CN1302125A - 码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法及其装置 - Google Patents

码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法及其装置 Download PDF

Info

Publication number
CN1302125A
CN1302125A CN99127037.1A CN99127037A CN1302125A CN 1302125 A CN1302125 A CN 1302125A CN 99127037 A CN99127037 A CN 99127037A CN 1302125 A CN1302125 A CN 1302125A
Authority
CN
China
Prior art keywords
channel
path
time
estimation
node
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN99127037.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1110163C (zh
Inventor
李刚
金宇
刘晟
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Publication of CN1302125A publication Critical patent/CN1302125A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1110163C publication Critical patent/CN1110163C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/025—Channel estimation channel estimation algorithms using least-mean-square [LMS] method
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
    • H04B1/7105—Joint detection techniques, e.g. linear detectors
    • H04B1/71057—Joint detection techniques, e.g. linear detectors using maximum-likelihood sequence estimation [MLSE]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H04B1/7117—Selection, re-selection, allocation or re-allocation of paths to fingers, e.g. timing offset control of allocated fingers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
  • Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
  • Near-Field Transmission Systems (AREA)
  • Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)

Abstract

一种码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法及其装置,采用基于自适应格型滤波器的自适应前向预测技术以及维特比算法的最大似然检测技术来实现,自适应格型滤波器用于对信道衰落进行LS准则的预测,最大似然检测技术根据预测得到的信道衰落值完成维特比算法,得到对发射信号的最终估计、判断。本发明在快衰落信道下工作时信道估计以及序列判决结果准确,跟踪变化快速,克服了由于移动台移动速度加快带来的快衰落影响,从而满足了第三代移动通信对移动台速度以及相应接收性能的要求。

Description

码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法及其装置
本发明涉及一种码分多址系统中平坦衰落信道的估计方法及其装置。
在码分多址(CDMA)系统中，宽带发射信号在传输中要经过频率选择性衰落信道，在接收端各可分辨多径可以被有效分离。最优接收机可等效为对多个具有独立平坦衰落信道(或频率非选择性信道)特性的多径信号进行最大比合并，即相干RAKE接收。这样，频率选择性信道均衡问题就简化为多个频率非选择性信道的补偿和分集接收技术问题。在慢衰落信道条件下，传统的相干接收机就可以较好地完成接收功能，但是，当移动台速度加快以及载波频率的提高而引起的信道快衰落时，移动信道不仅在幅度上而且在相位上都对发射信号引入了很强的随机干扰，在这种情况下，求出信道的冲击响应变得十分困难，普通的相干检测技术很难实现，因此，需要寻找一些能够适应较宽信道衰落范围的信道参数相干检测也即信道估计的方法。事实上，在WCDMA(宽带码分多址)的关键技术中，信道估计技术是许多重要技术的核心或基础，如相干瑞克(RAKE)接收、扩频码字的相干跟踪、快速发射功率控制(TPC)中或Turbo Code(Turbo码)的信干比(SIR)测量、干扰抑制技术、基于判决回代的时域参考自适应天线阵等。
现有的平坦衰落信道估计技术主要可分为两大类，一类是利用已知的参考信号对衰落进行估计的技术(PSAM、Pilot Tone)；另一类则是基于统计信号处理的最优符号/序列估计技术。
WCDMA系统采用了导频码元辅助调制(PSAM)技术，CDMA2000上行链路也采用了类似的技术，该项技术通过在数据比特流中周期性地插入导频码元来进行信道估计，也即插值类信道估计技术。它要求导频码元的插入周期须满足对衰落过程采样的Nyquist(奈奎斯特)速率。在衰落速率较低时，PSAM技术既能提供较好的估计性能，而且复杂度低，实现技术简单。图1是该类方法实现的接收机结构框图，该接收机包括：导频/数据5路单元101、…102，信道预计单元103、…104，乘法器单元105、…106，加法器单元107，输出单元108以及延时单元109、…110。各径接收信号r1(k)……rL(k)分别进入对应的导频/数据分路单元101、…102，输出的导频码元被送入导频符号辅助调制(PSAM)信道估计单元103、…104，通过插值等方法求得各径数据码元部分对应的信道信息ξd,1(k)…ξd,L(k)，导频/数据分路单元101、…102输出另一路-数据码元经过延时单元109、…110，与上述信道估值通过乘法器单元105、106对应共轭相乘，再通过加法器单元107相加，最后通过软判决输出单元108以提供给后续的解码部分。图2是该类方法中性能较好的高斯二阶插值方法在几个典型多普勒频率下的误码率曲线。可以看出，在慢衰落信道下，该类方法性能可以满足要求；但信道衰落速率变快，信道特性在几个时隙内已经发生较大变化的情况下，这一类方法将不能很好地跟踪信道变化。
由于未来移动通信系统的性能要求不断提高，尤其是移动台的速度不断加快，信道的变化更加剧烈。在快衰落信道下，基于统计信号处理的最优符号/序列估计技术将显示出较为明显的优势。这类方法基本上可分为MAP逐符号检测和基于MLSE的序列估计技术。尽管这类方法也需要已知的导频码元，但导频码元仅仅起到提供相干解调所需的相位参考，以及防止在使用判决反馈回代减小计算复杂性时造成的判断错误累积的作用。因此，这类方法并不要求导频码元的插入周期满足对衰落过程采样的Nyquist速率，从而能在高衰落率时获得较PSAM技术更高的信道利用率和信道参数估计的精确性。由于WCDMA射频频率为2GHz，并支持高达500Km/s的移动台速度，而其导频符号是以0.667ms左右的时隙间隔插入的，此时将不得不采用此类信道估计技术。实际上，如果移动台速度很高，即使导频符号满足Nyquist速率，在第一种方法中，为使内插滤波器有足够的带宽并具有良好的带内抑制和带外衰减，将需要阶数很高的内插滤波器，从而造成较大的延时和计算量，另一方面，通过采用较少的序列状态数目，并采用合理的判决回代，可大大减少后一类方法的计算量。目前一些文献提出的利用线性预测滤波器进行信道估计的维特比译码序列检测方法或基于自适应差分维特比算法即属于该类技术的一种实现。但是，线性预测滤波器需要对信道的统计特性具有先验知识，然后利用信道的统计特性计算线性滤波器的系数，这在实际情况中是很难满足的；而自适应差分维特比算法对Doppler(多普勒)频展非常敏感，会出现误码率的地板效应。综上所述，现有的一些技术很难在实际系统中进行应用，而且采用的方法在硬件可实现性上考虑的也不是很多。
本发明的目的是针对快衰落信道下信道估计以及发射序列检测问题，而提供的一种实际可行的基于统计信号处理的最优序列估计的、可克服快衰落信道的影响的码分多址系统中平坦衰落信道的估计方法及其装置。
实现本发明的技术方案是：一种码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法，其特点是：采用基于自适应格型滤波器的自适应前向预测技术以及维特比算法的最大似然检测技术来实现，自适应格型滤波器用于对信道衰落进行LS准则的预测，最大似然检测技术根据预测得到的信道衰落值完成维特比算法，得到对发射信号的最终估计、判断；其步骤为：
a、将解扩后的各路信号输入到接收机的自适应格型滤波器，求出n时刻节点对应的接收信号估计值；
b、将各传播径对应的分支路量度结果相加，得到该n时刻的幸存路径；
c、再将幸存路径得到的信号估计对于对应接收信号进行去调制，得到对于n时刻信道衰落的估计值；
d、调整自适应滤波器的系数，然后再进行对n+1时刻的信道估计；
e、循环a～d步骤，直到所有幸存路径最终在时隙的导频码元处收敛为一条路径，该路径上各节点对应的相位即是对发射信号的相位估计。
上述一种码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法，其中，所述的a步骤中的n时刻节点对应的接收信号估计值是根据各传播路径在n-1时刻节点做出的对n时刻的信道估计值。
上述一种码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法，其中，所述的b步骤中的分支量度，是指从n-1时刻至n时刻节点间路径的各径接收信号估计值与实际接收信号的误差的平方之和。
上述一种码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法，其中，所述的b步骤中n时刻的幸存路径是这样得到的：将各传播径对应的分支量度结果相加，求出最终进入n时刻每个节点的路径量度，然后进行加、比、选的维特比算法操作，得到该n时刻的幸存路径。
上述一种码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法，其中，所述的d步骤中的自适应滤波器的系数是指：将n时刻信道衰落的估计值与n-1时刻对n时刻信道的预测值之差所得的估计误差。
用于实现上述估计方法的装置，该装置为一接收机，该接收机包括一信道均衡装置，其特点是：所述的信道均衡装置为一自适应格型滤波器，该自适应格型滤波器包括延时单元、乘法单元、格型滤波信道预测单元、分支量度计算单元、求和单元以及微特比译码单元；解扩后的各路信号输入到信道均衡装置，在格型滤波信道预测单元以及其他并行相应的单元中，根据各传播路径在n-1时刻节点做出的对n时刻的信道估计值，可以求出n时刻节点对应的接收信号估计值，在分支量度计算单元中它与实际接收信号的方差被用来作为从n-1时刻至n时刻节点间路径的支路量度，在求和单元中将各传播径对应的分支路量度结果相加，求出最终进入n时刻每个节点的路径量度，然后在维特比译码单元中进行加、比、选的维特比算法操作，得到幸存路径，再将幸存路径得到的符号估计在乘法单元中对下一个接收信号进行去调制，然后再在RLS格型滤波信道预测单元中进行对n+1时刻的信道估计，如此循环，直到所有幸存路径最终在时隙的导频码元处收敛为一条路径，该路径上各节点对应的相位即是对发射信号的相位估计。
由于本发明采用了以上的技术方案，在快衰落信道下工作时信道估计以及序列判决结果准确，表现出良好的跟踪快速变化的效果，克服了由于移动台移动速度加快带来的快衰落影响，从而满足了第三代移动通信对移动台速度以及相应接收性能的要求。该均衡装置完全可以应用在采用PSAM技术的CDMA蜂窝系统的上行、下行的接收机中。
为进一步了解本发明的性能、特征和优点，现结合以下实施例及其附图对本发明作更详细的说明。
图1是已有技术插值类信道估计技术的方法流程框图；
图2是已有技术高斯二阶插值在不同信道衰落多普勒频率下的SNR-BER曲线图；
图3是已有技术四相移键控QPSK序列网格图；
图4是本发明格型滤波器自适应信道预测及MLSE序列检测技术的结构框图；
图5是PSAM传输信道时隙结构示意图；
图6是本发明RLSL自适应滤波器框图；
图7是本发明RLSL自适应预测MLSE序列检测信道估计方法在不同信道衰落多普勒频率下的SNR-BER曲线图；
图8(a)、(b)是已有技术高斯二阶插值分别在fdTslot=0.0125、0.4条件下对衰落信道跟踪的示意图；
图9(a)、(b)是本发明RLSL自适应预测MLSE序列检测信道估计方法分别在fdTslot=0.0125、0.4条件下对衰落信道跟踪示意图。
本发明一种码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法，采用基于自适应格型滤波器的自适应前向预测技术以及维特比算法的最大似然检测技术来实现，自适应格型滤波器用于对信道衰落进行LS准则的预测，最大似然检测技术根据预测得到的信道衰落值完成维特比算法，得到对发射信号的最终估计、判断；其步骤为：
a、将解扩后的各路信号输入到接收机的自适应格型滤波器，求出n时刻节点对应的接收信号估计值；
b、将各传播径对应的分支路量度结果相加，得到该n时刻的幸存路径；
c、再将幸存路径得到的信号估计对于对应接收信号进行去调制，得到对于n时刻信道衰落的估计值；
d、调整自适应滤波器的系数，然后再进行对n+1时刻的信道估计；
e、循环a～d步骤，直到所有幸存路径最终在时隙的导频码元处收敛为一条路径，该路径上各节点对应的相位即是对发射信号的相位估计。
图4是本发明的检测接收机框图，它采用了基于自适应格型滤波器的自适应前向预测技术和基于“幸存路径处理原则”(PSPP)技术以及维特比算法的最大似然检测技术。其中，自适应格型滤波器用于对信道衰落进行LS准则的预测，最大似然检测技术根据预测得到的信道衰落值完成维特比算法，得到对发射符号的最终估计、判断。将发射基带信号用它们的MPSK调制相位表示，各时刻发射信号的每一种可能的取值构成了维特比译码网格图中该时刻的一个节点。该接收机包括一信道均衡装置，该信道均衡装置为一RLS格型滤波器，该RLS格型滤波器包括延时单元201、乘法单元202、RLS格型滤波信道预测单元203、分支量度计算单元204、求和单元206以及微特比译码单元205；
解扩后的各路信号输入本发明的信道均衡装置200，在RLS格型滤波信道预测单元203以及其他并行路径(finger)相应的单元中，根据各传播路径在n-1时刻
Figure A9912703700081
节点做出的对n时刻的信道估计值
Figure A9912703700082
，可以求出n时刻节点
Figure A9912703700083
对应的接收信号估计值，在分支量度计算单元204中它与实际接收信号的误差平方之和被用来作为从n-1时刻至n时刻
Figure A9912703700084
与 节点间路径的分支量度，在求和单元206中将各传播径对应的分支量度结果相加，求出最终进入n时刻每个节点的路径量度，然后在微特比译码单元205中进行加、比、选的维特比算法方法操作，得到幸存路径，再将幸存路径得到的符号估计在乘法单元202中对下一个接收信号进行去调制，然后再在RLS格型滤波信道预测单元203中进行对n+1时刻
Figure A9912703700091
的信道估计，如此循环，直到所有幸存路径最终在时隙的导频码元处收敛为一条路径，该路径上各节点对应的相位即是对发射信号的相位估计。从实施例中，得到了非常好的信道估计以及序列判决结果，该均衡装置完全可以应用在采用PSAM技术的CDMA蜂窝系统的上行、下行的接收机中。
下面再结合一个实例，进一步描述本发明的方法和装置。假设一个单用户系统，发射信号经过四相移键控QPSK调制。在信道时隙中采用间断导频格式。每一时隙长度Tslot=(Np+Nd)T，这里的T是单个码元时间，Nd为数据码元长度，Np为导频码元长度。时隙结构见图5。
假定多径信道是由L路可分解传播径(l=0,1,…,L-1)组成，接收到的信号可以表示为： ρ ( κ&Tgr; ) = Σ λ = 0 Λ - 1 ξ 1 ( κ&Tgr; ) σ ( κ&Tgr; - τ 1 ) + n 1 ( κ&Tgr; ) - - - - ( 1 )
其中，n(t)是背景噪声，可视为加性高斯白噪，其单边功率谱密度为N0；α1(t)和τ1则是第1径复数信道增益和延时；s(t)为对应的发射基带信号；L为接收到的信道径数。
最大似然检测：
假设发射了N个码元，其对应的相位序列φ=(φ0,φ1,…φN-1),(N为序列长度)。对于给定的φ和信道增益ξ，ξ={ξl,n=0,1…,L-1,n=0,1,2,…N-1},(L为接收信号径数)接收信号的序列r={rl,n；l=0,1…,L-1,n=0,1,2,…,N-1}的联合概率密度函数可写为： p ( r | φ , ξ ) = 1 ( 2 π N 0 / T ) LN × exp [ - Σ n = 0 N - 1 Σ l = 0 L - 1 | r l , n - ξ l , n exp j φ n | 2 2 N 0 / T ] - - - - - ( 2 )
其中No为高斯白噪的单边功率谱密度。
最大似然检测就是判断满足
Figure A9912703700094
最小的 为发射信号序列。为了有效地解决最大似然检测中的最小限度问题，这里采用了针对QPSK信号的四状态维特比算法。在维特比算法的网格图中(参见图3)，每个节点代表一个信号四状态星座图中的点。这些状态以及从一个时刻到下一个时刻状态间的变化的集合就构成了四状态网格图。在实际情况中，(1)式中的ξl,n是未知的，必须用它的估计值
Figure A9912703700101
来代替，后面将提到的RLSL自适应前向预测信道估计就是用来并行完成对某一时刻所有网格节点的信道衰落系数ξl,n的估计的。将在节点 处得到的估计值表示为。从节点 到节点
Figure A9912703700105
的支路量度计算公式为：
Figure A9912703700106
总的
Figure A9912703700107
节点对应的路径量度为：
Figure A9912703700108
后面的量度比较和幸存路径选择的操作与卷积码译码中维特比算法的操作完全一样。
在每个时隙的结尾，有一个码元的导频信号的相位是事先确定的，被用来作为结束信息，使整个网格图只有一条幸存路径被保留下来，这条路径上的各个节点代表的相位值就被视为对应的该时隙各发射信号的估计相位。若时隙码元长度为D，则维特比接收机每D个码元输出一次。
RLS格型滤波器实现信道预测：最佳的信道估计滤波器应随着信道变化而进行动态调整。为了使信道估计能在不同的环境下都得到较好的估计效果，因此，本发明采用递归最小二乘(RLS)自适应格型滤波器作为信道估计滤波器，它具有非常优越的性能。
图6表示了RLS格型自适应滤波器的框图。 是各级格型滤波器输出的信道衰落系数估计值。n时刻的接收信号r1(n)经过由m级RLS滤波器301、302和延时单元303、304，输出各级的前后向预测误差{e0 f(n),…em f(n)},{e0 f(n),…em f(n)},其中的后向预测误差通过一由m级自适应滤波器，该滤波器的系数k1(n-1),(l=0…m)305、306、307、308是根据上一个时刻各对应级产生的前后向预测误差{e1 f(n),e1 b(n)}自适应的调整的，它各级的输出为各级RLS格型滤波器得到的的信道衰落系数估计值
Figure A99127037001010
对于某一幸存路径
Figure A99127037001011
,将由
Figure A99127037001012
恢复出发射信号
Figure A99127037001013
(其中 共轭后与它们对应的接收信号{r1(n-1),r1(n-2),…r1(n-m)}相乘，得到n-1时刻至n-m时刻信道衰落的加噪估计值：
Figure A99127037001015
其中，
Figure A9912703700111
μ1(n-k)即是RLSL希望在n-k时刻得到的信道衰落估计值，它与RLSL对n-k时刻信道的预测之差即为估计误差，这将被用来调整自适应滤波器的系数。维特比译码网格图每向前延伸一级节点，RLSL输入新时刻的u1(n)，其滤波器的各系数都将被刷新一次，从而求出对下一时刻信道衰落的估计值 ，然后将此估值送入分支量度计算与维特比译码部分，得到对应的发射信号相位
Figure A9912703700113
的估计，如此循环下去。
在本发明中信道估计采用的是利用自适应RLS格型滤波器技术进行前向预测。RLSL方法基于最小均方误差准则，且不要求对信道变化特性的先验知识。格型滤波器则具有下列优点：
1．一个m阶格型滤波器可以产生相当于从1阶到m阶的m个横向滤波器输出，从而可以在变化的环境下动态地选择最优的阶；
2．格型滤波器具有收敛迅速、稳定(鲁棒性)的优点。
3．一个m阶格型滤波器由m个完全相同结构的模块组成，便于进行高速并行处理和VLSI的硬件实现。
4．格型滤波器对舍入误差较不敏感，这很适合实际的数字信号处理系统。
图7是利用RLSL自适应预测MLSE序列检测的信道估计方法在几种信道衰落多普勒频率下得到的信噪比---误码率曲线，可以看出，在低衰落率的情况下，这种方法的性能和高斯二阶插值信道估计方法类似，而当信道衰落很快，插值类方法的误码率曲线出现地板现象，已经失去作用时，采用本发明的误码率仍然能够满足要求。图8(a)、(b)和图9(a)、(b)分别是高斯二阶插值类方法与RLSL自适应预测MLSE序列检测信道估计方法对实际衰落信道跟踪能力的示意图，可以看出，在衰落信道变化率不高的情况下(fdTslot=0.0125)，这两种方法都具有近似反映实际信道的能力，而当信道变化很快时(fdTslot=0.4)，高斯二阶插值类方法已不适用，RLSL自适应预测MLSE方法则表现出了良好的跟踪快速变化信道的能力。可见，本发明的均衡装置可以在快衰落信道下进行工作，克服由于移动台移动速度加快带来的快衰落影响，满足第三代移动通信对移动台速度以及相应接收性能的要求。

Claims (6)

1、一种码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法，其特征在于：采用基于自适应格型滤波器的自适应前向预测技术以及维特比算法的最大似然检测技术来实现，自适应格型滤波器用于对信道衰落进行LS准则的预测，最大似然检测技术根据预测得到的信道衰落值完成维特比算法，得到对发射信号的最终估计、判断；其步骤为：
a、将解扩后的各路信号输入到接收机的自适应格型滤波器，求出n时刻节点对应的接收信号估计值；
b、将各传播径对应的分支量度结果相加，得到该n时刻的幸存路径；
c、再将幸存路径得到的信号估计对于对应接收信号进行去调制，得到对于n时刻信道衰落的估计值；
d、调整自适应滤波器的系数，然后再进行对n+1时刻的信道估计；
e、循环a～c步骤，直到所有幸存路径最终在时隙的导频码元处收敛为一条路径，该路径上各节点对应的相位即是对发射信号的相位估计。
2、根据权利要求1所述的一种码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法，其特征在于，所述的a步骤中的n时刻节点对应的接收信号估计值是根据各传播路径在n-1时刻节点做出的对n时刻的信道估计值。
3、根据权利要求1所述的一种码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法，其特征在于，所述的b步骤中的分支量度，是指从n-1时刻至n时刻节点间路径的各径接收信号估计值与实际接收信号的误差的平方之和。
4、根据权利要求1所述的一种码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法，其特征在于，所述的b步骤中n时刻的幸存路径是这样得到的：将各传播径对应的分支量度结果相加，求出最终进入n时刻每个节点的路径量度，然后进行加、比、选的维特比算法操作，得到该n时刻的幸存路径。
5、根据权利要求1所述的一种码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法，其特征在于，所述的d步骤中的自适应滤波器的系数是指：将n时刻信道衰落的估计值与n-1时刻对n时刻信道的预测值之差所得的估计误差。
6、用于实现权利要求1所述的估计方法的装置，该装置为一接收机，该接收机包括一信道均衡装置，其特征在于：所述的信道均衡装置为一自适应格型滤波器，该自适应格型滤波器包括延时单元、乘法单元、格型滤波信道预测单元、分支量度计算单元、求和单元以及微特比译码单元；解扩后的各路信号输入到信道均衡装置，在格型滤波信道预测单元以及其他并行相应的单元中，根据各传播路径在n-1时刻节点做出的对n时刻的信道估计值，可以求出n时刻节点对应的接收信号估计值，在分支量度计算单元中它与实际接收信号的方差被用来作为从n-1时刻至n时刻节点间路径的支路量度，在求和单元中将各传播径对应的分支路量度结果相加，求出最终进入n时刻每个节点的路径量度，然后在维特比译码单元中进行加、比、选的维特比算法操作，得到幸存路径，再将幸存路径得到的符号估计在乘法单元中对下一个接收信号进行去调制，然后再在RLS格型滤波信道预测单元中进行对n+1时刻的信道估计，如此循环，直到所有幸存路径最终在时隙的导频码元处收敛为一条路径，该路径上各节点对应的相位即是对发射信号的相位估计。
CN99127037.1A 2001-04-16 1999-12-29 码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法及其装置 Expired - Fee Related CN1110163C (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/CN2001/000556 WO2002091643A1 (fr) 2001-04-16 2001-04-16 Procede d'estimation d'une voie sujette a evanouissements uniformes dans un systeme de communication amrc et appareil associe

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1302125A true CN1302125A (zh) 2001-07-04
CN1110163C CN1110163C (zh) 2003-05-28

Family

ID=32514434

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN99127037.1A Expired - Fee Related CN1110163C (zh) 2001-04-16 1999-12-29 码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法及其装置

Country Status (8)

Country Link
US (1) US7277472B2 (zh)
EP (1) EP1383263B1 (zh)
CN (1) CN1110163C (zh)
AT (1) ATE308835T1 (zh)
BR (1) BR0116978A (zh)
DE (1) DE60114670T2 (zh)
ES (1) ES2252249T3 (zh)
WO (1) WO2002091643A1 (zh)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100466505C (zh) * 2006-03-28 2009-03-04 华为技术有限公司 实现高速下行链路分组调度的方法和装置
CN101257323B (zh) * 2008-04-19 2011-11-16 桂林电子科技大学 脉冲超宽带信号检测中分离多径和多址干扰的方法
CN102263717A (zh) * 2010-05-26 2011-11-30 北京创毅视讯科技有限公司 信号解调装置和信号解调方法
CN101147371B (zh) * 2005-01-12 2012-11-28 Nxp股份有限公司 信道估计的方法和设备
CN107018097A (zh) * 2017-02-15 2017-08-04 浙江科技学院 一种无线光通信基于广义似然比检测原理的序列检测方法
WO2017219718A1 (en) * 2016-06-22 2017-12-28 Huawei Technologies Co., Ltd. Phase noise estimation and cancellation
CN107682115A (zh) * 2017-09-02 2018-02-09 中国人民解放军91388部队 基于ClassA海洋环境噪声模型的卷积码维特比软判决译码方法
CN109274630A (zh) * 2018-11-29 2019-01-25 西安电子科技大学 抗频率选择性衰落的多载波信号矢量分集合并方法

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7545849B1 (en) 2003-03-28 2009-06-09 Google Inc. Signal spectrum spreading and combining system and method
US8374218B2 (en) 2000-12-05 2013-02-12 Google Inc. Combining signals with a shuffled-hadamard function
US8385470B2 (en) * 2000-12-05 2013-02-26 Google Inc. Coding a signal with a shuffled-Hadamard function
US7453921B1 (en) * 2001-12-11 2008-11-18 Google Inc. LPC filter for removing periodic and quasi-periodic interference from spread spectrum signals
US7352833B2 (en) 2002-11-18 2008-04-01 Google Inc. Method and system for temporal autocorrelation filtering
DE102004026072B4 (de) * 2004-05-25 2007-02-15 Micronas Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur bewegungskompensierten Rauschschätzung bei mobilen drahtlosen Übertragungssystemen
US7856052B2 (en) 2004-10-06 2010-12-21 Broadcom Corp. Method and system for low complexity conjugate gradient based equalization in a wireless system
US20060072449A1 (en) * 2004-10-06 2006-04-06 Mark Kent Method and system for channel equalization
US7471746B2 (en) * 2004-10-28 2008-12-30 Seagate Technology, Llc Whitening of data-dependent, non-stationary noise in an inter-symbol interference channel detector
US7734466B2 (en) * 2005-06-20 2010-06-08 Motorola, Inc. Reduced complexity recursive least square lattice structure adaptive filter by means of limited recursion of the backward and forward error prediction squares
JP5105834B2 (ja) * 2006-11-17 2012-12-26 キヤノン株式会社 制御装置及びその制御方法、通信装置及びその制御方法、通信システム、及び、プログラム
CA2571385C (en) * 2006-12-18 2015-11-24 University Of Waterloo Adaptive channel prediction system and method
US9021342B2 (en) * 2009-10-01 2015-04-28 Stmicroelectronics, Inc. Methods to improve ACS performance
CN101765161B (zh) * 2009-12-29 2015-08-12 中兴通讯股份有限公司 一种链路自适应方法及装置
WO2014023351A1 (en) * 2012-08-09 2014-02-13 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Microwave link control
US9167536B2 (en) * 2013-04-10 2015-10-20 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for sir estimation using time multiplexed pilots and TPC commands
CN104378787B (zh) * 2014-11-26 2017-09-29 南京航空航天大学 基于扩展Prony算法的平坦快衰落长距离信道预测方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5329547A (en) * 1993-03-11 1994-07-12 Motorola, Inc. Method and apparatus for coherent communication in a spread-spectrum communication system
US5862190A (en) * 1995-12-29 1999-01-19 Motorola, Inc. Method and apparatus for decoding an encoded signal
JP3289676B2 (ja) 1998-05-28 2002-06-10 日本電気株式会社 パイロット信号を含む受信信号の復調方法及びその装置
JP3728116B2 (ja) 1998-06-02 2005-12-21 キヤノン株式会社 通信方法及び装置
US6363104B1 (en) * 1998-10-02 2002-03-26 Ericsson Inc. Method and apparatus for interference cancellation in a rake receiver
AU730282B2 (en) * 1999-02-18 2001-03-01 Nippon Telegraph & Telephone Corporation Coherent detection system for multicarrier modulation

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101147371B (zh) * 2005-01-12 2012-11-28 Nxp股份有限公司 信道估计的方法和设备
CN100466505C (zh) * 2006-03-28 2009-03-04 华为技术有限公司 实现高速下行链路分组调度的方法和装置
CN101257323B (zh) * 2008-04-19 2011-11-16 桂林电子科技大学 脉冲超宽带信号检测中分离多径和多址干扰的方法
CN102263717A (zh) * 2010-05-26 2011-11-30 北京创毅视讯科技有限公司 信号解调装置和信号解调方法
WO2017219718A1 (en) * 2016-06-22 2017-12-28 Huawei Technologies Co., Ltd. Phase noise estimation and cancellation
US10135661B2 (en) 2016-06-22 2018-11-20 Huawei Technologies Co., Ltd. Phase noise estimation and cancellation
CN107018097A (zh) * 2017-02-15 2017-08-04 浙江科技学院 一种无线光通信基于广义似然比检测原理的序列检测方法
CN107018097B (zh) * 2017-02-15 2020-02-28 浙江科技学院 一种无线光通信基于广义似然比检测原理的序列检测方法
CN107682115A (zh) * 2017-09-02 2018-02-09 中国人民解放军91388部队 基于ClassA海洋环境噪声模型的卷积码维特比软判决译码方法
CN107682115B (zh) * 2017-09-02 2020-09-22 中国人民解放军91388部队 基于ClassA海洋环境噪声模型的卷积码维特比软判决译码方法
CN109274630A (zh) * 2018-11-29 2019-01-25 西安电子科技大学 抗频率选择性衰落的多载波信号矢量分集合并方法
CN109274630B (zh) * 2018-11-29 2020-04-07 西安电子科技大学 抗频率选择性衰落的多载波信号矢量分集合并方法

Also Published As

Publication number Publication date
WO2002091643A1 (fr) 2002-11-14
US20060062284A1 (en) 2006-03-23
EP1383263A1 (en) 2004-01-21
DE60114670D1 (de) 2005-12-08
CN1110163C (zh) 2003-05-28
US7277472B2 (en) 2007-10-02
EP1383263A4 (en) 2005-01-12
DE60114670T2 (de) 2006-08-03
ES2252249T3 (es) 2006-05-16
EP1383263B1 (en) 2005-11-02
BR0116978A (pt) 2004-06-29
ATE308835T1 (de) 2005-11-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1110163C (zh) 码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法及其装置
JP3714910B2 (ja) ターボ受信方法及びその受信機
KR100624504B1 (ko) Ｍｉｍｏ시스템에서의 스펙트럼 효율 고속 송신을 위한 반복적 소프트 간섭 소거 및 필터링
El Gamal et al. Iterative multiuser detection for coded CDMA signals in AWGN and fading channels
AU2007233563B2 (en) Channel estimation for rapid dispersive fading channels
CN1879333B (zh) 宽带无线接入系统的上行突发均衡方法
Zemen et al. Iterative joint time-variant channel estimation and multi-user detection for MC-CDMA
JP4189477B2 (ja) Ｏｆｄｍ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式及び受信機
JP4322918B2 (ja) 受信装置、受信方法、および無線通信システム
US7079824B2 (en) Reception of multicarrier spread-spectrum signals
EP0775386A1 (en) Compensation for multi-path interference using pilot symbols
CN101138212B (zh) 用于复值符号的软解映射的方法
Baudais et al. An improved linear MMSE detection technique for multi‐carrier CDMA systems: comparison and combination with interference cancellation schemes
JP2006067070A (ja) Ｍｉｍｏシステム受信方法及びその装置
JP4191697B2 (ja) ターボ受信方法及びその受信機
KR100789355B1 (ko) 수신장치, 수신방법, 및 무선 통신 시스템
KR100933283B1 (ko) 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템 및 부반송파간 간섭제거 및 등화 방법
Laot et al. Experimental results on adaptive MMSE turbo equalization in shallow underwater acoustic communication
Souto et al. Transmitter/receiver method for supporting hierarchical modulations in MBMS transmissions
Tandon Design and Development of Physical Layer of Differential PSK Based Robust Waveform
Haas et al. Improved MC-CDMA reception employing two-dimensional decision-feedback pilot and data symbol correction
Kahveci A channel detection technique based on Max-Log-MAP algorithm for wireless indoor system
Qader et al. Optimization of iterative DFE-IDMA detection for multipath fading channels
Yoshida et al. Effect of imperfect channel estimation on the performance of UWB-IR with Frequency-Domain Equalization (FDE) and Cyclic Prefix (CP) reconstruction
GB2412045A (en) Iterative interference reduction in multicarrier CDMA systems

Legal Events

Date Code Title Description
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C06 Publication
PB01 Publication
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20030528

Termination date: 20141229

EXPY Termination of patent right or utility model