DE60131243T2 - Adaptives Entzerrungsverfahren sowie adaptiver Entzerrer - Google Patents

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Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung betrifft ein adaptives Entzerrungsverfahren und einen adaptiven Entzerrer zur Verwendung zum Beispiel in der Mobilkommunikation, um den Einfluss von Fading zu verringern.
  • In einer Mobilkommunikationsumgebung kommen von Mobilstationen gesendete Signale unter dem Einfluss umliegender Gebäude, Bäume und so weiter aus verschiedenen Richtungen an einer Basisstation an. Der Einfluss von Intersymbolstörungen, welche in einem solchen Mehrwege-Kanal vom Ankommen von Wegen mit großen Verzögerungszeitdifferenzen herrühren, bildet ein ernsthaftes Problem für die Mobilkommunikation. Ein bekanntes Verfahren zum Verringern des Einflusses einer Signalwellenform-Verzerrung durch die Intersymbolstörungen ist ein Entzerrungsverfahren, welches die Charakteristik des Kanals schätzt und eine Entzerrung verzögerter Wege auf der Grundlage der geschätzten Charakteristik vornimmt. Einer der im Entzerrungsverfahren verwendeten Entzerrungsalgorithmen ist ein das Turbocodierverfahren anwendender iterativer Entzerrungsalgorithmus, welcher bei geringem Störabstand eine ausgezeichnete Fehlerraten-Charakteristik erreicht. Das Turbocodierverfahren implementiert mit einer praktischen Codier-/Decodier-Komplexität eine Fehlerraten-Charakteristik, welche fast ein mit einem Kanalcodierungsverfahren erzielbarer Höchstwert ist; nur das Vorliegen einer solchen Fehlerrate wird in der Informationstheorie lediglich empfohlen. Beim Turbocodierverfahren sendet die Sendeseite eine Folge codierter Informationen und deren umgestaltete oder verschachtelte Fassung und decodiert die Empfangsseite diese wiederholt miteinander abwechselnd. Da der Prozess des Erzeugens einer codierten Folge von Faltungscodes bei der Turbocodierung äquivalent zum Prozess der Erzeugung von Intersymbolstörungen in einem Mehrwege-Kanal ist, kann der Decodierprozess des Turbocodierverfahrens auf die Entzerrung verzögerter Wege angewendet werden.
  • 1 zeigt in Blockdarstellung ein Beispiel eines in Daryl Reynolds und Xiaodong Wang, "Low Complexity Turbo-Equalization for Diversity Channels", (http://ee.tamu.edu/~reynolds/) offenbarten Senders/Empfängers zur iterativen Entzerrung. Ein Sender 10 codiert eine Informationsbitfolge d(i) mittels eines Codierers 11, gestaltet dann die codierte Ausgangsfolge mittels einer Verschachtelungseinrichtung 12 um und moduliert den Träger mittels eines Modulators 13, woraufhin er die modulierte Ausgangsbitfolge b(i) über einen Kanal 14 überträgt. In einem Empfänger 20 werden verzögerte Wege mittels eines SISO-Entzerrers 21 (Soff-Input Soft-Output) für das Empfangssignal r(t) entzerrt und wird das logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnis (LLR) Λ1 zwischen +1 und –1 für jedes Codebit b(i) des Empfangssignals r(t) mittels der folgenden Gleichung (1) abgeleitet.
    Figure 00020001
  • In Gl. (1) ist der erste Term λ1[b(i)] eine durch Subtrahieren einer a-priori-Information λ2[b(i)] mittels eines Subtrahierers 26 vom vom SISO-Entzerrer 21 gelieferten logarithmischen Wahrscheinlichkeitsverhältnis Λ1[b(i)] abgeleitete äußerliche oder äußere Information. Der zweite Term λ2[b(i)] ist die durch Subtrahieren von λ1[b(n)] mittels eines Subtrahierers 24 von einem in der vorherigen Iteration von einem SISO-Decodierer 23 gelieferten logarithmischen Wahrscheinlichkeitsverhältnis Λ2[b(n)] gewonnene a-priori-Information, welche eine durch eine Verschachtelungseinrichtung 25 umgestaltete oder verschachtelte Fassung von λ2[b(n)] ist. Der Anfangswert von λ2[b(n)] ist null. Die a-priori-Information λ2[b(i)] wird als ein a-priori-LLR-Wert einer codierten Bit-Zeichenfolge {b(i)} verwendet. Die äußerliche Information wird durch eine Entschachtelungseinrichtung 22 zu λ1[b(i)] wiederhergestellt, was als eine A-posteriori-Information in den SISO-Decodierer 23 eingegeben wird. Der SISO-Decodierer 23 verwendet die A-posteriori-Information, um einen A-posteriori-LLR-Wert Λ2 der codierten Bit-Zeichenfolge {b(i)} durch die folgende Gleichung (2) abzuleiten. Λ2[b(n)] = λ2[b(n)] + λ1[b(n)] (2)
  • In der zweiten Iteration und nachfolgenden Iterationen wird λ1[b(n)] mittels des Subtrahierers 24 vom durch den SISO-Decodierer 23 abgeleiteten A-posteriori-LLR-Wert Λ2 subtrahiert, um die äußerliche Information λ2[b(n)] zu gewinnen, welche als eine a-priori-Information λ2[b(i)] über eine Verschachtelungseinrichtung 25 an den SISO-Entzerrer 21 geliefert wird. Solche Iterationen von Entzerrung und Decodierung aktualisieren den LLR-Wert, was für einen wahrscheinlicheren LLR-Wert sorgt. Das heißt, das erste logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnis Λ1 wird durch die erste adaptive Entzerrung des digitalen Empfangssignals berechnet und das erste logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnis Λ1 wird decodiert, um das zweite logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnis Λ2 zu gewinnen, welches verwendet wird, um die zweite adaptive Entzerrung des digitalen Empfangssignals vorzunehmen, um das erste logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnis Λ1 zu gewinnen, welches dann decodiert wird, und der decodierte Wert wird ausgegeben.
  • Bei der iterativen Entzerrung verwenden der SISO-Entzerrer und der SISO-Decodierer einen MAP-Algorithmus (MAP = Maximum A-posteriori Probability), einen auf dem MAP-Algorithmus basierenden Log-MAP-Algorithmus oder einen Max-Log-MAP-Algorithmus, welcher die Rechenkomplexität von Entzerrung und Decodierung durch Anwendung von Näherungsrechnung verringert hat. Noch ein weiterer Algorithmus ist SOVA (Soft-Output Viterbi Algorithm), welcher, während er eine optimale Decodierung folgenweise ausführt, Bitzuverlässigkeitsinformationen liefert. Im Fall der Verwendung eines dieser Algorithmen zur Entzerrung durch den Entzerrer nimmt jedoch die Komplexität des Algorithmus hinsichtlich der maximalen Anzahl im Entzerrer zu berücksichtigender verzögerter Symbole exponentiell zu, was eine sehr hohe Rechenkomplexität zur Folge hat. Zum Beispiel wenn BPSK als das Modulationssystem verwendet wird, wird in der Annahme, dass die Speicherkapazität eines einzigen Empfangskanals 10 Symbole beträgt (während die maximale Anzahl im Entzerrer zu berücksichtigender verzögerter Symbole 10 Symbole beträgt), die Anzahl von Zuständen so groß wie 210 = 1024, was eine praktische Rechenkomplexität übersteigt. Die Rechenkomplexität konnte durch Verwendung eines linearen Entzerrers für die iterative Entzerrung verringert werden.
  • 2 zeigt ein typisches Beispiel des linearen Entzerrers. Im dargestellten Entzerrer werden abgetastete Empfangssignale auf eine Reihenschaltung von Verzögerungsgliedern (mit einer Verzögerung von τ Sekunden) 31 angewendet, um um τ-Sekunden-Intervalle verzögerte Signale in aufeinanderfolgender Reihenfolge zu gewinnen, welche mittels einer variablen Gewichtungsschaltung 32, in welcher ein Koeffizient durch eine Koeffizientenanpassungsschaltung 34 eingestellt ist, gewichtet und mittels eines Addierers 33 kombiniert werden, um eine Entzerrung zu implementieren. Als Verzögerungszeit τ wird in der Regel die Abtastperiode T oder T/2 gewählt. Betrachtet man den Entzerrer als einen einzigen Filter, erreicht der lineare Entzerrer eine Entzerrung durch Implementieren einer zum Identifizieren des Empfangssignals geeigneten Filtercharakteristik. Dieser Filter implementiert im Grunde eine inverse Charakteristik einer Kanalverzerrung.
  • Wenn ein solcher linearer Entzerrer zur oben beschriebenen iterativen Entzerrung verwendet wird, ist es erforderlich, einen Weichentscheidungswert als den Entzerrerausgang abzuleiten. In der oben erwähnten Literatur von Daryl Reynolds und Xiaodong Wang ist ein System dargelegt, in welchem die iterative Entzerrung, durch Ableiten des Weichentscheidungswerts mittels des linearen Entzerrers, mit weniger Rechenkomplexität als im Fall der Verwendung des herkömmlichen Algorithmus wie MAP, SOVA oder dergleichen erreicht werden kann. In der Literatur findet sich eine Beschreibung der Anwendung des linearen Entzerrers, welche das folgende zeitdiskrete Modell als ein Kanalmodell annimmt. Ein Empfangssignal-Abtastwert r(n) wird wie folgt ausgedrückt:
    Figure 00030001
    v(n) = [v0(n) v1(n) ... vM-1(n)]τ (4) h(n; j) = [h0(n; j) h1(n; j) ... hM-1(n; j)]τ (5)
  • Im obigen ist M die Anzahl von Kanalausgängen und ist r(n) = [r0(n) r1(n) ... rM-1(n)]τ ein einen Empfangssignal-Abtastwert in jedem Kanal zur Zeit n darstellender Vektor, wobei τ eine transponierte Matrix angibt. Zum Beispiel im Fall der Verwendung einer Vielzahl von Antennen entspricht M der Anzahl von Antennen. b(n) stellt ein codiertes Bit dar, und v(n) in Gl. (4) ist ein Rauschen darstellender komplexer Vektor mit einem Mittelwert 0. In Gl. (5) ist h(n; j) ein den Abgriff-Gewichtungskoeffizient des Kanals darstellender Vektor und ist J die Kanal-ISI-Länge. Nun werden ein Empfangssignalvektor R(n), ein Rauschvektor V(n), ein Vektor codierter Bits B(n) und eine Kanalmatrix Hm(n) wie folgt definiert:
    Figure 00040001
    B(n) = [b(n + (J – 1))b(n + (J – 2)) ... b(n + 1)b(n)b(n – 1) ... b(n – (J – 1))]τ (8) H(n) = [h(n; 0) ... h(n; J – 1)] (9)
    Figure 00040002
  • Die durch Gl. (6) und (7) gegebenen Vektoren R(n) und V(n) sind Spaltenvektoren einer Matrix mit MJ Zeilen und einer Spalte, das heißt MJ-dimensionale Spaltenvektoren. B(n) ist ein (2J – 1)-dimensionaler Spaltenvektor, H(n) ist eine Matrix mit M Zeilen und J Spalten, und Hm(n) ist eine Matrix mit MJ Zeilen und (2J – 1) Spalten. Aus dem obigen ergibt sich Gl. (3) wie folgt: R(n) = Hm(n)B(n) + σV(n) (11)
  • Nun wird die Wahrscheinlichkeit der Codebit-Zeichenfolge durch die folgende, den a-priori-LLR-Wert λ2[b(k)] der Codebit-Zeichenfolge b(i) verwendende Gleichung definiert. b'(k) = tanh[λ2[b(k)]/2], n – (J – 1) ≦ k ≦ n + (J – 1) (12)
  • Gl. (12) hat die Eigenschaft, dass sie bei Abweichung einer Variablen x einer Hyperbelfunktion tanhx von 0 schnell gegen 1 oder –1 geht, und die Wahrscheinlichkeit b'(k) stellt einen Schätzwert von b(k) dar. Ferner ergibt sich dieser Schätzwert-Vektor des Codebits im Empfangssignalvektor R(n), welches das Codebit b(n) zur Zeit n als Intersymbolstörung beeinträchtigt, aus der folgenden Gleichung. B'(n) = [b'(n + (J – 1))b'(n + (J – 2)) ... b'(n + 1)0b'(n – 1) ... b'(n – (J – 1))]τ (13)
  • In Gl. (13) wird, da B'(n) ein Schätzwert-Vektor ist, welcher verwendet wird, um die Intersymbolstörungskomponente für das Codebit b(n) zur Zeit n vom Empfangssignalvektor R(n) zu subtrahieren, das b(n) des Vektors B'(n) entsprechende Element auf null gesetzt. Ein Differenzvektor Rc(n) durch Subtrahieren einer Intersymbolstörungskomponenten-Kopie vom Empfangssignalvektor R(n) ist durch die folgende, den Intersymbolstörungscode-Schätzwert-Vektor B'(n) verwendende Gleichung definiert. Rc(n) = R(n) – Hm(n)B'(n) = Hm(n)[B(n) – B'(n)] + σv(n) (14)
  • Der Differenzvektor Rc(n) wird durch die Anwendung eines linearen Filters mit einem Abgriffkoeffizienten G(n) einer durch die folgende Gleichung ausgedrückten Filterung unterzogen. Z(n) = G(n)HRc(n) (15)wobei H eine konjugiert-transponierte Matrix ist. Der Abgriffkoeffizient G(n) wird so gewählt, dass der mittlere quadratische Fehler zwischen dem Codebit B(n) und dem Filterausgang Z(n) minimiert wird wie durch die folgende Gleichung ausgedrückt. G(n) = arg min E{||b(n) – G(n)HRc(n)||2} = arg min G(n)HE{Rc(n)Rc(n)H}G(n) – 2G(n)HE{b(n)Rc(n)} (16)wobei arg min E{} denjenigen unter allen J-dimensionalen Vektoren G darstellt, dessen Inhalt von {} minimal ist.
  • Eine Erweiterung des ersten und des zweiten Terms in Gl. (16) ergibt E{Rc(n)Rc(n)H} = Hm(n)Λ(n)Hm(n)H + σ2 (17) E{b(n)Rc(n)} = Hm(n)eJ (18)wobei I eine Einheitsmatrix ist, und Λ(n) = Cov{B(n) – B'(n)} = diag[1 – b'2(n + (J – 1)), ..., 1 – b'2(n + 1), 1, 1 – b'2(n – 1), ..., 1 – b'2(n – (J – 1))] (19)
  • Im obigen stellt Cov eine Kovarianzmatrix dar und stellt diag eine diagonale Matrix dar. eJ ist ein Vektor mit einer Länge 2J – 1, wobei ein J. Element 1 und andere Elemente 0 sind. Durch Lösen der Normalgleichung mit dem Gradientenvektor auf der rechten Seite von Gl. (16) zu 0 und Einsetzen von Gl. (17) und (18) ergibt sich der optimale Abgriffkoeffizient G(n) wie folgt: G(n) = [Hm(n)Λ(n)Hm(n)H + σ2I]–1Hm(n)eJ (20)
  • Einsetzen des so abgeleiteten Abgriffkoeffizienten G(n) in Gl. (15) ergibt Z(n) = eJ τHm(n)H[Hm(n)Λ(n)Hm(n)H + σ2I]–1[R(n) – Hm(n)B(n)] (21)
  • In diesem Fall muss, da es erforderlich ist, dass Hm(n) eine volle Spaltenreihe ist, die Antennenanzahl M mindestens 2 oder mehr betragen.
  • In der Annahme, dass der Filterausgang durch eine Gaußsche Verteilung angenähert werden kann, lässt sich Z(n) durch Gl. (21) wie folgt beschreiben (siehe V. Poor und S. Verdu, "Probability of Error in MMSE Multiuser Detection", IEEE Trans. Information Theory., Band IT-43, Nr. 3, S. 858–871, Mai 1997). Z(n) = μ(n)b(n) + η(n) (22)wobei μ(n) eine äquivalente Amplitude des Ausgangssignals ist und η(n) eine Gaußsche Verteilung mit einem Mittelwert 0 und der Varianz v2(n) darstellt. Deshalb können μ(n) und v(n) wie folgt ausgedrückt werden: μ(n) = E{Z(n)b(n)} = [Hm(n)H[Hm(n)Λ(n)Hm(n)H + σ2I]–1Hm(n)]J,J (23)(23)wobei []J,J das Element am Schnittpunkt der J. Zeile und der J. Spalte der Matrix bezeichnet. v2 = var{Z(n)} = μ(n) – μ2(n) (24)
  • Laut dem obigen kann die durch den linearen Entzerrer abgeleitete äußerliche Information aus der folgenden Gleichung abgeleitet werden.
  • Figure 00060001
  • Um den optimalen Abgriffkoeffizienten G(n) mit dem oben beschriebenen Verfahren zu gewinnen, ist es jedoch erforderlich, dass die durch die folgende Gleichung ausgedrückte Berechnung der inversen Matrix in Gl. (20) für jeden Zeitpunkt durchgeführt wird; daher erfordert die Berechnung viel Zeit. Φ(n) = [Hm(n)Λ(n)Hm(n)H + σ2I]–1 (26)
  • Beim herkömmlichen Verfahren für iterative Entzerrung durch den linearen Entzerrer muss die Berechnung der inversen Matrix für jeden Zeitpunkt durchgeführt werden, um den Abgriffkoeffizienten zu aktualisieren – dies verursacht das Problem einer hohen Rechenkomplexität.
  • Das Dokument WANG, X et al. offenbart ein Verfahren und einen Entzerrer gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1 bzw. Anspruch 8. Dieser Stand der Technik entspricht dem oben bezüglich der Literatur von Daryl Reynolds und Xiaodong Wang erläuterten. Daher erfordert die Berechnung gemäß diesem Stand der Technik wie erläutert eine hohe Rechenkomplexität.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein adaptives Entzerrungsverfahren und eine adaptive Entzerrungseinrichtung zu schaffen, welche eine Verringerung der Rechenkomplexität beim Ableiten des Abgriffkoeffizienten des linearen Entzerrers für iterative Entzerrung erlauben und daher eine Verkürzung der Rechenzeit zulassen.
  • Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren nach Anspruch 1 und einen adaptiven Entzerrer nach Anspruch 8 erfüllt. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
  • In einer zweiten Verarbeitung und nachfolgenden Verarbeitungen durch einen adaptiven iterativen Entzerrer zur Iteration von Entzerrung und Decodierung wird ein Schätzwert-Vektor des Codebits auf der Grundlage der Wahrscheinlichkeit eines Weichentscheidungswerts aus einem Decodierer einer linearen Filterung mit einem Impulsantwort-Schätzwert Hm(n) unterzogen, um eine Kopie des Empfangssignals zu erzeugen. Die Kopie wird vom Empfangssignal subtrahiert, um ein Differenzsignal Rc(n) zu schaffen, aus welchem die Intersymbolstörungskomponente entfernt ist, dann wird der Abgriffkoeffizient des linearen Filters zum Beispiel unter Anwendung des Hilfssatzes zur Invertierung von Matrizen aus dem mit der als null angesehenen Intersymbolstörungskomponente angenäherten Impulsantwort-Schätzwert-Vektor HL(n) berechnet, dann wird die Differenz, dann das Differenzsignal Rc(n) einer linearen Filterung mit dem Abgriffkoeffizienten unterzogen, und das Ergebnis der linearen Filterung und der Impulsantwort-Schätzwert-Vektor werden verwendet, um den Weichentscheidungswert abzuleiten.
  • Bei diesem Aufbau kann der Abgriffkoeffizient des linearen Filters in einer zweiten iterativen Entzerrung und nachfolgenden iterativen Entzerrungen durch den linearen Entzerrer zum Beispiel unter Anwendung des Hilfssatzes zur Invertierung von Matrizen, durch welchen es möglich ist, eine adaptive Entzerrung mit weniger Rechenkomplexität zu erreichen als im Fall der herkömmlichen, welche die Berechnung der inversen Matrix aus Gl. (20) beinhaltet, berechnet werden.
  • Eine Empfangssignal-Abtastwertfolge und ein bekanntes Signal werden verwendet, um die Impulsantwort des Kanals zu schätzen, dann wird ein Schwellenwert vorzugsweise entsprechend gesetzt und werden Komponenten mit Werten, die kleiner als der Schwellenwert sind, aus dem Impulsantwort-Schätzwert-Vektor entfernt, das heißt die Dimension des Impulsantwort-Schatzwert-Vektors wird verringert. Ferner werden denjenigen der Werte, die kleiner als der Schwellenwert sind und daher aus dem Impulsantwort-Schätzwert-Vektor entfernt sind, entsprechende Kompo nenten aus dem Abgriffkoeffizienten eines aus der Empfangssignal-Abtastwertfolge und dem Empfangssignalvektor berechneten linearen Filters entfernt, um dadurch auch ihre Dimension zu verringern. Der Weichentscheidungswert wird unter Verwendung des Impulsantwort-Schätzwert-Vektors, des Abgriffkoeffizienten des linearen Filters und des Empfangssignalvektors mit den so verringerten Dimensionen abgeleitet.
  • Das obige System erlaubt eine Verringerung der Rechenkomplexität beim Ableiten des Weichentscheidungswerts, wenn der lineare Entzerrer zur iterativen Entzerrung verwendet wird.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Wahrscheinlichkeit des Weichentscheidungswerts aus einem Decodierer in einer zweiten Verarbeitung und nachfolgenden Verarbeitungen durch einen adaptiven Entzerrer zur Iteration von Entzerrung und Decodierung berechnet, wird dann der Abgriffkoeffizient des linearen Filters zum Beispiel unter Anwendung des Hilfssatzes zur Invertierung von Matrizen aus dem in der ersten Iterationsrunde in seiner Dimension verringerten Impulsantwort-Schätzwert-Vektor berechnet und in einem Speicher gespeichert, wird dann der Abgriffkoeffizient verwendet, um eine lineare Filterung eines Differenzsignals, von welchem eine Intersymbolstörungskomponente subtrahiert ist, durchzuführen, und werden das Ergebnis der linearen Filterung und der Impulsantwort-Schätzwert-Vektor zum Ableiten des Weichentscheidungswerts verwendet.
  • Dieses System erlaubt auch eine Verringerung der Rechenkomplexität beim Ableiten des Weichentscheidungswerts in der zweiten iterativen Entzerrung und nachfolgenden iterativen Entzerrungen durch den linearen Entzerrer.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist ein Blockschaltbild eines Senders/Empfängers des Systems zur iterativen Entzerrung;
  • 2 ist ein Blockschaltbild eines linearen adaptiven Entzerrers;
  • 3 ist ein Blockschaltbild, welches die Funktionskonfiguration für eine erste Entzerrungsverarbeitung in einer ersten Ausführungsform des adaptiven Entzerrers gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
  • 4 ist ein Blockschaltbild der Funktionskonfiguration in einer zweiten Entzerrungsrunde und nachfolgenden Entzerrungsrunden;
  • 5 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Auswirkung der vorliegenden Erfindung;
  • 6 ist eine Zeichnung, welche ein Beispiel einer Mehrwege-Kanalumgebung zeigt;
  • 7 ist ein Blockschaltbild, welches die Funktionskonfiguration für eine erste Entzerrungsver arbeitung in einer zweiten Ausführungsform des adaptiven Entzerrers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • 8 ist ein Blockschaltbild der Funktionskonfiguration in einer zweiten Entzerrungsrunde und nachfolgenden Entzerrungsrunden;
  • 9 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel einer im Empfangssignal enthaltenen Impulsantwort zeigt;
  • 10 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel für das Auswählen effektiver Wege aus der Impulsantwort zeigt;
  • 11 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Auswirkung der vorliegenden Erfindung; und
  • 12 ist ein Diagramm zur Erläuterung eines für Computersimulationen verwendeten Kanalmodells.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • AUSFÜHRUNGSFORM 1
  • Im in der oben erwähnten Literatur dargelegten Verfahren, welches einen linearen Entzerrer für iterative Entzerrung verwendet, wird die Wahrscheinlichkeit b'(k) des Codebits durch Gl. (12) unter Verwendung des a-priori-LLR-Werts λ2[b(k)] der Codebit-Zeichenfolge berechnet. Bei der ersten Entzerrungsverarbeitung ist, da der a-priori-LLR-Wert λ2[b(k)] in Gl. (12) in Ermangelung der a-priori-Information null ist, die Wahrscheinlichkeit b'(k) allesamt null wie unten gezeigt. b'(k) = [00...0...]τ
  • Deshalb ergibt sich der Differenzvektor Rc(n) nach Gl. (14) wie folgt: Rc(n) = R(n) – Hm(n)B'(n) = R(n) (27)und Λ(n) wird eine (2J – 1) × (2J – 1), deren diagonale Komponenten allesamt solche wie unten gezeigt sind. Λ(n) = Cov{B(n) – B'(n)} = diag{1, 1, ..., 1, ..., 1, 1} (28)
  • Folglich kann der optimale Abgriffkoeffizient G(n) des linearen Filters durch Gl. (20) durch die folgende Berechnung abgeleitet werden. G(n) = [Hm(n)Hm(n)H + σ2I]–1Hm(n)eJ (29)
  • Laut Gl. (29) hängt der Abgriffkoeffizient G(n) vom der Impulsantwort des Kanals entsprechenden Wert Hm(n) ab. Im Fall, in welchem zeitliche Schwankungen des Kanals aufgrund einer hohen Übertragungsgeschwindigkeit oder dergleichen, das heißt, in welchem die Dauer eines empfangenen Burst-Wegs so kurz ist, dass die Kanalcharakteristik des Empfangssignals sich in diesem Zeitintervall nicht ändert, ist der Abgriffkoeffizient G(n) im wesentlichen konstant. Folglich kann durch Vorausberechnen des Abgriffkoeffizienten G(n) vor der Verarbeitung der Informationssymbol-Periode und Verwenden des vorausberechneten Werts zur Verarbeitung jedes Informationssymbols die Rechenkomplexität gegenüber derjenigen im herkömmlichen System, welches den Abgriffkoeffizienten G(n) für jedes Informationssymbol ableitet, verringert werden. Außerdem kann, da die oben erwähnten zeitlichen Schwankungen auch bei der Berechnung des Abgriffkoeffizienten durch Gl. (20) nicht berücksichtigt zu werden brauchen, ein adaptiver Algorithmus verwendet werden – dadurch erübrigt sich die Notwendigkeit, die Berechnung der inversen Matrix durchzuführen, um den Abgriffkoeffizienten G(n) abzuleiten, was eine Verringerung der Rechenkomplexität erlaubt.
  • In Anbetracht des obigen wird in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Berechnung des Abgriffkoeffizienten durch einen adaptiven Algorithmus durchgeführt, um G(n) in einer Periode eines bekannten Signals oder Lehrsignal-Periode vor der Verarbeitung der Informationssymbol-Periode zu gewinnen, und wird der so gewonnene Wert verwendet, um die Verarbeitung in der Informationssymbol-Periode durchzuführen. Dadurch erübrigen sich die Notwendigkeiten der Berechnung der inversen Matrix und der Ableitung von G(n) zu jedem Zeitpunkt des Informationssymbols, was erlaubt, die Rechenkomplexität niedriger als im herkömmlichen System zu machen.
  • 3 und 4 zeigen Beispiele von Funktionskonfigurationen für die erste Verarbeitung sowie die zweite Verarbeitung und nachfolgende Verarbeitungen zur Entzerrung durch den adaptiven Entzerrer gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der dargestellte adaptive Entzerrer entspricht dem Entzerrer 21 in 1. 3 zeigt die Funktionskonfiguration für die erste Entzerrungsverarbeitung und 4 für die zweite Entzerrungsverarbeitung und nachfolgende Entzerrungsverarbeitungen. Die gestrichelte Linie in 4 deutet den Teil an, welcher nicht zum aktuellen Zeitpunkt (bei der zweiten Entzerrungsverarbeitung und nachfolgenden Entzerrungsverarbeitungen) verwendet wird, sondern bei der ersten Entzerrungsverarbeitung verwendet wird.
  • Der adaptive Entzerrer der ersten Ausführungsform enthält einen Impulsantwortschätzungsteil 100, einen Linearfilterteil 110, einen Weichentscheidungswert-Berechnungsteil 120, einen Schalter 101, einen Wahrscheinlichkeitsberechnungsteil 130 und einen Schalter 160. Der Impulsantwortschätzungsteil 100 besteht aus einem Transversalfilter 103, einem Subtrahierer 105 und einem Teil zum adaptiven Schätzen 106. Der Linearfilterteil 110 besteht aus einem Transversalfilter 111, einem Abgriffkoeffizienten-Berechnungsteil 112 und einem Subtrahierer 113.
  • Anhand von 3 wird nun die erste Entzerrungsverarbeitung bei der iterativen Entzerrung beschrieben. In diesem Fall ist der Schalter 101 mit einem bekannten Signal, zum Beispiel Lehrsignal-Eingangsklemme 102, verbunden und ist der Schalter 160 mit einer Eingangsklemme 104 verbunden. Im Impulsantwortschätzungsteil 100 werden eine als ein bekanntes Muster von der Lehrsignal-Eingangsklemme 102 gelieferte Lehrsignalfolge b(n) und ein durch Subtrahieren einer Ausgangskopie Hm(n)b(n) des Transversalfilters 103 mittels des Subtrahierers 105 von einer Empfangssignal-Abtastwertfolge R(n) von der Eingangsklemme 104 gewonnener Differenzwert (Vektor) Rc(n) verwendet, um die Impulsantwort Hm(n) des Kanals in einem Berechnungsteil 106A des Teils zum adaptiven Schätzen 106 zu schätzen. Diese Impulsantwort-Schätzwert-Berechnung braucht nur das Quadrat von Rc(n) durch Verwendung eines in einem normalen adaptiven Entzerrer benutzten adaptiven Algorithmus zu minimieren. Der Impulsantwort-Schätzwert Hm(n) wird, nachdem er beim Abschlusspunkt der Lehrsignalfolge b(n) konvergiert ist, in einem Speicherungsteil 106B gespeichert.
  • Im Linearfilterteil 110 wird die Empfangssignal-Abtastwertfolge R(n) in den Transversalfilter 111 als einen linearen Filter eingegeben, durch welchen sie einer linearen Filterung mit dem im Abgriffkoeffizienten-Berechnungsteil 112 berechneten Abgriffkoeffizienten G(n) unterzogen wird, dann wird der gefilterte Ausgang Z(n) = GH(n)HR(n) mittels des Subtrahierers 113 von der Lehrsignalfolge b(n) subtrahiert und wird die Differenz in den Abgriffkoeffizienten-Berechnungsteil 112 eingegeben, um den Abgriffkoeffizienten G(n) des linearen Filters zu aktualisieren. Diese aktualisierende Berechnung benutzt einen adaptiven Algorithmus. Das heißt, bei der ersten Entzerrungsiteration wird, da R(n) = Rc(n) aus Gl. (27), der Abgriffkoeffizient G(n) durch den adaptiven Algorithmus so bestimmt, dass ||b(n) – G(n)HR(n)|| aus Gl. 16 minimiert wird. Deswegen kann der Abgriffkoeffizient G(n) mit weniger Komplexität als im Fall des Durchführens der Berechnung der inversen Matrix mit Gl. (20) berechnet werden. Das Aktualisieren des Abgriffkoeffizienten G(n) endet mit dem Abschluss der Lehrsignalfolge b(n), und der Abgriffkoeffizient zu dieser Zeit wird unverändert belassen.
  • Das Empfangssignal nach Abschluss der Lehrsignalfolge b(n), das heißt die Informationssymbol-Empfangssignal-Abtastwertfolge R(n), wird einer linearen Filterung durch den Transversalfilter 111 mit dem zuletzt aktualisierten Abgriffkoeffizienten G(n) unterzogen. Der Filterungsausgang Z(n) und der letzte Kanal-Impulsantwort-Schätzwert Hm(n) werden verwendet, um im Weichentscheidungswert-Berechnungsteil 120 den Weichentscheidungswert λ1[b(n)] als den ersten Entzerrungsausgang zu berechnen. Bei der ersten Entzerrungsiteration ist, da die a-priori-Information λ2[b(n)] = 0 ist, Λ1 = [b(n)] = λ1[b(n)]. Der Weichentscheidungswert λ1[b(n)] wird in die Entschachtelungseinrichtung 22 eingegeben (siehe 1).
  • Nun folgt zuerst, anhand von 4, eine Beschreibung des Prinzips der Entzerrung in der zweiten Runde und den nachfolgenden Runden iterativer Entzerrung und dann der konkreten Entzerrungsverarbeitung. In der zweiten Entzerrungsverarbeitungsrunde und den nachfolgenden Entzerrungsverarbeitungsrunden wird das in der ersten Verarbeitungsiteration verwendete Empfangssignal R(n) erneut eingegeben. Andererseits, wenn die Wahrscheinlichkeit b'(n) durch Gl. (12) aus dem für das Ergebnis der Entzerrung der ersten Iteration erzeugten Ausgang des Decodierers 23 (1), genauer gesagt aus dem Weichentscheidungswert λ2[b(n)] des von der Verschachtelungseinrichtung 25 zugeführten Codebits berechnet wird, ist die Wahrscheinlichkeit b'(n) bei hohem Eb/N0 (Bit-Energie-Störabstand) ungefähr +1 oder –1. In anderen Worten, der Intersymbolstörungscode-Schätzwert-Vektor in Gl. (13) kann angenähert werden wie durch die folgende Gleichung ausge drückt. B'(n) ≅ [±1, ±1, ..., ±1, 0, ±1, ..., ±1, ±1]τ (30)
  • Die Verwendung des so angenäherten b'(n) erlaubt eine Annäherung von Gl. (19) an die folgende Gleichung. Λ(n) = Cov{B(n) – B'(n)} = diag{0, 0, ..., 0, 1, 0, ...,0, 0} (31)
  • Durch Einsetzen von Gl. (31) in Gl. (20) kann der Abgriffkoeffizient G(n) des linearen Filters durch Vornehmen der folgenden Berechnung gewonnen werden. G(n) = [HL(n)HL H(n) + σ2I]–1HL (32)wobei HL(n) der Vektor mit einer Spalte von M mal J Zeilen, ausgedrückt durch HL(n) = [h(n; J – 1) ... h(n; 0)]τ = [h0(n; J – 1) ... hM-1(n; J – 1) h0(n; J – 2) ... hM-1(n; J – 2) ... h0(n; 0) ... hM-1(n; 0)]τ ist.
  • In diesem Fall gestattet die Anwendung des Hilfssatzes zur Invertierung von Matrizen bei der Berechnung des Abgriffkoeffizienten G(n) des linearen Filters durch Gl. (32) eine Verringerung der dafür erforderlichen Rechenkomplexität. Bei einer solchen Annäherung des Intersymbolstörungscode-Schätzwert-Vektors B(n) wie durch Gl. (30) ausgedrückt wird HL(n) der Vektor mit einer Spalte von M mal J Zeilen wie oben erwähnt – dadurch erübrigt sich die Notwendigkeit, die Berechnung der inversen Matrix durchzuführen, was eine wesentliche Verringerung der Rechenkomplexität gegenüber der vom herkömmlichen System benötigten Rechenkomplexität erlaubt. So kann gemäß der vorliegenden Erfindung in der zweiten Runde und den nachfolgenden Runden iterativer Entzerrung die Rechenkomplexität im Abgriffkoeffizienten-Berechnungsteil beim Ableiten des Abgriffkoeffizienten G(n) des linearen Filters durch Anwendung der Annäherung durch Gl. (31) und des Hilfssatzes zur Invertierung von Matrizen verringert werden.
  • 4 zeigt in Blockform ein Beispiel der Funktionskonfiguration in der zweiten Runde und nachfolgenden Runden der Entzerrung durch den adaptiven Entzerrer der ersten Ausführungsform. Der Umschalter 101 ist mit dem Ausgang des Wahrscheinlichkeitsberechnungsteils 130 verbunden, und der Schalter 160 ist mit dem Ausgang des Subtrahierers 105 verbunden. Der Weichentscheidungswert λ2[b(n)] jedes Bits der Codefolge, welcher der Ausgang des Decodierers 23 (der Ausgang der Verschachtelungseinrichtung 25) in der vorherigen Runde der iterativen Entzerrung ist, wird über eine Klemme 131 in den Wahrscheinlichkeitsberechnungsteil 130 eingegeben, welche die Berechnung von Gl. (12) durchführt und die Wahrscheinlichkeit b'(n) ausgibt. Die Wahrscheinlichkeit b'(n) wird durch den Transversalfilter 103 einer Filterung mit den im Speicherungsteil 106B als der Kanal-Impulsantwort-Schätzwert Hm(n) gespeicherten Impulsantwort-Schätzwerten HL(n) unterzogen, wodurch man Hm(n)B'(n) in Gl. (14) als eine Kopie der Intersymbolstörung im Empfangssignal R(n) gewinnt. Die Ausgangskopie des Transversalfilters 103 wird mittels des Subtrahierers 105 von der Empfangssignalwertfolge R(n) subtrahiert, um den Differenzwert Rc(n) in Gl. (14) abzuleiten.
  • Der Abgriffkoeffizient G(n) des linearen Filters wird durch Gl. (32) berechnet, wobei als Eingang für diese, anders als im System zum Ableiten des Abgriffkoeffizienten des linearen Filters in der ersten Iteration der Iteration, nur der im Speicherungsteil 106B gespeicherte Kanal-Impulsantwort-Schätzwert HL(n) verwendet wird.
  • Diese Berechnung wendet den oben erwähnten Hilfssatz zur Invertierung von Matrizen an. Das heißt, wenn dieser Hilfssatz durch A = B–1 + CD–1CH ausgedrückt wird, wobei A und B positiv definite (M-mal-M-)Matrizen, C eine (M-mal-N-)Matrix, D eine positiv definite (N-mal-N-)Matrix darstellen, ergibt sich eine inverse Matrix von A aus A–1 = B – BC(D + CHBBC)–1CHB (33)
  • Bei Anwendung dieses Hilfssatzes auf die Berechnung der inversen Matrix in Gl. (32) gilt HL(n)HL H(n) + σ2I = B–1 + CD–1CH, HL(n)HL H(n) = CD–1CH, σ2I = B–1, h(n) = C, D–1 = I, HL H(n) = CH.
  • Verwendet man diese, um Gl. (33) zu berechnen, wird die Berechnung der inversen Matrix in Gl. (32) gelöst. Übrigens enthält Gl. (33) auch eine Berechnung der inversen Matrix (D + CHBBC)–1, aber diese inverse Matrix ist auch skalar und kann daher entsprechend berechnet werden.
  • Der so berechnete Abgriffkoeffizientenwert G(n) wird verwendet, um eine lineare Filterung des Differenzwerts Rc(n) mittels des Transversalfilters 111 vorzunehmen, und das Filterungsergebnis Z(n) und die im Speicherungsteil 106B gespeicherte Kanal-Impulsantwort-Schätzwert HL(n) werden verwendet, um im Weichentscheidungswert-Berechnungsteil 120 Gl. (25) zu berechnen, um den Weichentscheidungswert ΛL[b(n)] abzuleiten. Die äquivalente Amplitude μ(n) in Gl. (25) ergibt sich aus der folgenden Gleichung, wenn Gl. (31) für Λ(n) in Gl. (23) eingesetzt wird. μ(n) = [HL(n)H[HL(n)HL(n)H + σ2I]–1HL(n)] = HL(n)HG(n) (34)
  • Übrigens kann der Abgriffkoeffizienten-Berechnungsteil 112 des Linearfilterteils 110 bei der ersten Entzerrungsiteration auch den Hilfssatz zur Invertierung von Matrizen anwenden, um den Abgriffkoeffizienten G(n) zu berechnen.
  • Wie oben beschrieben, erlaubt diese Ausführungsform eine Verringerung der Rechenkomplexität beim Ableiten des Abgriffkoeffizienten des linearen Entzerrers, welcher zur iterativen Entzerrung verwendet wird. 5 zeigt eine durch Computersimulationen, zum Beispiel wenn ein RLS-Algorithmus (Recursive Least Squares) mit einer ausgezeichneten Konvergenzcharakteristik als ein adaptiver Algorithmus zum Ableiten des Abgriffkoeffizienten eines zur iterativen Entzerrung verwendeten linearen Entzerrers verwendet wird, erzielte Fehlerraten-Charakteristik.
  • In 5 stellt die Ordinate die Bitfehlerrate (BER) und die Abszisse Eb/N0 (den Bit-Energie-Störabstand) dar. Das verwendete Modulationssystem war BPSK (Zwei-Phasen-Verschiebung), die Informationsübertragungsgeschwindigkeit war 12 Mbps, und die die Fading-Schwankungsgeschwindigkeit angebende maximale Dopplerfrequenz war 1000 Hz. Die verwendete Rahmenkonfiguration ist ein eindeutiges Wort mit einem bekannten Muster für erste 128 Symbole, dann wurde die Kanal-Impulsantwort Hm(n) geschätzt und wurden 128 Symbole als Informationssymbole zum Ende der Lehrsymbole hinzugefügt. Der RLS-Algorithmus wurde zur Schätzung der Impulsantwort verwendet. Der Kanal war als ein Fünf-Wellen-Rayleigh-Fading-Kanal mit dem gleichen Pegel eingerichtet, und die Empfangsseite sollte mit Zwei-Zweige-Diversity und iterativer Entzerrung durch einen linearen Filter mit fünf Abgriffen arbeiten. Ferner wurde bei der iterativen Entzerrung SOVA (Soft-Output Viterbi Algorithm) zum Decodieren verwendet und belief sich die Anzahl der Iterationen auf zwei.
  • In 5 zeigen die Kurven A0 und A1 durch Durchführen der Berechnung der inversen Matrix zum jeweiligen Zeitpunkt in den Fällen, in welchen die Anzahl der Iterationen eins bzw. zwei war, gewonnene Abgriffkoeffizienten des linearen Filters. Die Kurven B0 und B1 zeigen die durch das System gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung abgeleiteten Abgriffkoeffizienten G(n), wobei die Kurve B0 die Abgriffkoeffizientenwerte unter Anwendung des adaptiven Algorithmus und die Kurve B1 die Abgriffkoeffizientenwerte unter Anwendung des Hilfssatzes zur Invertierung von Matrizen anzeigt, wenn die Anzahl der Iterationen zwei war. Im Fall der vorliegenden Erfindung liegt die Verschlechterung der Bitfehlerrate, gegenüber der Rate im Fall des Durchführens der Berechnung der inversen Matrix an jedem Punkt, nur in der Größenordnung von 0,1 dB, sie kann als etwa die gleiche wie im letzteren Fall angesehen werden. Die vorliegende Erfindung braucht die durch Gl. (26) ausgedrückte Berechnung der inversen Matrix nicht durchzuführen, und daher erlaubt sie eine wesentliche Verringerung der Rechenkomplexität beim Ableiten des Abgriffkoeffizienten des linearen Entzerrers, welcher zur iterativen Entzerrung verwendet wird. Übrigens wurde bestätigt, dass dasselbe für die Fälle gilt, in welchen das bekannte Muster 128 Symbole hat und die Anzahl von Informationssymbolen 256 ist und in welchen das bekannte Muster 128 Symbole hat und die Anzahl von Informationssymbolen 512 ist. Dies bedeutet, dass, wenn die Dauer eines Burst-Wegs (die Rahmenlänge) kurz etwa gleich wie diese Informationssymbol-Dauern ist, Impulsantwort-Schwankungen des Kanals ignoriert werden können und die Bitfehlerrate ungefähr gleich derjenigen im Fall des Durchführens der Berechnung der inversen Matrix zu jeder Symbolzeit ist, und noch dazu bei geringerer Rechenkomplexität. Lässt man M und J die Anzahl von Antennen (Kanälen) bzw. die Länge von Intersymbolstörungen (die Anzahl von Abgriffen des linearen Filters 111) darstellen, ist im Fall des Durchführens der Berechnung der inversen Matrix zu jeder Symbolzeit die Rechenkomplexität ungefähr 0((MJ)3), hingegen in der oben beschriebenen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die Rechenkomplexität ungefähr 0((MJ)3), was wesentlich geringer als im obigen Fall ist.
  • Obwohl die in 3 und 4 gezeigten Beispiele zur Erleichterung des Verstehens der Funktionskonfiguration zwei Transversalfilter 103 und 111 enthalten, braucht die Anzahl von Filtern nicht immer zwei zu sein, sondern kann sie auch eins sein. Außerdem sind der Abgriffkoeffizienten-Berechnungsteil 112 und der Teil zum adaptiven Schätzen 106 als verschiedene Blocks dargestellt, aber sie können zu einer Einheit kombiniert werden.
  • Wie oben beschrieben, nutzt die eine Art der ersten Ausführungsform die Tatsache, dass die Impulsantwort des Kanals sich über eine kurze Zeitspanne nicht allzusehr ändert, und ist sie daher dadurch gekennzeichnet, dass das Lehrsignal zu Beginn des empfangenen Burst-Wegs (Rahmens) oder das bekannte Signal verwendet wird, um den Impulsantwort-Schätzwert Hm(n) zu gewinnen, welcher in der nachfolgenden Verarbeitung verwendet wird.
  • Ferner wird gemäß der anderen Art dieser Ausführungsform in den zweiten Iterationen der Iteration nur ein J. Element einer diagonalen Matrix auf 1 gesetzt, welche eine Kovarianzmatrix der Differenz zwischen dem Codebit Vektor B(n) und dem Intersymbolstörungscode-Schätzwert-Vektor B'(n) ist wie durch Gl. (31) ausgedrückt, und werden die anderen diagonalen Elemente an null angenähert, wodurch die Berechnung für den Abgriffkoeffizienten G(n) eine Vektorberechnung wird wie durch Gl. (32) angegeben – dadurch erübrigt sich die Notwendigkeit, die Berechnung der inversen Matrix durchzuführen, was eine Verringerung der Rechenkomplexität erlaubt. Bei der ersten Verarbeitung braucht das bekannte Signal (Lehrsignal) nicht immer verwendet zu werden, sondern kann stattdessen der Ausgang eines Unterscheidungsteils 150, welcher den Ausgang des Transversalfilters 103 zwischen zwei Binärwerten unterscheidet, anstelle des Signals aus dem Ausgang des Schalters 101 verwendet werden wie durch die gestrichelten Linien in 3 angedeutet. Der letzte durch die erste Verarbeitung gewonnene Impulsantwort-Schätzwert Hm(n) wird bei der zweiten Verarbeitung und nachfolgenden Verarbeitungen verwendet.
  • AUSFÜHRUNGSFORM 2
  • In der oben anhand von 3 und 4 beschriebenen ersten Ausführungsform werden alle diejenigen der über verschiedene Wege an der Eingangsklemme 104 ankommenden Wegkomponenten des sogenannten Mehrwege-Empfangssignals R(n), welche im Bereich der maximalen Anzahl J zu berücksichtigender verzögerter Symbole liegen, entzerrt, wie aus Gl. (5), (6), (8) bis (11), (15) und (25) ersichtlich. Je nach der Kanalumgebung des Kanals können jedoch Wegkomponenten mit relativ großer Empfangsleistung manchmal zeitlich von anderen Wegkomponenten getrennt ankommen wie durch Mehrwegekomponenten d1, d2, ... in 6 angedeutet. Auch in einer solchen Kanalumgebung entzerrt die erste Ausführungsform alle betroffenen empfangenen Wegkomponenten.
  • Das heißt, in der ersten Ausführungsform werden auch Wegkomponenten im Bereich der maximalen Anzahl J von verzögerten Symbolen, selbst wenn sie in der Empfangsleistung sehr klein oder in extremen Fallen null sind, einer Entzerrung unterzogen, und deshalb erfordert die Berechnung viel Zeit. Als eine Lösung dieses Problems ist diese Ausführungsform dafür ausgelegt, bestimmte der Dimensionen, welche Mehrwegekomponenten mit vernachlässigbar kleiner Empfangsleistung entsprechen, wegzulassen, um die Größen der zu verarbeitenden Vektoren und Matrizen zu verringern, wodurch die Rechenkomplexität verringert und daher die Rechenzeit verkürzt wird.
  • Berechnet man die Wahrscheinlichkeit b'(n) des Weichentscheidungswerts λ2[b(n)] für die Codebit-Zeichenfolge b(n), das heißt den Decodierer-Ausgang für das Ergebnis Λ1[b(n)] der ersten Entzerrungsiteration, mit Gl. (12) wie in den zweiten Iterationen der Entzerrung in der ersten Ausführungsform, ist der berechnete Wert praktisch +1 oder –1. Durch Nutzung dieser Tatsache zur Annäherung des Intersymbolstörungscode-Schätzwert-Vektors B'(n) wie durch Gl. (30) ausgedrückt kann der Abgriffkoeffizient G(n) des linearen Filters 111 unter Anwendung des Hilfssatzes zur Invertierung von Matrizen wie folgt berechnet werden: G(n) = [HL(n)HL(n)H + σ2I]–1HL(n) = HL(n)/(σ2 + HL(n)HHL(n)) (35)wobei HL(n) ein Spaltenvektor mit einer Länge M mal J ist wie unten gezeigt. HL(n) = [h0(n; J – 1) ... hM-1(n; J – 1) h0(n; J – 2) ... hM-1(n; J – 2) ... h0(n; 0) ... hM-1(n; 0)]τ (36)
  • Durch die Annäherung von Λ(n) in Gl. (23) wie durch Gl. (32) angegeben wird auch die äquivalente Amplitude μ(n) des Ausgangssignals berechnet wie durch (34) ausgedrückt.
  • Andererseits ergibt sich Z(n) aus Z(n) = G(n)HRc(n) (37)wie es bei Gl. (15) der Fall ist. Durch Verwenden des durch Gl. (37) gewonnenen Linearfilter-Ausgangs Z(n) in Gl. (25) kann der durch den linearen Entzerrer abgeleitete Wert der äußerlichen Information Λ1[b(n)] als die Ergebnisse der zweiten Entzerrung und nachfolgender Entzerrungen verwendet werden.
  • Nehmen wir nun an, dass Wegkomponenten j = 1 bis j = J – 2 im Bereich der maximalen Anzahl J von im Entzerrer zu berücksichtigenden verzögerten Symbolen nicht angekommen sind, aber Wegkomponenten j = 0 und j = J – 1 angekommen sind. Wenn die Impulsantwort des Kanals genau geschätzt werden kann, sind andere Wegkomponenten als effektive so beschaffen, dass h(n; 1), h(n; 2), ..., h(n; J – 2) = 0. Folglich folgt aus Gl. (35), dass HL(n) = [h0(n; J – 1) ...hM-1(n; J – 1) 0 ... 0 ... 0 ... 0 h0(n; 0) ... hM-1(n; 0)]τ (38)
  • Da der Abgriffkoeffizient G(n) des linearen Filters aus HL(n) berechnet werden kann wie durch Gl. (35) gezeigt, folgt, dass G(n) = [g0(n; J – 1) ... gM-1(n; J – 1) 0 ... 0 g0(n; 0) ... gM-1(n; 0)]τ (39)
  • Die Ableitung des Weichentscheidungswerts Λ1[b(n)] durch den linearen Entzerrer durch Gl. (25) erfordert die Berechnung der äquivalenten Amplitude μ(n) des Ausgangssignals durch Gl. (36) und des Linearfilter-Ausgangs Z(n) durch Gl. (37). Die äquivalente Amplitude μ(n) und der Linearfilter-Ausgang Z(n) werden berechnet wie unten gezeigt. μ(n) = HL(n)HG(n) = h0(n; J – 1) × g0(n; J – 1) + ... + hM-1(n; J – 1) × gM-1(n; J – 1) + ... + 0 × 0 + ... + 0 × 0 + ... + h0(n; 0) × g0(n; 0) + ... + hM-1(n; 0) × gM-1(n; 0) (40)
  • Auch hier, im Fall, in welchem Nullelemente von HL(n)H und G(n) weggelassen sind, das heißt, in welchem die Dimensionen von HL(n)H und G(n) verringert sind wie unten gezeigt, bleibt der Wert von μ(n) natürlich unverändert. HL'(n)H = (h0(n; J – 1) ... hM-1(n; J – 1) h0(n; 0) ... hM-1(n; 0)] (41) G'(n) = [g0(n; J – 1) ... gM-1(n; J – 1) g0(n; 0) ... gM-1(n; 0)]τ (42) μ(n) = HL'(n)HG'(n) = h0(n; J – 1) × g0(n; J – 1) + ... + hM-1(n; J – 1) × gM-1(n; J – 1) + h0(n; 0) × g0(n; 0) + ... + hM-1(n; 0) × gM-1(n; 0) (43)
  • Und Z(n) ergibt sich wie folgt: Z(n) = G(n)HRc(n) = g0(n; J – 1) × r0(n + J – 1) + ... + gM-1(n; J – 1) × rM-1(n + J – 1) + ... + 0 × r0(n + J – 2) + ... + 0 × rM-1(n + J – 2) + ... + 0 × r0(n + 1) + ... + 0 × rM-1(n + 1) + g0(n; 0) × r0(n) + ... + gM-1(n; 0) × rM-1(n) (44)
  • In Gl. (44) sind die den 0-Elementen entsprechenden Werte von Rc(n) bei der Ableitung von Z(n) wie unten gezeigt überflüssig, da G(n)H 0-Elemente aufweist. Rc'(n) = [r0(n + J – 1) ... rM-1(n + J – 1) r0(n) ... rM-1(n)] (45) Z'(n) = G'(n)HRc'(n) = g0(n; J – 1) × r0(n + J – 1) + ... + gM-1(n; J – 1) × rM-1(n + J – 1) + ... + g0(n; 0) × r0(n) + ... + gM-1(n; 0) × rM-1(n) (46)
  • Since the dimension of Rc(n) can be lowered as described above, the dimension of the received signal vector R(n) can also be lowered by Eq. (14). Further, since the dimension of the intersymbol interference component replica Hm(n)B'(n) can also be reduced, the dimension of the channel matrix Hm(n) can be reduced as well.
  • Da die Dimension von Rc(n) wie oben beschrieben verringert werden kann, kann auch die Dimension des Empfangssignalvektors R(n) durch Gl. (14) verringert werden. Ferner kann, da auch die Dimension der Intersymbolstörungskomponenten-Kopie Hm(n)B'(n) verringert werden kann, auch die Dimension der Kanalmatrix Hm(n) verringert werden.
  • Aus dem obigen ist ersichtlich, dass Berechnungen für die angekommenen Wegkomponenten bei der Berechnung zum Ableiten der äußerlichen Information durch den linearen Entzerrer entbehrlich sind. Das heißt, im Impulsantwort-Schätzwert des Kanals, im Abgriffkoeffizienten G(n) des linearen Filters, im durch Subtrahieren der Intersymbolstörungskomponente vom Empfangssignalvektor gewonnenen Empfangssignalvektor R(n) und Rc(n) können diejenigen Elemente von Vektoren und Matrizen, welche nicht-angekommenen Wegkomponenten entsprechen, entfernt werden. Folglich ist es möglich, die Anzahl der Dimensionen von Vektorkomponenten und die Anzahl der Elemente von Matrizen, welche für die mit der Ableitung des Weichentscheidungswerts des linearen Entzerrers zusammenhängende Berechnung erforderlich sind, zu verringern.
  • Jedoch wird der Impulsantwort-Schätzwert wegen eines Fehlers in der Schätzung der Impulsantwort des Kanals nicht null. Daher wird zum Vergleich und zur Unterscheidung des Impulsantwort-Schätzwerts ein bestimmter Schwellenwert hth gesetzt wie unten beschrieben. Zum Beispiel wenn h(n; 1), h(n; 2), ... h(n; J – 2) < hth, wird er als h(n; 1), h(n; 2), ... h(n; J – 2) = hth angesehen. Lässt man L die Anzahl von effektiven empfangene Wegkomponenten, die größer als der Schwellenwert hth sind, darstellen, kann die Dimension des Impulsantwort-Schätzwert-Vektors HL(n), welcher alle Impulsantwort-Schätzwerte im Bereich der maximalen Anzahl J von verzögerten Symbolen angibt, von einem M·J-dimensionalen Vektor auf einen M·L-dimensionalen Vektor H'L(n) verringert werden wie unten ausgedrückt. HL(n) = [h0(n; J – 1) ... hM-1(n; J – 1) 0... 0 h0(n; 0) ... hM-1(n; 0)]τ (47) HL'(n) = [h0(n; J – 1) ... hM-1(n; J – 1) h0(n; 0) ... hM-1(n; 0)]τ (48)
  • Ferner kann die Anzahl von Zeilenelementen der Kanalmatrix Hm(n) von 2J – 1 auf 2L – 1 verringert werden.
    Figure 00190001
  • Wenn h(n; 1), h(n; 2), ... h(n; J – 2) ≤ hth,dann wird g0(n; 1) ... gM-1(n; 1), g0(n; 2) ... gM-1(n; 2), ..., g0(n; J – 2) ... gM-1(n; J – 2) ≡ 0gesetzt; der Abgriffkoeffizienten-Vektor G(n) des linearen Filters in den zweiten Iterationen der Iteration ergibt sich aus der folgenden Gleichung. G'(n) = [g0(n; J – 1) ... gM-1(n; J – 1) g0(n; 0) ... gM-1(n; 0)]τ (51)
  • Dies geht bei der Berechnung von HL'(n)HHL'(n) aus Gl. (35) hervor. Außerdem kann auch der Abgriffkoeffizienten-Vektor G(n) vom M·J-dimensionalen Vektor auf den M·L-dimensionalen Vektor G'(n) verringert werden.
  • Entsprechend können auch der Empfangssignalvektor R(n) und der Differenzvektor Rc(n) von der (M·J). auf die (M·L). Dimension verringert werden.
  • Die äquivalente Amplitude μ(n) des Ausgangssignals kann durch Gl. (43) aus HL'(n) und G'(n) berechnet werden, und der Linearfilter-Ausgang Z'(n) kann durch Gl. (46) aus G'(n)H und Rc'(n) berechnet werden. Folglich können sie jeweils durch Berechnungen von Vektoren niedriger Dimensionalität abgeleitet werden.
  • Überdies ist es möglich, die Dimension der Anzahl von Spaltenelementen an Positionen von als null angesehenen Wegkomponenten in der aus dem Impulsantwort-Schätzwert erzeugten Kanalmatrix Hm'(n) in Gl. (50) zu verringern wie durch die folgende Gleichung ausgedrückt und kann auch die Dimension der Kanalmatrix zum Ableiten des Weichentscheidungswerts durch Gl. (25) verringert werden. In einem Beispiel, in welchem nur Wege mit j = 0 und j = J als effektive Wege gesetzt sind, kann die Anzahl von Spaltenelementen von (2J – 1) auf (2L – 1) verringert werden.
    Figure 00200001
  • 7 und 8 zeigen in Blockform Beispiele von Funktionskonfigurationen in der ersten Iteration und in der zweiten Entzerrungsrunde und nachfolgenden Entzerrungsrunden. In dieser Ausführungsform sind zusätzlich ein Identifizierungsteil 140 und ein Schalter 170 in der Funktionskonfiguration der in 3 und 4 gezeigten ersten Ausführungsform vorgesehen und besteht der Abgriffkoeffizienten-Berechnungsteil 112 aus einem Berechnungsteil 112A, einem Speicherungsteil 112B und einem Identifizierungsteil 112C. Außerdem ist der Teil zum adaptiven Schätzen 106 um einen Identifizierungsteil 106C erweitert.
  • In erster Linie ist der Schalter 101 mit der Klemme 102 verbunden und sind die Schalter 160 und 170 beide mit der Klemme 104 verbunden. In der ersten Entzerrungsiteration sind die Prozesse zur Gewinnung des Impulsantwort-Schätzwerts Hm(n) und des Abgriffkoeffizienten G(n) die gleichen wie in der ersten Ausführungsform. Ferner werden in 7 effektive Wege auf der Grundlage des am Ende des Lehrsignals konvergierten Impulsantwort-Schätzwerts Hm(n) durch den Identifizierungsteil 106C identifiziert. Nehmen wir zum Beispiel an, dass Impulsantwort-Schätzwerte zu jeweiligen Symbolverzögerungszeiten im Bereich der maximalen Anzahl J von verzögerten Symbolen gewonnen werden wie in 9 gezeigt. Das Verfahren zum Identifizieren effektiver Wege besteht zum Beispiel darin, Wege oberhalb eines bestimmten Schwellenwerts hth auszuwählen wie in 10 gezeigt. Der Schwellenwert hth ist zum Beispiel die mittlere Leistung aller empfangenen Wege, und empfangene Wege oberhalb der mittleren Leistung werden ausgewählt. Die so identifizierten effektiven Wege werden jeweils zum Beispiel durch die Anzahl von verzögerten Symbolen dargestellt und zusammen mit dem entsprechenden Abgriffkoeffizientenwert h im Speicherungsteil 106B gespeichert. Diese Daten können als Daten des durch Gl. (48) gegebenen Vektors HL'(N) oder als Daten der durch Gl. (48) gegebenen Matrix Hm'(n) gespeichert werden; und sie lassen sich leicht aus dem einen für die andere und umgekehrt gewinnen. Ferner werden nur diejenigen der Abgriffkoeffizienten-Vektoren G(n) des linearen Filters 111, welche den durch den Identifizierungsteil 106C identifizierten effektiven Wegen entsprechen, jeweils als der Abgriffkoeffizienten-Vektor G'(n) im Speicherungsteil 112B gespeichert.
  • Außerdem ist der Schalter 160 auf den Identifizierungsteil 140 gestellt, in welchem nur ein dem effektiven Weg in den nach dem Lehrsignal empfangenen Signalen, das heißt in den Informationssymbol-Empfangssignalen R(n), entsprechendes Informationssymbol-Empfangssignal R'(n) ausgewählt wird, und das so ausgewählte Signal wird einer linearen Filterung durch den Transversalfilter 111 mit seinem zuletzt im Speicherungsteil 112B gespeicherten Abgriffkoeffizienten G'(n) unterzogen. Der Linearfilterungs-Ausgang Z'(n) und der jüngste Impulsantwort-Schätzwert H'L(n) werden verwendet, um im Weichentscheidungswert-Berechnungsteil 120 den Weichentscheidungswert Λ1[b(n)] zu berechnen.
  • In der zweiten Entzerrungsrunde und nachfolgenden Entzerrungsrunden ist der Schalter 101 mit dem Wahrscheinlichkeitsberechnungsteil 130, der Schalter 160 mit dem Identifizierungsteil 140 und der Schalter 170 mit dem Ausgang des Subtrahierers 105 verbunden wie in 8 gezeigt. Die vom Wahrscheinlichkeitsberechnungsteil 130 gelieferte Wahrscheinlichkeit b'(n), welche den geschätzten Intersymbolstörungscode darstellt, wird einer Filterung durch den Transversalfilter 103 mit dem im Speicherungsteil 106B gespeicherten Impulsantwort-Schätzwert HL(n) unterzogen, und die Ausgangskopie HL(n)b'(n) wird mittels des Subtrahierers 105 von der Empfangssignal-Abtastwertfolge R'(n) subtrahiert, um den Differenzwert Rc'(n) zu gewinnen. Für nur den im Identifizierungsteil 106C des Impulsantwortschätzungsteils 100 identifizierten Weg wird der Differenzwert Rc'(n) durch den Identifizierungsteil 140 identifiziert und wird das Identifizierungsergebnis in den linearen Filter 111 eingegeben. Der Abgriffkoeffizient G'(n) des linearen Filters 111 wird durch Gl. (35) unter Anwendung des Hilfssatzes zur Invertierung von Matrizen aus nur dem im Speicherungsteil 106B gespeicherten Impulsantwort-Schätzwert HL'(n) abgeleitet, und der Abgriffkoeffizient G'(n) wird im Speicherungsteil 112B gespeichert. Der so gespeicherte Impulsantwort-Schätzwert HL'(n), der Abgriffkoeffizient G'(n) des linearen Filters 111 und der identifizierte Differenzwert Rc'(n) werden verwendet, um im Weichentscheidungswert-Berechnungsteil 120 den Weichentscheidungswert Λ1[b(n)] zu berechnen.
  • Wie oben beschrieben, erlaubt die zweite Ausführungsform eine Verringerung der Rechenkomplexität beim Ableiten des Weichentscheidungswerts des linearen Entzerrers. 11 zeigt die Ergebnisse von Computersimulationen der Bitfehlerraten-Charakteristik im Fall der Verwendung des RLS-Algorithmus (Recursive Least Squares) mit einer ausgezeichneten Konvergenzcharakteristik zum Ableiten des Abgriffkoeffizienten des linearen Entzerrers in der ersten Iteration einer iterativen Entzerrung und des Hilfssatzes zur Invertierung von Matrizen in der zweiten Iteration und nachfolgenden Iterationen einer iterativen Entzerrung.
  • Das verwendete Modulationssystem ist BPSK; die Informationsübertragungsgeschwindigkeit beträgt 10 Mbps; die die Fading-Schwankung angebende maximale Dopplerfrequenz beträgt 1000 Hz; und die Rahmenkonfiguration ist so beschaffen, dass ein Lehrsignal mit einem bekannten Muster aus 63 Symbolen als ein Informationssignal den 256 Symbolen hinzugefügt wird. Ein Kanal, in welchem nur Wegkomponenten j = 0 und j = 4 wie durch die durchgehenden Linien in 12 angedeutet angekommen waren, wurde als ein Kanalmodell angenommen. Die Empfangsseite arbeitet mit Zwei-Zweige-Diversity und verwendet SOVA (Soft-Output Viterbi Algorithm) zum Decodieren. In der Annahme, dass der Kanal ideal geschätzt wurde, wurde die Anzahl der Iterationen auf drei gesetzt.
  • In 11 zeigen die Kurven A1, A2 und A3 die in den Fallen gewonnenen Ergebnisse, in welchen: eine Entzerrung einmal durchgeführt und zwei- bzw. dreimal wiederholt wurde; die Abgriffanzahl des linearen Entzerrers für um 0 bis 4 T verzögerte Wege berücksichtigt wurde; und die gesamte Information von fünf Abgriffen als der Abgriffkoeffizient des linearen Entzerrers verwendet wurde. Die Kurven B1, B2 und B3 zeigen die in den Fällen gewonnenen Ergebnisse, in welchen: eine Entzerrung entsprechend einmal durchgeführt und zwei- bzw. dreimal wiederholt wurde; und eine Zwei-Abgriff-Information (nur um 0 und 4 T verzögerte Wege) als die Abgriffanzahl des linearen Entzerrers verwendet wurde.
  • Wie aus 11 ersichtlich ist, lässt ein Vergleich der bei der Verwendung von Fünf-Abgriff- und Zwei-Abgriff-Information als die Abgriffanzahl des linearen Entzerrers gewonnenen Ergebnisse erkennen, dass zwei und drei Entzerrungsiterationen bei geringer Rechenkomplexität etwa die gleiche Fehlerraten-Charakteristik liefern.
  • EFFEKT DER ERFINDUNG
  • Wie oben beschrieben ermöglicht die erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dem linearen Entzerrer für iterative Entzerrung, die Rechenkomplexität beim Berechnen des Abgriffkoeffizienten des linearen Filters zu verringern und daher die Zeit für die Berechnung zu verkürzen.
  • Gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung ist es in einer Kanalumgebung, in welcher Wegkomponenten mit relativ großer Leistung zeitlich von anderen Wegkomponenten getrennt angekommen sind, möglich, die Rechenkomplexität beim Berechnen der äußerlichen Information durch den linearen Entzerrer, welcher eine iterative Entzerrung durchführt, adaptiv zu verringern.

Claims (10)

  1. Adaptives Entzerrungsverfahren in einem Decodierprozess zum Decodieren eines Empfangssignalvektors R(n) für ein Codebit b(n) durch mehrmaliges iteratives Ausführen einer adaptiven Entzerrung des Empfangssignals für ein Codebit b(n), wobei n eine diskrete Zeit darstellt, in welcher ein durch eine Weichentscheidung des Codebits b(n) erzeugter zweiter Weichentscheidungswert λ2[b(n)] als eine a-priori-Information geschaffen wird und die Entzerrung des Empfangssignalvektors R(n) mit M Kanälen unter Anwendung der a-priori-Information sowie das Ausgeben eines ersten Weichentscheidungswerts λ1[b(n)] wiederholt durchgeführt werden, um den Empfangssignalvektor R(n) adaptiv zu entzerren, welches Verfahren die folgenden Schritte umfasst: in einer ersten Entzerrungsrunde (a) das Berechnen von Impulsantwort-Schätzwerten Hm(n) der M Kanäle und von Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) und das Ausgeben des ersten Weichentscheidungswerts λ1[b(n)]; in der zweiten Entzerrungsrunde und nachfolgenden Entzerrungsrunden (b) das Berechnen der Wahrscheinlichkeit b'(n) eines Codebits b(n) aus dem durch Decodieren des Codebits b(n) auf der Grundlage des ersten Weichentscheidungswerts λ1[b(n)] gewonnenen zweiten Weichentscheidungswert λ2[b(n)]; (c) das Berechnen von Impulsantwort-Schätzwerten Hm(n) und der Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) aus den Impulsantwort-Schätzwerten Hm(n), um die Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) zu aktualisieren; (d) das lineare Filtern der Wahrscheinlichkeit b'(n) des Codebits b(n) mit den Impulsantwort-Schätzwerten Hm(n), um eine Kopie zu erzeugen; (e) das Subtrahieren der Kopie vom Empfangssignalvektor R(n), um ein Differenzsignal Rc(n) ohne Intersymbolstörungen zu erzeugen; (f) das lineare Filtern des Differenzsignals Rc(n) mit den Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n), um ein Signal Z(n) zu erzeugen; und (g) das Ausgeben eines auf der Grundlage des Signals Z(n) und der Impulsantwort-Schätzwerte HL(n) aktualisierten ersten Weichentscheidungswerts λ1[b(n)] als die Ergebnisse der zweiten Runde und nachfolgender Runden adaptiver Entzerrung; dadurch gekennzeichnet, dass: in Schritt (a) die Impulsantwort-Schätzwerte Hm(n) und die Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) beide durch einen adaptiven Algorithmus aus dem Empfangssignalvektor R(n) und einem Lehrsignal berechnet werden; und in Schritt (c) die Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n), unter Verwendung der Impulsantwort-Schätzwerte Hm(n)als Impulsantwort-Schätzwerte HL(n), durch Annähern eines Schätzwert- Vektors B'(n) = [b'(n + (J – 1)) b'(n + (J – 2)) ... b'(n + 1) 0b'(n – 1) ... b'(n – (J – 1))]τ der Intersymbolstörungskomponenten bezüglich des Codebits b(n) an B'(n) = [±1, ±1, ..., ±1, 0, ±1, ..., ±1, ±1]τ aus den Impulsantwort-Schätzwerten HL(n) gewonnen werden, wobei J eine maximale Anzahl zu berücksichtigender verzögerter Symbole darstellt.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, in welchem der Schritt (a) die folgenden Schritte umfasst: (a-1) das lineare Filtern des Empfangssignalvektors R(n) mit den Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n); und (a-2) das Berechnen des ersten Weichentscheidungswerts λ1[b(n)] aus dem Signal Z(n) und den Impulsantwort-Schätzwerten Hm(n).
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, in welchem der Schritt (c) einen Schritt des Berechnens der Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) für die lineare Filterung aus den Impulsantwort-Schätzwerten HL(n) unter Anwendung eines Hilfssatzes zur Invertierung von Matrizen umfasst.
  4. Verfahren nach Anspruch 1, in welchem der Schritt (a) die folgenden Schritte umfasst: (a-1) das Ermitteln aus den Impulsantwort-Schätzwerten Hm(n), ob die Empfangssignalleistung größer als ein vorbestimmter Bezugswert ist, und, wenn sie größer als der Bezugswert ist, das Speichern des entsprechenden Wegs als ein effektiver Weg in einem Speicher; (a-2) das Berechnen der Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) auf der Grundlage des Empfangssignalvektors R(n) und des Lehrsignals, das Speichern von Abgriffkoeffizienten G'(n) für die lineare Filterung entsprechend dem effektiven Weg in einem Speicher und das Speichern eines Empfangssignalvektors R'(n) entsprechend dem effektiven Weg in einem Speicher; und (a-3) das Berechnen des ersten Weichentscheidungswerts λ1[b(n)] aus den Impulsantwort-Schätzwerten Hm(n), den Abgriffkoeffizienten G'(n) und dem Empfangssignalvektor R'(n).
  5. Verfahren nach Anspruch 4, in welchem: der Schritt (c) die folgenden Schritte umfasst: (c-1) das Berechnen der Abgriffkoeffizienten G'(n) für die lineare Filterung entsprechend dem effektiven Weg aus den aus den, aus dem effektiven Weg entsprechenden Komponenten bestehenden, Impulsantwort-Schätzwerten HL'(n) unter Anwendung eines Hilfssatzes zur Invertierung von Matrizen; und (c-2) das Speichern der Abgriffkoeffizienten G'(n) für die lineare Filterung entsprechend dem effektiven Weg in einem Speicher; der Schritt (d) ein Schritt des linearen Filterns der Abgriffkoeffizienten G'(n) mit den Impulsantwort-Schätzwerten HL'(n), um eine Kopie zu gewinnen, ist; der Schritt (e) ein Schritt des Speicherns eines Differenzsignals Rc'(n) entsprechend dem effektiven Weg in einem Speicher ist, wobei das Differenzsignal Rc'(n) durch Subtrahieren der Kopie vom Empfangssignal R'(n) gewonnen wird,; der Schritt (f) ein Schritt des linearen Filterns des Differenzsignals Rc'(n) mit den Abgriffkoeffizienten G'(n) ist, um ein Signal Z'(n) zu erzeugen,; und der Schritt (g) ein Schritt des Berechnens des ersten Weichentscheidungswerts λ1[b(n)] aus den Impulsantwort-Schätzwerten HL'(n) und dem Signal Z'(n) ist.
  6. Verfahren nach Anspruch 1, in welchem, wenn J die maximale Anzahl zu berücksichtigender verzögerter Symbole darstellt und ein Empfangssignal-Abtastwerte-Vektor von M Kanälen durch r(n) = [r0(n) r1(n) ... rM-1(n)]τ, der Empfangssignalvektor R(n) durch R(n) = [r(n + J – 1) r(n + J – 2) ... r(n)]τ, ein Kanalgewichtungskoeffizienten-Vektor durch h(n; j) = [h0(n; j) h1(n; j) ... hM-1(n; j)]τ und eine Kanalmatrix Hm(n) der Impulsantwort-Schätzwerte durch
    Figure 00250001
    repräsentiert werden, der Schritt (a) die folgenden Schritte umfasst: (a-1) das lineare Filtern eines Lehrsignals b(n) in einer Lehrsignal-Periode mit den Impulsantwort-Schätzwerten Hm(n), um eine Kopie Hm(n)b(n) zu erzeugen; (a-2) das Erzeugen der Differenz zwischen dem Empfangssignalvektor R(n) und der Kopie Hm(n)b(n) als ein Differenzvektor Rc(n); (a-3) das lineare Filtern des Empfangssignalvektors R(n) mit den Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n), um eine Ausgabe Z(n) = G(n)HR(n) zu erzeugen; (a-4) das Bestimmen der Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) durch einen adaptiven Algorithmus auf der Grundlage der Differenz zwischen der Ausgabe Z(n) und dem Lehrsignal b(n); und (a-5) das Berechnen eines ersten Weichentscheidungswerts λ1[b(n)] = 4Real{Z(n)}/(1 – μ) auf der Grundlage der Impulsantwort-Schätzwerte Hm(n) für lineare Filterung und der Ausgabe Z(n) und das Ausgeben des ersten Weichentscheidungswerts λ1[b(n)] = 4Real{Z(n)}/(1 – μ) als das Ergebnis der ersten Entzerrungsrunde; der Schritt (b) ein Schritt des Berechnens der Wahrscheinlichkeit b'(k) = tanh[λ2[b(k)/2] eines Codebits b(k) aus einem zweiten Weichentscheidungswert λ2[b(n)] eines als eine a-priori-Information geschaffenen decodierten Bits ist, wobei das k im Bereich von n – (j – 1) ≤ k ≤ n + (J – 1) gesetzt ist; der Schritt (c) ein Schritt des Berechnens der Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) durch Annähern von G(n) = [HL(n)HL(n)H(n) – σ2I]–1HL(n) HL(n) = [h0(n; J – 1) ... hM-1(n; J – 1) h0(n; J – 2) ... hM-1(n; J – 2) ... h0(n; 0) ... hM-1(n; 0)]τ ist; der Schritt (d) ein Schritt des linearen Filterns, mit dem HL(n), des Schätzwert-Vektors B'(n) = [±1, ±1, ..., ±1, 0, ±1, ..., ±1, ±1]τ,eines Codebits ist, welches das Codebit b(n) zur Zeit n als Intersymbolstörung beeinträchtigt, um dadurch eine Kopie HL(n)B'(n) zu gewinnen; der Schritt (e) ein Schritt des Berechnens eines Differenzvektors Rc(n) = R(n) – HL(n)B'(n) zwischen der Kopie HL(n)B'(n) und dem Empfangssignalvektor R(n) ist; der Schritt (f) ein Schritt des linearen Filterns des Differenzvektors Rc(n) mit den Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) und des Ausgebens des Ergebnisses der linearen Filterung Z(n) = G(n)HRc(n) ist; und der Schritt (g) ein Schritt des Gewinnens eines Weichentscheidungswerts
    Figure 00260001
    μ(n) = HL(n)HG(n)als Ausgabe der zweiten Entzerrungsrunde und nachfolgender Entzerrungsrunden aus der Ausgabe Z(n) und den Impulsantwort-Schätzwerten HL(n) ist.
  7. Verfahren nach Anspruch 5, in welchem, wenn J die maximale Anzahl zu berücksichtigender verzögerter Symbole darstellt und ein Empfangssignal-Abtastwerte-Vektor von M Kanälen durch r(n) = [r0(n) r1(n) ... rM-1(n)]τ, der Empfangssignalvektor R(n) durch R(n) = [r(n + J – 1) r(n + J – 2) ... r(n)]τ, ein Kanalgewichtungskoeffizienten-Vektor durch h(n; j) = [h0(n; j) h1(n; j) ... hM-1(n; j)]τ und eine Kanalmatrix Hm(n) des Impulsantwort-Schätzwerts durch
    Figure 00260002
    repräsentiert werden, der Schritt (a-3) die folgenden Schritte umfasst: (a-3-1) die lineare Filterung des Lehrsignals b(n) in einer Lehrsignal-Periode mit den Impulsantwort-Schätzwerten Hm(n), um eine Kopie Hm(n)b(n) zu erzeugen; (a-3-2) das Erzeugen der Differenz zwischen dem Empfangssignalvektor R(n) und der Kopie Hm(n)b(n) als ein Differenzvektor Rc(n); (a-3-3) die lineare Filterung des Empfangssignalvektors R(n) mit den Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n), um ein Ausgabe Z(n) = G(n)HR(n) zu erzeugen; und (a-3-4) das Bestimmen der Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) mittels eines adaptiven Algorithmus auf der Grundlage der Differenz zwischen der Ausgabe Z(n) und dem Lehrsignal b(n) sowie das Speichern eines Empfangssignals R'(n) und von Abgriffkoeffizienten G'(n) derjenigen Komponenten des Empfangssignalvektors R(n) und der Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n), die dem effektiven Weg entsprechen; der Schritt (a-4) ein Schritt des Berechnens eines ersten Weichentscheidungswerts λ1[b(n)] = 4Real{Z(n)}/(1 – μ) auf der Grundlage der Impulsantwort-Schätzwerte Hm'(n) für die lineare Filterung und der Ausgabe Z(n) sowie des Ausgebens des ersten Weichentscheidungswerts λ1[b(n)] = 4Real{Z(n)}/(1 – μ) als das Ergebnis der ersten Entzerrungsrunde ist; der Schritt (b) ein Schritt des Berechnens der Wahrscheinlichkeit b'(k) = tanh[λ2[b(k)/2] eines Codebits b(k) aus einem zweiten Weichentscheidungswert λ2[b(n)] eines als eine a-priori-Information geschaffenen decodierten Bits ist, wobei das k im Bereich von n – (j – 1) ≤ k ≤ n + (J – 1) gesetzt ist; der Schritt (c-1) ein Schritt des Berechnens der Abgriffkoeffizienten G'(n) durch Annähern von G'(n) = [HL'(n)HL'(n)H(n) – σ2I]–1HL'(n) HL'(n) = [h0(n; J – 1) ... hM-1(n; J – 1) h0(n; J – 2) ... hM-1(n; J – 2) ... h0(n; 0) ... hM-1(n; 0)]τ ist; der Schritt (d) ein Schritt des linearen Filterns, mit dem HL'(n), des Schätzwert-Vektors, B'(n) = [±1, ±1, ..., ±1, 0, ±1, ..., ±1, ±1]τ,eines Codebits, ist, welches das Codebit b(n) zur Zeit n als Intersymbolstörung beeinträchtigt, um dadurch eine Kopie HL(n)B'(n) zu gewinnen; der Schritt (e) ein Schritt des Berechnens eines Differenzvektors Rc'(n) = R'(n) – HL'(n)B'(n) zwischen der Kopie HL'(n)B'(n) und dem Empfangssignal R'(n) ist; der Schritt (f) ein Schritt des linearen Filterns des Differenzvektors R'(n) mit den Abgriffkoeffizienten G'(n) und des Ausgebens des Ergebnisses der linearen Filterung Z'(n) = G'(n)HRc'(n) ist; und der Schritt (g) ein Schritt des Gewinnens eines Weichentscheidungswerts
    Figure 00270001
    μ(n) = HL'(n)HG'(n)als Ausgabe der zweiten Entzerrungsrunde und nachfolgender Entzerrungsrunden aus der Ausgabe Z'(n) und den Impulsantwort-Schätzwerten HL'(n) ist.
  8. Adaptiver Entzerrer, enthaltend: einen Impulsantwortschätzungsteil (100) zum Berechnen von Impulsantwort-Schätzwerten Hm(n) von M Kanälen auf der Grundlage eines Empfangssignalvektors R(n); einen Abgriffkoeffizienten-Berechnungsteil (112) zum Berechnen von Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) durch einen adaptiven Algorithmus des Empfangssignalvektors R(n); ein lineares Filter (111), in welchem die Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) zum linearen Filtern des Empfangssignalvektors R(n) gesetzt sind; einen Weichentscheidungswert-Berechnungsteil (120) zum Berechnen eines ersten Weichentscheidungswerts λ1[b(n)] aus den Impulsantwort-Schätzwerten Hm(n) und dem Ergebnis der linearen Filterung; einen Speicherungsteil (106B) zum Speichern der Impulsantwort-Schätzwerte Hm(n); einen Wahrscheinlichkeitsberechnungsteil (130) zum Berechnen, aus einem zweiten Weichentscheidungswert λ2[b(n)], von dessen Wahrscheinlichkeit b'(n); und eine Einrichtung (103) zum linearen Filtern der Wahrscheinlichkeit b'(n) mit den Impulsantwort-Schätzwerten Hm(n), um eine Kopie zu erzeugen; dadurch gekennzeichnet, dass: der Impulsantwortschätzungsteil (100) dafür ausgelegt ist, die Impulsantwort-Schätzwerte Hm(n) jedes einzelnen der M Kanäle auf der Grundlage des Empfangssignalvektors R(n) und eines Lehrsignals durch einen adaptiven Algorithmus in einer ersten Entzerrungsrunde zu berechnen und der Abgriffkoeffizienten-Berechnungsteil (112) dafür ausgelegt ist, die Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) unter Verwendung der Impulsantwort-Schätzwerte Hm(n) als Impulsantwort-Schätzwerte HL(n) in einer zweiten Entzerrungsrunde durch Annähern eines Schätzwert-Vektors B'(n) = [b'(n + (J – 1)) b'(n + (J – 2)) ... b'(n + 1) 0b'(n – 1) ... b'(n – (J – 1))]τ von Intersymbolstörungskomponenten bezüglich des Codebits b(n) an B'(n) = [±1, ±1, ..., ±1, 0, ±1, ..., ±1, ±1]τ in einer zweiten Entzerrungsrunde und nachfolgenden Entzerrungsrunden zu berechnen, wobei J eine maximale Anzahl zu berücksichtigender verzögerter Symbole darstellt; die Einrichtung (103) zum Gewinnen einer Kopie dafür ausgelegt ist, in der ersten Entzerrungsrunde ein Lehrsignal einer linearen Filterung mit den Impulsantwort-Schätzwerten Hm(n) und in der zweiten Entzerrungsrunde bzw. nachfolgenden Entzerrungsrunden die Wahrscheinlichkeit b'(n) einer linearen Filterung mit den Impulsantwort-Schätzwerten HL(n) zu unterziehen; wobei der Abgriffkoeffizienten-Berechnungsteil (112) eine Einrichtung (112A) zum Berechnen der Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) des linearen Filters (111) durch einen adaptiven Algorithmus auf der Grundlage des Empfangssignalvektors R(n) und des Lehrsignals in der ersten Entzerrungsrunde und zum Berechnen der Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) aus den Impulsantwort-Schätzwerten HL(n) in der zweiten Entzerrungsrunde und nachfolgenden Entzerrungsrunden enthält; wobei der lineare Filter (111) dafür ausgelegt ist, in der ersten Entzerrungsrunde eine lineare Filterung des Empfangssignalvektors R(n) vorzunehmen und in der zweiten Entzerrungsrunde und nachfolgenden Entzerrungsrunden eine lineare Filterung der Differenz Rc(n) zwischen dem Empfangssignal und der Kopie unter Verwendung der Linearfilterungs-Abgriffkoeffizienten G(n) vorzunehmen, um ein Signal Z(n) als die lineare Filterung zu erzeugen und das Signal Z(n) an den Weichentscheidungswert-Berechnungsteil (120) zu liefern; und der Weichentscheidungswert-Berechnungsteil (120) dafür ausgelegt ist, den ersten Weichentscheidungswert in der zweiten Entzerrungsrunde und nachfolgenden Entzerrungsrunden mit dem Signal Z(n) und den Impulsantwort-Schätzwerten HL(n) zu aktualisieren.
  9. Adaptiver Entzerrer nach Anspruch 8, ferner enthaltend: einen Wegentscheidungsteil (106C) zum Bestimmen aus den Impulsantwort-Schätzwerten Hm(n) jedes Kanals, ob die Empfangsleistung des entsprechenden Wegs größer als ein vorbestimmter Bezugswert hth ist; einen Wegspeicher (106B) zum Speichern eines Wegs, für welchen festgestellt wird, dass die Empfangsleistung größer als der vorbestimmte Bezugswert hth ist, als ein effektiver Weg; einen Abgriffkoeffizientenspeicher (112B) zum Speichern der Komponenten desjenigen der Abgriffkoeffizienten, welcher dem effektiven Weg entspricht, als neue Abgriffkoeffizienten G'(n); und einen Signalidentifizierungsteil (140) zum Identifizieren derjenigen Empfangssignalkomponenten des Empfangssignalvektors R(n), die dem effektiven Weg entsprechen; wobei der Weichentscheidungswert-Berechnungsteil (120) dafür ausgelegt ist, den Weichentscheidungswert aus den dem effektiven Weg entsprechenden Empfangssignalkomponenten, dem dem effektiven Weg entsprechenden Impulsantwort-Schätzwert und den dem effektiven Weg entsprechenden Abgriffkoeffizienten zu berechnen.
  10. Adaptiver Entzerrer nach Anspruch 9, ferner enthaltend: einen Wahrscheinlichkeitsberechnungsteil (130) zum Berechnen der Wahrscheinlichkeit b'(n) eines Codebits aus dem Weichentscheidungswert; einen kopienerzeugenden linearen Filter (103) zum Erzeugen einer Kopie HL'(n)b'(n) des Empfangssignals durch lineares Filtern der Wahrscheinlichkeit b'(n) mit neuen Impulsantwort-Schätzwerten HL'(n), welche aus denjenigen Komponenten des Impulsantwort-Schätzwert-Vektors HL(n), die dem effektiven Weg entsprechen, bestehen; und einen Subtrahierer (105) zum Subtrahieren der Kopie HL'(n)b'(n) von denjenigen Komponenten R'(n) des Empfangssignals, die dem effektiven Weg entsprechen, um ein Differenzsignal zu gewinnen; wobei der Abgriffkoeffizienten-Berechnungsteil (112) dafür ausgelegt ist, in einer zweiten Entzerrungsrunde und nachfolgenden Entzerrungsrunden die Abgriffkoeffizienten G'(n) des linearen Filters unter Anwendung eines Hilfssatzes zur Invertierung von Matrizen aus den dem effektiven Weg entsprechenden Impulsantwort-Schätzwerten HL'(n) zu berechnen; und der Weichentscheidungswert-Berechnungsteil (120) eine Einrichtung zum Berechnen des ersten Weichentscheidungswerts λ1[b(n)] aus den dem effektiven Weg entsprechenden Impulsantwort-Schätzwerten HL'(n) ist, den dem effektiven Weg entsprechenden Abgriffkoeffizienten G'(n) des linearen Filters und dem dem effektiven Weg entsprechenden Differenzsignal Rc'(n) in der zweiten Entzerrungsrunde und nachfolgenden Entzerrungsrunden.
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