JP3728116B2 - 通信方法及び装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、適応型ＲＡＫＥ受信機等の通信方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
次世代移動通信の無線アクセス方式の有力候補としてＤＳ−ＣＤＭＡが注目されている。ＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式は、同一の周波数帯を複数のユーザが用いて通信を行う方式であり、拡散符号によってユーザ間の識別が行われる。陸上移動通信の特徴は、周囲の建造物、樹木等の反射、散乱、回折による多重伝搬が生じることである。多重伝搬においては、各到来波は伝搬路長の相違により互いに干渉し合う異なった伝搬路を通って各電波が受信点に到達するため、振幅や位相は場所により変動する。変動分布は見通しでないところはレイリー分布に近似できる。
【０００３】
ＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式においては、情報データを高速の拡散符号で帯域拡散するために、拡散符号の周期よりも大きい伝搬遅延時間差を有するパスの分離が可能となる。分離された複数のマルチパス信号を位相を合わせて加算することにより、ダイバーシチ効果を引き出すことができ、受信特性を向上させることができる。
【０００４】
しかしながら、移動局は基地局に対して変動するために遅延プロファイルも変動する。従って、移動通信の場合には、この変動をパス毎に吸収して複数のマルチパス信号を同相合成するための機能が受信機に必要となる。この変動の速度は、移動局の速度に応じて大きくなるので、高速移動環境下においても通信を行うためには、フェージング変動に追従できる高精度なチャネル推定が必要となってくる。パイロットシンボルを一定周期で情報シンボル間に挿入するフレーム構成を有するＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式において、フェージング変動を吸収するためのチャネル推定方式がこれまでに幾つか提案されている。
【０００５】
図７には、ＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式に使用されるフレーム構成の一例を示す。同図を用いてチャネル推定方法の基本的な考え方を説明する。
【０００６】
図７において、タイムスロットは、パイロットシンボルがデータシンボルに挿入される周期を表わしており、１周期ＴｐはパイロットシンボルＮｐ個とデータシンボルＮｄ個とからなる。タイムスロット内のパイロットシンボルを用いてパイロットシンボル位置におけるチャネル推定値が求まる。このチャネル推定値を何等かの方法で結合させることにより、各データシンボル点におけるチャネル推定値を求める。
【０００７】
文献［１］である「三瓶“陸上移動通信用１６ＱＡＭのフェージングひずみ補償方式”信学論Ｂ−IIＪ−７２−Ｂ−II、ｐｐ７−５（１９８９）」では、パイロットシンボルと受信シンボルとから得られるチャネル推定値に内挿補間を施すことにより、また、文献［２］である「本多、Ｋ．Ｊａｍａｌ，“時間多重パイロットシンボルに基づいたチャネル推定”信学技報ＲＣＳ９６−７０（１９９６）」では、平均化処理を施すことによりデータシンボルに対するチャネル推定値を求めている。
【０００８】
図８は、一次内挿補間法と平均化法とをチャネル推定法として適用した場合の特性比較をグラフに表わした図である。同図において、横軸はパイロットシンボル挿入周期で規格化した最大ドップラー周波数であり、縦軸は平均チャネル推定誤差をデシベルで表わしており、図から明らかなようにフェージング変動が小さい領域（低速移動環境下）ではチャネル推定法に平均化法を適用した場合の方が、フェージング変動が大きい領域（高速移動環境下）では内挿補間法を適用した場合の方が、チャネル推定誤差が小さく、その結果ＢＥＲ（ビット誤り率）／ＦＥＲ（フレーム誤り率）特性も良い。
【０００９】
以上が代表的なチャネル推定方式であり、これらの方式を用いた従来のＲＡＫＥ受信機の構成を図９に示す。同図において、マッチトフィルタ７００によって受信信号を逆拡散した後、パイロットシンボルを検出し、チャネル推定手段７０１では、上述した文献［１］或いは文献［２］によるチャネル推定が行われる。パス毎に算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ７００の出力とを乗算器７０２によって乗算して時間遅延を補償した後、ＲＡＫＥ合成器７０３により最大比合成される。合成された信号は判定器７０４によってシンボル判定を行いビットストリームに変換される。このようにして得られたビットストリームデータは、ディインタリーバ７０５によりディインタリーブされた後、ビタビ復号器７０６によってビタビ復号されて送信データが復元される。
【００１０】
しかしながら、低速移動環境下では平均化によるチャネル推定は、一次内挿補間によるチャネル推定に比べて良い特性を有し、逆に高速移動環境下では一次内挿補間がより良い特性を有しており、移動速度全域に亘って良好な特性を得ることが不可能だった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来例のようにチャネル推定方式を使用環境によって固定してしまう手段では、想定される使用環境が異なると低速或いは高速のいずれかの環境下において通信品質がより劣化してしまい、室内半固定通信から高速移動通信に至るまでシームレスに高品位な通信を目指す次世代移動通信においては、その実現が困難であるという問題点があった。
【００１２】
本発明は上述した従来技術の有するこのような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、データ受信中のデータ伝送状態の変化に追従して、適切なシンボルを選択することが可能な通信方法及び装置を提供しようとするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の請求項１記載の通信方法は、受信した信号を逆拡散する逆拡散工程と、複数のチャネル推定を行うチャネル推定工程と、前記チャネル推定工程による複数のチャネル推定に応じてパス毎の信号を合成し前記複数のチャネル推定に対応する複数の合成信号を出力する合成工程と、前記合成工程からの複数の合成信号から前記複数の合成信号に対応する複数のシンボルを判定するシンボル判定工程と、データシンボルに周期的に挿入されたパイロットシンボルに対する前記シンボル判定工程における複数のシンボルの判定結果と既知のパイロットシンボルとからビット誤りを検出する検出工程と、前記検出工程により検出されたビット誤りに応じて前記シンボル判定工程により判定された複数のシンボルの一つを選択する選択工程とを具備し、前記複数のチャネル推定工程では、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定と、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定を行うことを特徴とする。
また、上記目的を達成するために本発明の請求項２記載の通信装置は、受信した信号を逆拡散する逆拡散手段と、複数のチャネル推定を行うチャネル推定手段と、前記チャネル推定手段による複数のチャネル推定に応じてパス毎の信号を合成し前記複数のチャネル推定に対応する複数の合成信号を出力する合成手段と、前記合成手段からの複数の合成信号から前記複数の合成信号に対応する複数のシンボルを判定するシンボル判定手段と、データシンボルに周期的に挿入されたパイロットシンボルに対する前記シンボル判定手段による複数のシンボルの判定結果と既知のパイロットシンボルとからビット誤りを検出する検出手段と、前記検出手段により検出されたビット誤りに応じて前記シンボル判定手段により判定された複数のシンボルの一つを選択する選択手段とを具備し、前記複数のチャネル推定手段は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定手段と、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定手段とを具備したことを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図１乃至図６に基づき説明する。
【００１５】
（第１の実施の形態）
まず、本発明の第１の実施の形態を図１〜図３に基づき説明する。
【００１６】
図１は、本実施の形態に係る通信装置であるＲＡＫＥ受信装置の構成を示すブロック図である。同図において、受信信号はマッチトフィルタ１００によって逆拡散される。逆拡散された信号は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定手段１０１に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ１００の出力とが第１の乗算器１０２によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第１のＲＡＫＥ合成器１０３により最大比合成され、第１のシンボル判定器１０４によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、第１のＢＥＲ算出器１０５によってＢＥＲ（ビット誤り率）が求められる。
【００１７】
同様に、マッチトフィルタ１００によって逆拡散された信号は、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定手段１０６に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ１００の出力とが第２の乗算器１０７によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第２のＲＡＫＥ合成器１０８により最大比合成され、第２のシンボル判定器１０９によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、第２のＢＥＲ算出器１１０によってＢＥＲ（ビット誤り率）が求められる。
【００１８】
このようにして得られた一次内挿補間法によって得られたＢＥＲとダブルスロット平均化法によって得られたＢＥＲとを比較器１１１に入力する。比較器１１１は、ＢＥＲの小さい方の補間法によって得られたシンボル判定器１０４または１０９の出力を選択すべく切換手段１１２を制御する。切換手段１１２の出力は、ディインタリーバ１１３によってディインタリーブされた後、ビタビ復号器１１４によってビタビ復号されて送信データが復元される。
【００１９】
図２は、本実施の形態に係る通信装置におけるＢＥＲ算出器の構成を示すブロック図であり、同図において、２００はビットエラー検出器（ＢｉｔＥｒｒｏｒＤｅｔｅｃｔｏｒ）で、既知のパイロットシンボルとパイロットシンボルに対応する判定結果からビット誤りを検出し、誤りが検出された場合は“１”を、誤りが検出されない場合は“０”を出力する。２０１はローパスフィルタ（ＬＰＦ）で、ビットエラー検出器２００の出力に対して指数重み付き平均をとるものである。２０２はＢＥＲ判定器（ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅＤｅｃｉｓｉｏｎ）で、ＢＥＲを抽出するものであり、通常１００フレームに１回程度の割合で新規ＢＥＲが出力される。
【００２０】
図３は、本実施の形態に係る通信装置の特性をグラフに表わした図である。同図において、横軸はパイロットシンボル挿入周期で規格化した最大ドップラー周波数であり、縦軸は平均チャネル推定誤差をデシベルで表わしており、同図から明らかなように、最大ドップラー周波数が０．１程度を境として低速移動環境下では平均化によるチャネル推定法が適用され、高速移動環境下では１次内挿補間法が適用され、従来例の特性に比べて平均ＢＥＲが改善されている。
【００２１】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態を図４に基づき説明する。
【００２２】
図４は、本実施の形態に係る通信装置であるＲＡＫＥ受信装置の構成を示すブロック図である。同図において、チャネル推定手段として１次内挿補間法を用いて復調されたデータを使うのか、それともダブルスロット平均化法を用いて復調されたデータを使うのかは、第１の実施の形態のようにＢＥＲ算出器の出力の大小を比較することによって行うのではなく、ビタビ復号器の復号結果をＣＲＣチェックすることにより、ＣＲＣチェックの結果正しい方のデータを選択して復調データとする。
【００２３】
本実施の形態における通信装置においては、上述した第１の実施の形態で述べたよう、図７に示されるフレーム構成が用いられる。但し、本実施の形態においては、データシンボルには送信されるデータシンボルに対するＣＲＣが付加されているものとする。
【００２４】
図４において、受信信号はマッチトフィルタ４００によって逆拡散される。逆拡散された信号は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定手段４０１に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ４００の出力とが第１の乗算器４０２によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第１のＲＡＫＥ合成器４０３により最大比合成され、第１のシンボル判定器４０４によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、ビットストリームは第１のディインタリーバ４０５によってディインタリーブされた後、第１のビタビ復号器４０６によってビタビ復号される。第１のビタビ復号器４０６の出力は第１のＣＲＣチェック器４０７に入力され、ＣＲＣチェック、即ちフレーム誤りが検出される。第１のＣＲＣチェック器４０７によるＣＲＣチェック結果は、選択合成器４１５へ入力される。
【００２５】
同様に、マッチトフィルタ４００によって逆拡散された信号は、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定手段４０８に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ４００の出力とが第２の乗算器４０９によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第２のＲＡＫＥ合成器４１０により最大比合成され、第２のシンボル判定器４１１によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、ビットストリームは第２のディインタリーバ４１２によってディインタリーブされた後、第２のビタビ復号器４１３によってビタビ復号される。第２のビタビ復号器４１３の出力は第２のＣＲＣチェック器４１４に入力され、ＣＲＣチェック、即ちフレーム誤りが検出される。第２のＣＲＣチェック器４１４によるＣＲＣチェック結果は、選択合成器４１５へ入力される。
【００２６】
そして、選択合成器４１５では、フレーム誤りのない方の復号結果が選択されて、復調データとして出力される。両方の復号結果共に誤りのない場合、いずれかを出力する。また、両方の復号結果共に誤りのある場合、フレーム消失として扱われ、復調データとして出力されない。
【００２７】
本実施の形態では、第１及び第２のシンボル判定器４０４，４１１による２つの判定結果、ビットストリームは互いに異なる可能性があるので、第１及び第２のディインタリーバ４０５、４１２としてディインタリーバを独立に２つ設けている。
【００２８】
（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態を図５及び図６に基づき説明する。
【００２９】
図５は、本実施の形態に係る通信装置であるＲＡＫＥ受信装置の構成を示すブロック図である。同図において、受信信号はマッチトフィルタ５００によって逆拡散される。逆拡散された信号は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定手段５０１に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ５００の出力とが第１の乗算器５０２によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第１のＲＡＫＥ合成器５０３により最大比合成され、第１のシンボル判定器５０４によってシンボル判定される。第１のＲＡＫＥ合成器５０３の出力と第１のシンボル判定器５０４の判定結果とを、第１の誤差算出器５０５に入力する。この第１の誤差算出器５０５では、第１のＲＡＫＥ合成器５０３の出力と第１のシンボル判定器５０４の判定結果との誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗が算出され、その算出値は第１の平均化器５０６に入力される。この第１の平均化器５０６では、前記誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗に対して、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）や移動平均等の手段を用いて平均化処理が施される。
【００３０】
同様に、マッチトフィルタ５００によって逆拡散された信号は、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定手段５０７に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ５００の出力とが第２の乗算器５０８によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第２のＲＡＫＥ合成器５０９により最大比合成され、第２のシンボル判定器５１０によってシンボル判定される。第２のＲＡＫＥ合成器５０９の出力と第２のシンボル判定器５１０の判定結果とを、第２の誤差算出器５１１に入力する。この第２の誤差算出器５１１では、第２のＲＡＫＥ合成器５０９の出力と第２のシンボル判定器５１０の判定結果との誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗が算出され、その算出値は第２の平均化器５１２に入力される。この第２の平均化器５１２では、前記誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗に対して、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）や移動平均等の手段を用いて平均化処理が施される。
【００３１】
このようにして一次内挿補間法によって得られた平均誤差とダブルスロット平均化法によって得られた平均誤差とを比較器５１３に入力する。比較器５１３は、平均誤差の小さい方のチャネル推定方式によって得られたシンボル判定器５０４または５１０の出力を選択すべく切換手段５１４を制御する。切換手段５１４の出力は、ディインタリーバ５１５によってディインタリーブされた後、ビタビ復号器５１６によってビタビ復号されて送信データが復元される。
【００３２】
次に、図６を用いて第１、第２の誤差算出器５０４，５１１について更に詳述する。
【００３３】
図６は、本実施の形態に係る通信装置における第１、第２の誤差算出器５０５、５１１の入力信号である受信信号ベクトル及び送信信号点と誤差ベクトルとの関係を表わした図である。同図において、ベクトルａは、ＱＰＳＫ信号点の中の送信信号として同相ビットが“０”、逆相ビットが“１”の場合の信号点に対応する。第１、第２のＲＡＫＥ合成器５０３、５０９から送信信号点ａに対応する受信信号ベクトルｒが出力されているとする。誤差ベクトルｄは下記（１）式により算出される。
【００３４】
ｄ＝ｒ−ａ…（１）
第１の誤差算出器５０４、或いは第２の誤差算出器５１１からは｜ｄ｜または｜ｄ｜の二乗が計算され、その計算値を示す信号が出力される。
【００３５】
より良好なチャネル推定がなされている方のＲＡＫＥ合成器の出力からは統計的に各信号点により近い場所に位置するＲＡＫＥ合成器出力信号が観測されると考えられるので、第１、第２の誤差算出器５０５、５１１の出力に平均化器５０６、５１２により平均化処理を施し、その結果を比較器５１３により比較することによって、より良いチャネル推定法から出力されている判定結果を切換手段５１６によって切り換え選択することができる。
【００３６】
本実施の形態に係る通信装置の特性は、上述した第１の実施の形態の図３と同一である。
【００３７】
（第４の実施の形態）
チャネル特性が劣悪な場合、上述した第３の実施の形態の図６において、送信信号点がたとえａ点であったとしても、必ずしも受信信号点ｒが第１象限にくるとは限らない。このような状況下では誤差信号は、受信信号点が観測される象限における信号座標上の点と受信信号点との誤差信号になってしまい、正確に誤差を算出することができなくなってしまう。このような状況を排除するために、本実施の形態においては、前記従来例の図７に表わされるパイロット信号とパイロット信号に対するＲＡＫＥ合成器出力だけを誤差算出器に入力する。パイロット信号は受信信号にとって既知信号であるために、送信パイロット信号と受信パイロット信号との誤差信号を常に正確に算出することができる。
【００３８】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定とダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定とを行うので、正確なチャネル推定を行うことができ、もってデータ受信中のデータ伝送状態の変化に追従して、適切なシンボルを選択することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る通信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る通信装置におけるＢＥＲ算出器の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係る通信装置の特性をグラフに表わした図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る通信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態に係る通信装置の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係る通信装置における受信信号ベクトル及び送信信号点と誤ベクトルとの関係を示す図である。
【図７】従来のＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式に使われるフレーム構成を示す図である。
【図８】従来の通信装置に使われているチャネル推定法のチャネル推定誤差特性をグラフに表わした図である。
【図９】従来の通信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１００マッチトフィルタ
１０１第１のチャネル推定手段
１０２第１の乗算器
１０３第１の合成器
１０４第１のシンボル判定器
１０５第１のＢＥＲ算出器
１０６第２のチャネル推定手段
１０７第２の乗算器
１０８第２の合成器
１０９第２のシンボル判定器
１１０第２のＢＥＲ算出器
１１１比較器
１１２切換手段
１１３ディインタリーバ
１１４ビタビ復号器
２００ビットエラー検出器
２０１ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２０２ＢＥＲ判定器
４００マッチトフィルタ
４０１第１のチャネル推定手段
４０２第１の乗算器
４０３第１の合成器
４０４第１のシンボル判定器
４０５第１のディインタリーバ
４０６第１のビタビ復号器
４０７第１のＣＲＣチェック器
４０８第２のチャネル推定手段
４０９第２の乗算器
４１０第２の合成器
４１１第２のシンボル判定器
４１２第２のディインタリーバ
４１３第２のビタビ復号器
４１４第２のＣＲＣチェック器
４１５選択合成器
５００マッチトフィルタ
５０１第１のチャネル推定手段
５０２第１の乗算器
５０３第１の合成器
５０４第１のシンボル判定器
５０５第１の誤差算出器
５０６第１の平均化器
５０７第２のチャネル推定手段
５０８第２の乗算器
５０９第２の合成器
５１０第２のシンボル判定器
５１１第２の誤差算出器
５１２第２の平均化器
５１３比較器
５１４切換手段
５１５ディインタリーバ
５１６ビタビ復号器
【発明の属する技術分野】
本発明は、適応型ＲＡＫＥ受信機等の通信方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
次世代移動通信の無線アクセス方式の有力候補としてＤＳ−ＣＤＭＡが注目されている。ＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式は、同一の周波数帯を複数のユーザが用いて通信を行う方式であり、拡散符号によってユーザ間の識別が行われる。陸上移動通信の特徴は、周囲の建造物、樹木等の反射、散乱、回折による多重伝搬が生じることである。多重伝搬においては、各到来波は伝搬路長の相違により互いに干渉し合う異なった伝搬路を通って各電波が受信点に到達するため、振幅や位相は場所により変動する。変動分布は見通しでないところはレイリー分布に近似できる。
【０００３】
ＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式においては、情報データを高速の拡散符号で帯域拡散するために、拡散符号の周期よりも大きい伝搬遅延時間差を有するパスの分離が可能となる。分離された複数のマルチパス信号を位相を合わせて加算することにより、ダイバーシチ効果を引き出すことができ、受信特性を向上させることができる。
【０００４】
しかしながら、移動局は基地局に対して変動するために遅延プロファイルも変動する。従って、移動通信の場合には、この変動をパス毎に吸収して複数のマルチパス信号を同相合成するための機能が受信機に必要となる。この変動の速度は、移動局の速度に応じて大きくなるので、高速移動環境下においても通信を行うためには、フェージング変動に追従できる高精度なチャネル推定が必要となってくる。パイロットシンボルを一定周期で情報シンボル間に挿入するフレーム構成を有するＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式において、フェージング変動を吸収するためのチャネル推定方式がこれまでに幾つか提案されている。
【０００５】
図７には、ＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式に使用されるフレーム構成の一例を示す。同図を用いてチャネル推定方法の基本的な考え方を説明する。
【０００６】
図７において、タイムスロットは、パイロットシンボルがデータシンボルに挿入される周期を表わしており、１周期ＴｐはパイロットシンボルＮｐ個とデータシンボルＮｄ個とからなる。タイムスロット内のパイロットシンボルを用いてパイロットシンボル位置におけるチャネル推定値が求まる。このチャネル推定値を何等かの方法で結合させることにより、各データシンボル点におけるチャネル推定値を求める。
【０００７】
文献［１］である「三瓶“陸上移動通信用１６ＱＡＭのフェージングひずみ補償方式”信学論Ｂ−IIＪ−７２−Ｂ−II、ｐｐ７−５（１９８９）」では、パイロットシンボルと受信シンボルとから得られるチャネル推定値に内挿補間を施すことにより、また、文献［２］である「本多、Ｋ．Ｊａｍａｌ，“時間多重パイロットシンボルに基づいたチャネル推定”信学技報ＲＣＳ９６−７０（１９９６）」では、平均化処理を施すことによりデータシンボルに対するチャネル推定値を求めている。
【０００８】
図８は、一次内挿補間法と平均化法とをチャネル推定法として適用した場合の特性比較をグラフに表わした図である。同図において、横軸はパイロットシンボル挿入周期で規格化した最大ドップラー周波数であり、縦軸は平均チャネル推定誤差をデシベルで表わしており、図から明らかなようにフェージング変動が小さい領域（低速移動環境下）ではチャネル推定法に平均化法を適用した場合の方が、フェージング変動が大きい領域（高速移動環境下）では内挿補間法を適用した場合の方が、チャネル推定誤差が小さく、その結果ＢＥＲ（ビット誤り率）／ＦＥＲ（フレーム誤り率）特性も良い。
【０００９】
以上が代表的なチャネル推定方式であり、これらの方式を用いた従来のＲＡＫＥ受信機の構成を図９に示す。同図において、マッチトフィルタ７００によって受信信号を逆拡散した後、パイロットシンボルを検出し、チャネル推定手段７０１では、上述した文献［１］或いは文献［２］によるチャネル推定が行われる。パス毎に算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ７００の出力とを乗算器７０２によって乗算して時間遅延を補償した後、ＲＡＫＥ合成器７０３により最大比合成される。合成された信号は判定器７０４によってシンボル判定を行いビットストリームに変換される。このようにして得られたビットストリームデータは、ディインタリーバ７０５によりディインタリーブされた後、ビタビ復号器７０６によってビタビ復号されて送信データが復元される。
【００１０】
しかしながら、低速移動環境下では平均化によるチャネル推定は、一次内挿補間によるチャネル推定に比べて良い特性を有し、逆に高速移動環境下では一次内挿補間がより良い特性を有しており、移動速度全域に亘って良好な特性を得ることが不可能だった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来例のようにチャネル推定方式を使用環境によって固定してしまう手段では、想定される使用環境が異なると低速或いは高速のいずれかの環境下において通信品質がより劣化してしまい、室内半固定通信から高速移動通信に至るまでシームレスに高品位な通信を目指す次世代移動通信においては、その実現が困難であるという問題点があった。
【００１２】
本発明は上述した従来技術の有するこのような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、データ受信中のデータ伝送状態の変化に追従して、適切なシンボルを選択することが可能な通信方法及び装置を提供しようとするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の請求項１記載の通信方法は、受信した信号を逆拡散する逆拡散工程と、複数のチャネル推定を行うチャネル推定工程と、前記チャネル推定工程による複数のチャネル推定に応じてパス毎の信号を合成し前記複数のチャネル推定に対応する複数の合成信号を出力する合成工程と、前記合成工程からの複数の合成信号から前記複数の合成信号に対応する複数のシンボルを判定するシンボル判定工程と、データシンボルに周期的に挿入されたパイロットシンボルに対する前記シンボル判定工程における複数のシンボルの判定結果と既知のパイロットシンボルとからビット誤りを検出する検出工程と、前記検出工程により検出されたビット誤りに応じて前記シンボル判定工程により判定された複数のシンボルの一つを選択する選択工程とを具備し、前記複数のチャネル推定工程では、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定と、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定を行うことを特徴とする。
また、上記目的を達成するために本発明の請求項２記載の通信装置は、受信した信号を逆拡散する逆拡散手段と、複数のチャネル推定を行うチャネル推定手段と、前記チャネル推定手段による複数のチャネル推定に応じてパス毎の信号を合成し前記複数のチャネル推定に対応する複数の合成信号を出力する合成手段と、前記合成手段からの複数の合成信号から前記複数の合成信号に対応する複数のシンボルを判定するシンボル判定手段と、データシンボルに周期的に挿入されたパイロットシンボルに対する前記シンボル判定手段による複数のシンボルの判定結果と既知のパイロットシンボルとからビット誤りを検出する検出手段と、前記検出手段により検出されたビット誤りに応じて前記シンボル判定手段により判定された複数のシンボルの一つを選択する選択手段とを具備し、前記複数のチャネル推定手段は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定手段と、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定手段とを具備したことを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図１乃至図６に基づき説明する。
【００１５】
（第１の実施の形態）
まず、本発明の第１の実施の形態を図１〜図３に基づき説明する。
【００１６】
図１は、本実施の形態に係る通信装置であるＲＡＫＥ受信装置の構成を示すブロック図である。同図において、受信信号はマッチトフィルタ１００によって逆拡散される。逆拡散された信号は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定手段１０１に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ１００の出力とが第１の乗算器１０２によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第１のＲＡＫＥ合成器１０３により最大比合成され、第１のシンボル判定器１０４によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、第１のＢＥＲ算出器１０５によってＢＥＲ（ビット誤り率）が求められる。
【００１７】
同様に、マッチトフィルタ１００によって逆拡散された信号は、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定手段１０６に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ１００の出力とが第２の乗算器１０７によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第２のＲＡＫＥ合成器１０８により最大比合成され、第２のシンボル判定器１０９によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、第２のＢＥＲ算出器１１０によってＢＥＲ（ビット誤り率）が求められる。
【００１８】
このようにして得られた一次内挿補間法によって得られたＢＥＲとダブルスロット平均化法によって得られたＢＥＲとを比較器１１１に入力する。比較器１１１は、ＢＥＲの小さい方の補間法によって得られたシンボル判定器１０４または１０９の出力を選択すべく切換手段１１２を制御する。切換手段１１２の出力は、ディインタリーバ１１３によってディインタリーブされた後、ビタビ復号器１１４によってビタビ復号されて送信データが復元される。
【００１９】
図２は、本実施の形態に係る通信装置におけるＢＥＲ算出器の構成を示すブロック図であり、同図において、２００はビットエラー検出器（ＢｉｔＥｒｒｏｒＤｅｔｅｃｔｏｒ）で、既知のパイロットシンボルとパイロットシンボルに対応する判定結果からビット誤りを検出し、誤りが検出された場合は“１”を、誤りが検出されない場合は“０”を出力する。２０１はローパスフィルタ（ＬＰＦ）で、ビットエラー検出器２００の出力に対して指数重み付き平均をとるものである。２０２はＢＥＲ判定器（ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅＤｅｃｉｓｉｏｎ）で、ＢＥＲを抽出するものであり、通常１００フレームに１回程度の割合で新規ＢＥＲが出力される。
【００２０】
図３は、本実施の形態に係る通信装置の特性をグラフに表わした図である。同図において、横軸はパイロットシンボル挿入周期で規格化した最大ドップラー周波数であり、縦軸は平均チャネル推定誤差をデシベルで表わしており、同図から明らかなように、最大ドップラー周波数が０．１程度を境として低速移動環境下では平均化によるチャネル推定法が適用され、高速移動環境下では１次内挿補間法が適用され、従来例の特性に比べて平均ＢＥＲが改善されている。
【００２１】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態を図４に基づき説明する。
【００２２】
図４は、本実施の形態に係る通信装置であるＲＡＫＥ受信装置の構成を示すブロック図である。同図において、チャネル推定手段として１次内挿補間法を用いて復調されたデータを使うのか、それともダブルスロット平均化法を用いて復調されたデータを使うのかは、第１の実施の形態のようにＢＥＲ算出器の出力の大小を比較することによって行うのではなく、ビタビ復号器の復号結果をＣＲＣチェックすることにより、ＣＲＣチェックの結果正しい方のデータを選択して復調データとする。
【００２３】
本実施の形態における通信装置においては、上述した第１の実施の形態で述べたよう、図７に示されるフレーム構成が用いられる。但し、本実施の形態においては、データシンボルには送信されるデータシンボルに対するＣＲＣが付加されているものとする。
【００２４】
図４において、受信信号はマッチトフィルタ４００によって逆拡散される。逆拡散された信号は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定手段４０１に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ４００の出力とが第１の乗算器４０２によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第１のＲＡＫＥ合成器４０３により最大比合成され、第１のシンボル判定器４０４によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、ビットストリームは第１のディインタリーバ４０５によってディインタリーブされた後、第１のビタビ復号器４０６によってビタビ復号される。第１のビタビ復号器４０６の出力は第１のＣＲＣチェック器４０７に入力され、ＣＲＣチェック、即ちフレーム誤りが検出される。第１のＣＲＣチェック器４０７によるＣＲＣチェック結果は、選択合成器４１５へ入力される。
【００２５】
同様に、マッチトフィルタ４００によって逆拡散された信号は、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定手段４０８に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ４００の出力とが第２の乗算器４０９によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第２のＲＡＫＥ合成器４１０により最大比合成され、第２のシンボル判定器４１１によってビットストリームに変換される。既知のパイロットシンボルとこのパイロットシンボルに対応する判定結果から、ビットストリームは第２のディインタリーバ４１２によってディインタリーブされた後、第２のビタビ復号器４１３によってビタビ復号される。第２のビタビ復号器４１３の出力は第２のＣＲＣチェック器４１４に入力され、ＣＲＣチェック、即ちフレーム誤りが検出される。第２のＣＲＣチェック器４１４によるＣＲＣチェック結果は、選択合成器４１５へ入力される。
【００２６】
そして、選択合成器４１５では、フレーム誤りのない方の復号結果が選択されて、復調データとして出力される。両方の復号結果共に誤りのない場合、いずれかを出力する。また、両方の復号結果共に誤りのある場合、フレーム消失として扱われ、復調データとして出力されない。
【００２７】
本実施の形態では、第１及び第２のシンボル判定器４０４，４１１による２つの判定結果、ビットストリームは互いに異なる可能性があるので、第１及び第２のディインタリーバ４０５、４１２としてディインタリーバを独立に２つ設けている。
【００２８】
（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態を図５及び図６に基づき説明する。
【００２９】
図５は、本実施の形態に係る通信装置であるＲＡＫＥ受信装置の構成を示すブロック図である。同図において、受信信号はマッチトフィルタ５００によって逆拡散される。逆拡散された信号は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定手段５０１に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ５００の出力とが第１の乗算器５０２によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第１のＲＡＫＥ合成器５０３により最大比合成され、第１のシンボル判定器５０４によってシンボル判定される。第１のＲＡＫＥ合成器５０３の出力と第１のシンボル判定器５０４の判定結果とを、第１の誤差算出器５０５に入力する。この第１の誤差算出器５０５では、第１のＲＡＫＥ合成器５０３の出力と第１のシンボル判定器５０４の判定結果との誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗が算出され、その算出値は第１の平均化器５０６に入力される。この第１の平均化器５０６では、前記誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗に対して、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）や移動平均等の手段を用いて平均化処理が施される。
【００３０】
同様に、マッチトフィルタ５００によって逆拡散された信号は、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定手段５０７に入力され、データシンボル点におけるチャネル推定量が算出される。算出されたチャネル推定値の複素共役をとり、その値とマッチトフィルタ５００の出力とが第２の乗算器５０８によって乗算される。パス毎の乗算結果は、時間遅延を補償した後、第２のＲＡＫＥ合成器５０９により最大比合成され、第２のシンボル判定器５１０によってシンボル判定される。第２のＲＡＫＥ合成器５０９の出力と第２のシンボル判定器５１０の判定結果とを、第２の誤差算出器５１１に入力する。この第２の誤差算出器５１１では、第２のＲＡＫＥ合成器５０９の出力と第２のシンボル判定器５１０の判定結果との誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗が算出され、その算出値は第２の平均化器５１２に入力される。この第２の平均化器５１２では、前記誤差の絶対値、或いは前記誤差の絶対値の二乗に対して、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）や移動平均等の手段を用いて平均化処理が施される。
【００３１】
このようにして一次内挿補間法によって得られた平均誤差とダブルスロット平均化法によって得られた平均誤差とを比較器５１３に入力する。比較器５１３は、平均誤差の小さい方のチャネル推定方式によって得られたシンボル判定器５０４または５１０の出力を選択すべく切換手段５１４を制御する。切換手段５１４の出力は、ディインタリーバ５１５によってディインタリーブされた後、ビタビ復号器５１６によってビタビ復号されて送信データが復元される。
【００３２】
次に、図６を用いて第１、第２の誤差算出器５０４，５１１について更に詳述する。
【００３３】
図６は、本実施の形態に係る通信装置における第１、第２の誤差算出器５０５、５１１の入力信号である受信信号ベクトル及び送信信号点と誤差ベクトルとの関係を表わした図である。同図において、ベクトルａは、ＱＰＳＫ信号点の中の送信信号として同相ビットが“０”、逆相ビットが“１”の場合の信号点に対応する。第１、第２のＲＡＫＥ合成器５０３、５０９から送信信号点ａに対応する受信信号ベクトルｒが出力されているとする。誤差ベクトルｄは下記（１）式により算出される。
【００３４】
ｄ＝ｒ−ａ…（１）
第１の誤差算出器５０４、或いは第２の誤差算出器５１１からは｜ｄ｜または｜ｄ｜の二乗が計算され、その計算値を示す信号が出力される。
【００３５】
より良好なチャネル推定がなされている方のＲＡＫＥ合成器の出力からは統計的に各信号点により近い場所に位置するＲＡＫＥ合成器出力信号が観測されると考えられるので、第１、第２の誤差算出器５０５、５１１の出力に平均化器５０６、５１２により平均化処理を施し、その結果を比較器５１３により比較することによって、より良いチャネル推定法から出力されている判定結果を切換手段５１６によって切り換え選択することができる。
【００３６】
本実施の形態に係る通信装置の特性は、上述した第１の実施の形態の図３と同一である。
【００３７】
（第４の実施の形態）
チャネル特性が劣悪な場合、上述した第３の実施の形態の図６において、送信信号点がたとえａ点であったとしても、必ずしも受信信号点ｒが第１象限にくるとは限らない。このような状況下では誤差信号は、受信信号点が観測される象限における信号座標上の点と受信信号点との誤差信号になってしまい、正確に誤差を算出することができなくなってしまう。このような状況を排除するために、本実施の形態においては、前記従来例の図７に表わされるパイロット信号とパイロット信号に対するＲＡＫＥ合成器出力だけを誤差算出器に入力する。パイロット信号は受信信号にとって既知信号であるために、送信パイロット信号と受信パイロット信号との誤差信号を常に正確に算出することができる。
【００３８】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定とダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定とを行うので、正確なチャネル推定を行うことができ、もってデータ受信中のデータ伝送状態の変化に追従して、適切なシンボルを選択することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る通信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る通信装置におけるＢＥＲ算出器の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係る通信装置の特性をグラフに表わした図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る通信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態に係る通信装置の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係る通信装置における受信信号ベクトル及び送信信号点と誤ベクトルとの関係を示す図である。
【図７】従来のＤＳ−ＣＤＭＡ無線アクセス方式に使われるフレーム構成を示す図である。
【図８】従来の通信装置に使われているチャネル推定法のチャネル推定誤差特性をグラフに表わした図である。
【図９】従来の通信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１００マッチトフィルタ
１０１第１のチャネル推定手段
１０２第１の乗算器
１０３第１の合成器
１０４第１のシンボル判定器
１０５第１のＢＥＲ算出器
１０６第２のチャネル推定手段
１０７第２の乗算器
１０８第２の合成器
１０９第２のシンボル判定器
１１０第２のＢＥＲ算出器
１１１比較器
１１２切換手段
１１３ディインタリーバ
１１４ビタビ復号器
２００ビットエラー検出器
２０１ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２０２ＢＥＲ判定器
４００マッチトフィルタ
４０１第１のチャネル推定手段
４０２第１の乗算器
４０３第１の合成器
４０４第１のシンボル判定器
４０５第１のディインタリーバ
４０６第１のビタビ復号器
４０７第１のＣＲＣチェック器
４０８第２のチャネル推定手段
４０９第２の乗算器
４１０第２の合成器
４１１第２のシンボル判定器
４１２第２のディインタリーバ
４１３第２のビタビ復号器
４１４第２のＣＲＣチェック器
４１５選択合成器
５００マッチトフィルタ
５０１第１のチャネル推定手段
５０２第１の乗算器
５０３第１の合成器
５０４第１のシンボル判定器
５０５第１の誤差算出器
５０６第１の平均化器
５０７第２のチャネル推定手段
５０８第２の乗算器
５０９第２の合成器
５１０第２のシンボル判定器
５１１第２の誤差算出器
５１２第２の平均化器
５１３比較器
５１４切換手段
５１５ディインタリーバ
５１６ビタビ復号器
Claims (2)
- 受信した信号を逆拡散する逆拡散工程と、
複数のチャネル推定を行うチャネル推定工程と、
前記チャネル推定工程による複数のチャネル推定に応じてパス毎の信号を合成し前記複数のチャネル推定に対応する複数の合成信号を出力する合成工程と、
前記合成工程からの複数の合成信号から前記複数の合成信号に対応する複数のシンボルを判定するシンボル判定工程と、
データシンボルに周期的に挿入されたパイロットシンボルに対する前記シンボル判定工程における複数のシンボルの判定結果と既知のパイロットシンボルとからビット誤りを検出する検出工程と、
前記検出工程により検出されたビット誤りに応じて前記シンボル判定工程により判定された複数のシンボルの一つを選択する選択工程とを具備し、
前記複数のチャネル推定工程では、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定と、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定を行うことを特徴とする通信方法。 - 受信した信号を逆拡散する逆拡散手段と、
複数のチャネル推定を行うチャネル推定手段と、
前記チャネル推定手段による複数のチャネル推定に応じてパス毎の信号を合成し前記複数のチャネル推定に対応する複数の合成信号を出力する合成手段と、
前記合成手段からの複数の合成信号から前記複数の合成信号に対応する複数のシンボルを判定するシンボル判定手段と、
データシンボルに周期的に挿入されたパイロットシンボルに対する前記シンボル判定手段による複数のシンボルの判定結果と既知のパイロットシンボルとからビット誤りを検出する検出手段と、
前記検出手段により検出されたビット誤りに応じて前記シンボル判定手段により判定された複数のシンボルの一つを選択する選択手段とを具備し、
前記複数のチャネル推定手段は、パス毎に一次内挿補間法を適用した第１のチャネル推定手段と、パス毎にダブルスロット平均化法を適用した第２のチャネル推定手段とを具備したことを特徴とする通信装置。
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