KR100933283B1 - 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템 및 부반송파간 간섭제거 및 등화 방법 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 수신 시스템 및 부반송파간 간섭제거 및 등화 방법 Download PDF

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KR100933283B1 KR1020080051575A KR20080051575A KR100933283B1 KR 100933283 B1 KR100933283 B1 KR 100933283B1 KR 1020080051575 A KR1020080051575 A KR 1020080051575A KR 20080051575 A KR20080051575 A KR 20080051575A KR 100933283 B1 KR100933283 B1 KR 100933283B1
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Abstract

직교 주파수 분할 다중 수신 시스템 및 직교 주파수 분할 다중 시스템에서의 부반송파간 간섭 제거 및 등화 방법이 개시된다. 본 발명에 따른 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템은, 수신 안테나를 통하여 수신된 신호에 대하여 선검출 기준에 따라 순차적 간섭 제거 기법을 이용하되 판정 오류를 고려하여 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 등화 행렬을 적용하는 MMSE-SIC 검출기와, 반복적 ICI 제거 및 등화를 수행하기 위한, 소프트 디매퍼, SISO 디코더, ICI 제거기, MMSE 등화기를 포함하고, 상기 소프트 디매퍼는 초기 반복에서 상기 MMSE-SIC 검출기의 출력에 대하여 심볼 디매핑을 수행하고, 이후 반복에서 상기 MMSE 등화기의 출력에 대하여 심볼 디매핑을 수행하며, 상기 SISO 디코더는 상기 심볼 디매핑 결과 얻어지는 소프트 비트 정보를 SISO 디코딩하여 출력하고, 상기 ICI 제거기는 상기 SISO 디코딩된 소프트 비트 정보를 이용하여 ICI를 제거하고, 상기 MMSE 등화기는 상기 ICI가 제거된 신호에 판정 오류를 고려하여 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 등화 행렬을 적용하는 것을 특징으로 한다.
Figure R1020080051575
직교 주파수 분할 다중, 시간 및 주파수 선택적 채널, 부반송파간 간섭

Description

직교 주파수 분할 다중 수신 시스템 및 부반송파간 간섭 제거 및 등화 방법{OFDM receiving system and method for ICI cancellation and equalization for OFDM system}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템 및 상기 시스템에서의 부반송파간 간섭 제거 및 등화 방법에 관한 것이다.
높은 데이터율의 멀티미디어 서비스의 요구가 이동 환경에서의 무선 디지털 통신 및 방송 분야에서 빠르게 늘어나고 있다. 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)은 다중 경로 페이딩 채널 내에서 이러한 요구를 만족시키는 유력한 시스템 중 하나로 주목받고 있다. 특히, DVB-H(digital video broadcasting-Handheld), Forward Link Only(FLO), Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial(ISDB-T), 그리고 Terrestrial-Digital Multimedia Broadcasting(TDMB) 등과 같은 대부분의 지상 디지털 방송 시스템은 OFDM을 채용하고 있다.
OFDM 시스템에서 OFDM 블록 구간 동안에 채널 응답이 변하지 않는다면 부반 송파들 간의 직교성(orthogonality)을 유지할 수 있다. 그러나 실제로는 고주파수 대역에서 고용량 데이터를 전송할 때, OFDM 시스템은 시간 및 주파수 선택적 채널(time and frequency selective channel, or doubly selective channel)을 경험하게 된다. 이러한 상황에서 직교성의 손실로 인해 부반송파간 간섭(Inter-Carrier Interference, ICI)이 발생하는 치명적인 약점이 존재한다. 게다가, 동일한 속도에서 움직임에도 불구하고 도플러 주파수는 반송파 주파수에 비례하여 증가하기 때문에, 수신 성능은 그 정도에 따라 영향을 받는다. 따라서 시간 및 주파수 선택적 채널 상에서 이러한 문제점들을 극복하기 위해, ICI를 억제하거나 제거하기 위해 많은 기법들이 연구되고 있다. 현재까지 제안된 대부분의 기법들은 검출과 복호화 사이의 반복 처리를 기반으로 하고 있으나, 계산적 복잡도가 높고 반복 과정에서 판정 오류로 인한 오류 전파(error propagation)가 발생하는 등 ICI를 효과적으로 제거하거나 억제하지 못하는 문제점이 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 계산적 복잡도를 줄이면서 판정 오류로 인한 오류 전파를 효과적으로 경감시킬 수 있는, 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템 및 상기 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템에서의 ICI 제거 및 등화 방법을 제공하는 데 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명에 따른 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템은, 수신 안테나를 통하여 수신된 신호에 대하여 선검출 기준에 따라 순차적 간섭 제거 기법을 이용하되 판정 오류를 고려하여 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 등화 행렬을 적용하는 MMSE-SIC 검출기와, 반복적 ICI 제거 및 등화를 수행하기 위한, 소프트 디매퍼, SISO 디코더, ICI 제거기, MMSE 등화기를 포함하고, 상기 소프트 디매퍼는 초기 반복에서 상기 MMSE-SIC 검출기의 출력에 대하여 심볼 디매핑을 수행하고, 이후 반복에서 상기 MMSE 등화기의 출력에 대하여 심볼 디매핑을 수행하며, 상기 SISO 디코더는 상기 심볼 디매핑 결과 얻어지는 소프트 비트 정보를 SISO 디코딩하여 출력하고, 상기 ICI 제거기는 상기 SISO 디코딩된 소프트 비트 정보를 이용하여 ICI를 제거하고, 상기 MMSE 등화기는 상기 ICI가 제거된 신호에 판정 오류를 고려하여 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 등화 행렬을 적용하는 것을 특징으로 한다.
여기서, 상기 MMSE-SIC 검출기의 등화 행렬은 판정 오류 공분산 행렬을 이용하여 계산될 수 있다.
또한, 상기 등화 행렬은 다음 수학식에 따라 구해질 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00001
여기서, N은 부반송파의 개수를,
Figure 112008039416779-pat00002
은 전송 신호의 분산을,
Figure 112008039416779-pat00003
은 잡음의 분산을, ρ는
Figure 112008039416779-pat00004
을, H는 채널 행렬을,
Figure 112008039416779-pat00005
는 크기
Figure 112008039416779-pat00006
의 직 사각행렬을,
Figure 112008039416779-pat00007
는 허미시안(Hermitian) 행렬을,
Figure 112008039416779-pat00008
은 판정 오류 공분산 행렬을, I N은 크기 N의 단위 행렬을 나타낸다.
또한, 상기 판정 오류 공분산 행렬은 다음 수학식과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00009
여기서,
Figure 112008039416779-pat00010
는 복소 공액(complex conjugate)를 나타내고, 조건부 기대값
Figure 112008039416779-pat00011
은, 오류 em 및 en이 각각 부정확한 판정, 즉
Figure 112008039416779-pat00012
및
Figure 112008039416779-pat00013
로부터 발생됨을 가리키고, 조건부 기대값
Figure 112008039416779-pat00014
은
Figure 112008039416779-pat00015
에 따라 구해지고, 여기서 집합
Figure 112008039416779-pat00016
는 연판정(soft decision) 포인트
Figure 112008039416779-pat00017
및 그것을 둘러싸는 이웃한 성상도 포인트들로 이루어진다.
또한, 상기 판정 오류 공분산 행렬은 비대각 원소들을 무시함으로써 다음 수학식에 따라 표현될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00018
여기서,
Figure 112008039416779-pat00019
는 대각 행렬을 의미한다.
또한, Q err 이
Figure 112008039416779-pat00020
로 정의되고, 상기 등화 행렬은 다음 수학식과 같이 표현될 수 이다.
Figure 112008039416779-pat00021
상기 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템은 채널 정보를 추정하는 채널 추정기를 더 포함하고, 상기 MMSE-SIC 검출기는 상기 채널 정보를 이용하여 계산되는 SINR에 따라 판정 순서를 결정할 수 있다.
또한, 상기 판정 순서는 다음 수학식에 따라 정해질 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00022
여기서, N은 부반송파의 개수를,
Figure 112008039416779-pat00023
은 전송 신호의 분산을,
Figure 112008039416779-pat00024
은 잡음의 분산을,
Figure 112008039416779-pat00025
은 p번째 채널 행렬의 m번째 열벡터를 나타낸다.
또한, 상기 MMSE-SIC 검출기의 등화 행렬은 상기 순차적 간섭 제거 기법의 i번째 스텝에서 다음 수학식에 따라 구해질 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00026
여기서,
Figure 112008039416779-pat00027
은 전송 신호의 분산을,
Figure 112008039416779-pat00028
은 잡음의 분산을,
Figure 112008039416779-pat00029
은 p번째 채널 행렬의 m번째 열벡터를,
Figure 112008039416779-pat00030
는 허미시안(Hermitian) 행렬을,
Figure 112008039416779-pat00031
및
Figure 112008039416779-pat00032
는 각각 본래 채널 행렬 및 판정 오류 공분산 행렬의 일부 원소들로 재구성한 크기 2q+1(≪N)의 채널 행렬 및 판정 오류 공분산 행렬을, I 2q+1은 크기 2q+1의 단위행렬을 나타낸다.
또한, 상기 판정 오류 공분산 행렬은 다음 수학식에 따라 계산될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00033
여기서,
Figure 112008039416779-pat00034
는 대각 행렬을 의미하고, 조건부 기대값
Figure 112008039416779-pat00035
은
Figure 112008039416779-pat00036
에 따라 구해지며, 여기서 집합
Figure 112008039416779-pat00037
는 연판정(soft decision) 포인트
Figure 112008039416779-pat00038
및 그것을 둘러싸는 이웃한 성상도 포인트들로 이루어진다.
또한, 상기 MMSE 등화기의 등화 행렬은 판정 오류 공분산 행렬을 이용하여 계산될 수 있다. 이때, 상기 판정 오류 공분산 행렬은 상기 SISO 디코더로부터 제공되는 사전 LLR 값을 이용하여 계산될 수 있다.
또한, p번째 부반송파에 대한 상기 MMSE 등화기의 출력이 다음 수학식과 같이 표현되고,
Figure 112008039416779-pat00039
여기서, N은 부반송파의 개수를,
Figure 112008039416779-pat00040
는 상기 ICI 제거기의 출력을,
Figure 112008039416779-pat00041
는 잡음 성분을 나타내며,
Figure 112008039416779-pat00042
이고,
Figure 112008039416779-pat00043
이며, 상기 등화 행렬
Figure 112008039416779-pat00044
는 다음 수학식에 따라 구해질 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00045
여기서,
Figure 112008039416779-pat00046
은 전송 신호의 분산을,
Figure 112008039416779-pat00047
은 잡음의 분산을,
Figure 112008039416779-pat00048
은 p번째 채널 행렬의 m번째 열벡터를 나타내고,
Figure 112008039416779-pat00049
는 본래 채널 행렬의 일부 원소들로 재구성한 크기 2q+1(≪N)의 채널 행렬이며,
Figure 112008039416779-pat00050
는
Figure 112008039416779-pat00051
의 공분산 행렬이고, I 2q+1은 크기 2q+1의 단위행렬을 나타낸다.
또한, 상기
Figure 112008039416779-pat00052
는 다음 수학식에 따라 계산될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00053
여기서,
Figure 112008039416779-pat00054
는 대각 행렬을 의미한다.
또한, 상기
Figure 112008039416779-pat00055
은 다음 수학식에 따라 계산될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00056
여기서, 집합
Figure 112008039416779-pat00057
는 연판정(soft decision) 포인트
Figure 112008039416779-pat00058
및 그것을 둘러싸는 이웃한 성상도 포인트들로 이루어지고,
Figure 112008039416779-pat00059
는 사전(a priori) LLR 값이다.
또한, 상기 소프트 디매퍼는, 초기 반복에서 p번째 심볼 Xp에 대한 LLR 값을 다음 수학식에 따라 구할 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00060
여기서,
Figure 112008039416779-pat00061
는 Xp의 i번째 비트이고, up는 상기 MMSE-SIC 검출기의 출력으로서
Figure 112008039416779-pat00062
Figure 112008039416779-pat00063
로 표현되고,
Figure 112008039416779-pat00064
이며, 집합
Figure 112008039416779-pat00065
는 연판정(soft decision) 포인트
Figure 112008039416779-pat00066
및 그것을 둘러싸는 이웃한 성상도 포인트들로 이루어지고,
Figure 112008039416779-pat00067
및
Figure 112008039416779-pat00068
는
Figure 112008039416779-pat00069
의 두 서로 배타적인 부분집합으로서 i번째 비트
Figure 112008039416779-pat00070
위치
Figure 112008039416779-pat00071
에 각각 "0" 및 "1"을 가지는 심볼들로 이루어진다.
또한, 상기 소프트 디매퍼는, 이후 반복에서 p번째 심볼 Xp에 대한 LLR 값을 다음 수학식에 따라 구할 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00072
여기서,
Figure 112008039416779-pat00073
는 Xp의 i번째 비트이고, zp는 상기 MMSE 등화기의 출력으로서
Figure 112008039416779-pat00074
Figure 112008039416779-pat00075
로 표현되고,
Figure 112008039416779-pat00076
이며, 집합
Figure 112008039416779-pat00077
는 연판정(soft decision) 포인트
Figure 112008039416779-pat00078
및 그것을 둘러싸는 이웃한 성상도 포인트들로 이루어지고,
Figure 112008039416779-pat00079
및
Figure 112008039416779-pat00080
는
Figure 112008039416779-pat00081
의 두 서로 배타적인 부분집합으로서 i번째 비트
Figure 112008039416779-pat00082
위치
Figure 112008039416779-pat00083
에 각각 "0" 및 "1"을 가지는 심볼들로 이루어진다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명에 따른, 직교 주파수 분할 다중 시스템에서의 ICI 제거 및 등화 방법은, 수신 안테나를 통하여 수신된 신호에 대하여 선검출 기준에 따라 순차적 간섭 제거 기법을 이용하되 판정 오류를 고려하여 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 등화 행렬을 적용하는 MMSE-SIC 검출 과정과, 반복적 ICI 제거 및 등화를 수행하기 위한, 심볼 디매핑 과정, SISO 디코딩 과 정, ICI 제거 과정, MMSE 등화 과정을 포함하고, 상기 심볼 디매핑 과정은 초기 반복에서 상기 MMSE-SIC 검출 과정의 출력에 대하여 심볼 디매핑을 수행하고, 이후 반복에서 상기 MMSE 등화 과정의 출력에 대하여 심볼 디매핑을 수행하며, 상기 SISO 디코딩 과정은 상기 심볼 디매핑 결과 얻어지는 소프트 비트 정보를 SISO 디코딩하고, 상기 ICI 제거 과정은 상기 SISO 디코딩된 소프트 비트 정보를 이용하여 ICI를 제거하고, 상기 MMSE 등화 과정은 상기 ICI가 제거된 신호에 판정 오류를 고려하여 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 등화 행렬을 적용하는 것을 특징으로 한다.
여기서, 상기 MMSE-SIC 검출 과정에서의 상기 등화 행렬은 판정 오류 공분산 행렬을 이용하여 계산될 수 있다.
또한, 상기 ICI 제거 및 등화 방법은, 채널 정보를 추정하는 채널 추정 과정을 더 포함하고, 상기 MMSE-SIC 검출 과정에서 상기 채널 정보를 이용하여 계산되는 SINR에 따라 판정 순서를 결정할 수 있다.
또한, 상기 MMSE 등화 과정에서의 등화 행렬은 판정 오류 공분산 행렬을 이용하여 계산될 수 있다. 이때, 상기 판정 오류 공분산 행렬은 상기 SISO 디코딩 과정으로부터 제공되는 사전 LLR 값을 이용하여 계산될 수 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명에 따른, 직교 주파수 분할 다중 시스템에서의 ICI 제거 및 등화 방법은, 수신 안테나를 통하여 수신된 신호에 대하여 선검출 기준에 따라 순차적 간섭 제거 기법을 이용하되 판정 오류를 고려하여 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 등화 행렬을 적용하는 MMSE-SIC 검출 과정 과, 초기 반복에서 상기 MMSE-SIC 검출 과정의 출력에 대하여 심볼 디매핑을 수행하고, 이후 반복에서 SISO 디코딩되어 ICI가 제거된 신호에 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 등화 행렬을 적용하며 그 결과 얻어지는 출력에 대하여 심볼 디매핑을 수행하는 반복적 ICI 제거 및 등화 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
여기서, 상기 ICI 제거 및 등화 과정에서, 상기 ICI가 제거된 신호에 판정 오류를 고려하여 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 등화 행렬을 적용할 수 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여, 상기된 본 발명에 따른 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템에서의 ICI 제거 및 등화 방법을 실행시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록 매체를 제공한다.
상술한 본 발명에 의하면, ICI 제거 및 등화를 수행함에 있어서 계산적 복잡도를 줄이면서 판정 오류로 인한 오류 전파를 효과적으로 경감시킬 수 있다. 따라서 수신 성능의 향상을 가져오거나 보다 적은 계산량으로도 동일하거나 그 이상의 수신 성능을 얻을 수 있다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 상세히 설명한다. 이하 설명 및 첨부된 도면들에서 실질적으로 동일한 구성요소들은 각각 동일한 부호들로 나타냄으로써 중복 설명을 생략하기로 한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 전송 시스템의 개략적인 블록도이다. 본 실시예에 따른 OFDM 전송 시스템은, 부호화기(110), 비트 인터리버(120), 심볼 매퍼(130), 직렬/병렬 변환기(140), IFFT부(150), CP 삽입기(160), 병렬/직렬 변환기(170), 송신 안테나(180)를 포함한다.
부호화기(110)는 정보 비트 스트림을 부호화하는데, 부호화 방식으로는 컨벌루션 부호(convolution code), 터보 부호(turbo code), LDPC(low density parity code) 등이 이용될 수 있다. 비트 인터리버(120)는 부호화기에 의해 부호화된 데이터 스트림에 대해 비트 단위로 인터리빙을 수행하고, 심볼 매퍼(130)는 이를 심볼 단위로 변조한다. 이때 변조 방식으로는 64QAM, 16QAM, QPSK 등이 이용될 수 있다. 변조된 심볼은 직렬/병렬 변환기(140)에 의해 병렬 심볼로 변환되고, IFFT부(150)에 의해 IFFT 연산이 수행된다. CP 삽입기(160)는 변조된 심볼에 심볼간 간섭(Inter-Symbol Interference, ISI)를 제거하기 위해 순환 전치(cyclic prefix)를 삽입한다. 병렬/직렬 변환기(170)는 병렬 심볼을 직렬 심볼로 변환하고, OFDM 심볼이 송신 안테나(180)를 통해 무선 채널로 전송된다.
본 발명에서, 무선 채널로서 시간 및 주파수 선택적 채널(time and frequency selective channel, or doubly selective channel)을 고려하는데, 최대 지연 Td, RMS(root mean square) 지연 확산(delay spread) τrms, 최대 도플러 주파수(maximum Doppler frequency) fd가 고려된다.
시간 및 주파수 선택적 채널에서 채널 주파수 응답(channel frequency response, CFR)은 다음 수학식과 같이 표현된다.
Figure 112008039416779-pat00084
여기서, hn,l은 시간 영역 채널 임펄스 응답으로서, 시간 n(0≤n<N)에서 l(0≤n<L)번째 경로에 대한 복소 랜덤 변수(complex random variable)를 나타내며, (k)N은 k 모듈로 N의 나머지를, k는 부반송파 인덱스를, N은 부반송파의 개수를 나타내며 이것은 FFT 또는 IFFT의 크기를 의미한다.
IFFT 이후에, n번째 시간에서 전송되는 신호는 다음 수학식과 같다.
Figure 112008039416779-pat00085
여기서, Xk는 주차수 영역에서 k번째 부반송파에서의 데이터 심볼을 나타낸 다.
다중 경로 페이딩 채널(multipath fading channel)이 L개의 개별 경로로 이루어진다고 가정하면, 후술할 OFDM 수신 시스템에서 수신되는 신호는 다음 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00086
여기서, wn은 n번째 시간에서 부가 백색 가우시안 잡음(additive white Gaussian noise, AWGN)을 나타낸다. 또한 전체 채널 임펄스 응답이 가드 인터벌 (guard interval) (0≤(L-1)Ts≤NgTs) 내에 존재한다고 가정할 수 있고, 여기서 Ts와 Ng는 각각 샘플링 인터벌과, 가드 인터벌(guard interval)의 최대 인덱스이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 수신 시스템의 개략적인 블록도로서, 도시된 OFDM 수신 시스템은 ICI의 제거 및 등화를 수행하며 전송 신호를 복원한다. 본 실시예에 따른 OFDM 수신 시스템은, 수신 안테나(200), 수신된 신호열을 병렬 신호열로 변환하는 직렬/병렬 변환기(211), 순환 전치(cyclic prefix)를 제거하는 CP 제거기(212), FFT 연산을 수행하는 FFT부(213), 수신된 신호에 대하여 순차적 간섭 제거 기법(succesive interference cancellation)을 적용하여 평균 자승 오차를 최소화히기 위한 등화 행렬을 적용하는 MMSE-SIC 검출기(214), 반복적 ICI 제거(iterative ICI cancellation)를 수행하기 위한, 소프트 디매퍼(215), SISO 디 코더(218), ICI 제거기(221), MMSE 등화기(222) 등을 포함하여 이루어진다.
소프트 디매퍼(215)는 반복적 ICI 제거 과정의 초기 반복에서 MMSE-SIC 검출기(214)의 출력에 대하여 심볼 디매핑을 수행하고, 이후의 반복에서 MMSE 등화기(222)의 출력에 대하여 심볼 디매핑을 수행한다. 소프트 디매퍼(215)로부터의 소프트 비트 정보는 병렬/직렬 변환기(216)에 의해 병렬 데이터로 변환되고, 디인터리버(217)에 의해 비트 단위로 디인터리빙이 수행된다. SISO 디코더(218)는 소프트 비트 정보를 SISO(soft-input soft-output) 디코딩하여 출력한다. SISO 디코딩된 소프트 비트 정보는 인터리버(219)에 의해 인터리빙이 수행되고 직렬/병렬 변환기(220)에 의해 병렬 데이터로 변환된다. ICI 제거기(221)는 SISO 디코딩된 소프트 비트 정보를 이용하여 수신 신호로부터 ICI를 제거하고, MMSE 등화기(222)는 ICI가 제거된 신호에 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 등화 행렬을 적용하여 소프트 디매퍼(215)로 출력한다. 채널 추정기(223)는 파일럿 신호 등을 이용하여 채널 주파수 응답과 같은 채널 정보를 추정하고, 추정된 채널 정보는 MMSE-SIC 검출기(214), MMSE 등화기(222), ICI 제거기(221)의 동작에 활용된다.
이하에서, 상기된 OFDM 수신 시스템의 동작을 보다 상세히 설명한다.
CP 제거기(212)에서 순환 전치가 제거된 후에, 주파수 영역 신호는 FFT부(213)에서 다음 수학식과 같이 상기 수학식 3의 yn의 FFT를 수행함으로써 얻어진다.
Figure 112008039416779-pat00087
여기서, Nk는 주파수 영역에서 k번째 부반송파에서의 잡음 성분을 나타낸다. 상기 수학식에서, αk와 βk는 각각 승산 왜곡(multiplicative distortion)과, k번째 요망 부반송파에서의 ICI를 나타낸다. 이들은 각각 다음 수학식들과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00088
Figure 112008039416779-pat00089
결국, 주파수 영역에서 k번째 부반송파에서 수신되는 신호는 다음 수학식과 같이 표현된다.
Figure 112008039416779-pat00090
여기서,
Figure 112008039416779-pat00091
이다.
다중 경로 채널(multipath channel)이 블록 구간 동안에 시변(time-variant)일 때, 상기 수학식 4는 다음 수학식과 같은 벡터 형태로 표현될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00092
여기서,
Figure 112008039416779-pat00093
이고,
Figure 112008039416779-pat00094
이며, H는 다음 수학식과 같다.
Figure 112008039416779-pat00095
여기서,
Figure 112008039416779-pat00096
이고,
Figure 112008039416779-pat00097
는 전치(transpose)를 나타낸다. 상기 수학식들에서, ICI는 채널 주파수 응답들(CFRs)
Figure 112008039416779-pat00098
및 k번째 부반송파에서 요망되지 않는 데이터 심볼들
Figure 112008039416779-pat00099
으로 이루어짐을 알 수 있다. 상기 수학식 8에서 전송 데이터 벡터 X를 복원하기 위해서는 채널 추정이 수행되어야 한다. 본 실시예에서는 OFDM 수신 시스템 측에서 채널 추정기(223)을 통하여 채널 행렬 H를 알고 있는 것으로 가정하기로 한다.
k번째 부반송파에서 검출되는 심볼을
Figure 112008039416779-pat00100
라 하고, 단순화를 위해, 후술할 선검출 기준(pre-detection criterion)에 따라 판정 순서(decision ordering)가
Figure 112008039416779-pat00101
과 같이 형성된 것으로 가정하자. 그리고
Figure 112008039416779-pat00102
,
Figure 112008039416779-pat00103
,
Figure 112008039416779-pat00104
로 정의하자. 논문 [H. Wang, X. Chen, S. Zhou, and M. Zhoa, and Y. Yao, ""Low-Complexity ICI cancellation in frequency domain for OFDM systems in time-varying multipath channels,"" IEICE Trans. Commun., vol. E89-B, no. 3, pp. 1020??-1023, Mar. 2006.]에 의하면, 순차적 간섭 제거의 (i-1)번째 스텝에서 선검출된 심볼 벡터
Figure 112008039416779-pat00105
이, i번째 스텝에서의 수신 벡터 신호로부터 제거된다면, 수정되는 수신 벡터
Figure 112008039416779-pat00106
는 다음 수학식과 같이 주어진다.
Figure 112008039416779-pat00107
그러나, 이러한 전개는 오직 이전 스텝의 판정들이 정확한 경우, 즉
Figure 112008039416779-pat00108
인 경우에만 달성된다. 일반적으로 이전 스텝의 판정들이 반드시 정확하지는 않으므로 오류 전파(error propagation)로 인한 성능 저하가 발생할 수 있다.
따라서 본 실시예에서 MMSE-SIC 검출기(214)는 순차적 간섭 제거 기법을 이용하되 판정 오류를 고려하여, 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 등화 행렬을 수신 신호에 적용한다. 이러한 MMSE-SIC 검출기(214)의 동작을 이하에서 보다 상세히 설명한다.
p번째 요망 부반송파에서 Xp를 검출함에 있어서, 나머지 검출되지 않은 심볼들
Figure 112008039416779-pat00109
은 i번째 스텝에서 간섭들로 간주된다. 이러한 상황에서 오류 전파가 불가피해지고, 판정 오류의 존재로 인해 심볼 검출을 신뢰할 수가 없게 된다.
따라서 본 실시예에서 상기 수학식 10은 다음 수학식과 같이 수정된다.
Figure 112008039416779-pat00110
여기서, 판정 오류
Figure 112008039416779-pat00111
이고,
Figure 112008039416779-pat00112
로 정의된다. 순차적 간섭 제거 과정의 진행에서 일어나는 오류 전파를 피하기 위해서, 본 실시예에 따른 MMSE-SIC 검출기(214)는, 상기 수학식 11에 기초한 판정 오류를 고려한다.
다음 수학식과 같이 정의되는 평균 자승 오차(mean square error, MSE)를 최소화하기 위한 등화 행렬(equalizer matrix)를 G라 하면,
Figure 112008039416779-pat00113
G는 문헌 [J. Proakis, Digital communications, Prentice-Hall, 3rd Edition, 1995.]에 제시된 직교 원리(orthogonality principle)로부터 다음 수학식에 의해 얻을 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00114
따라서 G는 다음 수학식과 같이 구해진다.
Figure 112008039416779-pat00115
여기서,
Figure 112008039416779-pat00116
는 허미시안(Hermitian) 행렬을 의미하고, 공분산(covariance) 행렬이
Figure 112008039416779-pat00117
및
Figure 112008039416779-pat00118
로 정의된다.
모든 전송 신호들은 평균 0을 가지는 독립적이고 동일한 분포(independent and identically distributed, i.i.d)이고, 전송 신호와 잡음 성분은 비상관(uncorrelated)이므로, 상기 G는 다음 수학식과 같이 구해진다.
Figure 112008039416779-pat00119
여기서,
Figure 112008039416779-pat00120
는 크기
Figure 112008039416779-pat00121
의 직사각행렬이고,
Figure 112008039416779-pat00122
은 전송 신호의 분산을,
Figure 112008039416779-pat00123
은 잡음의 분산을, ρ는
Figure 112008039416779-pat00124
을, I N은 크기 N의 단위 행렬을 나타내며,
Figure 112008039416779-pat00125
이고
Figure 112008039416779-pat00126
라는 사실이 이용된다.
그리고, 크기 i의 판정 오류 공분산 행렬
Figure 112008039416779-pat00127
이 다음과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00128
여기서,
Figure 112008039416779-pat00129
는 복소 공액(complex conjugate)를 나타내고, 조건부 기대값
Figure 112008039416779-pat00130
이, 오류 em 및 en이 각각 부정확한 판정, 즉
Figure 112008039416779-pat00131
및
Figure 112008039416779-pat00132
로부터 발생됨을 가리키기 위해 사용된다. 대각 원소(diagonal element)들
Figure 112008039416779-pat00133
를 구하는 방법은 후술하기로 한다. m≠n인 비대각 원소들
Figure 112008039416779-pat00134
는, 가우시안 프로세스처럼 판정 오류를 근사화함으로써 성상도(constellations)의 대칭성으로 인해 무시될 수 있다. 따라서 이하에서는 계산의 복잡도를 줄이고자
Figure 112008039416779-pat00135
의 비대각 원소들은 무시하기로 한다. 그러면,
Figure 112008039416779-pat00136
는 다음 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00137
여기서,
Figure 112008039416779-pat00138
는 대각 행렬을 의미한다. Q err 를 다음과 같이 정의하면,
Figure 112008039416779-pat00139
상기 수학식 15는 다음 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00140
상기된 바와 같이, MMSE-SIC 검출기(214)에서 판정 오류를 고려한 등화 행렬을 사용함으로써 순차적 간섭 제거의 반복 작업 동안에 일어나는 판정 오류를 보상할 수 있다.
시간 및 주파수 선택적 채널에서, 상기 수학식 8에 따른 행렬식은 단순화될 수 있다. 대부분의 ICI 성분들의 대부분의 에너지는 요망 데이터 심볼의 몇 개의 이웃하는 부반송파에 집중되어 있기 때문에, 상기 수학식 9에서 Yk에 두드러지게 영향을 주지 않는 원소들은 무시될 수 있다. 이는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00141
여기서, 2q는 주요한 ICI 항들의 개수를 나타낸다. 다시 말하면, ICI 성분들은 전체 중에서 몇 개의 근처에 있는 부반송파들로부터 나오게 되는 것이다. 이러한 관점에서, 상기 수학식 9에 대하여 주요한 영역을 제외하고 그 크기를 줄이는 것이 가능하다. 상기 수학식 20에 따른 근사를 상기 수학식 9에 적용하면, 다음 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00142
도 3은 이러한 채널 행렬의 구조를 도식화하여 보여준다.
이와 마찬가지 방식으로, 큰 행렬 역변환을 피할 수 있도록 2q+1(≪N) 개의 탭만을 사용하여
Figure 112008039416779-pat00143
Figure 112008039416779-pat00144
와 같이 MMSE 등화 벡터의 크기를 줄일 수 있다. 이 경우 상기 수학식 8에 따른 수신 벡터는 다음과 같이 다시 표현될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00145
여기서,
Figure 112008039416779-pat00146
는 다음과 같고,
Figure 112008039416779-pat00147
Figure 112008039416779-pat00148
Figure 112008039416779-pat00149
이며,
Figure 112008039416779-pat00150
은 p번째 채널 행렬
Figure 112008039416779-pat00151
의 m번째 열벡터이다. 이와 같이, 본래 채널 행렬 H의 일부 원소들로 재구성한 크기 2q+1(≪N)의 채널 행렬을 사용함으로써 행렬 연산의 복잡도를 감소시킬 수 있다. 마찬가지로, 판정 오류 공분산 행렬 Q err 역시 크기 2q+1(≪N)의 행렬로 재구성되어야 할 것이다.
도 4는 상기 언급된 바에 기초한 MMSE-SIC 검출기(214)의 동작의 일 실시예를 나타내는 흐름도이다.
우선, 410단계에서, N 포인트의 모든 심볼들의 선검출(pre-detection) SINR을 계산한다. 선검출 기준(pre-detection criterion)은 다음 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00152
420단계에서, 검출되지 않은 심볼들 중 상기 수학식에 따라서 가장 큰 SINR을 가지는 심볼을 선택한다. 단순화를 위해, i번째 스텝에서 요망 심볼이 Xp라고 가정한다.
430단계에서, 판정 오류 공분산 행렬을 이용하여 등화 행렬을 구한다. i번째 스텝이라면, MMSE 계수는 다음 수학식에 따라 계산될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00153
여기서,
Figure 112008039416779-pat00154
은 전송 신호의 분산을,
Figure 112008039416779-pat00155
은 잡음의 분산을, I 2q+1은 크기 2q+1의 단위행렬을 나타내며, 크기 2q+1의 판정 오류 공분산 행렬(decision error covariance matrix)은 다음 수학식에 따라 계산될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00156
440단계에서, 후술할 소프트 디매퍼로의 출력
Figure 112008039416779-pat00157
를 구하고, 경판정(hard decision)을 이용하여
Figure 112008039416779-pat00158
를 구한다. 이때,
Figure 112008039416779-pat00159
는 다음 수학식과 같이 표현된다.
Figure 112008039416779-pat00160
여기서,
Figure 112008039416779-pat00161
이고,
Figure 112008039416779-pat00162
이다.
450단계에서, 다음 스텝를 위해, 간섭을 제거하여 수신 벡터를 다음 수학식과 같이 재생성한다.
Figure 112008039416779-pat00163
그리고 상기된 420단계 내지 450단계를 모든 데이터가 검출될 때까지(460단계) 반복한다.
소프트 디코딩을 적용함으로써 시스템 성능에 있어서 상당한 향상이 얻어진다는 것이 알려져 있다. MMSE-SIC 검출기(214)의 출력에 대하여 몇 가지 가정을 하고, 소프트 디매퍼(215)에 관하여 검출 오류(detection errors)를 고려한 최적의 소프트 비트 메트릭을 유도할 것이다.
Figure 112008039416779-pat00164
를 정의하자. 여기서
Figure 112008039416779-pat00165
을 모든 성분이 0인 (2q+1)ㅧ1 열벡터이다. 그리고
Figure 112008039416779-pat00166
를 다음과 같이 정의한다.
Figure 112008039416779-pat00167
여기서,
Figure 112008039416779-pat00168
이다. 그리고 상기 수학식 27에 관하여
Figure 112008039416779-pat00169
및
Figure 112008039416779-pat00170
로 대신하면, MMSE-SIC 검출기(214)의 출력은 다음과 같이 수정될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00171
여기서,
Figure 112008039416779-pat00172
및
Figure 112008039416779-pat00173
이다.
논문 [H.V. Poor and S. Verdㅄu, ""Probability of error in MMSE multiuser detection,"" IEEE Trans. Inf. Theory, vol. 43, no. 3, pp. 858??-871, May 1997.]에 의하면, MMSE 검출기의 오류 확률(error probability)은, 잔여 간섭 및 잡음(residual interference-plus-noise)의 분포가 가우시안이라는 가정 하에 쉽게 근사될 수 있음이 알려져 있다. 유사하게,
Figure 112008039416779-pat00174
가 복소 가우시안 분포를 가진다고 말할 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00175
내의 각 항들은 서로 독립적이기 때문에,
Figure 112008039416779-pat00176
의 분산은 다음 수학식과 같이 간단히 계산될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00177
이제, 상기 수학식 30 및 31의
Figure 112008039416779-pat00178
및
Figure 112008039416779-pat00179
를 사용하여 어떻게 상기 수학식 17의
Figure 112008039416779-pat00180
을 구하는지 살펴본다. MMSE-SIC 검출기(214)의 다음 스텝 (i+1)을 위하여, 조건부 기대값
Figure 112008039416779-pat00181
이 다음 수학식에 따라 구해질 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00182
여기서, 집합
Figure 112008039416779-pat00183
는 연판정(soft decision) 포인트
Figure 112008039416779-pat00184
및 그것을 둘러싸는 이웃한 성상도 포인트들로 이루어진다. 조건부 확률
Figure 112008039416779-pat00185
는 가우시안 근사(Gaussian approximation)를 이용하여 계산될 수 있다.
소프트 디매퍼(215)에서, 소프트 비트 정보에 대하여 로그 우도 비(log likehood ratio, LLR)는
Figure 112008039416779-pat00186
를 가우시안 랜덤 변수로 가정함으로써 계산될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00187
의 조건부 확률 분포 함수(conditional probability density function)는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112008039416779-pat00188
Figure 112008039416779-pat00189
를 성상도 집합
Figure 112008039416779-pat00190
의 하나의 성분이라 하자.
Figure 112008039416779-pat00191
는 Xp의 i번째 비트이고,
Figure 112008039416779-pat00192
의 두 서로 배타적인 부분집합
Figure 112008039416779-pat00193
및
Figure 112008039416779-pat00194
가 i번째 비트
Figure 112008039416779-pat00195
위치
Figure 112008039416779-pat00196
에 각각 "0" 및 "1"을 가지는 심볼들로 이루어진다고 정의하자. 또한 일반적으로, 전송되는 심볼들은 동일한 발생 확률을 가진다고 가정하자. 그러면, 소프트 디매퍼(215)에서 MMSE-SIC 검출기(214)의 출력으로부터 구해지는 소프트 정보인
Figure 112008039416779-pat00197
의 사후(a posteriori) LLR은 다음과 같이 정의될 수 있다. 여기서,
Figure 112008039416779-pat00198
는
Figure 112008039416779-pat00199
의 p번째 비트를 나타낸다.
Figure 112008039416779-pat00200
논문 [F. Tosato and P. Bisaglia, ""Simplified soft-output demapper for binary interleaved COFDM with application to HIPERLAN/2,"" in Proc. IEEE Int. Conf. Commun., pp. 664??-668, Sep. 2002.]에서 제시된 max-log rule를 적용하고 약간의 근사를 가하면, 상기 수학식 34는 다음 수학식과 같이 구해질 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00201
.
이제, 도 2에 도시된 OFDM 수신 시스템에서 수행되는 반복적 ICI 제거와 MMSE 등화에 관하여 설명하기로 한다. 도 2에 도시된 바와 같이, 채널 추정기(223)에서 구해지는 채널 정보가 반복적 ICI 제거에 의한 수신 성능을 더욱 향상시키기 위해서 활용될 수 있다. SISO 디코더(218)의 출력은 초기 스테이지에서는 아직 신뢰할 수 없기 때문에 본 실시예에서 MMSE 등화기(222)는 오류 전파를 경감시킬 수 있도록 판정 오류를 고려한다. 결과적으로, SISO 디코더(218)로부터 제공되는 사전(a priori) LLR이 ICI를 정확히 재생하기 위해 사용된다.
p번째 요망 부반송파에서 요망 심볼 Xp를 효과적으로 검출하기 위해서, 주변 심볼들
Figure 112008039416779-pat00202
에 대한 사전(a priori) LLR이 상기 수학식 22의
Figure 112008039416779-pat00203
로부터 ICI를 제거하기 위해 사용된다.
Figure 112008039416779-pat00204
를 사전 LLR
Figure 112008039416779-pat00205
로부터 변환되어 ICI 제거기(221)로 입력되는 소프트 정보라 하자.
ICI 제거기(221)에서, 수신 신호
Figure 112008039416779-pat00206
는 ICI를 제거함으로써 다음과 같이 수정된다.
Figure 112008039416779-pat00207
여기서,
Figure 112008039416779-pat00208
,
Figure 112008039416779-pat00209
및
Figure 112008039416779-pat00210
이다.
MMSE 등화기(222)의 등화 행렬
Figure 112008039416779-pat00211
는 전송 심볼 Xp의 추정치를 얻고 잔여 간섭 및 잡음을 줄이기 위해 상기 수학식 36의 수정된 수신 벡터에 적용되기 위해 크기 1ㅧ(2q+1)로 형성되는 것이 바람직하다. 이때 MMSE 등화기(222)의 출력은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112008039416779-pat00212
여기서, 다음과 같이 정의되는 추정 에러의 분산을 최소화할 필요가 있다.
Figure 112008039416779-pat00213
유사하게 상기 수학식 14로부터, MMSE 등화기(222)의 등화 행렬은 다음과 같이 얻어질 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00214
여기서,
Figure 112008039416779-pat00215
는
Figure 112008039416779-pat00216
의 공분산 행렬로서 다음과 같다.
Figure 112008039416779-pat00217
SISO 디코더(218)가 적용되면,
Figure 112008039416779-pat00218
이 다음과 같이 계산될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00219
여기서,
Figure 112008039416779-pat00220
이고,
Figure 112008039416779-pat00221
는 SISO 디코더(218)로부터 제공되는, i번째 부반송파에 대한 사전 LLR이다. 인터리버(219)로 인해, 모든 비트들이 독립적임이 명백하다. 따라서 판정 오류 확률은 다음 수학식에 따라 구해질 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00222
여기서,
Figure 112008039416779-pat00223
는
Figure 112008039416779-pat00224
의 i번째 비트를 나타낸다. 상기 수학식 34에 따른 LLR의 정 의로부터,
Figure 112008039416779-pat00225
는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112008039416779-pat00226
상기된 바와 같이, 사전 LLR로부터 판정 오류 확률이 구해지고, 이 판정 오류 확률을 이용하여 기대값
Figure 112008039416779-pat00227
을 구함으로써 판정 오류 공분산 행렬을 효과적으로 구할 수 있다.
상기 수학식 41로부터
Figure 112008039416779-pat00228
을 계산한 후, 상기 수학식 39에서
Figure 112008039416779-pat00229
가
Figure 112008039416779-pat00230
와 함께 얻어질 수 있다. MMSE 등화기(222)
Figure 112008039416779-pat00231
를 상기 수학식 36의
Figure 112008039416779-pat00232
에 적용하면, Xp의 편향 추정(biased estimate)을 다음과 같이 얻을 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00233
여기서,
Figure 112008039416779-pat00234
이고,
Figure 112008039416779-pat00235
이다.
반복적 ICI 제거 과정의 초기 이후의 반복들에서, MMSE 등화기의(222)의 출력
Figure 112008039416779-pat00236
로부터, 소프트 비트 정보로서 Xp에 대한 사후 LLR 값이 소프트 디매퍼(215)에서 다음 수학식과 같이 계산될 수 있다.
Figure 112008039416779-pat00237
상술한 본 발명에 의하면, 순차적 간섭 제거 기법을 이용한 MMSE 검출을 사용함으로써 초기 스테이지에서의 수신 성능 향상을 꾀할 수 있으며, 이때 판정 오류를 고려하여 등화 행렬을 적용함으로써 오류 전파를 최소화할 수 있다. 또한, 그 이후 스테이지에서의 반복적 ICI 제거 및 등화 과정에서 역시 판정 오류를 고려하여 등화 행렬을 적용함으로써 오류 전파를 더욱 경감할 수 있다. 또한, 반복적 ICI 제거 및 등화 과정에서 판정 오류 공분산 행렬을 구하고자 할 때 사전 LLR 값을 이용하여 효과적으로 구할 수 있다.
이미 알려진 바와 같이, 전체 N개의 탭을 사용하는 MMSE 검출기는 복잡도
Figure 112008039416779-pat00238
의 동작이 요구된다. 보통, 후검출 기준(post-detection criterion)에 기초하여 순차적 간섭 제거 기법이 적용된 MMSE 검출기의 경우 복잡도
Figure 112008039416779-pat00239
의 동작이 필요하다. 상술한 본 발명에 의하면, 초기 반복 또는 그 이후의 반복에서 상기 수학식 25 또는 상기 수학식 39에 따른 등화 행렬을 계산하는 데에는 복잡도
Figure 112008039416779-pat00240
의 동작이 요구되므로, 복잡도가 상당히 경감된다. 또한 크기 2q+1(≪N)의 채널 행렬 및 공분산 행렬을 사용함으로써 모든 반복 과정에서
Figure 112008039416779-pat00241
의 행렬 역변환이 요구되므로, 연산량이 감소된다.
결과적으로, 본 발명에 의하면 계산적 복잡도가 상당히 줄어들면서도 판정 오류로 인한 오류 전파를 효과적으로 경감시킬 수 있고, 따라서 수신 성능의 향상을 가져온다.
한편, 상술한 본 발명의 실시예들은 컴퓨터에서 실행될 수 있는 프로그램으로 작성가능하고, 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체를 이용하여 상기 프로그램을 동작시키는 범용 디지털 컴퓨터에서 구현될 수 있다. 상기 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체는 마그네틱 저장매체(예를 들면, 롬, 플로피 디스크, 하드 디스크 등), 광학적 판독 매체(예를 들면, 시디롬, 디브이디 등) 및 캐리어 웨이브(예를 들면, 인터넷을 통한 전송)와 같은 저장매체를 포함한다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 전송 시스템의 개략적인 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 수신 시스템의 개략적인 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라 근사된 채널 행렬의 구조를 도식화하여 보여준다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 MMSE-SIC 검출기의 동작을 나타내는 흐름도이다.

Claims (25)

  1. 수신 안테나를 통하여 수신된 신호에 대하여 선검출 기준에 따라 순차적 간섭 제거 기법을 이용하되 판정 오류를 고려하여 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 제1 등화 행렬을 적용하는 MMSE-SIC(Minimum Mean Square Error-Successive Interference Cancellation) 검출기와,
    반복적 ICI(Inter Carrier Interference) 제거 및 등화를 수행하기 위한, 소프트 디매퍼, SISO(Soft-Input Soft-Output) 디코더, ICI(Inter Carrier Interference) 제거기, MMSE(Minimum Mean Square Error) 등화기를 포함하고,
    상기 소프트 디매퍼는 초기 반복에서 상기 MMSE-SIC 검출기의 출력에 대하여 심볼 디매핑을 수행하고, 이후 반복에서 상기 MMSE 등화기의 출력에 대하여 심볼 디매핑을 수행하며,
    상기 SISO 디코더는 상기 심볼 디매핑 결과 얻어지는 소프트 비트 정보를 SISO 디코딩하여 출력하고,
    상기 ICI 제거기는 상기 SISO 디코딩된 소프트 비트 정보를 이용하여 ICI를 제거하고,
    상기 MMSE 등화기는 상기 ICI가 제거된 신호에 판정 오류를 고려하여 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 제2 등화 행렬을 적용하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 MMSE-SIC 검출기의 제1 등화 행렬은 판정 오류 공분산 행렬을 이용하여 계산되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1 등화 행렬은 다음 수학식에 따라 구해지는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
    Figure 112009045905938-pat00242
    여기서, N은 부반송파의 개수를,
    Figure 112009045905938-pat00243
    은 전송 신호의 분산을,
    Figure 112009045905938-pat00244
    은 잡음의 분산을, ρ는
    Figure 112009045905938-pat00245
    을, H는 채널 행렬을,
    Figure 112009045905938-pat00246
    는 크기
    Figure 112009045905938-pat00247
    의 직사각행렬을,
    Figure 112009045905938-pat00248
    는 허미시안(Hermitian) 행렬을,
    Figure 112009045905938-pat00249
    은 판정 오류 공분산 행렬을, I N은 크기 N의 단위 행렬을 나타낸다.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 판정 오류 공분산 행렬은 다음 수학식과 같이 정의되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
    Figure 112009045905938-pat00250
    여기서,
    Figure 112009045905938-pat00251
    는 복소 공액(complex conjugate)를 나타내고, 조건부 기대값
    Figure 112009045905938-pat00252
    은, 오류 em 및 en이 각각 부정확한 판정, 즉
    Figure 112009045905938-pat00253
    및
    Figure 112009045905938-pat00254
    로부터 발생됨을 가리키고, 조건부 기대값
    Figure 112009045905938-pat00255
    은
    Figure 112009045905938-pat00256
    에 따라 구해지고, 여기서 집합
    Figure 112009045905938-pat00257
    는 연판정(soft decision) 포인트
    Figure 112009045905938-pat00258
    및 상기 연판정 포인트
    Figure 112009045905938-pat00329
    를 둘러싸는 이웃한 성상도 포인트들로 이루어진다.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 판정 오류 공분산 행렬은 비대각 원소들을 무시함으로써 다음 수학식에 따라 표현되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
    Figure 112008039416779-pat00259
    여기서,
    Figure 112008039416779-pat00260
    는 대각 행렬을 의미한다.
  6. 제5항에 있어서,
    Qerr 이
    Figure 112009045905938-pat00261
    로 정의되고, 상기 제1 등화 행렬은 다음 수학식과 같이 표현되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
    Figure 112009045905938-pat00262
  7. 제1항에 있어서,
    채널 정보를 추정하는 채널 추정기를 더 포함하고,
    상기 MMSE-SIC 검출기는 상기 채널 정보를 이용하여 계산되는 SINR(Signal to Interference-plus-Noise Ratio)에 따라 판정 순서를 결정하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 판정 순서는 다음 수학식에 따라 정해지는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
    Figure 112008039416779-pat00263
    여기서, N은 부반송파의 개수를,
    Figure 112008039416779-pat00264
    은 전송 신호의 분산을,
    Figure 112008039416779-pat00265
    은 잡음의 분산을,
    Figure 112008039416779-pat00266
    은 p번째 채널 행렬의 m번째 열벡터를 나타낸다.
  9. 제2항에 있어서,
    상기 MMSE-SIC 검출기의 제1 등화 행렬은 상기 순차적 간섭 제거 기법의 i번째 스텝에서 다음 수학식에 따라 구해지는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
    Figure 112009045905938-pat00267
    여기서,
    Figure 112009045905938-pat00268
    은 전송 신호의 분산을,
    Figure 112009045905938-pat00269
    은 잡음의 분산을,
    Figure 112009045905938-pat00270
    은 p번째 채널 행렬의 m번째 열벡터를,
    Figure 112009045905938-pat00271
    는 허미시안(Hermitian) 행렬을,
    Figure 112009045905938-pat00272
    및
    Figure 112009045905938-pat00273
    는 각각 본래 채널 행렬 및 판정 오류 공분산 행렬의 일부 원소들로 재구성한 크기 2q+1(≪N)의 채널 행렬 및 판정 오류 공분산 행렬을, I 2q+1은 크기 2q+1의 단위행렬을 나타낸다.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 판정 오류 공분산 행렬은 다음 수학식에 따라 계산되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
    Figure 112009045905938-pat00274
    여기서,
    Figure 112009045905938-pat00275
    는 대각 행렬을 의미하고, 조건부 기대값
    Figure 112009045905938-pat00276
    은
    Figure 112009045905938-pat00277
    에 따라 구해지며, 여기서 집합
    Figure 112009045905938-pat00278
    는 연판정(soft decision) 포인트
    Figure 112009045905938-pat00279
    및 상기 연판정 포인트
    Figure 112009045905938-pat00330
    를 둘러싸는 이웃한 성상도 포인트들로 이루어진다.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 MMSE 등화기의 제2 등화 행렬은 판정 오류 공분산 행렬을 이용하여 계산되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 판정 오류 공분산 행렬은 상기 SISO 디코더로부터 제공되는 사전 LLR(Log Likelihood Ratio) 값을 이용하여 계산되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
  13. 제11항에 있어서,
    p번째 부반송파에 대한 상기 MMSE 등화기의 출력이 다음 수학식과 같이 표현되고,
    Figure 112009045905938-pat00280
    여기서, N은 부반송파의 개수를,
    Figure 112009045905938-pat00281
    는 상기 ICI 제거기의 출력을,
    Figure 112009045905938-pat00282
    는 잡음 성분을 나타내며,
    Figure 112009045905938-pat00283
    이고,
    Figure 112009045905938-pat00284
    이며,
    상기 제2 등화 행렬
    Figure 112009045905938-pat00285
    는 다음 수학식에 따라 구해지는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
    Figure 112009045905938-pat00286
    여기서,
    Figure 112009045905938-pat00287
    은 전송 신호의 분산을,
    Figure 112009045905938-pat00288
    은 잡음의 분산을,
    Figure 112009045905938-pat00289
    은 p번째 채널 행렬의 m번째 열벡터를 나타내고,
    Figure 112009045905938-pat00290
    는 본래 채널 행렬의 일부 원소들로 재구성한 크기 2q+1(≪N)의 채널 행렬이며,
    Figure 112009045905938-pat00291
    는
    Figure 112009045905938-pat00292
    의 공분산 행렬이고, I 2q+1은 크기 2q+1의 단위행렬을 나타낸다.
  14. 제13항에 있어서,
    상기
    Figure 112008039416779-pat00293
    는 다음 수학식에 따라 계산되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
    Figure 112008039416779-pat00294
    여기서,
    Figure 112008039416779-pat00295
    는 대각 행렬을 의미한다.
  15. 제14항에 있어서,
    상기
    Figure 112009045905938-pat00296
    은 다음 수학식에 따라 계산되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템.
    Figure 112009045905938-pat00297
    여기서, 집합
    Figure 112009045905938-pat00298
    는 연판정(soft decision) 포인트
    Figure 112009045905938-pat00299
    및 상기 연판정 포인트
    Figure 112009045905938-pat00331
    를 둘러싸는 이웃한 성상도 포인트들로 이루어지고,
    Figure 112009045905938-pat00300
    는 사전(a priori) LLR(Log Likelihood Ratio) 값이다.
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 직교 주파수 분할 다중 시스템에서의 ICI 제거 및 등화 방법에 있어서,
    수신 안테나를 통하여 수신된 신호에 대하여 선검출 기준에 따라 순차적 간섭 제거 기법을 이용하되 판정 오류를 고려하여 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 제1 등화 행렬을 적용하는 MMSE-SICMMSE-SIC(Minimum Mean Square Error-Successive Interference Cancellation) 검출 과정과,
    반복적 ICI(Inter Carrier Interference) 제거 및 등화를 수행하기 위한, 심볼 디매핑 과정, SISO(Soft-Input Soft-Output) 디코딩 과정, ICI(Inter Carrier Interference) 제거 과정, MMSE(Minimum Mean Square Error) 등화 과정을 포함하고,
    상기 심볼 디매핑 과정은 초기 반복에서 상기 MMSE-SIC 검출 과정의 출력에 대하여 심볼 디매핑을 수행하고, 이후 반복에서 상기 MMSE 등화 과정의 출력에 대하여 심볼 디매핑을 수행하며,
    상기 SISO 디코딩 과정은 상기 심볼 디매핑 결과 얻어지는 소프트 비트 정보를 SISO 디코딩하고,
    상기 ICI 제거 과정은 상기 SISO 디코딩된 소프트 비트 정보를 이용하여 ICI를 제거하고,
    상기 MMSE 등화 과정은 상기 ICI가 제거된 신호에 판정 오류를 고려하여 평균 자승 오차를 최소화하기 위한 제2 등화 행렬을 적용하는 것을 특징으로 하는 ICI 제거 및 등화 방법.
  19. 제18항에 있어서
    상기 MMSE-SIC 검출 과정에서의 상기 제1 등화 행렬은 판정 오류 공분산 행렬을 이용하여 계산되는 것을 특징으로 하는 ICI 제거 및 등화 방법.
  20. 제18항에 있어서,
    채널 정보를 추정하는 채널 추정 과정을 더 포함하고,
    상기 MMSE-SIC 검출 과정은 상기 채널 정보를 이용하여 계산되는 SINR(Signal to Interference-plus-Noise Ratio)에 따라 판정 순서를 결정하는 것을 특징으로 하는 ICI 제거 및 등화 방법.
  21. 제18항에 있어서,
    상기 MMSE 등화 과정에서의 제2 등화 행렬은 판정 오류 공분산 행렬을 이용하여 계산되는 것을 특징으로 하는 ICI 제거 및 등화 방법.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 판정 오류 공분산 행렬은 상기 SISO 디코딩 과정으로부터 제공되는 사전 LLR(Log Likelihood Ratio) 값을 이용하여 계산되는 것을 특징으로 하는 ICI 제거 및 등화 방법.
  23. 제18항 내지 제22항 중 어느 한 항에 기재된 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템에서의 ICI 제거 및 등화 방법을 실행시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록 매체.
  24. 삭제
  25. 삭제
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