CN1114294C - 速度自适应信道估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种速度自适应信道估计方法及装置，它利用每一时隙导频段发射码元已知而求得对应的导频段衰落值；再累加平均去噪声以插值出数据段信道衰落值这一过程中；然后根据移运台运动速度，调节参与累加的导频段信道衰落长度，以适应不同的信道衰落带来的影响。在有限的系统资源下，使更多的用户更好地获得所需的服务，能高效、合理地利用系统资源的目的。

Description

速度自适应信道估计方法及装置

本发明涉及码分多址(CDMA)系统中接收机解调部分，更具体地是针对WCDMA和CDMA2000上行信道结构，解决对经历不同速率变化的衰落信道的接收信号的一种速度自适应道估计方法及装置。

随着在通讯领域内业务爆炸性的增长，对于通讯容量、灵活性以及质量等方面的要求也在不断提高。所采用的技术从模拟到数字，从频分多址(FDMA)到时分多址(TDMA)，再发展到现在的码分多址(CDMA)。CDMA与当前普遍采用的TDMA体制相比，具有一些特别的优势，如频率利用效率高，容量大，保密性好，服务质量高，成本低等，因而在未来的第三代移动通讯系统中，直接序列码分多址(DS-CDMA)体制正逐渐成为一个能够满足迅速增长的通讯需要的选择。和时分或者频分多址所不同的是，在DS-CDMA中，所有的用户同时使用相同的带宽，不同的用户通过唯一分配的PN码序列来识别。本发明就是适用于基于DS-CDMA技术的第三代移动通信系统协议标准的。

快速衰落的信道是数字移动通讯中普遍出现的一个突出问题，在信号传输过程中，传输信道受到严重的时间选择性和频率选择性衰落的影响，除非对这样的信道失真进行正确的估计和均衡，否则发射信号将不能可靠的恢复。而先进、可靠的信道检测和估计技术，将在很大程度上缓解通讯系统其他部分所受到的性能提高的限制，从而可以使系统向更大的容量，更小的尺寸，更少的成本方向发展。比如，具有优秀接收性能的基站，将可以允许移动台使用更小的发射功率以减少移动台电池损耗，同时又减少对其他用户的干扰，从而提高链接信号的质量。

根据现有的协议标准，在WCDMA和CDMA2000上行专用信道中，采用的数据结构是控制信道DPCCH和业务信道DPDCH经过相互正交的扰码并行传送。其中的DPCCH信道为间断导频格式(见图1)，一个时隙内时分地址包含导频符号与控制信息，数据采用BPSK调制。

对于这种形式的发射信号，如何在接收端正确有效地恢复出数据的原始信息，是解调需要考虑的问题。其中较为有效的相关解调，是通过将接收到的信号与一个检测出的参考信号相乘，以去除无线传播中的衰落信道对于发射信号在相位和幅度上的偏移影响。这一参考信号，即为信号经历的信道衰落的估计值。显然，链路容量是和接收机达到一定性能所需的接收信号信噪比成反比的，对于经历衰落的信号来说，由于相关检测比非相关检测所需的信噪比更小，因而成为CDMA系统比较适合的检测方案，这就需要在快速多径衰落环境下对衰落信道的幅度和相位的精确估计。对此，人们已经提出了很多种方法，包括单纯利用导频信息插值出数据段信道衰落值，以及同时利用数据段和导频段进行的自适应前向预测或者同时采用前后向预测的格型滤波器来估计信道等等。这些方法在一定的环境条件下也分别取得了比较好的效果。但是，由于第三代移动通讯系统需要适应的运动速度变化范围很大，从静止到每小时500公里，同时要求能够传送大业务量的数据。现有的信道估计方法难以同时满足各种条件下系统对于通讯质量的要求。

本发明的目的是针对上述现有的信道估计方法存在的缺点，提出一种速度自适应信道估计方法及装置，以此来解决快速变化的衰落信道环境下、采用间断导频模式信道的信道估计问题，从而达到在第三代移动通信所要求的运动速度变化范围内都能够取得较为满意的信道估计性能。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

该速度自适应信道估计包括以下步骤：

a、首先利用发射导频码元已知，将其共轭后与对应的接收信号相乘，求出在导频段各个码元经历的带噪信道衰落值，进行累加去噪后，作为当前时隙导频段的信道衰落值，用来和下一个时隙得到的导频段信道衰落值进行插值，得到当前时隙中数据码元的去信道调制值，每一时隙中数据码元段对应的信道信息的初始估计；

b、各径根据步骤a得到的信道估计值，求得各径数据码元的去信道调制值，再进行RAKE合并，对其输出结果进行一次临时判决，恢复出对于发射数据码元的估计；

c、将各径接收信号的数据段与对应的由步骤b得到的发射数据码元估计值共轭后相乘，得到对于数据段衰落信道较为精确的估值，与延时后的导频段去信号调制值，也就是步骤a中求得的导频段信道衰落值合并起来，构成类似连续导频的数据序列；

d、将在步骤c中得到的对信道较为精确的估值通过一个长度为2D_f+l的平均滤波器，以进一步抑制信道估值中的噪声；

e、最后将经过步骤d的信道估值与经过延时的接收信号一起送入后面的软维特比解码部分。

所述的步骤a中累加去噪的长度参数以及步骤d中的低通滤波器阶数参数根据接收机速度估计装置提供的速度估计值，按照预定的对应关系计算或者查找表得到，移动台的运动速度越快，相应的长度参数取值和低通滤波器阶数参数越小。

速度自适应的信道估计装置包括依次相连接的分路器、第一乘法器、加法单元、临时判决单元、合路器、第一共轭单元、第二乘法单元，

该装置还包括低通滤波器、第二共轭单元、第三乘法单元、维特比软译码器、插值部分、延时单元、信道衰落速率估计单元、查找表，低通滤波器、第二共轭单元、第三乘法单元、维特比软译码器依次相连接，第二乘法单元的输出分别接低通滤波器和信道衰落速率估计单元，信道衰落速率估计单元的输出通过查找表接至插值部分、分路器的另一路输出也接至插值部分，插值部分的输出接至第一乘法器，查找表的输出还分别接至低通滤波器和延时单元，延时单元的输入与分路器相并接，其输出通过第三乘法器也接至维特比软译码器。

由于本发明采用了以上的技术方案，因此在有限的系统资源下，如一定的信道数目、发射总功率以及有限的系统各类控制单元运算能力，使更多的用户更好地获得所需的服务，系统需要根据精确的移动台位置与速度信息，完成对诸如为移动台分配信道以及在切换和接入时分配合理的小区(如在切换和接入时为慢速运动的移动台分配邻近一个微小区，而对于快速运动的则分配宏小区)等任务，避免系统进行频繁的切换和接入时的控制运算，从而达到高效、合理地利用系统资源的目的。

此外，在下一代移动通讯系统中，有可能提供在语音、数据传送之外更多的服务，这些服务所需的辅助控制系统，也会利用较为精确的移动台位置、速度信息，以上参数的获得是通过系统相关估计装置部分，如移动台定位或速度估计装置。我们将看到，这些信息对于更为精确地进行信道估计也是十分有利的。

下面结合附图和实施例，对本发明作进一步地详细说明：

图1为WCDMA上行传输信道时隙结构示意图。

图2为在车载环境下，信噪比SNR＝2dB、多普勒频率fd＝100Hz的误码率随N_pC变化曲线。

图3为在车载环境下，信噪比SNR＝2dB、多普勒频率fd＝900Hz的误码率随N_pC变化曲线。

图4为本发明的速度自适应信道估计装置示意图。

在下面的描述中，假设一个单用户系统，发射信号经过二进制相移键控(BPSK)或者(QPSK)调制。在信道时隙中采用间断导频格式。每一时隙长度T_slot＝(N_p+N_d)_T，这里的T是单个码元时间，N_d为数据码元长度，N_p为导频码元长度。比如，宽带码分多址(WCDMA)的上行控制信道DPCCH的时隙结构见图1。

假定多径信道是由L路可分解传播径(1＝0，1，…，L-1)组成，接收到的信号可以表示为： $r\left(\mathrm{kT}\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_l\left(\mathrm{kT}\right)s(\mathrm{kT}-{\mathrm{\τ}}_1)+n_l\left(\mathrm{kT}\right)---\left(1\right)$

其中，n_l(t)是背景噪声，可视为加性高斯白噪，其单边功率谱密度为N₀；c_l(t)和τ_l则是第1径复数信道增益和延时；s(t)为对应的发射基带信号。

对于采用间断导频格式的DPCCH信道来说，接收信号经过相干Rake接收机之后，被分解成L路不同时延的QPSK信号，匹配滤波器输出的第n个时隙的第m个数据可以表示为： $\hat{d}(m,n)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_l(m,n){\hat{c}}_l(m,n),m=N_p,N_{p+1},\·\·\·N_p+N_d-1---\left(2\right)$

现有的自适应预测判决反馈方法，其基本思路是利用LMS滤波器预测出信道衰落值： $c_k\≈\mathrm{yk}/\mathrm{xk}\underset{\‾}{\mathrm{\Δ}}{\tilde{c}}_k,$ ${\hat{c}}_k=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l^{*}{\tilde{c}}_{k-i}\underset{\‾}{\mathrm{\Δ}}\stackrel{\→}{b}{\left(k\right)}^H\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{c}\left(k\right),---\left(3\right)$ $\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{c}\left(k\right)={({\tilde{c}}_{k-1},{\tilde{c}}_{k-2},...,{\tilde{c}}_{k-N})}^T,\stackrel{\→}{b}\left(k\right)={(b_1,b_2,...b_N)}^T$

其中，y_k是第k个接收信号，相当于(1)式中的r(kT)。c_k是实际的信道衰落值， 为经过矫正的信道衰落估计值，由接收信号y_k与经过硬判、再次BPSK调制后的检测符号 x_k相比得到。

是经过系数为 $\stackrel{\→}{b}\left(k\right)={(b_1,b_2,...,b_N)}^T$ 的LMS滤波器的对于第k时刻的信道衰落的预测值。该滤波器系数由以下递归算法求得： $\stackrel{\→}{b}(k+1)=\stackrel{\→}{b}\left(k\right)+\mathrm{\μ}({\tilde{c}}_k-{\hat{c}}_k)*\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{c}\left(k\right)---\left(4\right)$

式中μ为LMS滤波器的步长。

在求得 后，即可估计数据符号 ${\hat{x}}_k=\frac{y_k}{{\hat{c}}_k}$ ，再将其通过最小距离判决准则调制到对应的 x_k上去： ${\stackrel{\‾}{x}}_k=\underset{x_k\∈D}{\min }|{\hat{x}}_k-x_k|,D=\{+1,-1\}---\left(5\right)$

在每一时隙的导频段，导频符号x_k是事先已知的，由它得到的信道值ξ_k较为精确，可以用于训练当前LMS滤波器的系数

自适应预测算法的优点是没有延时，但是LMS滤波器的运算复杂度较高，且其运算量随着滤波器阶数的增加而急剧增加，另外，LMS滤波器步长μ的选取对最终性能也具有十分关键的影响，如果采用自适应调整的方法将带来更大的运算量，而相对地，插值算法则具有简单，运算量小的优点。

在现有的方法中，还有利用时隙导频段发射数据已知，先求出导频段的衰落信道信息，再通过插值的方法估计出数据段的信道衰落值。由于导频信号是事先已知的，因此，第l径在导频码元处的增益αl(m，n)，m＝0，1…N_p-1也是可以估计的，它在N_p个导频码元时间间隔内的变化可以忽略，我们对其做解调平均后可得： ${\hat{c}}_l\left(n\right)=\frac{1}{N_p}\underset{m=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_l(m,n)\exp \{-\mathrm{jk\π}\}---\left(6\right)$

(6)式中k的取值由对应第m个导频的图案决定，如果为1则取1，为0则取0。插值类算法所做的主要工作就是根据已知的

，插值出数据码元所对应的 ${\hat{c}}_l(m,n),m=N_p,N_p+1,\·\·\·N_p+N_d-1$ ，从而能够在解调中通过相关消除信道的影响。

通常采用的较为简单、易于实现的插值信道估计算法有下面介绍的高斯插值法。

高斯插值滤波器属于低通滤波器的范畴，不同阶数的高斯滤波器系数选取也是不同的，一般有零阶、一阶、二阶三种，高斯一阶插值用到了待求时隙和其后一个时隙的导频段数据，而高斯二阶插值则需要待求时隙及其前后各一个时隙的导频数据。它们对应的插值公式分别是： ${\hat{c}}_l(m,n)=Q_{-1}\left(\frac{m^{\′}}{N}\right){\hat{c}}_l(n-1)+Q_0\left(\frac{m^{\′}}{N}\right){\hat{c}}_l\left(n\right)+Q_1\left(\frac{m^{\′}}{N}\right){\hat{c}}_l(n+1);---\left(7\right)$

其中，N＝N_d+1，m′＝m-N_p+1＝1，2…N_d

各自的加权系数分别为：

高斯一阶： $Q_{-1}\left(\frac{m}{N}\right)=0$ $Q_0\left(\frac{m}{N}\right)=1-\left(\frac{m}{N}\right)$ $Q_1\left(\frac{m}{N}\right)=\frac{m}{N}---\left(8\right)$

可以看出，高斯一阶插值和线性插值实际上是等效的。

高斯二阶： $Q_{-1}\left(\frac{m}{N}\right)=\frac{1}{2}\{{\left(\frac{m}{N}\right)}^2-\frac{m}{N}\}$ $Q_0\left(\frac{m}{N}\right)=1-{\left(\frac{m}{N}\right)}^2$ $Q_1\left(\frac{m}{N}\right)=\frac{1}{2}\{{\left(\frac{m}{N}\right)}^2+\frac{m}{N}\}---\left(9\right)$

在将信道估计结果与经过延时的接收数据输送到软维特比解码器以及对应DPDCH信道插值部分时，为了抑制信道中的高斯噪声，不是直接输入

，而是先将其通过一个长度为2D_f+1的低通滤波器以提高信噪比，增加信道估计的精确度： ${\stackrel{\‾}{c}}_{k-D_f}=\underset{i=0}{\overset{{2D}_f}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i{\tilde{c}}_{k-i}---\left(10\right)$

由于WCDMA上行DPCCH信道时隙结构中导频符号较长，在采用插值法估计信道时，当运动速度很快，在一个时隙中前后导频符号经历的信道衰落有可能已经发生较大变化，这时将一个时隙所有导频段信道估值都进行平均将不再适用。

为了解决这一问题，本发明的方法将导频段信道衰落值分成长度为N’_p’，N_p’＜N_p的前后两部分进行平均： ${\hat{c}}_{l,f}\left(n\right)=\frac{1}{N_{p^{\′}}}\underset{m=0}{\overset{N_{p^{\′}}}{\mathrm{\Σ}}}{r}_l(m,n)\exp [-\mathrm{jk\π}]---\left(11\right)$ ${\hat{c}}_{l,b}\left(n\right)=\frac{1}{N_{p^{\′}}}\underset{m=N_p-N_{p^{\′}}}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_l(m,n)\exp [-\mathrm{jk\π}]$

在进行对第n个时隙的数据段的插值时，如采用高斯一阶插值，即利用第n个时隙导频段后N_p’个码元求得的信道衰落值

与第n+1个时隙前N_p’个码元求得的信道衰落值 分别作为公式(7)中的 与 来完成运算。

图2、图3是在不同的多普勒频率条件下取不同N_p’值得到的DPDCH误码率曲线。DPCCH每一时隙共有6个导频码元。

从得到的结果来看，当信噪比较低，信道衰落速度较低时，N_p’的长度可以取的较长，这时可令N_p’＝N_p，不必分别结算 与

；反之，当信道衰落很快时，N_p’如取一个时隙所有导频的长度，比只取2个，性能有所下降。可见，N_p’的选取对最终信道估计性能有一定影响。为了解决这一问题，本发明的方法提出了根据前端的速度估计装置提供的结果来确定N_p’长度的思想。它主要是在对信道衰落估值进行滤波去噪之前，先大致估计出当前信道衰落变化的多普勒频率

，根据这一结果采用查表的方法确定插值前进行平均的导频段信道值长度，从而达到根据移动台运动速度实时调整的目的。

此外，公式(10)中低通滤波器的阶数的选取对最终信道估计性能也有较大影响。因此本发明的方法也将估计出的′f_e用于调整滤波器阶数参数D_f，如果D_f预先确定，也可以通过改变{h_i，i＝0，1，…2D_f｝的取值达到近似的效果。

速度估计可以根据情况选择通过测量接收信号的统计特性，如接收包络的水平通过率或者自协方差，或是采用谱估计、小波变换等方法来完成。

本发明的是针对第三代移动通信系统WCDMA和CDMA2000上行信道结构，根据移动台速度估计，利用查找表方法或者对应参数计算公式同时调整插值前参与平均的导频段信道衰落值长度以及在判决反馈后形成的准连续导频的平滑长度的估计方法，从而以较少的运算量完成对于WCDMA和CDMA2000上行信道的精确信道估计过程，并达到在不同移动速度的通信条件下获得较好通信质量的效果。

该估计方法的主要思路是在线性插值判决反馈信道估计中，利用每一时隙导频段发射码元已知而求得对应的导频段衰落值；再累加平均去噪声以插值出数据段信道衰落值这一过程中；然后根据移动台运动速度，调节参与累加的导频段信道衰落长度，以适应不同的信道衰落带来的影响。

该估计方法进一步包括以下步骤：

a、首先利用发射导频码元已知，将其共轭后与对应的接收信号相乘，求出在导频段各个码元经历的带噪信道衰落值，进行累加去噪后，作为当前时隙导频段的信道衰落值，用来和下一个时隙得到的导频段信道衰落值进行插值，得到当前时隙中数据码元的去信道调制值，每一时隙中数据码元段对应的信道信息的初始估计；

b、各径根据步骤a得到的信道估计值，求得各径数据码元的去信道调制值，再进行RAKE合并，对其输出结果进行一次临时判决，恢复出对于发射数据码元的估计；

c、将各径接收信号的数据段与对应的由步骤b得到的发射数据码元估计值共轭后相乘，得到对于数据段衰落信道较为精确的估值，与延时后的导频段去信号调制值，也就是步骤a中求得的导频段信道衰落值合并起来，构成类似连续导频的数据序列；

d、将在步骤c中得到的对信道较为精确的估值通过一个长度为2D_f+l的平均滤波器，以进一步抑制信道估值中的噪声；

e、最后将经过步骤d的信道估值与经过延时的接收信号一起送入后面的软维特比解码部分。

所述的步骤a中累加去噪的长度参数以及步骤d中的低通滤波器阶数参数根据接收机速度估计装置提供的速度估计值，按照预定的对应关系计算或者查找表得到，移动台的运动速度越快，相应的长度参数取值和低通滤波器阶数参数越小。

请参阅图4所示，

本发明的估计装置包括依次相连接的分路器111、第一乘法器101、加法单元102、临时判决单元103、合路器112、第一共轭单元114、第二乘法单元104。该装置还包括低通滤波器106、第二共轭单元115、第三乘法单元116、维特比软译码器107、插值部分110、延时单元105、信道衰落速率估计单元108、查找表109，低通滤波器106、第二共轭单元115、第三乘法单元116、维特比软译码器107依次相连接，第二乘法单元104的输出分别接低通滤波器106和信道衰落速率估计单元108，信道衰落速率估计单元108的输出通过查找表109接至插值部分110、分路器111的另一路输出也接至插值部分110，插值部分110的输出接至第一乘法器101，查找表110的输出还分别接至低通滤波器106和延时单元105，延时单元105的输入与分路器111相并接，其输出通过第三乘法器116也接至维特比软译码器107。

在k时刻，接收机接收到第1径的DPCCH信号(接收信号第1径的第k个码元)，经过分路器111，分为导频段和数据段接收数据两部分。导频段接收数据y_kp，i(第1径分路器输出的导频数据第k个码元)被送入高斯一阶插值模块110，经过上述公式(11)、(7)、(8)的运算后，提供数据段第1径第k个信道值，共轭后与数据段接收数据y_kd，l由第一乘法单元101相乘，得到第1径第k个数据符号估计值

，它与其他径相应的估计值

一起通过加法单元102完成RAKE合并，得到合并值

，它经过临时判决单元103，输出发射数据符号BPSK调制估计值

，这一结果与已知的导频段的发射码元x_k，p经过合路器112合并，恢复成原来的时隙结构

，通过第一共轭单元114共轭后再与k时刻第1径的接收信号y_k，l经过第二乘法单元104相乘，得到对于k时刻信道比较准确的估计值被送入低通滤波器106，经过公式(10)选择滤波的长度，得到经过延时和抑制高斯噪声的信道估值

，再经第二共轭单元115共轭后与经过个符号延时单元105的第1径接收信号即

通过第三乘法单元116相乘，输出作为维特比软译码器107的输入。

同时， 也可以作为信道衰落速率估计单元108的输入，通过统计在单位时间内 旋转角度变化的频率，或者其他速度估计算法，可以得到关于当前信道衰落速率的一个大致的估计值 ，在查找表109内预先存储了信道衰落率和对应的适宜的参与平均的导频段信道值长度，根据输入

，得到当前一段时间应采用的累加去噪长度N_p’和低通滤波器阶数参数D_f，由它们来分别调整高斯插值器110、低通滤波器106，以及延时单元105等。

Claims (3)

1、一种速度自适应的信道估计方法，其特征在于，

该估计方法包括以下步骤：

a、首先利用发射导频码元已知，将其共轭后与对应的接收信号相乘，求出在导频段各个码元经历的带噪信道衰落值，进行累加去噪后，作为当前时隙导频段的信道衰落值，用来和下一个时隙得到的导频段信道衰落值进行插值，得到当前时隙中数据码元的去信道调制值，每一时隙中数据码元段对应的信道信息的初始估计；

b、各径根据步骤a得到的信道估计值，求得各径数据码元的去信道调制值，再进行RAKE合并，对其输出结果进行一次临时判决，恢复出对于发射数据码元的估计；

c、将各径接收信号的数据段与对应的由步骤b得到的发射数据码元估计值共轭后相乘，得到对于数据段衰落信道较为精确的估值，与延时后的导频段去信号调制值，也就是步骤a中求得的导频段信道衰落值合并起来，构成类似连续导频的数据序列；

d、将在步骤c中得到的对信道较为精确的估值通过一个长度为2D_f+1的平均滤波器，以进一步抑制信道估值中的噪声；

e、最后将经过步骤d的信道估值与经过延时的接收信号一起送入后面的软维特比解码部分。

2、如权利要求1所述的速度自适应的信道估计方法，其特征在于：所述的步骤a中累加去噪的长度参数以及步骤d中的低通滤波器阶数参数根据接收机速度估计装置提供的速度估计值，按照预定的对应关系计算或者查找表得到，移动台的运动速度越快，相应的长度参数取值和低通滤波器阶数参数越小。

3、一种速度自适应的信道估计装置，该装置包括依次相连接的分路器、第一乘法器、加法单元、临时判决单元、合路器、第一共轭单元、第二乘法单元，其特征在于：

该装置还包括低通滤波器、第二共轭单元、第三乘法单元、维特比软译码器、插值部分、延时单元、信道衰落速率估计单元、查找表，低通滤波器、第二共轭单元、第三乘法单元、维特比软译码器依次相连接，第二乘法单元的输出分别接低通滤波器和信道衰落速率估计单元，信道衰落速率估计单元的输出通过查找表接至插值部分、分路器的另一路输出也接至插值部分，插值部分的输出接至第一乘法器，查找表的输出还分别接至低通滤波器和延时单元，延时单元的输入与分路器相并接，其输出通过第三乘法器也接至维特比软译码器。

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