DE60114670T2

DE60114670T2 - Schätzverfahren für einen flat-fading-kanal in einem cdma-kommunikationssystem und vorrichtung dafür

Info

Publication number: DE60114670T2
Application number: DE60114670T
Authority: DE
Inventors: Gang Li; Yu Jin; Sheng Liu
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2001-04-16
Filing date: 2001-04-16
Publication date: 2006-08-03
Anticipated expiration: 2021-04-17
Also published as: EP1383263A1; CN1110163C; EP1383263B1; WO2002091643A1; EP1383263A4; CN1302125A; BR0116978A; DE60114670D1; US20060062284A1; US7277472B2; ATE308835T1; ES2252249T3

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Schätzen eines Kanals mit nicht-frequenzselektivem Schwund in einem CDMA-Kommunikationssystem.
Hintergrund der Erfindung
In einem CDMA-Kommunikationssystem passieren Breitbandsendesignale während der Übertragung einen Kanal mit frequenzselektivem Schwund, folglich können die identifizierbaren mehreren Pfade effektiv am Empfangsende getrennt werden. Der optimale Empfänger kann zu einer Durchführung einer maximalen Verhältniskombination (d.h. einem kohärenten RAKE-Empfang) für mehrere der Mehrpfadsignale mit unabhängigen Eigenschaften der Kanäle mit nicht-frequenzselektivem Schwund (oder der nicht-frequenzselektiven Kanäle). Folglich kann das Problem der frequenzselektiven Kanalentzerrung auf die Kompensation und den Diversitätsempfang für mehrere nicht-frequenzselektive Kanäle vereinfacht werden. Im Fall eines Kanals mit langsamem Schwund weist ein herkömmlicher kohärenter Empfänger eine gute Empfangsfunktion auf. Jedoch wird im Fall eines schnellen Schwunds infolge einer Beschleunigung der Mobilstation und Erhöhung der Trägerfrequenz der Mobilkanal sowohl in der Amplitude als auch Phase starke zufällige Störungen in die Sendesignale einführen, wodurch es in einem solchen Fall folglich schwierig ist, die Impulsantwort eines Kanals mit gewöhnlichen kohärenten Detektionstechniken zu berechnen. Daher sollten einige kohärenten Detektions- (d.h. Kanalschätz-) Verfahren entwickelt werden, die sich an einen großen Kanalschwundbereich anpassen können, um Kanalparameter zu detektieren. Tatsächlich ist in der Kerntechnologie von WCDMA (Breitband-Codemultiplex-Vielfachzugriff) eine Kanalschätztechnik der Kern oder das Fundament vieler wichtiger Techniken, wie dem kohärentem RAKE-Empfang, der kohärenten Verfolgung für Spreizspektrumcode, der Signal-Interferenz-Abstand- (SIR)-Messung in einer schnellen Sendeleistungssteuerung (TPC) oder Turbo Code, einer Interferenzunterdrückungstechnik, einem auf Entscheidung und Rücksubstitution beruhenden adaptiven Antennenanlage mit Zeitbereichsbezug, usw.
Herkömmliche Techniken zum Schätzen eines Kanals mit nicht-frequenzselektivem Schwund werden hauptsächlich in zwei Kate gorien unterteilt: Techniken (z.B. PSAM, PilotTone), mit denen Schwund mit bekannten Bezugssignalen geschätzt werden soll; und optimale Symbol/Sequenzschätztechniken, die auf einer statistischen Signalverarbeitung beruhen.
Es wird eine pilotsymbolunterstützte Modulation (PSAM) in einem WCDMA-System und einem Aufwärtsstrecken-CDMA2000-System verwendet. Gemäß der Technik werden Pilotsymbole periodisch in den Datenstrom eingefügt, um den Kanal zu schätzen, d.h. es ist eine Kanalschätztechnik des Interpolationstyps. Die Einfügungsfrequenz der Pilotsymbole sollte die Nyquist-Abtastfrequenz für Wege mit Schwund erfüllen. Im Fall einer niedrigen Schwundgeschwindigkeit kann die PSAM sowohl eine gute Schätzleistung als auch Einfachheit liefern. 1 ist ein Strukturdiagramm eines Empfängers, der gemäß des obigen Verfahrens ausgeführt ist. Dieser Empfänger weist auf: Pilotfrequenz/Datenabzweigeinheiten 101, ... 102, Kanalschätzeinheiten 103, ... 104, Multiplizierereinheiten 105, ... 106, eine Addierereinheit 107, eine Ausgangseinheit 108 und Verzögerungseinheiten 109, ... 110. Die Empfangssignale r_l (k) ... r_L(k) treten in entsprechende Pilotfrequenz/Datenabzweigeinheiten 101 bzw. 102 ein; die Ausgangspilotsymbole werden zu PSAM-Kanalschätzeinheiten 103, ... 104 geschickt, und die Kanalinformation ξ_d,l (k), ... ξ_d,L (k), die dem Datencodeteil jedes Pfades entspricht, wird mit einem Interpolationsverfahren und dergleichen berechnet; Datencodes, die aus den anderen Ausgängen der Pilotfrequenz/Datenabzweigeinheiten 101, ... 102 ausgegeben werden, gehen durch Verzögerungseinheiten 109, ... 110 und werden dann in Konjugation mit den obigen geschätzten Kanalwerten an den Multiplizierereinheiten 105 und 106 multipliziert, und werden dann an der Addierereinheit 107 addiert, schließlich gehen sie durch die Weichentscheidungsausgangseinheit 108 zum anschließenden Decodierteil. 2 zeigt die Bitfehlerraten- (BER) Kurven eines bevorzugten Gaußschen Interpolationsverfahrens zweiter Ordnung an mehreren typischen Doppler-Frequenzen. Es wird beobachtet, daß die Verfahren die Leistungsanforderung im Fall eines Kanals mit niedrigem Schwund erfüllen können; wenn sich jedoch die Kanal-Schwundgeschwindigkeit beschleunigt und die Kanaleigenschaften merklich eben in mehreren Zeitschlitzen variieren, können solche Verfahren die Kanalvariationen nicht ideal verfolgen.
Es wird eine zunehmende Leistung in zukünftigen Mobilkommunikationssystemen erforderlich sein. Insbesondere ist die Variation von Kanälen um so ernster, je höher die Geschwindigkeit der Mobilstation ist. Im Fall von Kanälen mit schnellem Schwund hat eine auf einer statistischen Signalverarbeitung beruhende optimale Symbol-/Sequenzschätztechnik offensichtliche Vorteile. Solche Verfahren können in MAP-Symbol-Symbol-Detektionstechniken und auf MLSE beruhende Sequenzschätztechniken unterteilt werden. Obwohl gemäß dieses Verfahrens bekannte Pilotsymbole benötigt werden, werden die Pilotsymbole nur verwendet, um eine Phasenreferenz bereitzustellen, die für eine kohärente Demodulation als auch dafür benötigt wird, einen akkumulierenden Fehlentscheidungseffekt zu verhindern, wenn eine entscheidungsgeleitete Rückkopplung und Rücksubstitution verwendet werden, um die Berechnungskomplexität zu reduzieren. Daher benötigen Verfahren wie diese nicht das Einsetzungshäufigkeit von Pilot symbolen, um die Anforderung der Nyquist-Frequenz zur Abtastung während eines Schwunds zu erfüllen, wodurch folglich verglichen mit der PSAM-Technik ein genaueres Kanalnutzungsverhältnis und genauere Kanalparameterschätzwerte bei einer Schwundgeschwindigkeit erhalten werden können. Da diese WCDMA eine HF-Frequenz von 2 GHz liefert und eine Mobilstation mit der Geschwindigkeit von 500 km/s unterstützt, und die Pilotsymbole mit einem Zeitschlitzintervall von etwa 0,667 ms eingesetzt werden, muß eine solche Kanalschätztechnik verwendet werden. Tatsächlich muß dann, wenn die Geschwindigkeit der Mobilstation sehr hoch ist, selbst dann, wenn die Pilotsymbole die Anforderung der Nyquist-Frequenz erfüllen, um sicherzustellen, daß der Interpolationsfilter eine adäquate Bandbreite und ausgezeichnete Inbandunterdrückung und Außerbanddämpfung aufweist, ein Interpolationsfilter höherer Ordnung verwendet werden, was zu einer langen Verzögerung und einer großen Menge an Berechnungen führen kann. Andererseits kann die Menge der Berechnungen des letztgenannten Verfahrens mit weniger Sequenzzuständen und einer vernünftigen Entscheidung und Rücksubstitution enorm reduziert werden. Gegenwärtig ist das Viterbi-Decodierungs-/Sequenzdetektionsverfahren, das einen linearen Prädiktionsfilter verwendet, um Kanäle zu schätzen, oder der adaptive auf einer Differentiation beruhende Viterbi-Algorithmus, der in einigen Veröffentlichungen beschrieben wird, eine Implementierung der Techniken. Jedoch erfordert ein linearer Prädiktionsfilter eine vorherige Kenntnis über die statistischen Eigenschaften der Kanäle, um seinen Koeffizienten zu berechnen, was in der Praxis schwer durchzuführen ist; der adaptive auf einer Differentiation beruhende Viterbi-Algorithmus ist für eine Doppler-Frequenzerweiterung sehr empfindlich, so daß der Bodeneffekt der Fehlerhäufigkeit auftreten kann. Schließlich sind herkömmliche Techniken schwierig in realen Systemen zu verwenden. Desweiteren berück sichtigen herkömmliche Verfahren die Hardwareausführbarkeit wenig.
Als Antwort auf eine Kanalschätzung für einen Kanal mit schnellem Schwund und Übertragung der Sequenzdetektion ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein praktisches und durchführbares Verfahren und eine Vorrichtung zum Schätzen von Kanälen mit nicht-frequenzselektivem Schwund in einem CDMA-System bereitzustellen, wobei das Verfahren und die Vorrichtung auf einer optimalen Sequenzschätzung für eine statistische Signalverarbeitung beruhen und den Einfluß der schnellen Kanalschwunds beseitigen können.
Zusamenenfassung der Erfindung
Die technische Lösung der vorliegenden Erfindung ist: ein Verfahren zum Schätzen eines Kanals mit nicht-frequenzselektivem Schwund in einem CDMA-Kommunikationssystem, das auf einem Brückenfilter beruhende adaptive Vorwärtsprädiktion und eine Detektion der größten Wahrscheinlichkeit mittels eines Viterbi-Decoders verwendet, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist:

a. Eingeben entspreizter Kanalsignale in den adaptiven Brückenfilter des Empfängers, um einen Kanalschwund gemäß der LS-Regel vorherzusagen, um den Schätzwert der Empfangssignale zu berechnen, der dem Knoten ϕ_n zur Zeit n entspricht, und um die Zweigmetriken in Pfaden zwischen den Knoten von der Zeit n – 1 bis zur Zeit n gemäß des Wertes des vorhergesagten Kanalschwunds zu berechnen;
b. Addieren von Meßergebnissen der Zweigmetriken, die den Übertragungspfaden entsprechen, um Pfadmetriken zu berechnen und um die übriggebliebenen Pfade zur Zeit n mit einem Viterbi-Decoder zu erhalten;
c. Demodulieren des Signalschätzergebnisses, das aus den übriggebliebenen Pfaden erhalten wird, gemäß der entsprechenden Empfangssignale, um einen Schätzwert des Kanalschwunds zur Zeit n zu erhalten;
d. Einstellen des Koeffizienten des adaptiven Filters beruhend auf dem Schätzwert de s Kanalschwunds, und dann Schätzen des Kanals zur Zeit n + 1;
e. Wiederholen der Schritte a ~ d, bis alle übriggebliebenen Pfade in einem Pfad am Pilotsymbol des Zeitschlitzes zusammenlaufen, wobei die Phase, die den Knoten im Pfad entspricht, das Phasenschätzergebnis für die Sendesignale ist.

Ein Verfahren zum Schätzen von Kanälen mit nicht-frequenzselektivem Schwund in einem CDMA-Kommunikationssystem, wie oben beschrieben, wobei der Schätzwert für ein Empfangssignal, der dem Knoten zur Zeit n im obigen Schritt a entspricht, ein Schätzwert für den Kanal zur Zeit n ist, der gemäß der Knoten in den Übertragungspfaden zur Zeit n – 1 berechnet wird.
Ein Verfahren zum Schätzen von Kanälen mit nicht-frequenzselektivem Schwund in einem CDMA-Kommunikationssystem, wie oben beschrieben, wobei die Zweigmetrik im Schritt b die Summe der Fehlerquadrate zwischen Schätzwerten und tatsächlichen Werten der Empfangssignale in Pfaden zwischen Knoten von der Zeit n – 1 bis zur Zeit n ist.
Ein Verfahren zum Schätzen von Kanälen mit nicht-frequenzselektivem Schwund in einem CDMA-Kommunikationssystem, wie oben beschrieben, wobei die übriggebliebenen Pfade im Schritt b zur Zeit n wie folgt erhalten werden: Addieren von Zweigmeßergebnissen, die den Übertragungspfaden entsprechen, um die Pfadmetrik jedes Knotens zur Zeit n zu berechnen, dann Durchführen von Viterbi-Algorithmusoperationen (Addieren, Vergleichen und Auswählen), um die übriggebliebenen Pfade zur Zeit n zu erhalten.
Ein Verfahren zum Schätzen von Kanälen mit nicht-frequenzselektivem Schwund in einem CDMA-Kommunikationssystem, wie oben beschrieben, wobei der Koeffizient des adaptiven Filters im Schritt d sich auf dem Schätzfehler zwischen dem Schätzwert des Kanalschwunds zur Zeit n und dem Wert des Kanalschwunds zur Zeit n bezieht, der zur Zeit n – 1 vorhergesagt wird.
Eine Vorrichtung zur Implementierung des Verfahrens wird in den beigefügten Ansprüchen bereitgestellt.
Mit der technischen Lösung in der vorliegenden Erfindung ergibt sich eine genaue Kanalschätzung und Sequenzentscheidung, sie zeigt einen ausgezeichneten Verfolgungseffekt im Fall eines schnellen Kanalschwunds, und macht es möglich, den Einfluß von schnellem Schwund zu beseitigen, der von einer Mobilstationsbeschleunigung herrührt, und die Anforderung der 3G-Mobilkommunikation für die Geschwindigkeit der Mobilstation und eine entsprechende Empfangsleistung zu erfüllen. Die Entzerrungsvorrichtung kann in Aufwärtsstrecken- und Abwärtsstreckenempfängern in einem CDMA-Zellensystem verwendet werden, das eine PSAM-Technik einsetzt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Um die Eigenschaften, Merkmale und Vorteile der Erfindung zu verstehen, wird die Erfindung in den folgenden Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen in weiteren Einzelheiten beschrieben.
1 ist ein Ablaufplan des Verfahrens, das eine herkömmliche Kanalschätztechnik des Interpolationstyps einsetzt:
2 ist ein SNR-BER-Kurvendiagramm bei unterschiedlichen Kanalschwunddopplerfrequenzen gemäß eines herkömmlichen Gaußschen Interpolationsverfahrens zweiter Ordnung;
3 ist ein Gitterdiagramm einer herkömmlichen OPSK-Sequenz;
4 ist ein strukturierter Ablaufplan der adaptiven Kanalprädiktions- MSLE-Sequenzdetektionstechniken des erfindungsgemäßen Brückenfilters;
5 ist ein Strukturdiagramm von Zeitschlitzen eines PSAM-Übertragungskanals;
6 ist ein Blockdiagramm des erfindungsgemäßen adaptiven RLSL-Filters;
7 ist ein SNR-BER-Kurvendiagramm des adaptiven RLSL-Prädiktions- MLSE-Sequenzdetektionskanalschätzverfahrens bei unterschiedlichen Kanalschwunddopplerfrequenzen;
8a und 8b sind Diagramme der Kanalschwundverfolgung mit dem herkömmliche Gaußschen Interpolationsverfahren zweiter Ordnung, wenn f_dT_slot = 0,0125 bzw. 0, 4;
9a und 9b sind Diagramme der Kanalschwundverfolgung mit dem adaptiven RLSL-Prädiktions- MSLE-Sequenzdetektionskanalschätzverfahren, wenn f_dT_slot = 0,0125 bzw. 0,4.
Detaillierte Beschreibung der Ausführungsformen
Ein Verfahren zum Schätzen eines Kanals mit nicht-frequenzselektivem Schwund in einem CDMA-Kommunikationssystem, wobei es durch die Verwendung einer auf adaptiven Brückenfiltern beruhenden adaptiven Vorwärtsprädiktionstechnik und einer Technik zur Detektion der größten Wahrscheinlichkeit eines Viterbi-Algorithmus ausgeführt wird; wobei der adaptive Brückenfilter verwendet wird, um den Kanalschwund gemäß der LS-Regel vorherzusagen, die Technik zur Detektion der größten Wahrscheinlichkeit verwendet wird, um den Viterbi-Algorithmus gemäß des Wertes des vorhergesagten Kanalschwunds durchzuführen, und so eine Schätzung und Bestimmung für ein Sendesignal abgeschlossen werden kann, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist:

a. Eingeben entspreizter Kanalsignale in den adaptiven Brückenfilter des Empfängers, um den Schätzwert der Empfangssignale zu berechnen, der dem Knoten zur Zeit n entspricht;
b. Addieren von Meßergebnissen der Zweigmetriken, die den Übertragungspfaden entsprechen, um die übriggebliebenen Pfade zur Zeit n zu erhalten;
c. Demodulieren des Signalschätzergebnisses, das aus den übriggebliebenen Pfaden erhalten wird, gemäß der entsprechenden Empfangssignale, um einen Schätzwert des Kanalschwunds zur Zeit n zu erhalten;
d. Einstellen eines Koeffizienten des adaptiven Filters, und dann Schätzen des Kanals zur Zeit n + 1;
e. Wiederholen der Schritte a ~ d, bis alle übriggebliebenen Pfade in einem Pfad beim Pilotsymbol des Zeitschlitzes zusammenlaufen, wobei die Phase, die den Knoten in dem Pfad entspricht, das Phasenschätzergebnis für die Sendesignale ist.

4 ist ein Blockdiagramm des erfindungsgemäßen Detektionsempfängers, wobei der Empfänger eine auf adaptiven Brükkenfiltern beruhende adaptive Vorwärtsprädiktionstechnik und eine auf einem Pro-Übrigbleibender-Verarbeitungsprinzip (PSPP) beruhende Technik und eine Technik zur Detektion der größten Wahrscheinlichkeit des Viterbi-Algorithmus einsetzt, wobei der adaptive Brückenfilter verwendet wird, um einen Kanalschwund gemäß der LS-Regel vorherzusagen, die Technik zur Detektion der größten Wahrscheinlichkeit verwendet wird, um einen Viterbi-Algorithmus gemäß des Wertes des vorhergesagten Kanalschwunds durchzuführen, und so eine Schätzung und Bestimmung für ein Sendesignal abgeschlossen werden kann. Wenn die übertragenen Basisbandsignale mit ihrer MPSK-Modulationsphase dargestellt werden, bildet jeder mögliche Wert der Sendesignale an jedem Zeitpunkt einen Knoten im Viterbi-Decodiergitterdiagramm zu dieser Zeit. Der Empfänger weist eine Kanalentzerrungsvorrichtung auf, die ein RLS-Brückenfilter ist, und der RLS-Brückenfilter weist eine Verzögerungseinheit 201, eine Multiplizierereinheit 202, eine RLS Brückenfilter-Kanalprädiktionseinheit 203, eine Zweigmetrikberechnungseinheit 204, eine Addierereinheit 206 und eine Viterbi-Decodiereinheit 205 auf.
Die entspreizten Signale werden in der vorliegenden Erfindung in die Kanalentzerrungsvorrichtung 200 eingegeben; in der RLS-Brückenfilter-Kanalprädiktionseinheit 203 und anderen Einheiten, die parallelen Pfaden (Finger) entsprechen, kann der Schätzwert des Empfangssignals, der dem Knoten
zur Zeit n entspricht, gemäß des Wertes
für den Kanal zur Zeit n erhalten werden, der am Knoten
zur Zeit n – 1 geschätzt wird; in der Zweigmetrikberechnungseinheit 204 wird die Quadratsumme des Schätzwertes und das Quadrat des Fehlers des tatsächlichen Empfangssignals als die Zweigmetrik in den Pfaden zwischen den Knoten
von der Zeit n – 1 zur Zeit n verwendet; in der Addierereinheit 206 werden die Zweigmetrikergebnisse der Übertragungspfade miteinander addiert, um die Pfadmetrik jedes Knotens zur Zeit n zu berechnen; dann werden in der Viterbi- Decodiereinheit 205, Viterbi-Algorithmusoperationen (Addieren, Vergleichen und Auswählen) durchgeführt, um den übriggebliebenen Pfad zu erhalten; danach werden die Symbolschätzwerte für die übriggebliebenen Pfade verwendet, um das nächste Empfangssignal in der Multiplizierereinheit 202 zu demodulieren; dann wird der Kanal bei
zur Zeit n + 1 an der RLS-Brückenfilter-Kanalprädiktionseinheit 203 geschätzt; die Schritte werden wiederholt, bis alle übriggebliebenen Pfade schließlich in einem Pfad am Pilotsymbol des Zeitschlitzes zusammenlaufen, und die Phase, die den Knoten in dem Pfad entspricht, ist der geschätzte Phasenwert der Sendesignale. Gemäß der Ausführungsform werden ausgezeichnete Kanalschätz- und Sequenzentscheidungsergebnisse erhalten. Daher kann diese Entzerrungsvorrichtung in Aufwärtsstrecken- und Abwärtsstrecken-Empfängern verwendet werden, die eine PSAM-Technik in einem CDMA-Zellensystem einsetzen.
Das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Vorrichtung werden unter Bezugnahme auf eine andere Ausführungsform beschrieben. Es werde als ein Einzelbenutzersystem vorausgesetzt, daß die Sendesignale QPSK-moduliert sind, ein intermittierendes Pilotfrequenzformat in Kanalzeitschlitzen verwendet wird, die Länge jedes Zeitschlitzes Tslot = (Np + Nd)T beträgt, wobei ,T' die Dauer eines einzelnen Symbols ist, ,Nd' die Länge des Datensymbols ist, Np die Länge des Pilotsymbols ist. Der Aufbau des Zeitschlitz wird in 5 gezeigt.
Unter der Voraussetzung, daß die Mehrpfadkanal L getrennte Übertragungspfade (L = 0, 1, ..., L – 1) aufweist, können die Empfangssignale sein:
Wobei n(t) das Hintergrundrauschen ist und als additiven Gaußsches weißes Rauschen betrachtet werden kann, N₀ die Dichte des einseitigen Leistungsspektrum ist; ξ_l(t) und τ_l die Verstärkung bzw. die Verzögerung mehrere Kanäle im Pfad 1 sind; s(t) das entsprechende übertragene Basisbandsignal ist; L die Anzahl der empfangenen Kanalpfade ist.
Detektion der größten Wahrscheinlichkeit:
Unter der Voraussetzung, daß N Symbole übertragen werden und die entsprechende Phasensequenz ϕ = (ϕ₀, ϕ₁, ..., ϕ_n-l) (N ist die Sequenzlänge), kann für ein gegebenes φ und eine Kanalverstärkung ξ, ξ = (ξ_1,n = 0, 1, ..., L – 1, n = 0, 1, 2, ..., N – 1} (L ist die Anzahl der Kanalpfade der Empfangssignale) die Verbindungswahrscheinlichkeitsdichtefunktion der Sequenz der Empfangssignale r = {r_l,n; l = 0, 1, ..., L – l, n = 0, 1, 2, ..., N – 1} betragen:
Wobei N₀ die einseitige spektrale Leistungsdichte des Gaußschen weißen Rauschens ist.
Die Detektion der größten Wahrscheinlichkeit dient dazu, die Sequenz der Sendesignale ϕ ¨ = (ϕ ¨0,ϕ ¨1, ..., ϕ ¨N-1)zu entscheiden, die
minimal macht. Um das Minimumgrenzwertproblem bei der Detektion der größten Wahrscheinlichkeit effektiv zu lösen, setzen wir hier einen Viterbi-Algorithmus mit vier Zuständen für QPSK-Signale ein. Im Gitterdiagramm des Viterbi-Algorithmus (wobei auf 3 bezug genommen wird) repräsentiert jeder Knoten einen Punkt in der Signalplanisphäre mit vier Zuständen. Die Sammlung der Zustände und die Variation von einem Moment zum nächsten Moment bildet das Gitterdiagramm mit vier Zuständen.
In der Praxis ist ζl, n in Gleichung (1) unbekannt und muß durch seinen Schätzwert ξ ¨l, n ersetzt werden, zum Beispiel wird die adaptive RLSL-Vorwärtsprädiktion zur Kanalschätzung, die im folgenden beschrieben wird, verwendet, um die Schätzung des Kanalschwundkoeffizienten ζl, n für alle Gitterknoten an einem Moment zu vollenden. Hier wird der Schätzwert, der am Knoten ξ ¨l, n erhalten wird, als
dargestellt. Die Zweigmetrik vom Knoten ϕ ¨n-1 zum Knoten ϕ ¨n wird wie folgt berechnet:
Die dem Knoten
entsprechende Pfadmetrik ist:
Die Operationen des Metrikvergleichs und der Auswahl der übriggebliebenen Pfade, die im folgenden beschrieben werden, sind mit der Operation des Viterbi-Algorithmus in der Faltungscode-Decodierung identisch.
Am Ende jedes Zeitschlitzes wird die Phase des Pilotsignals eines Symbols voreingestellt und als die Endmarke verwendet, so daß nur ein übriggebliebener Pfad im gesamten Gitterdiagramm belegt wird. Die Phasenwerte des Knotens in diesem Pfad werden als die geschätzten Phasen der Sendesignale in diesem Zeitschlitz betrachtet. Setzt man voraus, daß die Länge des Zeitschlitzsymbols D ist, gibt der Viterbi-Empfänger einmal alle D Symbole aus.
Implementieren der Kanalprädiktion mit einem RLS-Brückenfilter: die optimale Kanalschätzfilter sollte sich selbst dynamisch zusammen mit der Kanalvariation einstellen. Um daher eine gute Kanalschätzung in unterschiedlichen Umgebungen zu erhalten, werden rekursive adaptive (RLS)-Brückenfilter nach der Methode der kleinsten Quadrate in der vorliegenden Erfindung als die Kanalschätzfilter verwendet. Ein solcher Filter weist eine überlegene Leistung auf.
6 ist ein Blockdiagramm des adaptiven RLS-Brückenfilters.
sind geschätzte Werte der Kanalschwund-Koeffizienten, die aus den Ordnungen der Brückenfilter ausgegeben werden.Die Empfangssignale r_l(n) zur Zeit n gehen durch m Ordnungen von RLS-Filtern 301 und 302 und Verzögerungseinheiten 303 und 304, und alle Ordnungen der Vorwärts- und Rückwärtsprädiktionsfehlern {ef0 (n), ..., efm (n)}, {eb0 (n), ..., ebm (n)} werden ausgegeben, wobei die Rückwärtsprädiktionsfehler durch m Ordnungen von adaptiven Filtern gehen, die Koeffizienten k_l (n – 1), (1 = 0, ..., m) 305, 306, 301, 308 der adaptiven Filtern adaptiv gemäß der Vorwärts- und Rückwärtsprädiktionsfehler efl (n), ebl (n)eingestellt werden, die durch die entsprechenden Ordnungen der adaptiven Filter beim letzten Mal erzeugt werden, und die Ausgaben der einzelnen Ordnung der adaptiven Filter die geschätzten Werte der Kanalschwundkoeffizienten
aller Phasen der RLS-Brückenfiltern sind.
Für einen übriggebliebenen Pfad
werden Sendesignale {s ¨(n – 1),s ¨(n – 2), ...s ¨(n – m)}wobei
aus {ϕ ¨n-1, ϕ ¨n-2(ϕ ¨n-1), ..., ϕ ¨n-m(ϕ ¨n-1, ...}zurückgewonnen, konjugiert und mit entsprechenden Empfangssignalen {r1(n – 1), r2(n – 2), ...rl(n – m)}multipliziert, um den geschätzten Wert (mit Rauschen) des Kanalschwunds von der Zeit n – 1 bis zur Zeit n – m zu erhalten:
Wobei n'(n – k) = n(n – k)·(n – k)
μ_l(n – k) ist der Schätzwert des Kanalschwunds, der durch die RLSL zur Zeit n – k erwartet wird, und der Fehler zwischen ihm und dem Wert des Kanalschwunds zur Zeit n – k, der durch die RLSL vorhergesagt wird, ist der geschätzte Fehler, der verwendet wird, um den Koeffizienten des adaptiven Filters einzustellen. Immer dann, wenn das Viterbi-Decodiergitterdiagramm eine Ordnung von Knoten erweitert, wird das μ_l(n) zu einem neuen Moment in die RLSL geladen, und die Koeffizienten der Filter werden aufgefrischt, um den geschätzten Wert
für den Kanalschwund im nächsten Moment zu berechnen. Dann wird der Schätzwert an die Zweigmetrikberechnungs- und Viterbi-Decodierteile gesendet, um den Schätzwert der Phase
des entsprechenden Sendesignals zu erhalten, und der Prozeß wird wiederholt.
In der vorliegenden Erfindung wird eine Vorwärtsprädiktion mit einer adaptiven RLS-Brückenfiltertechnik zur Kanalschätzung verwendet. Das RLSL-Verfahren beruht auf dem Kriterium des minimalen mittleren quadratischen Fehlers und erfordert keine vorherige Kenntnis über Kanalvariationseigenschaften. Der Brükkenfilter hat die folgenden Vorteile:

1. Ein Brückenfilter m-ter Ordnung kann m transversale Filterausgaben liefern, die von einer Ordnung 1 bis zu einer Ordnung m reichen, so daß die optimale Ordnung in einer sich ändernden Umgebung dynamisch ausgewählt werden kann;
2. Der Brückenfilter hat Vorteile, die eine schnelle Konvergenz und Stabilität (Robustheit) umfassen;
3. Ein Brückenfilter m-ter Ordnung weist m Module mit demselben Aufbau auf, folglich kann er die Hochgeschwindigkeitsparallelverarbeitung und Hardwareimplementierung einer VLSI erleichtern;
4. Der Brückenfilter ist verhältnismäßig unempfindlich gegenüber Rundungsfehlern, folglich ist er für tatsächliche di gitale Signalverarbeitungssysteme gut geeignet.

7 zeigt SNR-BER-Kurven des Kanalschätzverfahrens, das eine adaptive RLSL-Prädiktions- MLSE-Sequenzdetektionstechnik bei mehreren Kanalschwund-Dopplerfrequenzen nutzt. Es wird beobachtet, daß im Fall einer niedrigen Schwundgeschwindigkeit die Leistung dieses Verfahrens ähnlich zum Gaußschen Interpo lationskanalschätzverfahren zweiter Ordnung ist; jedoch im Fall eines schnellen Kanalschwunds wird eine Bodenerscheinung in den BER-Kurven der Interpolationsverfahren auftreten, die bewirkt, daß die Interpolationsverfahren ungültig werden; jedoch kann die BER der vorliegenden Erfindung die Schwierigkeit bewältigen. 8a, 8b und 9a, 9b sind Diagramme der Verfolgbarkeit der Gaußschen Interpolationsverfahren zweiter Ordnung bzw. des adaptiven RLSL-Prädiktions- MLSE-Sequenzdetektionskanalschätzverfahren. Es wird beobachtet, daß im Fall eines verhältnismäßig niedrigen Kanalschwunds (f_dT_slot = 0,0125), beide von ihnen eine ähnliche tatsächliche Kanalfähigkeit widerspiegeln können; wenn jedoch der Kanal schnell variiert (f_dT_slot = 0,4), ist das Gaußsche Interpolationsverfahren zweiter Ordnung nicht mehr geeignet, jedoch zeigt das adaptive RLSL-Prädiktions-MLSE-Verfahren immer noch eine günstige Kanalvariationsverfolgungsfähigkeit.
Industrielle Anwendbarkeit
Die Entzerrungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung kann im Fall von Kanälen mit schnellem Schwund arbeiten, und sie beseitigt den Einfluß von schnellem Schwund, der sich aus der Mobilstationsbeschleunigung ergibt und kann die Anforderung der 3G Mobilkommunikation für die Geschwindigkeit einer Mobilstation erfüllen.

Claims

Schätzverfahren für einen Kanal mit Flachschwund in einem CDMA-Kommunikationssystem, das eine auf der Grundlage eines selbstanpassenden Gitterfilters beruhende selbstanpassende Vorwärtsprädiktion und eine Erfassung größter Wahrscheinlichkeit mittels eines Viterbi-Decoders zum Voraussagen eines Kanalschwunds laut der LS-Regel gemäß dem Wert des vorausgesagten Kanalschwunds benutzt, wobei dieses Verfahren die folgenden Schritte umfaßt: a. Anlegen der gestreuten Kanalsignale an den selbstanpassenden Gitterfilter des Empfängers zum Voraussagen eines Kanalschwunds laut der LS-Regel zum Berechnen des geschätzten Werts der entsprechenden empfangenen Signale am Knoten Φ_n zum Zeitpunkt n und zum Berechnen der Verzweigungsmetrik auf den Wegen zwischen den Knoten vom Zeitpunkt n – 1 bis zum Zeitpunkt n gemäß dem Wert des vorausgesagten Kanalschwunds; b.Zusammenzählen der Meßergebnisse der Verzweigungsmetrik entsprechend den Übertragungswegen zum Berechnen der Wegmetrik und zum Erfassen der zum Zeitpunkt n bestehenbleibenden Wege mit dem Viterbi-Decoder; c. Demodulieren des von den bestehenbleibenden Wegen erhaltenen Schätzungsergebnisses gemäß den entsprechenden erhaltenen Signalen zum Erfassen des Schätzwerts des Kanalschwunds zum Zeitpunkt n; d. Einstellen des Koeffizienten des selbstanpassenden Filters auf der Grundlage dieses Schätzwerts des Kanalschwunds und dann Schätzen des Kanals zum Zeitpunkt n + 1; e. Wiederholen der Schritte a bis d, bis alle bestehenbleibenden Wege am Pilotsymbol des Zeitschlitzes zu einem Weg zusammenlaufen, wobei die den Knoten auf diesem Weg entsprechende Phase gleich dem Phasenschätzungsergebnis für die übertragenen Signale ist.
Schätzverfahren für einen Kanal mit Flachschwund in einem CDMA-Kommunikationssystem, in dem die geschätzten Werte für das empfangene Signal, das diesem Knoten zum Zeitpunkt n im obigen Schritt a entspricht, ein Schätzwert für den Kanal zum Zeitpunkt n ist, der gemäß den Knoten in den Übertragungswegen zum Zeitpunkt n – 1 berechnet wird.
Schätzverfahren für einen Kanal mit Flachschwund in einem CDMA-Kommunikationssystem, in dem die Verzweigungsmetrik in Schritt b die Summe der Quadrate der Fehler zwischen den Schätzwerten und den wahren Werten der empfangenen Signale auf den Wegen zwischen den Knoten vom Zeitpunkt n – 1 bis zum Zeitpunkt n ist.
Schätzverfahren für einen Kanal mit Flachschwund in einem CDMA-Kommunikationssystem, in dem die in Schritt b zum Zeitpunkt n bestehenbleibendenden Wege erhalten werden wie folgt: Addieren der Verzweigungsmeßergebnisse entsprechend den Übertragungswegen zum Berechnen der Wegmetrik jedes Knotens zum Zeitpunkt n, dann Durchführen der Viterbi-Algorithmusoperationen (Addieren, Vergleichen und Auswählen) zum Erfassen der zum Zeitpunkt n bestehenbleibenden Wege.
Schätzverfahren für einen Kanal mit Flachschwund in einem CDMA-Kommunikationssystem, in dem sich der Koeffizient des selbstanpassenden Filters in diesem Schritt d auf den Schätzfehler zwischen dem Schätzwert des Kanalschwunds zum Zeitpunkt n und dem am Zeitpunkt n – 1 vorausgesagten Wert des Kanalschwunds bezieht.
Empfangsgerät zum Schätzen eines Kanals mit Flachschwund in einem CDMA-Kommunikationssystem, das umfaßt: Eine Kanalabgleichvorrichtung, die besteht aus einem selbstanpassenden Gitterfilter, enthaltend eine Verzögerungseinheit (201), eine Multiplikationseinheit (202), eine Gitterfilterkanal-Prädiktionseinheit (203), Verzweiqungsmetrik-Berechnungseinheiten (204), eine Additionseinheit (206) und eine Viterbi-Decodereinheit (205), in denen gestreute Signale in das Kanal-Abgleichsgerät eingegeben werden; die Gitterfilter-Kanalprädiktionseinheit und weitere parallele Einheiten so ausgelegt sind, daß sie den Wert des am Knoten Φ_n zum Zeitpunkt n empfangenen Signals gemäß dem Kanalwert zum Zeitpunkt n schätzen, der gemäß den Knoten Φ_n-1 in den Übertragungswegen zum Zeitpunkt n – 1 geschätzt wird; die Verzweigungsmetrik-Berechnungseinheiten (204) zum Berechnen des Fehlers zwischen dem Quadrat des geschätzten Fehlers und dem Quadrat der wahren Werte des empfangenen Signals ausgelegt sind, um die Verzweigungsmetrik auf den Wegen zwischen den Knoten vom Zeitpunkt n – 1 zum Zeitpunkt n zu erfassen; die Additionseinheit (206) so ausgelegt ist, daß sie die Verzweigungsmeßergebnisse entsprechend den Übertragungswegen zur Berechnung der Wegmetrik jedes Knotens zum Zeitpunkt n addiert; die Viterbi-Decodereinheit (205) so ausgelegt ist, daß sie die Viterbi-Algorithmusoperationen ausführt, um die bestehenbleibenden Wege zu erfassen; wobei das Empfangsgerät ferner so ausgelegt ist, daß es im Iterationsverfahren die Multiplikationseinheit (202) mit dem Symbolschätzwert für die bestehenbleibenden Wege zum Demodulieren des nächsten empfangenen Signals beliefert und die Kanalabschätzung für den Zeitpunkt n + 1 in der RLS-Gitterfilterkanal-Prädiktionseinheit durchführt, bis alle bestehenbleibenden Wege beim Pilotsymbol des Zeitschlitzes in einem Weg zusammenlaufen, und die den Knoten auf dem Weg entsprechende Phase der geschätzte Phasenwert für die übertragenen Signale ist.