorrichtung getroffen werden. Die Faktorisierung dieser Funktion macht es offensichtlich erforderlich, daß im Konvergenzmodus 1 auf den P Wegen des zeitlich-räumlichen ERE ein identisches rekursives Filter vorliegt. Die erzielte neue Struktur ist die des konventionellen zeitlich-räumlichen ERE, der durch Entscheidungen nach dem Kriterium der Minimierung des geschätzten mittleren quadratischen Fehlers gesteuert wird. Darüber hinaus kann man, falls die entschiedene Größe für wenig wahrscheinlich gehalten wird, die Entscheidung treffen, anstelle der entschiedenen Größe d ^(k) erneut das Signal w(k) am Eingang des Entscheidungsschaltung in das Filter A(z) einzuspeisen.
Man geht davon aus, daß es besser ist, vereinzelt eine verrauschte Größe w(k) in das rekursive Filter A(z) einzuspeisen, als die Gefahr einzugehen, eine entschiedene Größe d ^(k) geringer Wahrscheinlichkeit (die also wahrscheinlich falsch ist) einzulesen. Diese Vorgehensweise ist dazu geeignet, die Vorrichtung im Nachfolgemodus robuster zu machen und stellt in dieser Hinsicht eine potentielle Verbesserung des zeitlich-räumlichen ERE dar. Außerdem kann im Nachfolgemodus die AVR in die Transversalfilter B_i(z) integriert werden, wobei g auf seinem ursprünglichen Wert festgehalten wird.
Der zeitlich-räumliche ERE besitzt somit, wie nun verständlich wurde, zwei unterschiedliche Funktionsmodi, die an verschiedene Strukturen und Optimierungskriterien gebunden sind.
Eines der wesentlichen Merkmale der neuen Vorrichtung besteht darin, daß diese strukturelle Modifikation völlig reversibel ist. Solch eine Eigenschaft ist interessant und erlaubt es, im Fall von Störungssituationen auf den Konvergenzmodus, das heißt auf einen sehr robusten Funktionsmodus, zurückzukommen. Sobald hingegen die Störung des Kanals nachläßt, äußert sich dies durch eine Verringerung des damit verbundenen mittleren quadratischen Fehlers, und das System kippt erneut in den Nachfolgemodus zurück, das heißt in die Struktur eines entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers, und so weiter. In diesem Sinn besitzt die Vorrichtung einen originellen und besonders attraktiven Charakter.
Neben diesen Umschaltungen zwischen den Strukturen wird gleichzeitig eine Änderung der Kriterien vorgenommen, die zur Aktualisierung der Koeffizienten der transversalen und rekursiven Teile notwendig sind. Im Modus 1 beruhen diese Kriterien ausschließlich auf der apriorischen Kenntnis der Statistik des von der Quelle gesendeten Signals, während im Nachfolgemodus das Optimierungskriterium das der Minimierung des geschätzten MQF ist.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG EINES AUSFÜHRUNGSBEISPIELS
Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiels der zeitlich-räumlichen Entzerrervorrichtung, der Gegenstand der Erfindung ist, im Detail beschreiben.
1) Konvergenzmodus und/oder Schwierigempfangszeiträumes
1-1 Funktionsgleichungen
Die Gleichungen, die die Funktionsweise der Vorrichtung bestimmen, sind folgende:
Für i=1, 2, ..., P, gilt:
wobei s_i(k) für das Signal am Eingang des Weges i zur Zeit k steht, u_i(k) für das Signal am Ausgang des Filters 8 des Weges i steht, und wobei
Es gilt ebenfalls:
wobei v_i(k) für das Signal am Ausgang des Transversalfilters 9 des Weges i steht, und wobei
Es gilt außerdem
Die Vektoren B_i können beispielsweise mit B_i(0)=[0, 0, ..., 1/P, 0, 0]^T initialisiert werden, während C(0) der Nullvektor mit der Größe N ist.
1-2 Aktualisierung der Parameter im Konvergenzmodus
1-2-1 Rein rekursives Filter
Das für die Adaption des rekursiven Filters verwendete Optimierungskriterium ist die Minimierung der Kostenfunktion:
Man kann hierfür eine Algorithmentechnik vom Typ "stochastischer Gradient" oder der kleinsten rekursiven Quadrate verwenden. Wir geben nachfolgend die Aktualisierungs gleichung an, die sich aus dem Algorithmus des stochastischen Gradienten ergibt:
Wobei μ_a ein geeigneter Adaptionsschritt ist.
1-2-3 Transversalfilter
Das Signal v(k) kann einfacher
geschrieben werden. Mit
Die zur Aktualisierung benutzten Kriterien sind uneingeschränkt jene von Godard [6], von Shalvi & Weinstein [8] oder von Shtrom und Fan [11]. Nur zur Information sei darauf hingewiesen, daß die von Godard definierte Kostenfunktion wie folgt lautet:
In der Praxis wird der Parameter p gleich 2 gewählt, aber andere Werte sind ebenso möglich. Das von Shalvi & Weinstein vorgeschlagene Kriterium ist das folgende
Shtrom und Fan haben eine gewisse Anzahl an Kostenfunktionen vorgeschlagen, die ebenso zur Aktualisierung der Transversalfilter verwendet werden können und die in [11] ausführlich beschrieben sind. Allgemein sind die Algorithmen, die sich aus diesen Kriterien ergeben, in den zitierten Artikeln beschrieben, zumindest in ihrer Version als stochastischer Gradient. Nur zur Information sei an die Aktualisierungsbeziehung erinnert, die sich aus dem Godard-Algorithmus (p=2) ergibt
Wobei μ_b ein geeigneter Adaptionsschritt ist.
Wie bereits erwähnt, und nur zur Information, kann der Referenz-Koeffizient für jeden der Filter B_i gleich 1/P gewählt werden, während seine Position frei gelassen wird. In der Praxis wird die Position dieser Koeffizienten, die die Verzögerung der Wiederherstellung des Entzerrers bestimmt, so gewählt, daß diese Filter eher eine anti-kausale Tendenz aufweisen.
1-2-4 Phasenkorrektur
Ein mögliches Kriterium ist die Minimierung des geschätzten MQF (ausgehend von den entschiedenen Daten). Dieses Kriterium ist somit eindeutig durch Entscheidungen gesteuert, also weniger robust. Daraus ergibt sich die Position der Vorrichtung unten in der Kette, so daß die Stufen oberhalb nicht gestört werden. Die Kostenfunktion hat dann den Ausdruck:
Der sich daraus ergebende Aktualisierungsalgorithmus ist folgender:

Wobei μ_θ ein geeigneter Adaptionsschritt ist.
1-2-5 Automatische Verstärkungsregelung
Obwohl die automatische Verstärkungsregelung nicht unbedingt erforderlich ist, kann es in bestimmten Fällen von Interesse sein, sie vorzusehen. In Anbetracht der Linearität der Struktur kann die Position dieser Vorrichtung auch hier wieder willkürlich gewählt werden. Eine von mehreren möglichen Positionen ist die in 5 dargestellte. In diesem Fall entspricht ein möglicher Algorithmus zur Aktualisierung der Verstärkung g der folgenden Aktualisierungsgleichung:
Wobei G(0)=1 und μ_g ein geeigneter Adaptionsschritt ist, während σ 2 / d die Varianz der von der Quelle ausgesendeten Daten bezeichnet.
Eine ebenfalls interessante Lösung, in Hinsicht auf die Stabilität, ist es, die AVR, die durch g charakterisiert ist, vor dem rein rekursiven Filter mit der Übertragungsfunktion 1/[1+A(z)] anzuordnen. Ein möglicher Algorithmus zur Aktualisierung der Verstärkung g entspricht der folgenden Aktualisierungsgleichung:
2-Kommutationsregel
Um den laufenden Funktionsmodus (Konvergenz oder Nachfolge) zu steuern wird online ein Signal erzeugt, das es erlaubt, den Leistungsgrad des Entzerrers zu ermitteln. Hierfür kann man beispielsweise den geschätzten MQF M_DD(k) gemäß dem Algorithmus
abschätzen, oder jede andere, nach dem gleichen Prinzip erstellte Kostenfunktion, beispielsweise und zur Veranschaulichung des Gesagten, jene von Godard [6], die nach
abgeschätzt wird, wobei λ für einen Vergessensfaktor steht.
Für den Fall, daß der geschätzte MQF als Kontrollsignal verwendet wird, wird die Wahl der Konfiguration gemäß dem folgenden Algorithmus vorgenommen
In einfachen Worten: Der Entzerrer befindet sich im Konvergenzmodus, wenn der geschätzte MQF M_DD(k) über einem Grenzwert M₀ liegt, wogegen er sich im Nachfolgemodus befindet, wenn dessen Wert unter M₀ liegt.
Es ist festzustellen, daß in diesem Fall der geschätzte MQF sehr nahe am reellen MQF liegt. Um einen sicheren Übergang in den ERE-Modus sicherzustellen, muß der Schwellwert ausreichend klein gewählt werden. Außerdem gilt allgemein, daß, wenn der MQF abnimmt, die Fehlerwahrscheinlichkeit ebenfalls abnimmt . Es gilt also, einen Grenzwert zu bestimmen, der einer genügend kleinen BER (Bitfehlerrate), typischerweise in der Größenordnung von 0.02, entspricht, um eine fehlerhafte Funktionsweise des Entzerrers zu vermeiden. Nimmt man an, daß der Entzerrer in seinem Konvergenzmodus vom Zero-Forcing-Typ ist, so kann sich die BER in Abhängigkeit vom MQF ausdrücken. Für eine QAM-4 (Quadratur-Amplituden-Modulation) führt eine derartige Bedingung somit zur Wahl eines Grenzwertes M₀ = 0.25 (–6 dB). Es ist festzustellen, daß in diesem Fall der geschätzte MQF im allgemeinen sehr nahe am reellen MQF liegt und somit in dieser Hinsicht einen guten Leistungsindex für die Steuerung des Funktionsmodus des Entzerrers darstellt.
3-Nachfolgemodus und/oder Leichtempfangszeiträume
Dieser Funktionsmodus beginnt wenn ein online erzeugtes Signal, wie etwa der MQF, einen an die verwendete Modulation angepaßten Grenzwert überschreitet (zum Beispiel 0.25 für QPSK ("Quadrature Phase Shift Keying")). In diesem Fall tauscht man die Position der Transversalfilter und des rekursiven Filters aus, um den konventionellen zeitlich-räumlichen ERE zu erhalten. In einfachen Worten: Der Entzerrer geht, in Abhängigkeit von der Störung des Kontextes, von einer rekursiven linearen Struktur in eine rekursive nicht-lineare Struktur über und umgekehrt. In diesem Funktionsmodus gilt also ein einziges Kriterium, nämlich die Minimierung des geschätzten MQF. Dieses Kriterium wird zur Aktualisierung aller Parameter des Entzerrers nach einem Algorithmus vom Typ stochastischer Gradient oder der kleinsten rekursiven Quadrate (Recursive Least Square) oder jedem anderen dem heutigen Wissensstand entsprechenden Algorithmus verwendet. Die durch g charakterisierte automatische Verstärkungsregelung ist im allgemeinen auf ihren ursprünglichen Wert festgesetzt, weshalb diese Funktion automatisch von den verschiedenen Transversalfiltern ausgeführt wird. Dagegen wird der Phasenkorrektor beibehalten, seine Position kann jedoch auch gemäß dem Schema aus 6 verändert werden.
3-1 Funktionsgleichungen
Die Gleichungen, die diesen Funktionsmodus bestimmen, sind folgende:
Mit
und
Mit
3-2 Aktualisierung der Parameter im Nachfolgemodus
3-2-1 Transversalfilter
Die Aktualisierungsgleichungen der Filter B_i(z) des zeitlich-räumlichen Entzerrers sind dann:
3-2-3 Rekursives Filter
3-2-4 Phasenkorrektor
Der Aktualisierungsalgorithmus ist folgender:
Wobei μ_θ ein geeigneter Adaptionsschritt ist.
Spezialfall
Es ist wichtig, darauf hinzuweisen, daß im Fall der binären Phasenumtastung (BPSK oder angloamerikanisch: Binary Phase Shift Keying) das optimale quadratische Kriterium die Minimierung der folgenden Kostenfunktion ist:
Die sich daraus ergebenden Gleichungen leiten sich dann ohne besondere Schwierigkeit direkt ab. Handelt es sich um die BPSK, so ist dieses Kriterium das angemessenste der quadratischen Kriterien. Außerdem ist im Konvergenzmodus das angemessene Kriterium für die Adaptation des Vektors A des rekursiven Filters die Minimierung der folgenden Kostenfunktion:
Unter dem Vorbehalt, die Koeffizienten des Vektors auf reelle Werte zu beschränken. Die sich daraus ergebenden Gleichungen werden direkt erhalten. Die anderen Kriterien sind in allen Punkten den vorstehenden ähnlich, außer was die Phasenentzerrung betrifft, die die Minimierung des MQF_PBSK verwendet.
Vorangehend wurden die beiden Funktionsmodi eines autodidaktischen, zeitlich-räumlichen ERE gemäß einer möglichen Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Die vorangehend entwickelten Realisierungen der Aktualisierung ergeben sich aus dem Algorithmus des stochastischen Gradienten. Sie können natürlich auch über eine Technik vom Typ der kleinsten Quadrate, der kleinsten schnellen Quadrate oder jeder anderen dem heutigen Wissensstand entsprechenden Technik erhalten werden.
Das von dieser Vorrichtung erreichte Leistungsniveau ist beachtlich, da sich die Vorrichtung im Fall der Kanalverschlechterung automatisch in den Konvergenzmodus konfiguriert. Sobald sich im Gegenteil der Kanal verbessert, was durch ein online-Signal detektiert wird, konfiguriert sich unsere Vorrichtung in den Nachfolgemodus, und so weiter und so fort.
Schließlich kann sich das Prinzip des hier vorgestellten Entzerrers, das erfindungsgemäßer Gegenstand ist, auf Entzerrer des fraktionierten Typs (fractionnaly spaced equalizers) erstrecken, das heißt Entzerrer, die Samples verwenden, die zeitlich durch Grundperioden kürzer als T, beispielsweise T/2 beabstandet sind.
Solch eine Vorrichtung wird ausführlich durch die Schemata in den 7 und 8 beschrieben. Unter der Annahme eines fraktionierten Entzerrers, der Samples verwendet, die in einem Takt 2/T entnommen werden, was einer sehr geläufigen Anwendung entspricht, definiert man die Signale S_ij(k) folgenderweise
Die anderen in den 7 und 8 vorkommenden Signale werden auf Grundlage des gleichen Prinzips bezeichnet.
Im Nachfolgemodus sind die Aktualisierungsgleichungen die des klassischen, dem Wissensstand entsprechenden fraktionierten Entzerrers. Was den Konvergenzmodus anbelangt, genügt es, die Zwischenproben S_n,2(k)=S_n[kT–T/2] als von einem zweiten Empfänger ausgestrahlt zu betrachten. Die vorangehenden Gleichungen gelten dann vollständig für die neue Vorrichtung, die, aus allgemeiner Sicht, als ein klassischer zeitlich-räumlicher ERE mit zwei Empfängern angesehen werden kann.
ANWENDUNGEN
Die oben beschriebene Vorrichtung läßt sich direkt auf Kommunikationssysteme mit kontinuierlichem Datenfluß, sowie auf Übertragungssysteme im Paketmodus anwenden (Blöcke, Salven, Bursts). Für diesen letzten Übertragungsmodus genügt es, den Vorgang der Entzerrung des Blocks so oft wie nötig zu wiederholen. Die Grundidee ist dann sehr einfach. Man unterzieht den betrachteten Block (Paket) einem ersten Durch lauf. Unter diesen Bedingungen liegen die am Ende diesen Durchlaufs geschätzten Parameter (des Entzerrers) näher an ihren Endwerten. Deshalb erfolgt die nachfolgende Iteration durch Initialisierung der Parameter der Vorrichtung durch die am Ende der vorhergehenden Iteration abgeschätzten Werte, und so weiter und so fort. Indem man eine gewisse Anzahl an Durchläufen ausführt, typischerweise 4 oder 5, kommt man zu einem überaus außergewöhnlichem Ergebnis. Diese Vorgehensweise erlaubt es, an Übertragungssystemen im Paketmodus zu arbeiten und beispielsweise für eine BPSK-Modulation liegt die für diese "blinde" Strategie erforderliche Mindestgröße des Blocks in der Größenordnung von 150 Zeichen, was äußerst interessant ist und den von den aktuellen Standards vorgegebenen Bedingungen entspricht. Dieses Vorgehen ist auf Anwendungsebene sehr interessant, insofern viele aktuelle Systeme den Mehrfachzugriff mit Zeitbereichsaufteilung verwenden.
Die von dieser Erfindung abgedeckten Bereiche sind die
Hertzsche-Telekommunikation, die Mobilfunk-Telekommunikation, die troposphärische und die ionosphärische Telekommunikation und die akustische Unterwasserkommunikation. Diese empfindlichen Kanäle weisen alle die Besonderheit auf, stark nicht-stationär zu sein und weisen im allgemeinen lange Impulsantworten in Bezug auf die Symboldauer T auf, die den Gebrauch von optimalen Empfängern, wie die von G.D. Forney [3] beschriebenen, faktisch verbietet. Ebenso können auch die Telefonkabel oder -leitungspaare von der Vorrichtung, die Gegenstand der Erfindung ist, betroffen sein. Es genügt, P=1 zu wählen (ein einziger Empfänger) und eine fraktionierte Strategie zu wählen: Die Vorrichtung kann in diesem Fall einem zeitlich-räumlichen ERE mit zwei Empfängern gleichgestellt werden. Die aktuellen Projekte der Übertragung mit "hohen Datenraten" auf verdrillten Leitungspaaren (XDSL, HDSL, VDSL, usw.) sind ebenso potentielle Anwendungen für diese neue Vorrichtung.
Die von dieser Erfindung betroffenen Modulationstypen sind alle linearen Modulationen und insbesondere die Amplitudenmodulationen (Pulse Amplitude Modulation), die Quadratur-Amplituden-Modulationen (QAM), die Phasenumtastungen (PSK), sowie bestimmte Frequenzmodulationen (GMSK, usw.). Insgesamt kann sich die neue Vorrichtung an fast alle derzeit verwendeten Modulationen anpassen.
Der neue Entzerrer wurde bereits mit Erfolg an akustischen Unterwasserkommunikationssignalen getestet. Die Ergebnisse sind in der Tat überzeugend, einschließlich der Übertragungen im Paket-Modus. Es steht offensichtlich, daß in der heutigen wissenschaftlichen Gemeinschaft die blinden Ansätze oft zu Unrecht als zwar vielversprechende Techniken angesehen werden, die aber eine untragbare Konvergenzzeit in Bezug auf die aktuellen Anwendungen der Paket-Modus-Übertragung erfordern. In Wirklichkeit erlaubt es der zeitlich-räumliche Entzerrer, der Gegenstand der Erfindung ist, extrem interessante Leistungen bei Blöcken geringer Größe zu erzielen. Um das Gesagte im Kontext der akustischen Unterwasser-Kommunikation (UW) zu veranschaulichen, haben wir erfolgreich Blöcke aus 1000 Zeichen eines in vier Phasenzuständen modulierten Signals (angloamerikanisch QPSK) behandelt, bei einer Datenrate von 25 kbit/s, während sich die zeitliche Fensterung der Impulsantwort auf beinahe 60T erstreckte, was enorm ist. Es gibt keinen Zweifel daran, daß derartige Ergebnisse bestimmte Praktiken verändern werden, insbesondere im Bereich der UW-Kommunikation, bei der die ausgetauschten Informationsmengen manchmal sehr schwach sind. In diesen Anwendungen verwenden die derzeit eingesetzten Techniken im allgemeinen inkohärente Empfänger, obwohl es durchaus möglich ist, Techniken des Kohärentempfangs und damit leistungsstärkere Techniken in Betracht zu ziehen, indem eine Übertragung im Paketmodus verwendet wird. Natürlich muß die Paketdauer so gewählt werden, daß in dieser Hinsicht der Übertragungskanal als stationär betrachtet werden kann.
ANWENDUNGSBEISPIEL
Um die Leistungen der neuen Vorrichtung zu veranschaulichen, vergleichen wir nachstehend einige Ergebnisse, die bei UW-Kommunikation mit einem trainierten konventionellen zeitlich-räumlichen Entzerrer, und mit einem zeitlich-räumlichen Entzerrer der beschriebenen Art, erhalten wurden. Die verwendete Modulation ist vom Typ QPSK, die Trägerfrequenz beträgt 62 kHz und die Datenrate beträgt 33 kbit/s. Die diskrete Impulsantwort des Übertragungskanals hat eine zeitliche Fensterung von 60 T, was jede Optimal-Empfangstechnik im Sinn des Wahrscheinlichkeitsmaximums faktisch verbietet. Für den zeitlich-räumlichen Entzerrer werden die synchronen und fraktionierten Strategien gleichzeitig in den trainierten und den "blinden" Modi untersucht. Die Lernsequenz umfaßt 1000 Zeichen. Die verschiedenen Graphen beschreiben insbesondere die Entwicklung des auf Grundlage der entschiedenen Daten geschätzten MQF. Parallel dazu ist für jede Konstellation und für 1, 2 oder 4 Empfänger das Signal eingetragen, das man erhält, wenn man die entschiedenen Daten d ^(k) in den an die gesendete Sequenz angepaßten Korrelator schickt (weiße Sequenz maximaler Länge, die 2047 Zeichen umfaßt). Der dritte Graphentyp beschreibt schließlich die Eingangs- und Ausgangskonstellationen der Entzerrer, die jeweils 1, 2 oder 4 Empfänger aufweisen.
Die Ergebnisse sind in den 9 bis 20 dargestellt. Es ergibt sich aus diesen Figuren, daß die "blinde" Lösung ganz eindeutig die trainierte Lösung übertrifft, sei es in synchroner Version oder in fraktionierter Version.
Selbst in seiner fraktionierten Version mit 4 Empfängern (16) gelingt es dem zeitlich-räumlichem Entzerrer nicht, besser abzuschneiden. Der Ausgang des fraktionierten "blinden" Entzerrers ist dagegen bereits ab einem einzigen Empfänger aussagekräftig (19), wie durch das Auftreten von Peaks am Korrelator-Ausgang bestätigt wird. Diese Peaks belegen das hier Vorgetragene.
Diese Tendenz verstärkt sich deutlich mit zwei Empfängern und bestätigt sich noch deutlicher mit vier Empfängern.
Es zeigt sich somit durch diese Ergebnisse bezüglich einer realen Datendatei, daß der zeitlich-räumliche ERE, der Gegenstand der Erfindung ist, eine innovative Technik ist, die auf einem der am stärksten gestörten Übertragungskanäle sehr interessante Leistungen zeigt.
Übersetzung der Figuren:
9:

"ERD entrainé synchrone (1, 2 ou 4 capteurs)" → "synchroner trainierter ERE (1, 2 oder 4 Empfänger)" "Nombre d'itération" → "Anzahl der Iterationen"

12:

"ERD autodidacte synchrone (1, 2 ou 4 capteurs)" → "synchroner autodidaktischer ERE (1, 2 oder 4 Empfänger)" "Nombre d'itération" → "Anzahl der Iterationen"

15:

"ERD entrainé fractionné (1, 2 ou 4 capteurs)" → "fraktionierter trainierter ERE (1, 2 oder 4 Empfänger)" "Nombre d'itération" → "Anzahl der Iterationen"

18:

"ERD autodidacte fractionné (1, 2 ou 4 capteurs)" → "fraktionierter autodidaktischer ERE (1, 2 oder 4 Empfänger)" "Nombre d'itération" → "Anzahl der Iterationen"

10, 13, 16, 19:

"1 capteur" → "1 Empfänger" "2 capteur" → "2 Empfänger" "4 capteur" → "4 Empfänger"

11, 14, 17, 20:

"Constellation d'entrée" → "Eingangskonstellation" "Egaliseur (1 capteur)" → "Entzerrer (1 Empfänger)" "Egaliseur (2 capteur)" → "Entzerrer (2 Empfänger)" "Egaliseur (4 capteur)" → "Entzerrer (4 Empfänger)"

Claims

Entzerrervorrichtung für digitale Telekommunikationssysteme mit mehreren Empfangszweigen, welche Mittel (9) umfaßt, die für jeden der Empfangszweige ein Transversalfilter bilden, Mittel (10) zur Summierung der verschiedenen Zweige, sowie eine den Summierungsmitteln nachgeschaltete Kette die Phasenkorrekturmittel (12) umfaßt, wobei die Entzerrervorrichtung Mittel aufweist zum Auswerten ihres Leistungsgrades in Abhängigkeit eines Ausgangssignals der Vorrichtung und zum Umschalten von einer Struktur, welche dem normalen Funktionsmodus, auch Nachführungsmodus oder Leichtempfangmodus genannt, entspricht, zu einer Struktur, die einem Konvergenz-Funktionsmodus oder Schwierigempfangmodus entspricht, oder umgekehrt, wobei die Struktur des Konvergenz- oder Schwierigempfangmodus auf jedem seiner Empfangszweige ein rein rekursives Filter (8) umfaßt, welches den die Transversalfilter bildenden Mitteln vorgeschaltet ist, wobei das rein rekursive Filter im Nachführungs- oder Leichtempfangmodus den die Transversalfilter bildenden Mitteln nachgeschaltet (13) ist, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Struktur im Konvergenz- oder Leichtempfangmodus das rekursive Filter der verschiedenen Empfangszweige identisch ist und durch Minimierung der Summe der kumulierten Ausgangsleistungen ausgelegt ist, wobei dieses rekursive Filter im Nachfolge- oder Leichtempfangmodus den Summierungsmitteln nachgeschaltet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie Mittel zum Modifizieren der Aktualisierungskriterien der transversalen und rekursiven Anteile umfaßt, unabhängig davon, ob die Vorrichtung im Normalmodus oder im Konvergenz- oder Schwierigempfangmodus arbeitet.
Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß im Konvergenz- oder Schwierigempfangmodus die rekursiven Filter gemäß eines quadratischen Kriteriums aktualisiert werden und die Transversalfilter gemäß eines statistischen Kriteriums einer Ordnung größer als Zwei aktualisiert werden.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß sie Mittel umfaßt, um sie im Nachfolge- oder Leichtempfangmodus derart zu steuern, daß der abgeschätzte mittlere quadratische Fehler minimiert wird.
Vorrichtung nach einem der vorstehende Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsgrad in Abhängigkeit einer Abschätzung des mittleren quadratischen Fehlers bestimmt wird.
Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß im Konvergenzmodus die Phasenkorrekturmittel direkt benachbart zu den Entscheidungsmitteln (14) angeordnet sind.
Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie Mittel (11) zur automatischen Verstärkungsregelung aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß im Nachfolge- oder Leichtempfangmodus die Mittel zur automatischen Verstärkungsregelung durch die Mittel gebildet werden, welche die Transversalfilter bilden.
Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß im Konvergenzmodus die Mittel zur automatischen Verstärkungsregelung vor den rekursiven Filtern angeordnet sind.
Entzerrervorrichtung des synchronen Typs, in der die empfangenen Daten einmal nach Symboldauer gesampelt werden, dadurch gekennzeichnet, daß sie durch eine Vorrichtung gemäß einem der vorstehenden Ansprüche gebildet wird.
Übertragungssystem mit kontinuierlichem Datenstrom, dadurch gekennzeichnet, daß es eine Entzerrervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10 umfaßt.
Übertragungssystem paketierter Daten, dadurch gekennzeichnet, daß es eine Entzerrervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10 umfaßt, wobei die Datenblöcke durch sukzessive Iterationen behandelt werden und die Parameter der Vorrichtung bei jeder neuen Iteration in Abhängigkeit der am Ende der vorhergehenden Iteration abgeschätzten Werte initialisiert werden .