CN1694388A - 和nr码结合的时域自适应均衡器 - Google Patents

Abstract

一种和NR码相结合的时域自适应均衡器，属于电子通信领域。包括：前馈滤波器、信号叠加器、延时单元、基于NR译码的电平判决器、反馈滤波器、系数更新控制器、误差生成器，前馈滤波器输出和信号叠加器的输入连接，反馈滤波器的输出和信号叠加器输入连接，信号叠加器的输出分别与信号电平判决器和延时单元的输入相连接，电平判决器的输出分别与反馈滤波器和误差生成器的输入相连接，延时单元的输出和误差生成器的输入相连接，误差生成器的输出和系数更新控制器的输入相连接，系数更新控制器的输出分别与前馈滤波器和反馈滤波器输入相连接。本发明可有效提高判决信号的准确性和反馈滤波器的工作效率和稳定性，从而进一步提高系统的动态性能。

Description

和NR码结合的时域自适应均衡器

技术领域

本发明涉及一种时域自适应均衡器，特别是一种和Nordstrom-Robinson(简称NR码)码相结合的时域自适应均衡器。属于电子通信领域。

背景技术

在诸如声音、数据和视频通讯等许多不同的数字信息的实际应用中，均衡器是一种非常重要的元件。均衡器被用作全双工通信中喇叭扩音器的回声消除器(补偿器)、数字电视或数字电缆传输中的视频消重影器、无线调制解调器和无线电话的信号调节器等。在信号传输过程中，由于信道中多径信号的存在，会带来码间干扰(ISI)，而码间干扰是产生误差的一个重要原因，在大部分单载波数字应用中，一般都使用时域自适应均衡器来修正ISI错误。

在自适应均衡调整过程中，均衡器尽量减小均衡器的输出值与由一种“判决器”生成的传输信号估计值之差的误差信号。换句话说，均衡滤波器输出一个样本值，判决器决定均衡滤波器最有可能要传输的数值(最佳估计)，自适应逻辑装置尽量将这两个值的差维持在较小的水平。这样使接收机能充分利用可能存在于传输脉冲信号中的离散电平的信息。当判决器对均衡器的输出信号进行数值转换时，可以消除收到的干扰。

通常在数字接收机中，传统的时域均衡器包含一个控制器，一个前馈滤波器，一个反馈滤波器，一个判决器和一个系数控制器等功能模块。前馈滤波器用来接收输入信号，消除前向多径，即比主径信号分量提前到达的多径信号分量；反馈滤波器将修改判决器的输入，以消除后向多径，即晚于主径信号分量到达的多径信号分量；判决器会检查它的每个输入信息，根据与要传送信号的关系判断原传送的信号信息；系数控制器根据接收到的信号和判决的信号之间的差异，通过一定的方法生成前馈滤波器和反馈滤波器的抽头系数。有很多可行的方法适用于产生滤波器系数，包括最小均方(LMS)和递归最小二乘方(RLS)算法。滤波器的形式和结构也可以有多种。

经检索现有技术文献，发现一个美国专利，专利号：NO.5,872,817，专利名称：“JOINT VITERBI DECODER AND DECISION FEEDBACK EQUALIZER(和维特比译码结合的判决反馈均衡器)”，专利申请日期：1997年9月24日，专利授权日期：1999年2月16日，发明披露了一种采用维特比(viterbi)译码输出作为均衡器判决反馈均衡器的输入的自适应均衡器。此方法提高电平判决的准确性，从而提高了误差信号的准确性，判决反馈均衡器的收敛性和稳定性都得到了提高。但其采用维特比(viterbi)译码存在译码时延大和易误码扩散等问题。

发明内容

本发明针对现有技术中存在的不足和缺陷，提供了一种和NR码结合的时域自适应均衡器装置，该装置采用一种基于NR译码的电平判决器替代了传统时域均衡器中的判决器。

本发明是通过以下技术方案实现的，本发明包括：前馈滤波器、信号叠加器、延时单元、基于NR译码的电平判决器、反馈滤波器、系数更新控制器、误差生成器。其各部件之间的相互连接关系为：前馈滤波器输出和信号叠加器的一个输入连接，反馈滤波器的输出和信号叠加器另一个输入连接，信号叠加器的输出分别与基于NR译码的电平判决器和延时单元的输入相连接，基于NR译码的电平判决器的输出分别与反馈滤波器的输入和误差生成器的输入相连接，延时单元的输出和误差生成器的输入相连接，误差生成器的输出和系数更新控制器的输入相连接，系数更新控制器的输出分别与前馈滤波器和反馈滤波器输入相连接，系数更新控制器控制前馈滤波器和反馈滤波器的系数生成。

前馈滤波器，完成对输入信号的滤波功能，消除多径信号中的前径和部分后径；信号叠加器，将前馈滤波器的输出信号和反馈滤波器的输出信号叠加；延时单元，对输入到该单元的信号进行延时；基于NR译码的电平判决器，完成对输入到该单元的信号电平的判决功能，用于产生反馈滤波器的输入及误差信号的生成；反馈滤波器，对从判决器输出的输入信号进行滤波，达到消除多径信号中的后向多径；系数更新控制器，通过对输入到该单元的的误差信号进行加权来更新前馈滤波器和反馈滤波器的抽头系数；误差生成器，通过对输入到该单元的的信号来计算生成用于更新抽头系数的误差信号。

前馈滤波器的输入信号为R，输出信号为S1。反馈滤波器的输入信号为判决器的输出Qnr，反馈滤波器的输出信号为S2。信号叠加器输入信号为S1和S2，输出信号S。延时单元输入信号为S，输出信号为Qde。基于NR译码的电平判决器输入为信号叠加器输出的信号S，输出为Qnr。误差生成器的输入信号为Qnr和Qde，输出为Err。系数更新控制器的输入信号为Err，输出控制前馈滤波器和反馈滤波器更新抽头系数。均衡器的输出为叠加器的输出信号S。

基于NR译码的电平判决器包括：一个比特信息计算器、一个NR相关译码器、一个电平映射器和两个缓存器。其连接关系为：缓存器的输出和比特信息计算器的输入连接，比特信息计算器的输出和NR相关译码器的输入连接，NR相关译码器的输出和电平映射器的输入连接，电平映射器的输出和缓存器的输入连接。电平映射器将译码后的正确的比特信息经过系统选择的映射方式映射成电平信号，作为基于NR译码的电平判决器的输出信号，该输出的电平判决信号是反馈滤波器和误差生成器的输入信号。

比特信息计算器，根据均衡器滤波后的符号信息计算每比特的信息；NR相关译码器，根据比特信息和译码码书，通过相关计算MAP来完成译码功能；电平映射器，根据译码后的比特信息映射产生相应的符号信息；两个缓存器，用于数据缓存，以解决分组码译码时延的问题。

比特信息计算器的输入为经过缓存后的信号叠加器的输出符号信息S，通过计算得出每比特的信息Xs；NR相关译码器的输入为比特信息Xs，输出为译码的结果Xh；电平映射器为输入为译码的结果Xh，输出为映射的电平信号，信号电平经过缓存输出为符号信息Qnr。

所述的数字信号R，S1，S2，S，Qnr，Qde，Err可以是实数信号，也可以是复数信号。

所述的前馈滤波器，是一个有限冲击响应的滤波器，主要用于消除多径信号中的前向多径，也有助于消除传输中的后向多径，是实数滤波器、复数滤波器或者准复数滤波器。前馈滤波器的结构可以是传统结构，也可以是转置结构。

所述的反馈滤波器，是一个无限冲击响应的滤波器，用于消除多径信号中的后向多径，是实数滤波器、复数滤波器或者准复数滤波器。反馈滤波器的结构可以是传统结构，也可以是转置结构。反馈滤波器的输入数据为“基于NR译码的电平判决器”输出的电平，考虑到NR译码的时延问题，“基于NR译码的电平判决器”输出信号不是当前输入信号的判决值，而是译码时延之前的判决值，反馈滤波器在滤波时将输入的判决值直接输入到相应寄存器的位置，对于译码时延之前的寄存器值无法从电平判决器中得到，可以直接选用0，也可以选用硬判决的电平值。如采用NR(16，8)编码和BPSK映射，每16个比特译码一次，所以译码时延大小为16个符号，则在反馈滤波器的寄存器中，前16个复数寄存器中为硬判决的电平信号；或者为0，不参与滤波处理。而16个复数寄存器后的寄存器中均为经过“基于NR译码的电平判决器”判决后的电平信号。

所述的前馈滤波器和反馈滤波器，可以是整数间隔的滤波器，也可以是各种分数间隔的滤波器，如T/2的间隔和T/4间隔，也可以在滤波器的不同部分采样不同间隔。同时前馈滤波器和反馈滤波器在自适应运算时亦可以考虑采用sparse的算法结构。

所述的延时单元的延时为整数个符号，具体的大小为整数倍的一个码字所映射的符号数。如采用NR(16，8)编码和BPSK映射，其译码时延大小为16个符号，或为整数倍的16个符号；而采用NR(16，8)编码和4QAM映射时，其延时大小为8个符号，或者可以是整数倍的8个符号，此处的符号为传输的比特通过映射后成为的符号。

所述的信号叠加器，可以进行复数和复数的叠加或者是实数和实数的叠加或者是复数和实数的叠加。系统在采用OQAM映射时，前馈滤波器是复数滤波器，或者是实数滤波器，其输出分别是复数和实数；而反馈滤波器的输出为实数，信号叠加器可实现实数信号和复数信号或实数信号和实数信号的叠加；而当系统采用QAM映射时，前馈滤波器和反馈滤波器的输出均为复数滤波器，输出信号均为复数，信号叠加器实现复数信号和复数信号的叠加。

所述的误差信号生成器，其输入为基于NR译码的电平判决器的输出信号和延时单元的输出信号，通过计算两信号的差异产生误差信号，驱动前馈滤波器和反馈滤波器自适应的更新抽头系数。

所述的系数更新控制器，其系数更新算法可以采用LMS(最小均方误差)算法，也可以采用RLS(递归最小二乘)算法，或采用其它的自适应算法。其中，本发明的电平判决器在生成判决信号有相应的译码时延，所以在使用LMS算法等自适应算法时，误差信号的生成是有时延的，须与相应时延之前的寄存器数据对齐，如对于NR(16，8)码，当系统采用4QAM映射方式，译码的时延为8个符号，或整数倍的8个符号，此处的符号为传输的比特通过映射后成为的符号。

所述的比特信息计算器，根据映射方式来计算符号信息相应的比特信息，可以计算每比特的“硬信息”和计算每比特的“软信息”，即为每比特的对数似然比。

所述的NR相关译码器，根据输入的比特信息和码书，采用相关MAP算法，进行译码运算。即将输入的比特信息和译码码书中的各个码字相关，找到最大相关值对应的码字，作为译码的结果。

所述的电平映射器将译码后的正确的比特信息经过系统选择的映射方式映射成电平信号，作为基于NR译码的电平判决器的输出信号，该输出的电平判决信号是反馈滤波器和误差生成器的输入信号。

本发明将基于NR译码的电平判决器替代了传统时域均衡器中的硬判决器，利用不同符号之间的相关性，提高了判决信号的准确性，使对于进入反馈滤波器的寄存器中的数据信号更加正确，使得反馈滤波器在消除后向多径时更准确，从而达到了进一步提高反馈滤波器工作的效率；其次，传统的均衡器输入DFE的是硬判决后的信息，误符号率较大，易引起误差扩散，当改为NR相关译码器时，由于编码增益的存在，误符号率大大降低，从而提高了输入DFE数据的正确性，减少了误差扩散的可能，进一步达到了提高反馈滤波器工作的稳定性；此外，在卷积码和均衡器结合时，由于卷积码的译码是连续译码，存在误码扩散的问题，容易导致均衡器发散，而NR译码是块译码，不存在误码扩散的问题，利于均衡器的稳定收敛。另外，由于判决信号的正确性得到了提高，所产生的误差信号的准确性也得到了进一步的提高，前馈滤波器和反馈滤波器的收敛速度也因此大大加快，且能在高速移动的信道环境下时能随着信道的变化而快速的变化，从而达到了进一步提高系统的动态性能。

附图说明

图1本发明和NR码码结合的时域自适应均衡器的结构框图；

图2本发明基于NR译码的电平判决器的结构框图；

图3本发明基于普通结构的反馈滤波器和NR译码结合的框图；

图4本发明基于转置结构的反馈滤波器和NR译码结合的框图；

图5均衡器抗脉冲噪声性能比较的仿真结果图；

图6均衡器高斯白噪声性能比较的仿真结果图。

具体实施方式

如图1所示，根据本发明包括：前馈滤波器1、信号叠加器2、延时单元3、基于NR译码的电平判决器4、反馈滤波器5、系数更新控制器6、误差生成器7。其各部件之间的相互连接关系为：前馈滤波器1输出和信号叠加器2的输入连接，反馈滤波器5的输出和信号叠加器2另一个输入连接，信号叠加器2的输出分别与基于NR译码的电平判决器4和延时单元3的输入相连接，基于NR译码的电平判决器4的输出分别与反馈滤波器5的输入和误差生成器7的输入相连接，延时单元3的输出和误差生成器7的输入相连接，误差生成器7的输出和系数更新控制器6的输入相连接，系数更新控制器6的输出分别与前馈滤波器1和反馈滤波器5输入相连接，系数更新控制器6控制前馈滤波器1和反馈滤波器5系数的生成。

前馈滤波器1，完成对输入信号的滤波功能，消除多径信号中的前径和部分后径；信号叠加器2，将前馈滤波器1的输出信号和反馈滤波器5的输出信号叠加；延时单元3，对输入信号进行延时；基于NR译码的电平判决器4，完成对输入信号的判决功能；反馈滤波器5，对从判决器4输出的输入信号进行滤波；系数更新控制器6，通过对输入的误差信号进行加权来更新前馈滤波器1和反馈滤波器5的抽头系数；误差生成器7，通过对输入的信号计算来生成用于更新抽头系数的误差信号。

前馈滤波器1的输入信号为R，输出信号为S1。反馈滤波器的输入信号为判决器的输出Qnr，反馈滤波器的输出信号为S2。信号叠加器输入信号为S1和S2，输出信号S。延时单元输入信号为S，输出信号为Qde。判决器输入为信号叠加器输出的信号S，输出为Qnr。误差生成器的输入信号为Qnr和Qde，输出为Err。系数更新控制器的输入信号为Err，输出控制前馈滤波器和反馈滤波器更新抽头系数。均衡器的输出为叠加器的输出信号S。

如图2所示，基于NR译码的电平判决器4包括：一个比特信息计算器8，一个NR相关译码器9，一个电平映射器10，两个缓存器12、13。其相互间的连接关系为：缓存器12的输出和比特信息计算器8的输入连接，比特信息计算器8的输出和NR相关译码器9的输入连接，NR相关译码器9的输出和电平映射器10的输入连接，电平映射器10的输出和缓存器13的输入连接，缓存器13输出判决电平信号。电平映射器10将译码后的正确的比特信息经过系统选择的映射方式映射成电平信号，作为基于NR译码的电平判决器4的输出信号，该输出的电平判决信号是反馈滤波器5和误差生成器7的输入信号。

比特信息计算器8根据均衡器滤波后的符号信息计算每比特的信息；NR相关译码器根据比特信息和码书，相关计算MAP完成译码功能；电平映射器10根据译码后的比特信息映射产生相应的符号信息；缓存器12、13用于数据缓存。

比特信息计算器8根据均衡器滤波后的符号信息计算每比特的信息；NR相关译码器9根据比特信息和码书，相关计算MAP完成译码功能；映射器10根据译码后的比特信息映射产生相应的符号信息。比特信息计算器8的输入为经过缓存后的信号叠加器2的输出符号信息S，通过计算得出每比特的信息；NR相关译码器9的输入为比特信息Xs，输出为译码的结果Xh；映射器10的输入为译码的结果Xh，输出为映射的电平信号，信号电平经过缓存输出为符号信息Qnr

本发明应用在数字电视地面广播系统中实施，考虑到信道环境很恶劣，在移动传输时主径信号常被建筑物完全阻断了，所接收到的信号中是各种反射的多径信号的叠加。采用NR码结合的自适应滤波器可有效对抗地面广播传输信道中的多径效应和多普勒效应。其中NR码的大小选择为NR(16，8)大小的码型；系统的映射采用对角的BPSK映射；前馈滤波器1是一个长度为256级、1/2符号间隔的复滤波器，反馈滤波器5是一个长度为64级的符号间隔的复滤波器。如图3所示，当采用基于普通结构的反馈滤波器时，工作步骤包括以下五部分：

1.复信号R先通过复数前馈滤波器1，前馈滤波器1对信号进行滤波得到复信号S1，复信号S1和反馈滤波器5输出的复信号S2通过信号叠加器2，即做复数相加，生成复符号信息S。

2、复符号信息S进入延时单元3延时16个符号，延时单元3输出16个符号前的信号Qde；同时复符号信息S进入16个符号的缓存器，缓存器12、13每16个符号输出一次，该16个符号由比特信息计算器8完成比特信息计算，计算出16个比特软信息，进行一次相关译码，该16个比特软信息和译码码书中的256个码字相关，将相关值最大的码字输出给电平映射器10，电平映射10根据对角BPSK星座图将16个码字映射16个复信号，并存在缓存中，缓存输出信号Qnr。

3、Qnr和Qde通过误差生成器7产生复误差信号Err，复误差信号Err通过系数更新控制器6，和16个符号节拍前的前馈滤波器1的寄存器数相关，更新当前前馈滤波器1的抽头系数；同时和16个符号节拍前的反馈滤波器5的寄存器数相关，更新当前反馈滤波器5的抽头系数，图3中反馈滤波器利用缓存器输出的判决电平信号，经过时延和输入的误差信号相关，再通过累加来更新反馈滤波器的抽头系数。该系数更新的自适应算法为LMS算法，，系数更新公式如下。

$\hat{w}(n+1)=\hat{w}\left(n\right)+\mathrm{\μu}(n-16)e^{*}(n-16)$

其中，

是抽头权重矢量的当前估计值，u(n)是输入矢量，即为滤波器n节拍时寄存器中的数，e(n)是n节拍误差量，μ是步长因子。公式中u(n-16)和e(n-16)是考虑到译码存在16个符号时延，因此采用16个符号时延前的误差和寄存器数相关来更新当前的抽头系数。

4、Qnr同时作为反馈滤波器5的输入，进入64级的反馈滤波器5的寄存器中。考虑到译码时延的问题，反馈滤波中的前15级寄存器中无法得到及时准确的判决信号，所以如图2所示本发明将反馈滤波器的前15级的数据寄存器置为0，而反馈滤波器的16级以后的寄存器中采用Qnr信号作为输入，反馈滤波器5对寄存器中的数据进行移位，并和相应的64个系数相乘和加和，得到64个数据相加的结果作为滤波器的输出信号S2，给信号叠加器2。

图4显示了本发明基于转置结构的反馈滤波器和NR译码结合的框图，和图3的差异，就是反馈滤波器的乘加采用了转置的结构，该结构更有利于硬件的实现。

当采用NR码和均衡器结合，有以下的优点：

1、可以利用“软判决”的信息，相对于其它基于“硬判决”的分组码，可大大提高译码的可靠度，采用一定的映射和解映射的方法都可以方便地将译码和均衡器结合起来。

2、NR码作为一种分组码，不像卷积码那样易出现误码扩散的问题。在卷积码的译码中，比特要受到约束长度内前后比特的相关性约束，容易出现误码扩散的问题；误码扩散的问题在和均衡器结合时会导致均衡器不收敛，因为进入反馈滤波器的数据不正确，同时计算的误差信号也不正确，均衡器收敛算法无法工作。而在分组码的译码中，误码不会扩散到不同的块之间，从而有效地克服了上述问题，提高了计算误差的准确性，以此提高均衡器的收敛性能。

3、NR码是一种准正交码，相对于完全正交序列walsh序列，其优点在于码数多。以walsh(16)和NR(16，8)对比为例，walsh(16)虽然为完全正交的序列，但只有32个码字，只可以传输5比特信息，而NR(16，8)码为准正交序列，有256个码字，可以传输8比特的信息。

4、NR码相对于卷积码有更大的汉明距，译码准确性高。比如，NR(16，8)码字的码率为1/2，译码时延为16，最小汉明距离为6；而相同编码效率的卷积码(2，1，3)，译码时延为15，最小汉明距离为5。

本发明应用于数字电视地面广播传输系统中，能有效地对抗信号传输中的多径效应和多普勒效应，实现数字电视信号的高质量移动接收功能。

为进一步说明该发明的作用及其有效性，采用MATLAB仿真软件比较了三种和不同译码结合的均衡器在脉冲噪声干扰情况下的误码性能，即在信噪比为16dB的情况下，对传输信号分别加上1至28个符号的连续脉冲噪声(此时接收信号只有噪声成分)，分别比较了采用16级卷积译码和均衡器结合、NR(16，8)译码和均衡器结合及不采用编译码和均衡器结合的三种情况下的误码性能，仿真结果如图5所示。其计算机的模拟仿真结果表明，因为与Viterbi译码相比，NR(16，8)译码的均衡起器具有较好的抗误码扩散能力，所以在和均衡器结合时，能体现出最佳的抗脉冲噪声性能。另外，还应用计算机模拟仿真的方法，在高斯白噪声的条件下比较了NR最大相关译码、viterbi软判决解码、viterbi硬判决解码和直接硬判决情况下的均衡器的误符号率和信噪比曲线，仿真结果如图6所示，相比其它编码，NR码的汉明距较其它码更大，同时NR码具有准正交特性，所以结合NR码的时域自适应均衡器可具有最优的性能，实际工作也充分证实了在结合NR码的均衡器的性能大为提高，非常适用于无线信道环境。

Claims (10)

1.一种和NR码结合的时域自适应均衡器，包括：前馈滤波器(1)、信号叠加器(2)、延时单元(3)、反馈滤波器(5)、系数更新控制器(6)、误差生成器(7)，其特征在于，还包括：基于NR译码的电平判决器(4)，连接关系为：前馈滤波器(1)输出和信号叠加器(2)的输入连接，反馈滤波器(5)的输出和信号叠加器(2)另一个输入连接，信号叠加器(2)的输出分别与基于NR译码的电平判决器(4)和延时单元3的输入相连接，基于NR译码的电平判决器(4)的输出分别与反馈滤波器(5)的输入和误差生成器(7)的输入相连接，延时单元(3)的输出和误差生成器(7)的输入相连接，误差生成器(7)的输出和系数更新控制器(6)的输入相连接，系数更新控制器(6)的输出分别与前馈滤波器(1)和反馈滤波器(5)输入相连接，系数更新控制器(6)控制前馈滤波器(1)和反馈滤波器(5)系数的生成。

2.根据权利要求1所述的和NR码结合的时域自适应均衡器，其特征在于，所述的基于NR译码的电平判决器(4)包括：一个比特信息计算器(8)、一个NR相关译码器(9)、一个电平映射器(10)、两个缓存器(12、13)，连接关系为：缓存器(12)的输出和比特信息计算器(8)的输入连接，比特信息计算器(8)的输出和NR相关译码器(9)的输入连接，NR相关译码器(9)的输出和电平映射器(10)的输入连接，电平映射器(10)的输出和缓存器(13)的输入连接。

3.根据权利要求1所述的和NR码结合的时域自适应均衡器，其特征在于，所述的前馈滤波器(1)是有限冲击响应的滤波器、实数滤波器、复数滤波器或者准复数滤波器。

4.根据权利要求1或者3所述的和NR码结合的时域自适应均衡器，其特征在于，所述的前馈滤波器(1)，是整数间隔的滤波器、或者分数间隔的滤波器。

5.根据权利要求1所述的和NR码结合的时域自适应均衡器，其特征是，所述的反馈滤波器(5)是无限冲击响应的滤波器、实数滤波器、复数滤波器或者准复数滤波器。

6.根据权利要求1或者5所述的和NR码结合的时域自适应均衡器，其特征在于，所述的反馈滤波器(5)，是整数间隔的滤波器、或者分数间隔的滤波器。

7.根据权利要求1所述的和NR码结合的时域自适应均衡器，其特征在于，所述的延时单元(3)的延时为整数个符号，具体的大小为一个码字所映射的符号数。

8.根据权利要求1所述的和NR码结合的时域自适应均衡器，其特征在于，所述的信号叠加器(2)，进行复数和复数的叠加或者是实数和实数的叠加或者是复数和实数的叠加；系统在采用OQAM映射时，前馈滤波器(1)是复数滤波器，或者是实数滤波器，其输出分别是复数和实数；而反馈滤波器(5)的输出为实数，信号叠加器(2)可实现实数信号和复数信号或实数信号和实数信号的叠加；而当系统采用QAM映射时，前馈滤波器(1)和反馈滤波器(5)的输出均为复数滤波器，输出信号均为复数，信号叠加器完成的是复数信号和复数信号的叠加。

9.根据权利要求2所述的和NR码结合的时域自适应均衡器，其特征在于，所述的比特信息计算器(8)，根据映射方式来计算符号信息相应的比特信息，计算每比特的“硬信息”和计算每比特的“软信息”，即为每比特的对数似然比。

10.根据权利要求2所述的和NR码结合的时域自适应均衡器，其特征在于，所述的NR相关译码器(9)，根据输入的比特信息和修正的码书，采用相关MAP算法LOG-MAP译码算法，进行译码运算。

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