CN1265544A - 使用拉格朗日多项式插值法补偿信道失真的方法和系统 - Google Patents

Abstract

对于数字移动无线电传输,提供一种测量和校正传输信道中失真的新方法。已知的导频码元插入在数据流中。在接收机,导频码元的已知值的失真表示信道失真。已知导频码元的接收值的拉格朗日插值用于估计导频码元内的信道失真。

Description

使用拉格朗日多项式插值法 补偿信道失真的方法和系统

本发明涉及数字信号处理，尤其涉及补偿数字移动无线电传输中的信道失真。

数字移动无线电通信在传输信道中受到失真的影响。由于移动发射机或接收机的多普勒效应和由于反射的传播的多个路径是引起这种失真的两个主要原因。在直接序列码分多址(DS-CDMA)系统中对于这种失真的补偿是特别重要的。精确的信道失真补偿使DS-CDMA系统能够以相干的延迟锁定跟踪环(DLL)方式工作，该方式具有优于非相干延迟锁定跟踪环方式的许多优点。与非相干DLL方式相比，相干的DLL方式的工作减少背景噪声多达3dB，并且对于相同的BER(误码率)，要求较少的发射功率输出。

在数字移动无线电信道中的失真主要地表现为信道增益的幅度和相位变化。如果能够精确地估计信道增益，则可以获得对于信道失真很好的补偿。一种获得信道增益很好估计的方法是基于在数据流中每隔一定时间插入已知的码元。当在接收机恢复这些码元时得到由于时变信道增益引起的与它们已知值不一致的任何偏差。从这些偏差可以估计信道增益。对于这种已知码元的插入和恢复的各种方法是公知的，但所有这些方法都受到限制。例如，一种这样的估计方法一次仅使用几个码元，使得这种方法易受噪声影响。另一种示范的方法使用试验的方法来确定一个固定组的估计公式。这些固定的估计公式不调节在一个实际信道的工作期间存在的变化状态。

本发明提供一种有效的方法，用于估计和补偿基于已知导频码元周期地插入数据流的数字移动无线电传输系统中的快速幅度和相位波动。多个连续的码元被插入并且连续接收的值被平均以克服随机噪声。这些平均值提供复数的、随机信道增益的样本。这些样本用于通过拉格朗日多项式方法的插值以产生由每个信道数据码元受到的幅度和相位失真值。

图1是一个典型的DS-CDMA接收机的方框图。

图2是一个四相移相键控(QPSK)调制图。

图3是一个通过把导频码元插入在每个块开始而将一个数据流分成块的示意图。

图4描述了一个基本的信道估计和补偿处理器。

图5描述了一个使用加权多时隙平均(WMSA)方法的信道估计和补偿处理器。

图6描述了一个根据本发明方法的信道估计和补偿处理器。

本发明是一种直接的改进方法，用于在数据以数字方式发射的无线通讯系统中确定信道增益。以后根据基于DS-CDMA无线系统的优选实施例描述本发明方法的应用。然而，对于本领域的技术人员来说，很明显本发明的方法可以应用于各种数字无线系统。

图1是一个当前技术的典型DS-CDMA接收机系统的方框图。天线100接收扩谱射频(RF)信号。一般的载频是2吉赫兹(GHz)，具有5兆赫兹(MHz)的典型带宽。RF接收机/解调器102从载频向下变换。结果是一个模拟基带信号，该信号一般以每秒32千比特(kbps)由一个编码的数据流调制，并且一般以每秒4.096兆码片(Mcps)由扩展信号再调制(“码片”是一个周期时间扩展信号的标准术语)。匹配的滤波器104通过与扩展信号的相位相关而去除扩展信号。剩余的模拟基带信号由信道估计和补偿处理器106处理以产生一个编码数据的估计。

因为在天线100接收的RF信号一般将包括源传输的多个图像的重叠--表示通过不同延迟的传播的不同路径--多种滤波器104和补偿处理器106的情况可以用于从多个最强传播路径的每一个提取一个编码数据流的估计。瑞克组合器108线性地组合这些估计以产生一个较高置信度的原始编码数据的组合估计。最后，译码器110提取原始数据传输。

在信道估计和补偿处理器106输入端的信号是被信道传播和随机噪声失真的调制基带信号。数据调制可以基于任何已知的方法，但对于本发明的说明实施例来说，采用的是四相移相键控(QPSK)，它将一个数据流表示为一个四态码元序列。

图2说明了四种QPSK码元状态。同相基带载波信号I 200被设置为+1状态或-1状态，-1状态与+1状态的方向呈180°。类似地，正交基带载波信号Q 202被设置为+1状态或-1状态，-1状态与+1状态的方向呈180°。I和Q信号被组合以产生一个具有如图2所示四个状态204、206、208和210的两维信号。

为了数学上方便，如同那些QPSK调制的两维信号时间序列可以表示为一个时间的复数函数。让复数时间函数z(t)是最初发射的QPSK调制的基带信号。则在信道估计和补偿处理器106输入端的信号是：

    u(t)＝c(t)z(t)+n(t)       [方程式1]

这里c(t)是复数的、时变信道增益，而n(t)是随机噪声。如果你能够计算出c(t)很好的估计(以后表示为 )并且n(t)是可忽略的很小或通过平均被减少到不重要，则z(t)的很好的估计是： $\hat{z}=\frac{u\left(t\right)}{\hat{c}\left(t\right)}$ [方程式2]

方程式2可以重新安排以解决

并且因此在任何时刻的信道失真的近似值可以由在该时刻的接收信号和原始信号的值计算。如果具有值p的已知导频码元及时地在特定点上插入原始信号中，则原始信号在那些点是已知的并且在那些点的信道失真值可以由在那些点的接收信号的值和原始导频信号值计算。然后，得到“信道估计”作为在导频信号点的这些信道函数样本值的插值。

图3示出一个数据流302，分成每个块M个码元的有序的、连续的块。每个块的传输周期是T_B。在每个块的开始，一个或多个已知导频码元插入在数据流302中。

图4是一个信道估计和补偿处理器的示意图，该处理器根据Sampei和Sunaga的方法使用插入的导频码元(S.Sampei和T.Sunaga的“用于陆上移动无线电通讯的QAM的瑞利衰落补偿”，见1993年5月的IEEE Transactions on Vehicular Technology第42卷第2号，第137-147页)。输入模拟基带信号u(t)400提供给码元同步模块408和块同步模块406并且由码元同步模块408和块同步模块406处理。码元和块同步模块的输出被处理以产生控制模数采样电路402(以一个开关状符号描述)的导频码元采样时钟404，该电路402工作以引起导频码元信号的数字值被发送到复数乘法器411。复数乘法器411的输出表示在一个特定导频码元时的信道增益估计。这个估计被发送到延迟线412。

码元同步模块408也控制模数采样电路410(以一个开关状符号描述)，该电路410工作以在每个码元时刻引起输入基带信号u(t)400的数字值被存储在延迟线426中。

现在一起考虑图3和图4，描述对于图3数据流302中一个任意选择块0中码元的信道增益估计方法。参考图3的时帧300，码元采样时间 $t_{k,m}={\mathrm{NT}}_B+\left(\frac{m}{N}\right)T_B$ [方程式3]

是第k个块中第m个码元的采样时间。为了计算在块0中码元的信道增益估计，在t_-1，0、t_0，0和t_1，0采样导频码元--即在每个块的开始有一个导频码元，并且来自块-1、0和1的码元用于信道估计。对于每个输入导频码元样本u(t_k，0)，复数乘法器411计算 $\hat{c}\left(t_{k,0}\right)=u\left(t_{k,0}\right)/p_k=c\left(t_{k,0}\right)+n\left(t_{k,0}\right)/p_k$ [方程式4]

这里p_k是在数据块k开始导频码元的已知值。这些信道增益估计存储在延迟线412中。

复数乘法器414、416和418用于将延迟线412中的信道增益估计乘以适当的加权系数α_-1(m)、α₀(m)和α₁(m)，并且乘法器结果在复数加法器420中加起来[根据已知的方法经验地确定系数α的值]。因此生成的和422(在加法器420的输出端)用代数方法表示为： $\hat{c}\left(t_{0,m}\right)=\hat{c}(t_{\mathrm{0,0}}+{\mathrm{mT}}_s)=\hat{c}(t_{\mathrm{0,0}}+\frac{m}{N}{T}_B)={\mathrm{\α}}_{-1}\left(m\right)\hat{c}\left(t_{-\mathrm{1,0}}\right)+{\mathrm{\α}}_0\left(m\right)\hat{c}\left(t_{\mathrm{0,0}}\right)+{\mathrm{\α}}_1\left(m\right)\hat{c}\left(t_{\mathrm{1,0}}\right)$

[方程式5]

T_s定义为码元周期。

方程式5根据存储在延迟线412中导频码元采样时间的信道增益估计值构成在一个任意选择块0中第m个码元的码元采样时间的估计信道增益值的二阶高斯插值。

然后由复数乘法反相器424计算生成的和422的反相。由延迟线426产生基带码元样本428，这里建立延迟以通过在相同采样时间估计信道增益的计算同步该基带码元样本。然后复数乘法器430将反相器424的输出与码元样本428相乘以产生根据方程式2的原始数据码元432的估计。

因为刚才描述的信道估计的方法每个数据块仅插入一个导频码元并且使用仅仅来自三个数据块的导频码元，所以该方法很容易受到由于噪声恶化的影响。

在图5中，描述了信道估计和补偿处理器，该处理器根据Andoh、Sawahashi和Adachi的方法使用插入的导频码元(见H.Andoh、M.Sawahashi和F.Adachi的“对于DS-CDMA移动无线电相干的瑞克组合使用时分复用导频码元的信道估计，(IEEE，PIMRC’97，Helsinki，Finland，1997年9月第1-4日)”)，该方法称为加权多时隙平均(WMSA)。借助于该方法，输入模拟基带信号u(t)500被码元同步模块408和块同步模块406处理。码元和块同步模块的输出被处理以产生导频码元采样时钟504，该时钟控制模数采样电路402(以一个开关状符号描述)以引起导频码元信号的数字值被发送到复数乘法器511。复数乘法器511的输出表示在一个特定导频码元时的信道增益估计。这个估计发送到延迟线512。

码元同步模块408也控制模数采样电路410(以一个开关状符号描述)，该电路工作以在每个导频码元时刻引起输入基带信号u(t)500的数字值被存储在延迟线526中。

回来参考图3，对于数据流302的一个任意选择块0中码元的信道增益估计将被描述用于使用图5信道估计和补偿处理器的WMSA方法。如上面图3描述和由方程式3定义的码元采样时间是第k个块中第m个码元的采样时间。在t_k，m采样导频码元，这里k＝-2，-1，0，1，2，3而m＝0，1，2，3--即在每个块的开始有四个导频码元，并且来自块-2，-1，0，1，2和3的码元用于信道估计。对于每个输入导频码元样本u(t_k，m)，复数乘法器511计算 $\hat{c}\left(t_{k,m}\right)=u\left(t_{k,m}\right)/p_{k,m}=c\left(t_{k,m}\right)+n\left(t_{k,m}\right)/p_{k,m}$ [方程式6]

这里k＝-2，-1，0，1，2，3而m＝0，1，2，3，并且p_k，m是在块k中位置m的导频码元的已知值。这些信道增益估计存储在延迟线512中。

复数平均模块534用于平均与存储在延迟线512的每个块开始的四个连续导频码元有关的四个信道增益估计。这种平均使与方程式4的噪声项有关的误差减至最小。当然，噪声项误差对于结合图4描述的方法来说较大，它不能使用这种平均。

复数乘法器514、515、516、517、518和519用于将平均模块534的输出乘以适当的系数α_-2、α_-1、α₀、α₁、α₂和α₃，并且乘法器结果在复数加法器520中加起来。因此生成的和522(在加法器520的输出端)被代数方法表示为： $\hat{c}\left(t_{\mathrm{0,0}}\right)=\hat{c}\left(t_{0,m}\right)=\underset{k=-2}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\α}}_k}{4}\underset{m=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}\hat{c}\left(t_{k,m}\right)$ [方程式7]

从这个方程式，可以看出信道增益估计 用于块0中的所有码元采样时间，而不管m的值。也注意到α系数与m无关。对于WMSA方法，这些系数在试验期间通过调节它们被经验地得到以获得对于一个特定的实际信道状态组的最好性能。然而，在实际工作期间这些系数被保持恒定--即它们不能动态地调节变化状态。

随后由复数乘法反相器424计算生成和522的反相。基带码元样本528由延迟线526产生，这里建立延迟以通过在相同采样时间估计信道增益的计算同步该基带码元样本。复数乘法器430随后将反相器424的输出与码元样本528相乘以产生根据方程式2的原始数据码元532的估计。

总之，由于连续导频码元的平均，这种估计信道增益的WMSA方法比第一种方法具有较好的噪声容限，但它使用静态的插值公式并且不能动态地调节变化信道状态。

下面结合图6描写的信道估计和补偿处理器来描述根据本发明方法确定基于插入导频码元的信道增益的自适应方法。输入基带信号u(t)500由码元同步模块408和块同步模块406处理。码元和块定时模块的输出被处理以产生控制模数采样电路402(以一个开关状符号描述)的导频码元采样时钟504来引起导频码元信号的数字值被发送到复数乘法器511。复数乘法器511的输出表示在一个特定信道码元时的信道增益估计。这种估计发送到延迟线512。

码元同步模块408也控制模数采样电路410(以一个开关状符号描述)，该电路工作以在每个导频码元时刻引起输入基带信号u(t)500的数字值被存储在延迟线526中。

现在，相对于图6信道估计和补偿处理器的功能元件描述对于图3数据流302中一个任意选择块0中码元的根据本发明方法的信道增益估计。如上面图3描述并且由方程式3定义的码元采样时间是在第k个块第m个码元的采样时间。在t_k，m采样导频码元，这里k＝-2，-1，0，1，2，3而m＝0，1，2，3--即在每个块的开始有四个导频码元，并且来自块-2，-1，0，1，2和3的码元用于信道估计。对于每个输入导频码元样本u(t_k，m)，通过复数乘法器511根据方程式6计算信道增益估计。这些信道增益估计随后存储在延迟线512中。

复数平均模块534用于平均与存储在延迟线512的每个块开始四个连续导频码元有关的四个信道增益估计。这种平均工作使与方程式4的噪声项有关的误差减至最小。同样，应该理解每个块多于四个码元的使用将使得更好的抵消噪声误差。因此，尽管本发明方法的优选实施例基于每块四个码元的使用，但该方法也期待更多数量码元的使用。

复数乘法器614、615、616、617、618和619用于将平均模块534的输出乘以适当的加权系数α_-2(m)、α_-1(m)、α₀(m)、α₁(m)、α₂(m)和α₃(m)，并且乘法器结果在复数加法器520中加起来。因此生成的和622(在加法器520的输出端)被代数方法表示为： $\hat{c}\left(t_{0,m}\right)=\hat{c}(t_{\mathrm{0,0}}+{\mathrm{mT}}_s)=\hat{c}(t_{\mathrm{0,0}}+\frac{m}{N}{T}_B)=\underset{k=-2}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\α}}_k\left(m\right)}{4}\underset{m=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}\hat{c}\left(t_{k,m}\right)$ [方程式8]

α系数定义如下(采用

)： ${\mathrm{\α}}_{-2}\left(m\right)=\frac{-q(q^2-1)(q-2)(q-3)}{120}$ [方程式9] ${\mathrm{\α}}_{-1}\left(m\right)=\frac{q(q-1)(q^2-4)(q-3)}{24}$ [方程式10] ${\mathrm{\α}}_0\left(m\right)=\frac{-q(q^2-1)(q^2-4)(q-3)}{12}$ [方程式11] ${\mathrm{\α}}_1\left(m\right)=\frac{q(q+1)(q^2-4)(q-3)}{12}$ [方程式12] ${\mathrm{\α}}_2\left(m\right)=\frac{-q(q^2-1)(q+2)(q-3)}{24}$ [方程式13] ${\mathrm{\α}}_3\left(m\right)=\frac{q(q^2-1)(q^2-4)}{120}$ [方程式14]

方程式8到方程式14构成一个来自存储在延迟线512的导频码元采样时间上信道增益的估计值的在块0上任何码元的码元采样时间上估计信道值的五阶(六点)拉格朗日多项式插值。根据本发明的方法，使用中心在块0的相应的r个块以及使用在每个块开始的任何P＜N数量的导频码元，这种插值能够以任何阶(r-1)拉格朗日插值构成。生成的信道增益估计是： $\hat{c}\left(t_{0,m}\right)=\hat{c}(t_{\mathrm{0,0}}+{\mathrm{mT}}_s)=\hat{c}(t_{\mathrm{0,0}}+\frac{m}{N}{T}_B)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{\α}}_k\left(m\right)}{P}\underset{m=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\hat{c}\left(t_{k,m}\right)$ [方程式15]

这里对于偶数r，-0.5(r-2)≤k≤0.5r，而对于奇数r，-0.5(r-1)≤k≤0.5(r-1)

在这种一般的情况下，α系数定义如下(采用 )：

对于偶数r： ${\mathrm{\α}}_k\left(m\right)=\frac{{(-1)}^{0.5r+k}}{(0.5r-1+k)!(0.5r-k)!(q-k)}\underset{a=1}{\overset{r}{\mathrm{\Π}}}(q+0.5r-a)$ [方程式16]

对于奇数r： ${\mathrm{\α}}_k\left(m\right)=\frac{{(-1)}^{0.5(r-1)+k}}{(0.5r-0.5+k)![0.5(r-1)-k]!(q-k)}\underset{a=0}{\overset{r-1}{\mathrm{\Π}}}[q+0.5(r-1)-a]$

[方程式17]

再次参考图6的信道估计和补偿处理器，随后生成和622的反相由复数乘法反相器424计算。基带码元样本528由延迟线526产生，这里建立延迟以通过在相同采样时间估计的信道增益的计算同步该基带码元样本。然后复数乘法器430将反相器424的输出与码元样本528相乘以产生根据方程式2的原始数据码元632的估计。

已经描述的信道估计方法对每个数据块的一个或多个连续导频码元起作用并且结合了导频码元之间估计信道增益的拉格朗日插值。这个插值的参数动态地调节变化信道状态。

虽然本发明的方法和该方法的说明应用已经详细地进行描述，但是应该理解可以进行各种变化、更改和替换而不会背离如附加权利要求书定义的本发明的精神和范围。

Claims (17)

1.一种恢复具有多个数据块的数据信号的方法，其中每个所述数据块包括多个编码数据位和多个已知导频位，所述方法包括步骤：

根据相对于所述已知导频位的接收数据信号的比较，估计接收数据信号中信道失真量；

将拉格朗日多项式插值应用于所述估计的信道失真以提供信道失真的加权估计；

将信道失真的所述加权估计应用于每个所述数据块以补偿所述信道失真。

2.如权利要求1所述的方法，其中估计信道失真的所述步骤包括：

估计来自所述多个接收导频位的幅度或相位信息的所述信道失真。

3.如权利要求2所述的方法，其中：

通过计算所述数据块中所述多个接收导频位的平均幅度值和平均相位值来做出所述信道失真的估计。

4.如权利要求1所述的方法，其中：

通过计算所述数据块中所述多个接收导频位的平均幅度来做出所述信道失真的估计。

5.如权利要求2所述的方法，其中：

通过计算所述数据块中所述多个接收导频位的平均相位来做出所述信道失真的估计。

6.如权利要求1所述的方法，其中应用拉格朗日多项式插值的所述步骤包括：

将R-1阶拉格朗日多项式插值应用于R个数据块的所述信道失真估计。

7.如权利要求6所述的方法，其中：

所述拉格朗日多项式插值的加权系数由本说明书的方程式16和方程式17表示。

8.在用于接收包括多个数据块的数据流的接收系统中，所述数据块包含多个已知导频位和多个编码数据位，一种信道估计和补偿处理器包括：

失真补偿装置，工作以确定利用拉格朗日多项式插值加权因子算法的信道失真参数，以及

用于确定来自所述信道失真参数的信道失真估计并且将所述信道失真估计应用于所述多个数据块的装置。

9.如权利要求8所述的信道估计和补偿处理器还包括：

一个用于存储一部分所述多个导频位的信号参数的存储装置，所述信号参数是在相关数据块中信道失真的估计，并且用于存储通过预定时间增量及时延迟的所述多个数据块中至少一个；

归一化存储在所述存储装置中信道失真的每个所述估计的装置，以及将所述拉格朗日多项式插值计算的加权因子应用于信道失真的每个所述归一化估计的装置；

用于将信道失真的每个所述加权归一化估计加起来的装置，所述和是一个信道失真的估计；以及

用于将信道失真的所述估计应用于所述存储、延迟的数据块的装置。

10.如权利要求9所述的信道估计和补偿处理器，其中：

所述信号参数被确定为所述多个接收导频位的测量幅度和相位值的代数函数。

11.如权利要求9所述的信道估计和补偿处理器，其中：

所述信号参数被确定为所述多个接收导频位的测量幅度值的代数函数。

12.如权利要求9所述的信道估计和补偿处理器，其中：

所述信号参数被确定为所述多个导频位的测量相位值的代数函数。

13.如权利要求9所述的信道估计和补偿处理器，其中：

存储在所述存储装置中的所述信号参数相应于所述数据块的一个预定数R。

14.如权利要求13所述的信道估计和补偿处理器，其中：

如果R是偶数，则所述预定延迟时间增量是第一个值，而如果R是奇数，则所述预定延迟时间增量是第二个值。

15.如权利要求14所述的信道估计和补偿处理器，其中：

所述预定延迟时间增量的所述第一个值等于(R/2+1)的整数值而所述预定延迟时间增量的所述第二个值等于R/2的整数值。

16.如权利要求13所述的信道估计和补偿处理器，其中：

使用(r-1)阶拉格朗日多项式插值计算所述拉格朗日多项式插值加权因子。

17.如权利要求14所述的信道估计和补偿处理器，其中：

所述加权因子在本说明书的方程式16和方程式17中表示。

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